DE2756252A1 - Anordnung zum kombinieren von datensymbolen entsprechend einer vorbestimmten gewichtsfunktion - Google Patents
Anordnung zum kombinieren von datensymbolen entsprechend einer vorbestimmten gewichtsfunktionInfo
- Publication number
- DE2756252A1 DE2756252A1 DE19772756252 DE2756252A DE2756252A1 DE 2756252 A1 DE2756252 A1 DE 2756252A1 DE 19772756252 DE19772756252 DE 19772756252 DE 2756252 A DE2756252 A DE 2756252A DE 2756252 A1 DE2756252 A1 DE 2756252A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- weight function
- data symbols
- symbol
- signals
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2021—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change per symbol period is not constrained
- H04L27/2025—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change per symbol period is not constrained in which the phase changes in a piecewise linear manner within each symbol period
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
Die Erfindung befaßt sich mit einer Anordnung zum Kombinieren von Datensymbolen, deren Amplituden gemäß
einer Zeitfunktion entsprechend einer vorbestimmten Gewichtsfunktion geformt sind und die Signale umfassen,
die für ein Zeitintervall in einen von mehreren diskreten Zuständen moduliert sind, und Signale, die
deren zeitliche Fortsetzungen aufweisen.
Bei Phasenumtast- (PSK-)Datenübertragungsanlagen sind
die übertragenen Wellenformen abrupt moduliert, und das modulierte Signal erzeugt eine bedeutende Menge
an Außerband-Energie, die zusätzlich in einer Spektralüberlappung resultieren kann. Eine solche unerwünschte
Energie, sowohl außerhalb des Bandes als auch innerhalb des Bandes, beeinträchtigt die Gesamtübertragungsqualität.
Diese unerwünschte Energie, die oft als Verzerrung bezeichnet wird, kann auf eine Anzahl
Methoden reduziert werden. Eine bekannte gewünschte Methode umfaßt ein aktuelles Formen des Überganges
zwischen benachbarten modulierten Signalelementen (Datensymbolen). Die unerwünschte Energie in einem
abrupt modulierten PSK-Signal wird vorteilhafterweise
reduziert, wenn Datensymbole entsprechend einer vor-
809825/0938
bestimmten Formings- (Gewichts-)Funktion kombiniert werden. Die Gewichtsfunktion kennzeichnet die Einfügung
von Datensymbolen auf einem Ausgangssignalweg durch Spezifizieren des Prozentsatzes einer zuzulassenden
vollen Amplitude als Funktion der Zeit.
Eine Anordnung, die der Minimierung der durch abrupte Modulation verursachten Außerband-Energie dient, ist in
der US-PS 3 128 342 beschrieben. Gemäß dieser Patentschrift werden alternierende Bitpaare (Dibits), die
von einer Quelle binärer Ziffern abgeleitet sind, zwei getrennten Zählketten zugeführt, um zwei Quellen für
PSK-Signale zu schaffen. Jedes Dibit entspricht einem Datensymbol und ist solchermaßen angeordnet, daß es
die Phase einer PSK-Signalquelle für ein zwei Dibit- (Symbol-)
Perioden dauerndes Intervall steuert. Diese Quellen werden durch Umhüllungsmodulatoren gewichtet, von denen
jeder eine PSK-Signalquelle mit einer angehobenen Kosinuswelle multipliziert. Die Produkte werden dann
in einem Summierverstärker kombiniert und danach qefiltert, um Außerband-Energie zu entfernen. Die Datensymbole am
Filterausgang sind bereit zur übertragung. Jedoch sind zwei Datensymbolquellen plus eine zugeordnete Steuerschaltungsanordnung
erforderlich, um eine Verzerrung durch Kombinieren von Signalen entsprechend einer vor-
809825/091«
bestimmten Gewichtsfunktion zu verringern.
Eine anderen Anordnung ist in der US-PS 3 749 843 gezeigt. Diese Patentschrift beschreibt die Multiplikation
eines Datensymbols mit einer Folge fester Beträge entsprechend einer vorbestimmten Gewichtsfunktion. Die
Gewichtsfunktion ist in der Verschaltung von Verknüpfungslogikgattern untergebracht und wird durch aufeinanderfolgende
Zustände eines Zeitsteuerungssignals in eine sequentielle Ordnung gebracht. Zwei Datensymbolquellen
der in der US-PS 3 128 342 beschriebenen Art werden verwendet, um Datensymbole über ein Intervall von zwei
Symbolperioden auf einen Ausgangssignalweg aufzuprägen. Während die US-PS 3 74 9 843 den Multiplikationsvorgang
verbessert, bleibt das Erfordernis einer Vielzahl von Datensymbolquellen und der zugeordneten Steuerschaltungsanordnung
unverändert.
Beide genannten US-Patentschriften führen zur Folgerung,
daß die Verzerrung weiter verringert werden kann, indem Datensymbole überfein Intervall, das größer als zwei
Symbolperioden ist, auf einen Ausgangssignalweg gegeben werden. Jede zusätzliche Symbolperiode macht nicht nur
eine weitere Datensymbolquelle nötig, sondern erfordert
auch, daß die Dauer der Datensymbole von jeder Quelle
'Λ 0 ;1 rt 2 5 / Π 9 1 fl
um noch eine weitere Symbolperiode ausgedehnt werden.
