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"Filteranordnung mit Speicher für Abtastwerte von Analogsig
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nalen als Verzögerungselemente Die Erfindung betrifft eine Filteranordnung
mit Speicher für Abtastwerte von Analogsignalen als Verzögerungselemente und mit
Abgriffen und daran angeschlossenen zwei je Abgriff aus steuerbaren Widerständen
bestehenden Bewertungsgliedern, deren freie Enden an je eine zu den beiden Eingängen
eines Differenzverstärkers führende Leitung einer Sammelschiene angeschlossen sind,
wobei der Ausgang der Filteranordnung der Ausgang des Differenzverstärkers ist.
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Filteranordnungen der oben genannten Art sind z. B. Transversslfilter,
Rekursivfilter und Kombinationen dieser Art. Diese Filter bestehen im wesentlichen
aus einem Verzöge
rungselement mit Abgriffen, Bewertungsgliedern,
welche die Signale der jeweiligen Abgriffe in ihrer Amplitude und/oder Phase beeinflussen
(bewerten) und einem Summierer, der die bewerteten Signale addiert und dessen Ausgang
den Ausgang des Transversalfilters darstellt.
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Monolithisch integrierte Transversalfilter, die als Verzögerungselement
für analoge Signale ladungsgekoppelte chieberegister, sogenannte CCD (Charge Coupled
Devices) verwenden, sind beispielsweise bekannt aus der Zeitschrift Microelectronics
Journal", Vol. 7, No. 2, Dez. 1975.
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Die jeweilige Bewertung der abgegriffenen Signale kann beispeilsweise
durch das Verhältnis geteilter Abtastelektroden erzielt werden, dessen jeweils einer
Teil mit einer ersten Leitung und deren jeweils anderer Teil mit einer zweiten Leitung
einer Sammelschiene verbunden ist. Die Differenz der Signalströme der beiden Leitungen
der Sammelschiene bilden das Ausgangssignal des Filters. Ein derartiges Filter ist
beispielsweise in der zitierten Literaturstelle, 8. 39 anhand der Fig. 7 beschrieben.
Es hat jedoch den Nachteil, daß die Eigenschaften des fertig fabrizierten Filters
nicht den jeweiligen Erfordernissen angepaßt werden können.
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Einen flexibleren Filteraufbau gestattet eine Filteranordnung gemäß
Fig. 1. Diese Figur zeigt ein Transversalfilter mit einem ladungsgekoppelten Schieberegister
1, mit Fortschaltelektroden 111, 112, 113; 121, 122, 123; 131, 132, 133,..., und
mit Abgriffen und daran angeschlossenen zwei je Abgriff aus steuerbaren Widerständen
bestehenden Bewertungsgliedern 311, 312; 321, 322; 331, 332;..., deren freie Enden
an je eine zu den beiden Eingängen eines Differenzverstärkers 40 führende Leitung
41 bzw. 42 einer Sammelschiene angeschlossen sind. Der Ausgang A des Transversalfilters
ist der Ausgang des Differenzverstärkers. Zur störungsfreien Ladungsabtastung
sind
die als einstellbare Widerstände dargestell ten Bewertungsglieder über Verstärker
21, 22, 2@,..., an die Abtastelektroden angeschlossen.
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Eine praktische Realisierung der Verstärker ulid der Bewertungsglieder
als einstellbare Widerstände ist durch die Veröffentlichung "International Solid-State
Circuits Conference (1974), S. 156-157 bekannt geworden. Als steuerbare Widerstände
sind dort MNOS-Transistoren vorgesehen. Derartige Transistoren sind in der Lage,
einen eingestellten Widerstand über einen längeren Zeitraum zu speichern. Der Nachteil
der MNOS-Transistoren besteht jedoch darin, daß sie ein mit einer starken Hysterese
behaftetes und damit nicht eindeutiges Kennlinienfeld haben. Urn den Bahnwiderstand
solcher Transistoren zu verändern, müssen jeweils Spannungen in der Größenordnung
von +20 V oder -20 V an die Steuerelektroden angelegt werden. Während des Einstellens
eines Widerstandswertes läßt sich jedoch der endgültige Widerstandswert nicht ermitteln,
da sich der Widerstand beim Verschwinden der Steuerspannung ändert. Eine Einstellung
des Widerstandswertes auf einen gewünschten Wert kann somit nur durch längeres Probieren
erfolgen. Ein weiterer Nachteil der MNOS-Transistoren besteht in ihrer hohen Steuerspannung
zum Einstellen des Widerstandswertes. Steuerspannungen in der Größenordnung von
+20 V sind jedoch in integrierten MOS-Schaltungen oder Multiplexern nicht zu beherrschen,
so daß die Steuerelektroden der MNOS-Transistoren aus der integrierten Schaltung
getrennt herausgeführt werden müssen.
