DE2734154C2

DE2734154C2 - Radargerät mit einem Rauschgenerator und einem im Empfangszweig angeordneten Regelkreis mit Tiefpaßverhalten

Info

Publication number: DE2734154C2
Application number: DE19772734154
Authority: DE
Inventors: Clara 8000 Muenchen Alzner Geb. Kaege; Gerhard Dipl.-Ing. 8135 Soecking Foeller; Harald 8131 Berg Siegel
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1977-07-28
Filing date: 1977-07-28
Publication date: 1979-05-31
Also published as: DE2734154B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Radargerät mit einem im Empfangszweig angeordneten Regelkreis mit Tiefpaßverhalten zur Einstellung der Verstärkung mindestens eines Verstärkers auf konstante Rausch-Ausgangsspannung und mit einer nachgeschalteten Schwellenwertstufe zur Unterdrückung von Rauschsignalen, wobei zur Eichung ein Rauschgenerator vorgesehen ist, der zeitweise Rauschsignale in den Emp-

J5 fangszweig eingibt.

Aus der DE-OS 2218415 ist ein Radarempfänger bekannt, bei dem eine automatische Verstärkungsregelung beim Zwischenfrequenzteil vorgenommen wird. Darüber hinaus ist vorgesehen, das Rauschen des Empfängers fortlaufend zu messen, um dessen jeweilige Empfindlichkeit feststellen zu können. Zu diesem Zweck wird ein Rauschgenerator periodisch an den Empfangszweig angeschaltet und mit einer besonderen Auswerteschaltung ein Vergleich zwischen der Rauschspannung des Empfangsteils allein und der Rauschspannung bei angeschaltetem Rauschgenerator durchgeführt. Aus dem Verhältniswert dieser beiden Meßgrößen wird eine Information gewonnen, welche die Größe des jeweiligen Errpfängerrauschens angibt. Damit wird festgelegt, wie hoch die Rauschzahl des Radargerätes ist.

Bei Radargeräten, weiche mit einer automatischen Einstellung der Verstärkung arbeiten, besteht eine Schwierigkeit darin, daß durch die Einspeisung von Rauschsignalen zu Meßzwecken, z. B. von einem Rausch-Eichgenerator, die normale Verstärkungsregelung möglichst wenig beeinträchtigt bzw. beeinflußt werden darf. Andernfalls würde /. B., wenn diese Messung, (wie üblich), in der Totzeit des Radargerätes

_bn durchgeführt wird, die F.mpfindlichkeit zu Beginn einer Empfangsperiode aufgrund der- vorangegangenen Rauschmessung verringert und damit die Erfassung sehr schwacher Ziele erschwert bzw. verhindert.
Es ist auch nicht ohne weiteres möglich, die An-

_b-, schaltung der Rauschquelle, bzw. das Tastverhältnis (d. h. das Verhältnis Eiiisehaltdauer/Ahsehaltdauer der Rauschquclle) für die Rauschmessung sehr klein zu hallen, weil dadurch die Messung zu ungenau wird

bzw. sehr aufwendige Meßeinrichtungen erforderlich werden.

Der vorliegenden Erfindung, welche sich auf ein Radargerät der eingangs genannten Art bezieht, liegt die Aufgabe zugrunde, einen Weg aufzuzeigen, auf welchem mit geringem Aufwand eine Rauschmessung beim Radarempfänger durchführbar ist und dabei gleichzeitig sicherzustellen, daß die Empfindlichkeit des Radargerätes innerhalb der eigentlichen Empfangsperiode durch den Meßvorgang selbst nicht unzulässig beeinträchtigt wird. Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß im Regelkreis zwei wahlweise einschaltbare Tiefpaßnetzwerke mit jeweils unterschiedJichen Zeitkonstanten Tl und Tl vorgesehen sind, wobei eine Verringerung der Verstärkung mit der hohen Zeitkonstante Tl und nach Beendigung der Anschaltung des Rauschgenerators eine Vergrößerung mit der kleinen Zeitkonstante Π erfolgt, und daß das Verhältnis TlI Tl der beiden Zeitkonstanten groß gewählt ist gegenüL er dem durch das Verhältnis Einschaltdauer/Abschaltdauer festgelegten Tastverhältnis des Rauschgenerators.

Auf diese Weise ist sichergestellt, daß bei einer derartigen Rauschmessung infolge der geringen Zeitkonstante, welche für die nachfolgende Vergrößerung der Verstärkung maßgebend ist, unmittelbar nach der Beendigung des Rausch-Meßvorganges wieder die volle Empfindlichkeit des Radarempfängers zur Verfügung steht und damit die nächste Empfangsperiode praktisch ohne Beeinträchtigung der Empfindlichkeit beginnen kann. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß das Tastverhältnis der Rauschquelle bis zu 1:1, also Prüfdauer = Abschaltdauer gewählt oder sogar noch größer gehalten werden kann, weil der Quotient der beiden Zeitkonstanten groß ist gegenüber dem Tastverhältnis der Rauschquelle. Bei der Darstellung des Rauschens auf dem Bildschirm füllt somit die Prüfphase den Bildschirm weitgehend aus, so daß der Beobachter durch Vergleich zwischen der Test-Rauschanzcige und dem eigentlichen Radarbild in einfacher Weise zu einer zutreffenden Beurteilung der Situation gelangen kann. Die unterschiedlichen Zeitkonstanten gehen in den Regelwert nicht ein.