Jede zusätzliche Symbolperlode macht weiter eine wesentliche Vergrößerung der Schaltungsanordnung zur Durchführung einer
erweiterten Gewichtsfunktion erforderlich.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, das Erfordernis für eine Vielzahl von Modulatoren oder Datensymbolquellen
auszuschalten und die Verzerrung weiter zu verringern, indem Datensymbole über ein Intervall, das
größer als zwei Symbolperioden ist, auf einen Ausgangssignalweg gegeben werden, ohne daß eine wesentliche
Vergrößerung der Schaltungsanordnung erforderlich wäre.
Die Lösung dieser Aufgabe ist im Anspruch 1 gekennzeichnet und in den Unteransprüchen vorteilhaft weitergebildet.
Im folgenden wird die Erfindung unter Gegenüberstellung mit bekannten Lösungen an Hand von Ausführungsformen
näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild der in der erstgenannten US-PS erläuterten
bekannten Lösung;
809825/0938
Fig. 2 ein vereinfachtest Blockschaltbild der in der zweitgenannten US-PS erwähnten
digitalen Multiplizierschaltung;
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen
Kombinieranordnung;
Fig. 4 eine Schaltung zum Erhalt einer Vielzahl von Steuerzuständen eines Taktes und zu
deren Zuführung zu einer Multiplizierschaltung;
Fig. 5 schematisch eine erfindungsgemäße Ausführungsform
für einen Betrieb bei zwei speziellen Baudraten;
Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Kombinieranordnung, bei der zur weiteren Verringerung
der Verzerrung Datensymbole über ein ViersymbolIntervall
eingeführt werden, gemäß der Erfindung; und
Fig. 7 eine Gewichtsfunktion mit einem Vorläufer und einem Schlußteil, die für eine digitale
Ausführung quantisiert und zur praktischen
809825/0938
Ausführung der Erfindung brauchbar ist.
Erfindungsgemäß wird die Amplitude der Datensymbole entsprechend
einem Abschnitt einer rvorbestimmten Gewichtsfunktion eingestellt, und zeitliche Fortsetzungen dieser
ursprünglichen Datensymbole, die als ausgedehnte Datensymbole bezeichnet werden, werden entsprechend einem
anderen Abschnitt der vorbestimmten Gewichtsfunktion eingestellt. Durch diese getrennte Verarbeitung des ursprünglichen
und des ausgedehnten Abschnitts des Gesamtdatensymbols ist ohne Rücksicht auf die Anzahl der Symbolperioden,
über welche das Datensymbol auf einen Ausgangssignalweg gegeben wird, nur eine Datensymbolquelle erforderlich.
Ein Transversalfilter, das ursprünglichen Datensymbole annehmen kann und Multipliziervorrichtungen umfaßt, die
an Abgriffen längs einer Verzögerungsleitung angeordnet sind, wird zur Bildung ausgedehnter Datensymbole und
zur Einstellung der Amplitude der ursprünglichen und der ausgedehnten Datensymbole verwendet.
Entsprechend einer speziellen Ausführungsform der Erfindung wird eine einzige Quelle abrupt modulierter PSK-Signale
809825/0938
einer Dauer von T Sekunden verwendet, um ursprüngliche Datensymbole zu liefern. Damit Datensymbole über eine
Dauer mehrerer Symbolperioden auf einen Ausgangssignalweg gegeben werden können, sind Vorrichtungen zur Erzeugung
ausgedehnter Datensymbole vorgesehen. Ein Gesamtdatensymbol wird aus Segmenten gebildet, die ein Ursprungdatensymbol
und ein ausgedehntes Datensymbol umfassen. Die vorbestimmte Gewichtsfunktion ist ebenfalls in zwei
Segmente unterteilt, die je eine Dauer gleich der Dauer eines entsprechenden Segmentes des Gesamtdatensymbols
aufweisen und damit multipliziert werden. Die Produkte der Multipliziervorrichtungen werden dann zueinander
addiert.
Eine bekannte Methode zum Glätten von Phasenübergängen eines abrupt modulierten Vierphasen-PSK-Signals, wie
sie ausführlich in der ersterwähnten US-PS beschrieben ist, ist funktionell in Fig. 1 gezeigt. Serielle binäre
Ziffern, die zu übertragende Benutzerdaten darstellen, gelangen auf einer Eingangsleitung 131 mit einer Folgefrequenz
von 2/T Bits pro Sekunden in einen Phasencodierer 101. Der Phasencodierer 101 entspricht den
Zähllogik- und Phasenlogikschaltungen der ersterwähnten US-PS. Der Phasencodierer bildet die Bit-Zeitperioden
809825/0938
einer Dauer von T Sekunden, die Eingangsbitpaare umfassen, und entwickelt während einer jeden Dibit-Periode ein
Signal, das eine bestimmte Phasenverschiebung bezeichnet. Bei einem unterschiedlichen PSK-System, wie es in der
ersterwähnten Patentschrift beschrieben ist, ist die vom Codierer 101 für das momentane Datensymbol bestimmte
Phase gemeinschaftlich eine Funktion der Phase des von einem Datenselektor 100 gelieferten vorausgehenden
Datensymbols und eines Dibits, das an einen Binärdateneingang 131 geliefert worden ist. Der Datenselektor
100 entspricht dem Binärzähler (23) und den Zugriffsgattern (13), die in Fig. 2 der erstgenannten US-PS
gezeigt sind. Der Datenselektor 100 liefert eine Bestimmung der Phase eines Kanalbinärs (wie eines
Binärs 102) an den Phasencodierer 101 und liefert die Phasenbestimmung des Datensymbols vom Phasencodierer
101 zum anderen Kanalwbinär (wie einem Binär 103). Die
Lieferung dieser Phaseninformation wird durch einen Symboltakt auf Leitung 130 synchronisiert, dessen
Periode der Dibit-Periode von T Sekunden entspricht.