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Mit MNOS-Transistoren als einstellbare Widerstände läßt sich folglich
keine hohe Einstellgeschwindigkeit und eine billige Integrierbarkeit eines Transversalfilters
erreichen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Nachteile des Standes
der Technik zu vermeiden. Insbesondere sollen die Bewertungsglieder des Filters
schnell und genau einstellbar
und die Einrichtungen hierzu monolithisch
writ deL filter möglichst auf einem einzigen Halbleiterchip integrierbar :; eiu.
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Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 genannte Erfindung gelöst.
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Die Erfindung geht von dem Gedanken der wiederholt Ejnstellung der
Bewertungsglieder aus und sieht hierfür übliche MOS-Transistoren mit ';peicherkapazitäten
für die jeweiligen Bewertungsglieder vor. Da MOS-Transistoren durch niedrige Steuerspannungen
einstellbar sind, ist es nunmehr möglich, den Integrationsgrad wesentlich zu erhöhen.
Eine grosse Anzahl von Gehäuseanschlüssen, die den Preis integrierter Schaltungen
wesentlich beeinflussen, kann entfallen. Es sind beispielsweise für ein erfindungsgemäßes
Transversalfilter lediglich drei bis vier Takteingänge, ein Signaleingang und ein
Signalausgang und einige Steuereingange fir den Impulsverteiler erforderlich.
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Die Weiterbildung nach Anspruch 2 hat den Vorteil, daß die Filtercharakteristik
beliebig gemäß einer beispielsweise in einem PROM-Speicher (einem programmierbaren
Festwertspeicher) eingeschriebenen Liste einstellbar ist.
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Die Weiterbildung nach Anspruch 3 ist in vorteilhafter Weise als adaptiver
Entzerrer einsetzbar. In beiden Weiterbildungen bleiben Bauelementetoleranzen ohne
Einfluß, da bei der erfindungsgemäßen Filteranordnung durch einen internen Regelkreis
der Abgleich der Bewertungsglieder überwacht und selbsttätig korrigiert wird.
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Die Weiterbildung nach Anspruch 4 sorgt dafür, daß die Bewertungsglieder
durch zyklisches Regenerieren so lange auf dem einmal eingestellten Wert gehalten
werden, bis eineNeu-
einstellung vom @ystem her vorgenommen wird.
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Durch die Weiterbildung gesäß Anspruch 7 lassen ich iit einem Grundbaustein
ohne Verschlechterung des Signal/Rausch-Abstandes unterschiedliche Filterlängen
realisieren.
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Die Erfindung wird nun anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Es zeigen: Fig. 2 Schaltbild eines Bewertungsgliedes eines Abgriffs eines erfindungsgemäßen
Transversalfilters Fig. 3 Schaltbild des Regelkreises mit Überwachung und Steuerung
eines Bewertungsgliedes Fig. 4 Schaltbild des Regelkreise bei der Anwendung des
Transversalfilters als adaptiver Entzerrer Fig. 5 Blockschaltbild einer Anordnung
zur Rege@eration der Koeffizienten.
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In Fig. 1 ist das Schema eines Transversaliilters mit CCD-Schieberegister,
Verstärker, Bewertungsglieder und @ummierglied gezeigt, von dem die Erfindung ausgeht.