Die den Kanälen A und B der ersterwähnten US-PS entsprechenden Kanalbinäre 102 und 103 erzeugen je eine
Trägerwelle der Frequenz f , die durch die Frequenz des Trägertaktsignals und die Zahl der binären Teilungszellen
innerhalb der Schaltungen 102 und 103 fest-
5/6 809825/0938
gelegt ist. Eine Phasenverschiebung wird geliefert, um die Kanalbinäre bei jeder Symbolperiode abzuwechseln.
Die dem Kanalbinär 102 gelieferte Phasenbestimmung wird beispielsweise bestimmt, indem die im Binär 103 gespeicherte
Phase beobachtet und berechnet wird, wie sie wäre, wenn sie um einen Betrag verschoben wäre, der
durch eine zugeordnete Phasenverschiebung bestimmt ist, die zujdem im Phasencodierer 101 gespeicherten Dibit gehört.
Bei diesem Beispiel sind 4 Dibits möglich: 00, 01, 11, 10, und sie entsprechen zugeordneten Phasenverschiebungen
von 45, 135, 225 und 315 Grad.
Die Trägerwellen auf Leitungen 104 und 106, die entsprechend
den Benutzerdaten phasenmoduliert sind, gelangen in die Multipliziervorrichtungen 108A und 108B. Die Multipliziervorrichtung
108A bildet ein Produkt zwischen der Trägerwelle auf Leitung 104 und einer Gewichtsfunktion g(t),
die eine angehobene Kosinuswellenform aufweist, die durch Teilen der Symboltaktfrequenz durch einen Faktor zwei
und durch Tiefpaßfiltern des resultierenden Signals erzeugt
worden ist und eine Gleichstromverschiebung aufweist, die gleich dem Spitzenwert des gefilterten Signals
ist (wie es grafisch in Fig. 1 gezeigt ist). Das Produkt der Multiplikation ist eine phasenmodulierte Trägerwelle,
809825/0938
deren Amplitude sich über ein Zeitintervall von zwei
T Sekunden oder zwei Datensymbolintervalle von Null auf einen Maximalwert und wieder zurück zu Null ändert.
Die Multipliziervorrichtung 108B führt dieselbe Operation zwischen der Trägerwelle auf Leitung 106 und
der Gewichtsfunktion g(t-T) aus, bei der es sich um die gleiche Gewichtsfunktion wie bei g(t) handelt, jedoch T Sekunden später. Die von den Multipliziervorrichtungen kommenden Signale werden dann in einem
summierenden Verstärker 110 kombiniert und durch ein Tiefpaßfilter 112 geformt. Wie ausführlich im ersterwähnten US-Patent beschrieben ist, erhält man ein
abrupt moduliertes differentielles PSK-Signal mit geringer Verzerrung.
Derselbe Grundvorgang tritt bei der in Fig. 2 der zweitgenannten US-PS gezeigten Methode auf, mit der
Ausnahme, daß die Umhüllungsmodulations- (Multiplikations-) Funktion digital durchgeführt wird. Die Gewichtsfunktionen
g(t) und g(t-T) sind in der Verschaltung von Verknüpfungslogikgattern in einem Logiknetzwerk 113 untergebracht.
Eine Multiplikation wird durchgeführt, indem dem Logiknetzwerk 113 auf Eingangsleitungen 104 und 105 Symbole
zugeführt und diese sequentiell durch das Logiknetzwerk
809825/0938
durchgesteuert werden, und zwar entsprechend aufeinanderfolgenden Stufen eines von einer Logiksteuerschaltung
115 gelieferten Zeitsteuerungssignals. Das Ergebnis dieser Multiplikation ist ein paralleles
Digitalsignal, das von einem Digital/Analog-Wandler 114 in Analogform umgewandelt und dann von einem Tiefpaßfilter
117 geformt wird.
Bei jeder bekannten Druckschrift liefern die Kanalbinäre 102 und 103 je ein Symbol mit einer Dauer von
2T Sekunden, damit das Symbol graduell über eine Periode von 2T Sekunden auf den Ausgangssignalweg
gegeben wird. Die gleichen Ergebnisse erreicht man in einer kompakteren Weise durch die in Fig. 3 gezeigte
vorliegende Erfindung. Während beim Stand der Technik jedes Kanalbinär Gesamtdatensymbole in
einer Dauer von zwei Symbol Intervallen (0<t<T) lieferte, erreicht man mit der Erfindung die gleichen
Ergebnisse mit Hilfe einer Zweischrittmethode:
(1) Ein Kanalbinär 202 liefert Originaldatensymbole über das Intervall (0<t<T), und
(2) eine Verzögerungsleitung 220 und eine Baudratensteuerschaltung
222 setzen ausgedehnte Symbole während des Intervalls (T<t<2T)
zusammen.
809825/0938
Die Funktion der Verzögerungsleitung und der Baudratensteuerschaltung
bestehen deshalb darin, die zeitliche Fortsetzung eines jeden vom Kanalbinär 202 ausgehenden
Originaldatensymbols zu erzeugen; dies wird durch eine Verzögerung und Phasenverschiebung des Originaldatensymbols
selbst bewirkt. Dieses neue Signal auf Leitung 223 wird ausgedehntes Datensymbol genannt.
Fig. 3 zeigt eine beispielsweise Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Zu Erlauterungszwecken wird
ein Vierphasen-PSK-Signal betrachtet; die Erfindung ist jedoch leicht auf irgendein Vielphasen-PSK-System anwendbar
und selbst auf Nicht-PSK-Systerne ausdehnbar.
Dibits werden in einem Phasencodierer 201 in einer Weise gebildet, die im wesentlichen mit der in Verbindung
mit Fig. 1 erläuterten übereinstimmt. Der Phasencodierer 201 reagiert auf Binärdateneingangsdibits,
die auf Leitung 231 empfangen werden, und auf Phaseninformation des Kanalbinärs 202 auf Leitung 225, um
eine neue Phase zu bestimmen, die dem Kanalbinär über Leitung 205 zu einer Zeit zugeführt werden soll,
die mit dem auf Leitung 230 verfügbaren Symboltaktsignal synchronisiert ist. Die Trägerwelle, die das
Kanalbinär 202 auf Leitung 204 verläßt, wird bezüg-
809825/0938
lieh ihrer Phase alle T Sekunden um einen von vier möglichen Beträgen verschoben und wird als Originaldatensymbol
betrachtet. Das Originaldatensymbol gelangt auf Leitung 204 in die Multipliziervorrichtung
208 eines Umhüllungsmodulators 211. Dieses Signal
wird durch Multiplikation mit der Gewichtsfunktion g2(t) graduell an den summierenden Verstärker 210
geliefert. Anstelle einer Multipliziervorrichtung, die ein Symbol für zwei Baudintervalle bewichtet, bewichtet
bei der vorliegenden Methode die Multipliziervorrichtung 208 das Symbol für die Dauer eines Symbolintervalls,
und zwar durch den Ansprechfaktor g_(t), wie er grafisch in Fig. 3 gezeigt ist. Am Ende dieser Zeit
(T Sekunden) ist dieses selbe Symbol durch die Verzögerungsleitung 220 befördert worden, es ist von
der Baudratensteuerschaltung 222 phasenkorrigiert worden und es ist in der Multipliziervorrichtung 208B
des Umhüllungsmodulators 211 für ein weiteres Symbolintervall mit dem Faktor g_(t), wie er gleichermaßen
graphisch in Fig. 3 gezeigt ist, bewichtet worden. Eine Betrachtung zeigt, daß die zusammengesetzte Wirkung von
g_(t) und g3(t) in Fig. 3 die gleiche ist wie die von
g(t) bei der Methode nach Fig. 1.
809825/0938
Multipliziervorrichtungen, die man in Transversalentzerrerschaltungen
findet, benutzen herkömmlicherweise ein variables Dämpfungsglied. Ein Dämpfungsglied mit
einer sequentiell veränderlichen Impedanz, wie es bei der vorliegenden Erfindung benötigt wird, läßt sich
leicht verwirklichen durch Definieren einer Vielzahl
von Kontrollzuständen, wie sie die Logiksteuerschaltung 215 der Fig. 4 zeigt. Die Logiksteuerschaltung 215
zeigt einen dreistufigen Binärteiler mit T-Flip-Flops und wird von einem periodischen (T/8 Sekunden pro
Zyklus) Taktsignal getrieben, das phasensynchronisiert ist mit dem Symboltakt, der dem Phasencodierer 201 auf Leitung 230 der Fig. 3 geliefert wird. Die Logiksteuerschaltung 215 erzeugt acht eindeutige Steuerzustände, die durch die Ausgangszustände von Leitungen N, P und Q in einem Intervall von T Sekunden definiert sind. Ein Gewichtsfunktionsnetzwerk 214 liefert eine Ausgangsspannung auf Leitung 241, deren Amplitude durch den
Eingangssteuerzustand auf den Leitungen N, P und Q
definiert ist. Das Gewichtsfunktionsnetzwerk 214 liefert eine Folge von Spannungszuständen (g.(t)), wie sie in Fig. 7 gezeigt sind, entsprechend einem Abschnitt der Gewichtsfunktion. Die Multipliziervorrichtung 208 arbeitet als widerstandbehaftetes Element, wie ein Feldeffekt-
einer sequentiell veränderlichen Impedanz, wie es bei der vorliegenden Erfindung benötigt wird, läßt sich
leicht verwirklichen durch Definieren einer Vielzahl
von Kontrollzuständen, wie sie die Logiksteuerschaltung 215 der Fig. 4 zeigt. Die Logiksteuerschaltung 215
zeigt einen dreistufigen Binärteiler mit T-Flip-Flops und wird von einem periodischen (T/8 Sekunden pro
Zyklus) Taktsignal getrieben, das phasensynchronisiert ist mit dem Symboltakt, der dem Phasencodierer 201 auf Leitung 230 der Fig. 3 geliefert wird. Die Logiksteuerschaltung 215 erzeugt acht eindeutige Steuerzustände, die durch die Ausgangszustände von Leitungen N, P und Q in einem Intervall von T Sekunden definiert sind. Ein Gewichtsfunktionsnetzwerk 214 liefert eine Ausgangsspannung auf Leitung 241, deren Amplitude durch den
Eingangssteuerzustand auf den Leitungen N, P und Q
definiert ist. Das Gewichtsfunktionsnetzwerk 214 liefert eine Folge von Spannungszuständen (g.(t)), wie sie in Fig. 7 gezeigt sind, entsprechend einem Abschnitt der Gewichtsfunktion. Die Multipliziervorrichtung 208 arbeitet als widerstandbehaftetes Element, wie ein Feldeffekt-
809825/0938
transistor, dessen Impedanz sich mit der Eingangsspannung
auf Leitung 241 ändert.