Die Funktion eines derartigen Transversalfilters ist in der eingangs genannten Literaturstelle,
Microele@tronies Journal (1975) ausführlich beschrieben, so daß auf die Einspeisung
der analogen Signale, ihre Weiterleitung im CCD-Schieberegister und die Ausgestaltung
der Abgriffe nicht mehr eingegangen zu werden braucht, da dies nicht Gegenstand
der Erfindung ist.
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Anhand der Fig. 9 soll nun die Ausgestaltung eines Bewertung gliedes
für ein erfindungsgemäßes Transversalfilter näher erläutert werden. Hierbei wird
als Beispiel das an den Abgriff 111 angeschlossene Bewertungsglied herausgegriffen,
da die anderen Bewertungsglieder des Transversalfilteru entsprechend aufgebaut sind.
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Am Abgriff ist zunächst zwecks störungsfreier Abnahme der dort auftretenden
Spannungen ein aus der ber@@t@ zitierten Literaturstelle "International Solid-State
Circuits @onf@-rence", Digest 1974, "bekannter Verstärker vorgesehen, der in Fig.
1 mit 21 bezeichnet ist und in Fig. ; die MOS-Transistoren 211 und 212 umfaßt. Transistor
21@ wirkt durch eine konstante Spannung zwischen seiner Gateelektrode G und seiner
Sourceelektrode @ als Stromquelle, die in der Sourcezuführung des Transistors 211
liegt, dessen Drainelektrode an der Versorgungsspannung V@ angeschlossen ist und
dessen Gate die Abgriffspannung zugeführt wird und der als zourcefolger arbeitet.
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Die steuerbaren Widerstände 311 und 312 der Fig. 1 sind in Fig. 2
MO@-Widerstände @11@ und 31@3, deren jeweiligen @@@u erstrecke eine integrierte
@peicherkapazität 311@ bzw. @1@@ parallel geschaltet ist. Die jeweilige Speicherkapazität
liegt also jeweils zwischen Gate und @ource eine@ MOS-Transistors 3113 bzw. 3123.
MOS-Transistoren verhalten sich bei Drain-Source-Spannungen unter 2 V wie Widerstände.
Ihr Widerstandswert wird um so kleiner, je höher die Gatespannung ist.
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Die jeweiligen Gateelektroden der als steuerbare Widerstände vorgesehenen
MOS-Transistoren eines Abgriffs sind jeweils über einen Auswahlschalter 211 bzw.
512 mit den beiden gegensinnig aussteuerbaren Leitungen 61 bzw. 62 einer @teuersammelschiene
verbunden. Ferner sind die Steuerelektroden der beiden, einem Abgriff zugeordneten
Auswahlschalter gemeinsam an einen zyklisch schaltenden Impulsverteiler 7 angeschlossen.
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Die Auswahlschalter sind zur einfachen Integrierbarkeit hier ebenfalls
als MOS-Transistoren ausgebildet, deren Cate al Steuerelektrode dient.
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Wie bereits Fig. 1 zeigt, sind die steuerbaren Widerstände mit ihren
freien Enden an je eine der Leitungen 41 und 42 einer Sammelschiene angeschlossen,
die mit den beides Ein-
gängen eines Differenzverstärkers 40 verbunden
sind, dessen Ausgang A zum Ausgang des Transversalfiltei. führt. Dieser Differenzverstärker
40 dient in bekannter Weise dazu, die Taktimpulse des CCD-Schieberegisters zu eliminieren.
Um jedoch die Bewertung wirksam werden zu lassen, müssen die beiden steuerbaren
Widerstände eines Abgrifts gegensinnig eingestellt werden.
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Die gegensinni ze Aussteuerung der steuerbaren Widerstände erfolgt
erfindungsgemäß über die vom Impulsverteiler 7 periodisch eingeschalteten Auswahlschalter
,11 und 512 mittels der gegensinnigen Spannungen bzw. Ströme der Leitungen 61 und
62 der Steuersammelschiene. Der ebenfalls auf dem gleichen Halbleiterchip integrierbare
Impulsverteiler 7 schaltet nacheinander die jeweiligen beiden Auswahlschalter der
einzelnen Abgriffe ein.