Eine als Schieberegister ausgeführte Verzögerungsleitung erzeugt eine geeignete Verzögerung für Digitaldatensymbole.
Es wird ein Beispiel gegeben, bei dem ein 1800Hz-Rechteckwellenträger
mit einer 1200-Bauä-Rate phasenmoduliert
wird. Originaldatensymbole auf Leitung 204 gelangen in die Verzögerungsleitung 220, die eine Verzögerung um ein Baudintervall
erzeugt. Die richtig verzögerten Datensymbole müssen nun phasenverschoben werden, um wie die zeitliche
Fortsetzung des Datensymbols über das Intervall (T < t < 2T) "auszusehen". Für das gegebene Beispiel eines 1800Hz-Trägers
und eines Baudintervalls von 1/1200 Sekunden reicht eine Phasenkorrektur von 180° aus, um die verzögerten Datensymbole
auf Leitung 221 in ausgedehnte Datensymbole auf Leitung 223 umzuwandeln. Die Baudratensteuerschaltung
222 ist einfach ein Inverter.
Fig. 5 zeigt eine erfindungsgemäße Ausführungsform, bei
der die 1800Hz-Trägerfrequenz bei entweder 1200 oder 1600 baudphasen-moduliert wird. Eine Bau ;ratensteuerleitung
BR einer Baudratensteuerschaltung 322 wird auf den Logikwert 0 gesetzt, wenn die gewünschte Ubertragungsrate 1200
Baud ist, um dadurch die Ausgänge von NAND-Gattern 324 und 325 in den logischen Zustand 1 zu zwingen und dadurch
809825/0938
Signale auf Leitung 321b auszuschließen. Eine Verzögerungsleitung 320 wird somit ein 24-Bit-Schieberegister, das mit 28,8 kHz getaktet wird, und erzeugt
eine Verzögerung von einem Baudintervall 1/1200 Sekunden. Die resultierende Wirkung von NAND-Gattern 326, 327 und
328 ist eine Inversion des verzögerten Symbols, welche die Phasenkorrektur von 180° erzeugt, die erforderlich
ist, um das verzögerte Oatensymbol auf Leitung 321a in ein ausgedehntes Datensymbol auf Leitung 323 umzuwandeln. Wenn die gewünschte Symbolrate jedoch 1600
Baud ist, wirken die Verzögerungsleitung und die Baudratensteuerschaltung weiterhin zusammen, um Äine Verzögerung von einem Baudintervall (nun 1/1600 Sekunden)
desselben 1800 Hz-Trägers zu erzeugen. Eine solche Verzögerung erfordert jedoch eine Phasenkorrektur der
Trägerwelle um 45°, um das verzögerte Symbol in ein ausgedehntes Symbol umzuwandeln. Dies wird erreicht
durch Einfügen eines zusätzlichen Abgriffs an der Verzögerungsleitung, wie eines Zwischenabgriffs 321b
an der Verzögerungsleitung 320, der zwischen einem sechzehn Stufen aufweisenden oberen Schieberegisterblock und einem acht Stufen aufweisenden unteren
Schieberegisterblock angeordnet ist. Das an diesem Abgriff auftretende Datensymbol ist um einen Zyklus
des 1800Hz-Trägers verzögert. Ein ausgedehntes Daten*
809825/0938
symbol wird dann zusairunengestzt, indem:
(1) das am Zwischenabgriff 221b auftretende
Datensymbol für die Dauer eines Intervalls
T
(0<t<s) auf Leitung 323 durchgesteuert wird und
(0<t<s) auf Leitung 323 durchgesteuert wird und
(2) das am Abgriff 321a vorhandene Datensymbol (ein um 1-1/2 Zyklen des 1800 Hz-Trägers
verzögertes Symbol) während des Intervalls (|<t<T) auf Leitung 323 durchgesteuert
und invertiert wird.
Dieser Algorithmus arbeitet erfolgreich, wenn die Frequenz des Rechteckwellenträgers und die Baudrate
wie in dem Beispiel in Wechselbeziehung stehen. Ähnu liche Algorithmen können für andere Baudraten abgeleitet
werden. Der Phasencodierer 301 und das Kanalbinär arbeiten in einer gleichen Weise wie der Phasencodierer
201 und das Kanalbinär 202 der Fig. 3 und werden deshalb nicht weiter beschrieben.