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Die beiden Auswahlschalter eines Abgriffs sind, wie in Fig. 2 gezeigt,
mit den Leitungen 61 und 62 der gemeinsamen @ teuersammelschiene verbunden. Daher
ist die Steuercpannung der beiden Leitungen 61 und 62 je nach eingeschalteten Auswahlschaltern
und damit je nach einzustellendem Bewertungsglied dem gewünschten Wert entsprechend
einzustellen.
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Um die Einstellung des Transversalfilters auf die gewiinschte Charakteristik
und die Einhaltung der gewünschten Charakteristik kontrolliert durchführen und überwachen
zu können, ist die Erfindung gemäß Fig. 3 weitergebildet. Fig. 3 zeigt wiederum
lediglich die Schaltung eines einzelnen Bewertungsgliedes und sein Anschluß an die
Leitungen 41 und 42 der Sammelschiene und an die Leitungen 61 und 62 der Steuersammelschiene
sowie die Verbindung mit der Steuer- und Regelschaltung.
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Die als steuerbare Widerstände vorgesehenen MOS-Transistoren, beispielsweise
3113 und 3123 eines Abgriffs sind hier über
jeweils einen ersten,
von einem Inverter 400 gemeinsam geschalteten Signalschalter t116 bzw. 3117 an die
Leitungen 41 und 42 der Sammelschiene angeschlossen. Der jeweilige Verbindungspunkt
zwischen einem als steuerbarer Widerstand vorgesehenen N0-Transistor, beispielsweise
3115, und elnefli ersten Signalschalter 3116 ist über einen zwciten @ Signale schalter
431 mit einer entsprechenden, an den beiden bingängen eines zweiten Differenzverstärkers
4@ angeschlossenen Leitung 43 oder 44 einer Meßsammelschiene verbunden.
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Die Auswahlschalter 511, 512, die zweiten @ ignalschalter 431, 441
sowie der Eingang des Inverters 400 sind jeweils am gleichen Ausgang, beispielsweise
73, des Impulsverteiler 7 angeschlossen. Die Auswahlschalter können als hochohmi
ge MOS-Transistoren realisiert sein. Die Signalschalter sind dagegen als niederohmige
MOS-Transistoren auszubilden. Ferner ist der Ausgangswert des zweiten Differen zverstarkeri
45 mit den digital/analog-gewandelten Vorgabewerten eirle; vom lmpulsverteiler 7
gesteuerten Speicher 81 vergleichbar.
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Das Ergebnis des Vergleichs ist einem Funktionsgeber 60 zugeführt,
an dessen Ausgang die beiden Leitungen 61 und 62 der Uteuersammelschiene angeschlossen
sind. Durch diese Maßnahme werden die steuerbaren Widerstände solange nachgestellt,
bis der jeweilige Einstellwert mit dem zugehörigen Vorgabewert übereinstimmt.
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Die Einstellung der Bewertungsglieder erfolgt folglich in diesem Beispiel
auf in einem Speicher 81 festgelegte Werte, die vom Impulsverteiler 7 zyklisch abgefragt
und vom Digital/Analog-Wandler 82 in analoger Form über einen ersten Eingang eines
dritten Differenzverstärkers 83 dem Funktionsgeber 60 zugeführt werden. Der Funktionsgeber
steuert aufgrund seiner anliegenden Eingangsspannung die Spannungen der Leitungen
61 und 62 der Steuersammelschiene nach einer vorgegebenen Steuerkennlinie.
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Zur Überwachung der vom Funktionsgeber 60 über die teuersammelschiene
und über die jeweils vom Impulsverteiler 7 eingeschalteten Auswahlschalter eingestellten
Werte der
Bewertungsglieder sind die ersten und zweiten SignalFchalter
vorgesehen, die alternativ iiber den Inverter 400 eingeschaltet werden. Gibt beispielsweise
der Impuisverteiler 7 auf seinem, einem speziellen Abgriff zugeoTdneten Ausgang
beispielsweise 73, einen Impuls ab, so werden die Auswahlschalter 511 und 512 sowie
die Signalschalter 431 und q41 leitend geschaltet. Der dem Abgriff zugeordnete Speicher
wert des Speichers 81 veranlaßt den Bunktionsgeber eine gegensinnige Spannung auf
den Leitungen 61 und 62 der Steuersammelschiene anzulegen, die über die Auswahlschalter
511 und 512 die Speicherkondensatoren 3115 und 3125 in ihrer Ladung beeinflußt und
damit den Widerstand der als steuerbarer Widerstand vorgesehenen MOS-Transistoren
verändert.
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Der bei fehlendem Impuls am Ausgang 73 über die dan vom Inverter 400
eingeschalteten ersten Signalschaltel 5116, 3117 auf die Leitungen 41 und 42 der
Sammeischiene fliessenden, der Abgriffsspannung proportionalen Ströme gelangen nun
bei vorhandenem Impuls auf die Leitungen 43 und 44 der Meßsammelschiene, werden
vom daran angeschlossenen Differenzverstärker 45 erfaßt und dem zweiten Eingang
des Differenzverstärkers 83 zugeführt. Bei ordnungsgemäßer Einstellung des jeweiligen
Bewertungsgliedes sind der vom Differenzverstärker 45 und der vom Digital/Analog-Wandler
82 gewandelte Speicherwert gleich groß, so daß über die Auswahlschalter 511 und
512 keine Korrekturladungen für die Speicherkondensatoren 3115 bzw. 3125 erforderlich
sind.
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Selbstverständlich ist es zur ordnungsgemäßen Einstellung des Transversalfilters
erforderlich, daß bei jedem Einstellzyklus synchron mit dem Erscheinen des Impulses
am Ausgang des Impulsverteilers 7 in das Schieberegister ein Eingangssignalwert
mit einem Einheitssignalwert (Eichspannungswert) mitläuft. Die Eingabe des Eichspannungswertes
wird ebenfalls vom Impulsverteiler 7 in hier nicht gezeigter Weise gesteu-
ert
und in die normal zu verarbeitende Signalfolge einige schachtelt.
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Eine weitere Ausgestaltung der erf indungsgemä ßen Filteranordnung
ist besonders bei der Verwendung als adaptiver Entzerrer von Vorteil und soll anhand
der Fig. 2 mit Ergänzungen gemäß Fig. 4 erläutert werden.
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Wie Fig. 4 zeigt, sind die beiden Leitungen 61 und G der Steuersammelschiene
an einen Funktionsgeber 60 angeschlossen, dessen Eingang die integrierten Werte
einer von einem am Ausgang des Filters angeschlossenen Optimisator 90 in ihrem Vorzeichen
gesteuerten Stromquelle 85, 86 und 87 zugeführt sind.
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Die Steuerung der Stromquelle durch den Optimisator kann beispielsweise
wie Fig. 4 zeigt, durch ein vom Optimisator erregtes Relais 91 mit Umschalter 86
erfolgen, der je nach seiner Stellung eine niedrige positive oder negative Spannung
an einen gegenüber dem Eingangswiderstand des nachgeschalteten Integrators 83 hochohmigen
Widerstand 85 anlegt, und zwar solange, bis der Optimisator die günstigste Einstellung
für das Bewertungsglied des vom Impulsgenerator 7 (Fig. 2) angesteuerten Abgriffs
gefunden hat. Anschließend veranlaBt der Optimisator die Weiterschaltung des Impuls
verteilers 7 zur Einschaltung der Auswahl schalter des Bewertungsgliedes des nächsten
Abgriffs.
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Ein für diese Lösung günstiger Optimisator ist beispielsweise in der
Zeitschrift "AEU", Bd. 18, H. 5 (Mai 1964), t. 771 bis 278, beschrieben.
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Für Prozesse mit sehr großer Trägheit, die eine so lange Abtastzyklusdauer
erfordern, daß die Speicherkapazitäterl der als steuerbare Widerstände vorgesehenen
MOS-Transistoren
mittlerweile ihre Ladung verändern würden, können
unter Zuhilfenahme der Schaltungsanordnung gemäß zeigt t) die Bewertungsglieder
trotzdem und zeitlich konstant eingestellt welden. Durch diese Schaltungsanordnung
wird die Koeffizienteneinstellung, d. h., die Einstellung der Bewertungsglieder,
periodisch regeneriert.