Die auf Leitung 304 vorhandenen Originaldatensymbole und die auf Leitung 323 vorhandenen ausgedehnten Datensymbole
gelangen in den Modulator 316, um in einer Weise
809825/0938
kombiniert zu werden, die einer der beiden in den
Fig. 1 und 2 angegebenen Methoden ähnlich ist. Während die Umhüllungsmodulationsmethode, wie sie in der erstgenannten US-PS beschrieben ist, ein besseres funktionelles
Verständnis der Arbeitsweise eines Umhüllungsmodulators gibt, ist die in der zweitgenannten DS-PS geschriebene
Verknüpfungslogikmethode eleganter, um eine Multiplikation
mit eher Folge vorbestimmter Größen, wie einer in Abschnitte unterteilten Funktion, zu handhaben. Die zweitgenante US-PS zeigt eine Methode zum digitalen Multiplizieren eines jeden der beiden Signale mit einer vorbestimmten
Gewichtsfunktlon und zum Addieren von deren Produkten. Da
die Gewichtsfunktion bei der beispielsweisen Ausführungsform in Intervalle mit einer Dauer von T Sekunden unterteilt ist, kann eine geeignete Multipliziervorrichtung
realisiert werden, indem Tabelle III auf Seite 5 der
zweitgenannten US-PS modifiziert wird, wie nachfolgend gezeigt.
809825/0938
Steuerzustände | P | Q | VWXY | Z | K.A=O | K.A=1 | K.A=1 |
0 | 0 | Ausgangszustände | K.B=1 | K.B=O | K.B=1 | ||
0 | 1 | K.A=O | 01111 | 10000 | 01111 | ||
N | 1 | 0 | K.B=O | 01110 | 10001 | 01110 | |
1 | 1 | 1 | 10000 | 01001 | 10110 | 01101 | |
1 | 0 | 0 | 10001 | 00110 | 11001 | 01100 | |
1 | 0 | 1 | 10010 | 11001 | 00110 | 01100 | |
1 | 1 | 0 | 10011 | 10110 | 01001 | 01101 | |
0 | 1 | 1 | 10011 | 10001 | 01110 | 01110 | |
0 | 10010 | 10000 | 01111 | 01111 | |||
0 | 10001 | ||||||
0 | 10000 | ||||||
Die Eingägne N, P und Q des Logiknetzwerks 313 repräsen
tieren Zustände eines Binärtaktes, der mit der Symbolrate synchronisiert und in acht Steuerzustände unterteilt
ist. Den Eingängen Kanal A und Kanal B des Logiknetzwerks 313 sind Binärzustände der phasenmodulierten Trägerwellen
aufgeprägt, die dem Originaldatensymbol bzw. dem ausge dehnten Datensymbol entsprechen. Diese Tabelle repräsen
tiert vollständig einen möglichen Algorismus für die
809825/0938
Arbeitsweise des Logiknetzwerks 313 und kann als Wahrheitstabelle verwendet werden, um Gleichungen für V, W, X, Y und
Z zu erhalten.
Eine Verzerrung kann weiter reduziert werden, indem Daten-Symbole noch allmählicher eingegeben werden. Dies wird
erreicht, indem der Gewichtsfunktion Vorläufer und Schlußteile hinzugefügt werden und indem jedes Datensymbol über
ein längeres Intervall ausgedehnt wird. Fig. 6 zeigt eine allgemeine Verwirklichung der vorliegenden Erfindung und
besitzt die Form eines modifizierten Transversalfilters. Bei dieser digitalen Ausführung sind die Gewichtsfunktionen
diskrete Multiplizierkoeffizienten, die je ihren Wert entsprechend einer vorbestimmten Folge ändern, während Datensymbole längs der Verzögerungsleitung 420, die aus drei
Schieberegistern besteht, weitergeleitet werden. Jeder Koeffizient ist ein diskreter Wert entsprechend einer
bestimmten Amplitude einer Gewichtsfunktion, wie der in Fig. 7 gezeigten. Die Gesamtgewichtsfunktion umfaßt nun
einen Vorläufer und einen Schlußteil, die durch die g1(t)-Koeffizienten bzw. die d.(t)-Koeffizienten beschrieben sind. Bei den Signalen, die von der jeweiligen
Baudratensteuerschaltung ausgehen, handelt es sich um Datensymbole, die zeitlich um ganzzahlige Vielfache
des Symbolintervalls ausgedehnt sind. Innerhalb des Umhüllungsmodulators 411 sind gleichzeitig vier
809825/0938
Multiplikationen im Gange. Während g.. (t) das n-te
Datensymbol multipliziert, multipliziert g~(t) das (n-1)-te Datensymbol, das um ein Baudintervall ausgedehnt
ist, multipliziert g-,(t) das (n-2)-te Datensymbol, das um zwei Baudintervalle ausgedehnt ist,
und multipliziert schließlich g,(t) das (n-3)-te
Datensymbol, das um drei Bau-Intervalle ausgedehnt ist. Die Baudratensteuerschaltungen versehen die
verzögerten Datensymbole mit der notwendigen Phasenkorrektur, um ausgedehnte Datensymbole zu
erzeugen. Verknüpfungslogikschaltungen führen diese Funktion durch selektives Durchsteuern des Daten-Symbols
oder dessen inversen Wertes, verzögert um ein oder mehrere Zeitintervalle, im wesentlichen
in derselben Weise aus, wie sie in Verbindung mit Fig. 5 erläutert worden ist. Der Phasencodierer
und das Kanalbinär 402 arbeiten in einer gleichen Weise wie der Phasencodierer 201 und das Kanalbinär
202 der Fig. 3 und werden deshalb nicht weiter beschrieben. Der Ausgang des Umhüllungsmodulators
411 ist mit einem Tiefpaßfilter 417 gekoppelt.