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Um die Vorteile der MOS-Technologie, in welcher Speicher leicht realisierbar
sind, auszunutzen, erfolgt die Zwischenspeicherung der Koeffizienten digital im
gleichen Schaltkreis.
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Den geringsten Platzbedarf haben dynamische Speicherzellen, z. B.
dynamische Schieberegisterzellen oder RAM-Zellen (RAM Random Access Memory 5 frei
zugreifbarer Schreib-Lesespeicher).
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Unter der Annahme, daß der Funktionsgeber @0 und jeder als steuerbarer
Widerstand vorgesehene MOS-Transistor 5113, 3123;... seine tJbertragungskennlinie
zwischen zwei über den Differenzverstärker 83 bewirkte li:instellvorgänge beibehält,
besteht eine vorteilhafte Lösung des Problems darin, die Eingangsspannung des Funktionsgebers
60 zum Zeitpunkt der Einstellung der jeweiligen Bewertungsglieder abzutasten, zu
speichern und periodisch in einem Regenerierzyklus beim jeweiligen Eingeschaltetsein
der zu regenerierenden Bewertungsglieder den abgetasteten und gespeicherten Wert
wieder an den Eingang des Funktionsgebers 60 anzulegen. Zur Abtastung der Spannung
am Eingang des Funktionsgebers 60 wird in vorteilhafter Weise ein Analog/Digital-Wandler
verwendet, der bei der Reproduktion der Eingangsspannung für den Funktioiisgeber
mitverwendet werden kann. Die zur Analog/Digital-Wandlung erforderliche Steuerlogik
und Schalter können in MOS-Technologie realisiert werden, so daß lediglich einige
wenige externe Bauteile, wie z. B. Widerstandsnetzwerke und bipolare Verstärker
zusätzlich erforderlich sind.
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Werden die Register 720,...,72n des Digital/Analog-Wandlers,
die
für die Ein- bzw. Ausgabe der einzelnen Bits des digitslen Wortes erforderlich sind,
als in seiner Zählrichtang steuerbarer Zähler ausgebildet, so lassen sich mit dem
Digital/ Analog-Wandler auch @uchbewegungen durchführen, die vom Optimisator 30
(Fig. 4) in ihrer Richtung steuerbar sind.
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Die zur Regeneration der Bewertungsglieder vorge@ehene chaltungsanordnung
soll nun anhand der Fig. @ näher @rläutert werden. Die @chaltungsanordnung besteht
aus einem @p@@che@ 600 und einem Analog/Digital-Wandler 700.
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Der @peicher ist im Ausführungsbeispiel als Umlaufspe@cher mit einem
Schieberegister 610 und nachfolgenden Ein- und Auskoppelstufen 620 bis 62n dargestellt
(n = 1 bis 10). Zur Vereinfachung wurden lediglich drei Stufen 620, 621 und 62n
gezeichnet, In der Praxis genügen 9 bis 10 Auskoppelstufen.
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Davon werden 8 bis 9 Bit für das Vorzeichen und die Größe eines Koeffizienten
verwendet und 1 Bit wird zweckmäßigerw@ise verwendet, um über den Anschluß 711 dem
Funktionsgebe@ 60 mitzuteilen, ob ein Koeffizient mit dein konstanten Wert () vorliegt.
Ein Koeffizient O bedeutet, daß das betreff@nde Bewertungsglied abgeschaltet wird
und wirkt sich so aus, bis ob der betreffende Abgriff am @chieberegister 1 (Fig.
1) nicht vorhanden wäre. Um einen bestimmten Abgriff unwirksam zu machen, wenn also
der betreffende Koeffizient gleich 0 ist, legt der Funktionsgeber 60 über se:ine
Ausgangsleitungen 61 und 62 an die entsprechenden Speicherkondensatoren, z. B.
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3115 und 3125 (Fig. 3) eine beide Signalschalter @1@@ und 3123 sperrende
Spannung an. Durch diese Maßnahme können in vorteilhafter Weise unterschiedliche
Filterlängen mit einem die erfindungsgemäße Filteranordnung enthaltenden Grundbauelement
realisiert werden, ohne daß die Abgriffe, drire Koeffizienten den Wert O aufweisen,
zum @törgeräusch beitragen.
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Ist k die Anzahl der Bewertungsglieder der Filteranordnung (Anzahl
der Koeffizienten) und n die Wortlänge eines abzuspeichernden Koeffizienten in Bit,
so muß der Umlaufspeiche@ eine Kapazität von mindestens k.n Bit aufweisen. Der Speicher
600 kann auch als Parallelschieberegister mit @ Bit Breite oder als vom Impulsverteiler
7 aufgerufenes RAM-Register realisiert werden.
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Der Analog/Digital-Wandler 700 enthält eine Steuerlogik 710, Registerstufen
720 bis 72n zur jeweiligen @peicherung eines binären Wertes, an die Registerstufen
angeschlossene Umschalter 730 bis 73n und am Ausgang der Ulnschaltcr angeschlossene,
gemäß einer Zweierpotenz in ihren Widerstandswerten gestufte Widerstände 740 bis
74n, deren @ummenstrom in bekannter Weise da analoge Signal nachbildet. Zum Vergleich
des vom hnalog/Digital-Wandler 700 erzeugten analogen igiials mit (le; angelegten
Analogsignal dient der Komparator 760, an dessen Ausgang die Steuerlogik 710 angeschlossen
ist.
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Ferner zeigt Fig. 5 eine Umschaltlogik 750, welche, gesteuert von
der @ teuerlogik 710 oder von einem externen Anschluß 753, entweder einen MOS-Transistor
751 zwischen dem, das analoge Vergleichssignal UV aufweisenden Ausgang des Analog/Digital-Wandlers
700 und dem Eingang des Funktionsgeber@ 60 schaltet oder einen zweiten MOS-Transistor
75@ zwischen de!n Ausgang des Differenzverstärkers 83 und dem Eingang des Funktionsgebers
60 schaltet.
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Zur Takterzeugung für die gesamte Filteranordnung und insbesondere
für die Anordnung zum Regenerieren ist ein Taktgenerator 652 vorgesehen, mit dessen
Takt die Bits im Umlaufspeicher 600 bewegt werden. Der vom Teiler 651 im Verhältnis
ii 1 heruntergeteilte Takt des Taktgenerators 652 dient zum gehalten des Impulsverteilers
und wird der Steuerlogik 710 zur Übernahme gespeicherter Werte zugeführt.
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Der Analog/Digital-Wandler 700 hat die Aufgabe, die Einstellspannung
UF (Eingangsspannung) des Funktionsgebers 60 währ@nd des Einstellvorganges abzutasten
(zu messell) und den digital gewandelten Wert in den vorgesehenen Speicherplatz
des Umlaufspeichers 600 über die Koppel stufen 620 bis 6s~n zu übertragen.
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Hierzu wird von der Umschaltlogik 750 der MOS-Transistor 7 durchgeschaltet
und der MOL-Transistor 751 gesperrt. Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers
83 und somit die Eingangsapannung UF des Funktionsgebers 60 wird nun vom Komparator
760 mit der Vergleichsapannung Uv des Analog/Digital-Wandlers 700 verglichen. Dabei
sorgt die Steuerlogik 710 in an sich bekannter Weise durch schrittweise Approximation
dafür, daß UV#UF ist. Das dabei in den Registerstufen 720 bis 72n entstehende Bitmuster
wird einer die eteuerlogik 710 den Koppelstufen 620 bis 62n des Umlaufspeichers
600 übergeben und bis zur nächsten internen Regeneration im Schieberegister 610
gespeichert. Gleichzeitig hat die Eingangsspannung Up des Funktionsgebers 60 die
vom Impulsverteiler 7 (Fig. 5) einige schalteten Speicherkondensatoren auf den der
Eingangsspannung UF zugeordneten Wert gebracht.