Fig. 7 zeigt eine Gewichtsfunktion mit einem Vorläufer und einem Schlußteil, die für die Durchführung
809825/0938
in Fig. 6 geeignet ist. Die Gewichtsfunktion ist in vier gleiche Abschnitte unterteilt, nämlich einen
Verläuferabschnitt, der sich von -2T bis -T erstreckt; einen Führungsabschnitt, der sich von -T bis 0 erstreckt;
einen Nachlaufabschnitt, der sich von 0 bis T erstreckt; und einen Schlufiteilabschnitt, der sich
von T bis 2T erstreckt. Jeder Abschnitt hat also eine Dauer von T. Gleiche Abschnitte mit der Dauer T sind
zwar nicht erforderlich, aber bequem. Jeder Abschnitt ist in eine Vielzahl von Pegeln quantisiert, die als
Multiplizierkoeffizienten bezeichnet werden. Diese Quantisierung ist erforderlich, wenn digitale Einrichtungen
benutzt werden, um einen linearen Multiplikationsprozeß anzunähern, der von einem Umhüllungsmodulator durchgeführt wird, wie er in der zweitgenannten
US-PS genannt ist.
809825/0938
Claims (5)
- BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER ZWIRNER . HIRSCHPATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADENPostadresse München: Patentconsult 8 München 40 RadedcestraSe 43 Telefon (089)885603/883604 Telex 05-212313 Postadresse Wiesbaden: Patentconsult 62 Wiesbaden Sonnenberger Straße 43 Telefon (06121)562943/561998 Telex 04-186237Western Electric Company, Incorporated Kustka, G. J. New York, N. Y. 10038, USAAnordnung zum Kombinieren von Datensymbolen entsprechend einer vorbestimmten GewichtsfunktionPatentansprüche11) Anordnung zum Kombinieren von Datensymbolen, deren Amplituden gemäß einer Zeitfunktion entsprechend einer vorbestimmten Gewichtsfunktion geformt sind und die Signale umfassen, die für ein Zeitintervall in einen von mehreren diskreten Zuständen moduliert sind, und Signale, die deren zeitliche Fortsetzungen aufweisen, gekennzeichnet durch eine Vorrichtung (208 A) zum Einstellen der Amplitude der modulierten Signale entsprechend einem Abschnitt der vorbestimmten Gewichtsfunktion und eine Vorrichtung (208 B) zum Einstellen der Amplitude der Signalfortsetzungen entsprechend einem anderen Abschnitt der vorbestimmten Gewichts-MUndien: Kramer · Dr. Weser -Hirsch — Wiesbaden: aiumbadi · Or. Bergen · Zwirnerfunktion.
- 2. Anordnung nach Anspruch 1 ,gekennzeichnet durch eine Vorrichtung (201, 202), welche die modulierten Signale mit diskreten Phasenverschiebungen einer Trägerwelle versieht, die zwischen den Phasenverschiebungen eine im wesentlichen konstante Frequenz aufweist.
- 3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2,dadurch gekennzeichnet, daß die Signalfortsetzungen durch eine Vorrichtung (220) zum Verzögern der modulierten Signale und eine Vorrichtung (222) zur Phasenverschiebung des Trägers der verzögerten Signale gebildet sind.