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Da in der Regel ein Bewertungsglied nach dem andern eingestellt wird
und während der Einstellung eines Bewertungsgliedes die anderen ihren eingestellten
Wert beibehalten sollen, dürfen die Ladungen der jeweiligen Speicherkondensatoren
sich nicht in der Zwischenzeit verändern. Zur Regeneration schaltet die Umsteuerlogik
750 den MOS-Transistor 751 durch und sperrt den MOS-Transistor 752. Dadurch liegt
die analoge Vergleichs spannung Uv des Analog/Digital-Wandlers 700 direkt am Eingang
des Funktionsgebers 60 und der Differenzverstärker 83 ist vom Funktionsgeber abgekoppelt.
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Gleichzeitig sorgt die Steuerlogik 710 dafür, daß die Ausgangssignale
des Komparators 760 unwirksam bleiben. Das in den Koppel stufen 620 bis 62n des
Umlaufspeichers 600 bereitgestellte, dem jeweiligen Koeffizienten entsprechende
Bitmuster
wird in die Registerstufen 720 bis 72n des Analog/ Digital-Wandlers 700 übertragen
und erzeugt an seinem Ausgang als Vergleichsspannung UV die gleiche Spannung UF
wie bei der vorhergehenden Abtastung. Der Funktionsgeber 60 gibt dann an seinen
Ausgängen 61 und 6, die dem gespeichelten Wert zugeordneten Spannungen zur Regeneration
der Ladungen den dem jeweiligen Koeffizienten zugeordneten Speicherkondensatoren
ab.
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oll die Einstellung der einzelnen Bewertungsglieder und damit der
Filtercherakteristik in Form einer Suchbewegung erfolgen, wie dies beispielsweise
bei automatischen Entzerrern der Fall ist, oder soll die Einstellung stetig auf
einen gegebenen Wert nachgezogen werden, so lassen sich die Elemente der in Fig.
5 gezeigten Regenerierschaltung mitverwenden.
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Für die Suchbewegung werden in vorteilhafter Weise die Registerstufen
720 bis 7 n des Analog/Digitel-Wandlers 700 als vor- und rückwärtszählender binärer
Zähler schaltbar mit zusätzlichem Taktgenerator ausgebildet. Die Umschaltung der
Zählrichtung ist über die ',teuerleitungen 771 und 77t möglich. Hierzu werden diese
bteuerleitungen an den in Fig. 4 gezeigten Optimisator angeschlossen und die in
Fig. 4 ge zeigten Elemente 83 bis 87 sowie 91 können entfallen. Die Umschaltlogik
750 ist so anzusteuern, daß der KOS-Transistor 751 durchgeschaltet und der MOS-Transistor
752 gesperrt ist.
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Sind die Koeffizieten wie in Fig. 3 in einem Speicher 81 abgespeichert,
so ist es in einigen Anwendungsfällen erwünscht, daß die Bewertungsglieder nicht
sprunghaft auf diese Werte eingestellt, sondern allmählich auf den Sollwert gebracht
werden. In diesem Fall ist Fig. 3 entsprechend Fig. 5 zu ergänzen und die Registerstufen
7,'0 bis 72n des Analog/Digital-Wandlers 700 sind ebenfalls als in der Zählrichtung
umschaltbarer binärer Zähler auszubilden. In diesem Fall wird zweckmäßigerweise
die Zählrichtung des Zählers
vom Vorzeichen der Ausgangsspannung
des Komparators 760 gesteuert. Der Vorzeichenumschlag om Ausgang des Komparator.
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760 beendet dann die Nachstellung.
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Umlaufspeicher 600, Analog/Digital-Wandler 700 und Takteinheit 650
(Fig. 5) sind auf dem. gleichen Halbieiter-Chip integrierbar wie die zuvor anhand
der Figuren 1 bis 3 beschriebenen Filteranordnungen. Die zusätzlich extern anzuschaltenden
Bauelemente sind in Fig. 5 rechts außerhalb des strichlierten Rahmens dargestellt.
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L e e r s e i t e