- 4. Anordnung nach Anspruch 3,dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zur Phasenverschiebung (222, Fig. 3 oder 322, Fig. 5) eine Einrichtung (326, Fig. 5) zum Invertieren der Polarität bestimmter verzögerter Signale aufweist sowie eine Einrichtung (324, 325, 327, 328, Fig. 5), die gemeinschaftlich auf die verzögerten Signale und die bestimmten invertierten verzögerten Signale anspricht, um diese sequentiell auf einen gemeinsamen Weg (323) durchzusteuern .809825/0938
- 5. Anordnung nach Anspruch 3,dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerwelle ein Binärsignal aufweist und die Verzögerungseinrichtung ein Schieberegister umfaßt.809825/0 930
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US05/752,066 US4105863A (en) | 1976-12-20 | 1976-12-20 | Arrangement for combining data symbols in accordance with a predetermined weighting function |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2756252A1 true DE2756252A1 (de) | 1978-06-22 |
Family
ID=25024715
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19772756252 Withdrawn DE2756252A1 (de) | 1976-12-20 | 1977-12-16 | Anordnung zum kombinieren von datensymbolen entsprechend einer vorbestimmten gewichtsfunktion |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4105863A (de) |
JP (1) | JPS5376732A (de) |
CA (1) | CA1098184A (de) |
DE (1) | DE2756252A1 (de) |
GB (1) | GB1576967A (de) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6334219B1 (en) | 1994-09-26 | 2001-12-25 | Adc Telecommunications Inc. | Channel selection for a hybrid fiber coax network |
USRE42236E1 (en) | 1995-02-06 | 2011-03-22 | Adc Telecommunications, Inc. | Multiuse subcarriers in multipoint-to-point communication using orthogonal frequency division multiplexing |
US7280564B1 (en) | 1995-02-06 | 2007-10-09 | Adc Telecommunications, Inc. | Synchronization techniques in multipoint-to-point communication using orthgonal frequency division multiplexing |
US6778617B1 (en) * | 2000-08-16 | 2004-08-17 | Agere Systems, Inc. | Methods and devices for simplifying the minimization of interblock interference in finite response filters |
US8054568B2 (en) * | 2010-02-24 | 2011-11-08 | International Business Machines Corporation | Synchronization of symmetric timing based servo bursts |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2982852A (en) * | 1956-11-21 | 1961-05-02 | Research Corp | Anti-multipath communication system |
US3128342A (en) * | 1961-06-28 | 1964-04-07 | Bell Telephone Labor Inc | Phase-modulation transmitter |
US3225142A (en) * | 1961-12-18 | 1965-12-21 | Bell Telephone Labor Inc | Privacy system |
US3502986A (en) * | 1967-12-14 | 1970-03-24 | Bell Telephone Labor Inc | Adaptive prediction for redundancy removal in data transmission systems |
JPS605086B2 (ja) * | 1973-03-20 | 1985-02-08 | 日本電気株式会社 | 相関符号化デ−タ伝送における適応型自動等化器 |
FR2275936A1 (fr) * | 1974-06-21 | 1976-01-16 | Ibm France | Filtre frequentiel numerique |
NL7415664A (nl) * | 1974-12-02 | 1976-06-04 | Philips Nv | Inrichting voor automatische egalisatie. |
NL7416480A (nl) * | 1974-12-18 | 1976-06-22 | Philips Nv | Inrichting bevattende een integrerende digitale signaalbewerkingsinrichting. |
US4027258A (en) * | 1976-06-01 | 1977-05-31 | Xerox Corporation | Time domain automatic equalizer with frequency domain control |
-
1976
- 1976-12-20 US US05/752,066 patent/US4105863A/en not_active Expired - Lifetime
-
1977
- 1977-10-26 CA CA289,529A patent/CA1098184A/en not_active Expired
- 1977-12-12 GB GB51532/77A patent/GB1576967A/en not_active Expired
- 1977-12-15 JP JP14999277A patent/JPS5376732A/ja active Pending
- 1977-12-16 DE DE19772756252 patent/DE2756252A1/de not_active Withdrawn
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4105863A (en) | 1978-08-08 |
GB1576967A (en) | 1980-10-15 |
JPS5376732A (en) | 1978-07-07 |
CA1098184A (en) | 1981-03-24 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE1541947C3 (de) | Filteranordnung für analoge Signale | |
DE2540473C3 (de) | Modulations- und Filtervorrichtung | |
DE2145404A1 (de) | Nichtrekursive Digitalfiltereinrichtung mit Verzögerungs- und Addier-Anordnung | |
DE2432594C3 (de) | Rekursives Digitalfilter | |
DE2125230C3 (de) | Verfahren und Schaltungsanordnung zur modifizierenden Verarbeitung digitaler Informationssignalfolgen | |
DE4129657C2 (de) | Programmierbare Frequenzteiler-Einrichtung | |
DE2146752B2 (de) | Nachrichtenübertragungsverfahren mit wählbarer Codierung und Sender zur Durchführung dieses Verfahrens | |
DE68919909T2 (de) | Modulationseinrichtung für ein digitales Radiokommunikationssystem. | |
DE2255821A1 (de) | Automatisch adaptierender transversalentzerrer | |
DE2644478C2 (de) | Digitaler Differential-Phasenumtast-Modulator | |
DE2638314C2 (de) | ||
DE2648869C3 (de) | Modulator für differentiell phasencodierte Digitaldaten | |
DE3917020C2 (de) | ||
DE1909657C3 (de) | Digitales Filter | |
DE69003564T2 (de) | Wellenformengenerator. | |
DE2803650A1 (de) | Vorrichtung zur erzeugung einer impulsbreitenmodulierten welle | |
DE2111838C3 (de) | Sich automatisch selbst einstellender Dämpfungsentzerrer | |
DE2850555C2 (de) | ||
DE2324691C3 (de) | Verfahren und Schaltungsanordnung zur gewichteten Bewertung deltacodierter Signale mit digitalen Koeffizienten und Anwendung einer solchen Schaltung in digitalen Filtern und Entzerrern | |
DE2756252A1 (de) | Anordnung zum kombinieren von datensymbolen entsprechend einer vorbestimmten gewichtsfunktion | |
DE2618633A1 (de) | Decodierer | |
DE102009024947A1 (de) | Digitaler Modulator, digitales Modulationsverfahren, digitales Transceiversystem und Prüfvorrichtung | |
DE3836504A1 (de) | Verfahren und vorrichtung zur digital-analog-wandlung | |
DE2843493C3 (de) | Schaltungsanordnung zum Erzeugen von phasendifferenzmodulierten Datensignalen | |
DE2831734C3 (de) | Signalgenerator zur Erzeugung sinusförmiger Ausgangssignale mit vorbestimmter gegenseitiger Phasenlage |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8130 | Withdrawal |