Die Erfindung sowie deren in Unteransprüchen angegebene Weiterbildungen werden nachfolgend an Hand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Blockschaltbild eines Radargerätes nach der Erfindung,

Fig. 2 das Blockschaltbild eines Teils des Regelkreises mit zwei Tiefpaßnetzwerken,

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel einer RC-Tiefpaßschaltung für zwei unterschiedliche Zeitkonstanten,

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel eines Tiefpaßnetzwerkes mit umschaltbaren Zeitkonstanten unter Verwendung zweier Operationsverstärker,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung mit zwei unterschiedlichen Zeitkonstanten unter Verwendung eines Integrators und eines Differenzierers.

In Fig. 1 ist die geschwenkte oder rotierende Antenne mit AN, der Radarsender mit SR und der Sende-Empfangs-Umschalter mit SES bezeichnet. Das hochfrequente Empfangssignal UE gelangt über einen Verstärker Vl zu einem Mischer Ml. Dieser erhält seine Übetiagerungsfrequenz fo von einem Überlagerungsoszillator EO. Das in die Zwischenfrequenzlage umgesetzte Empfangssignal wird einem weiteren Verstärker Vl zugeleitet, dem eine Auswetteschaltung A W nachgeschaltet ist. Diese Auswerteschaltung enthält insbesondere die Dopplerfilter und Integrationseinrichtungen (Nachintegrationsfilter). Von dort aus gelangen die Signale in der Videolage, soweit sie den Schwellenwert einer Schwellenstufe SW überschreiten, zu einer Anzeige- oder Auswerteeinrichtung, z. B. in Form eines Bildschirmes BS.

Zur Gewinnung der Stellgröße US für den Hochfrequenzverstärker Vl im Eingangsteil des Radarempfängers ist eine Regelschleife vorgesehen, welche

ίο an den Ausgang der Auswerteschaltung AW angeschlossen ist und somit als fstwert Videosignale erhält. Sie enthält einen Gleichrichter GL, dem eine Vergleichsschaltung VG nachgeschaltet ist. Der Vergleichsschaltung VG wird ein Sollwert, angedeutet

is durch den Pfeil UW zugeleitet. Dieser Sollwert UW wird in bekannter Weise z. B. durch eine Bedienungsperson eingestellt oder durch eine automatisch arbeitende Schaltung (insbesondere konstante Falschsignalraten - »CFAR« - liefernde Steuerschaltung) geliefert. Aus dem Vergleich zwischen Istwert UA (aus der gleichgerichteten Video-Spannung) und Sollwert (angedeutet durch UW) wird eine Differenzspannung gewonnen, die einem Tiefpaßfilter TP zugeleitet wird. Dieses Tiefpaßfilter hat u. a. die Aufgabe, die in den empfangenen Rauschsignalen enthaltene Modulation vom Regelvorgang fernzuhalten, d. h. die Steuerspannung US für den Verstärker Vi ohne «Jie kurzzeitige Modulationsfunktionen des Rauschens bereitzustellen. Zur Verstärkung der am

so Ausgang des Tiefpaßfilters TP vorliegenden Spannung ist ein Verstärker RV vorgesehen. Es isl auch möglich, die Steuerspannung US auf mehrere Verstärker, gegebenenfalls auch im Zwischenfrequenzteil einwirken zu lassen.

r> Bei Verwendung eines Tiefpasses TP in der Regelschleife muß die Schleifenverstärkung groß sein, um einen kleinen Regelfehler zu erzielen. Die Zeitkonstante des Tiefpasses geht aber um den Faktor der Schleifenverstärkung vermindert in die gewünschte große Zeitkonstante des Regelkreises ein. Dies führt zu relativ großen Werten z. B. der Kapazität bei Verwendung eines RC-Tiefpasses.

Das Ansprechverhalten der Regelschleife soll im Normalbetrieb so sein, daß langsame Änderungen,

z. B. Änderungen des Rauschens durch Temperatur erhöhung, ausgeglichen werden. Dies bedeutet, daß die Zeitkonstante Tl für den Tiefpaß TP sehr groß gewählt werden muß. Eine sehr schnelle Regelung, also eine sehr kleine Zeitkonstante Tl des Tiefpasses

-,o TP, ist in der Praxis deshalb nicht zweckmäßig, weil sonst durch schnelle Regelvorgänge aus Festziel-Echosignalen Signalkomponenten entstehen können, welche Bewegtziele vortäuschen (Pseudo-Dopplermodulation). Die Regelschleife hält das Rauschen am

■55 Ausgang der Auswerteschaltung A W konstant.

Zur Überprüfung der Empfindlichkeit des Empfangsweges wird eine Rauschquelle (Rauschgenerator) R(S in geeigneter Weise, z. B. über einen Richtkoppler RK, an den Empfangsteil des Radargerätes

_b0 angekoppelt. Anstelle der von der Antenne AN aufgenommenen Empfangssignale UE sind dann die Rauschspannungen UR im Empfänger vorhanden. Die Anschaltung des Rauschgenerators RG erfolgt zweckmäßig nur zeitweise und wird meist durch die

_b5 Bedienungsperson veranlaßt. Bei ordnungsgemäß arbeitender Anlage führt die Anschaltung der Rauschquelle zu einer entsprechenden Anzeige auf dem Bildschirm ß.S". Bei periodischer Anschaltung des

Rauschgenerators RG wird die entsprechende Steuerung zweckmäßig vom zentralen Taktgeber TG mit übernommen, der für die Taktversorgung des Radar- , gerätes und die Festlegung der Impulsfrequenz zuständig ist. Bei einem Tastverhältnis 1:1 (d. h. Anschaltzeit = Abschaltzeit) des Rauschgenerators hat di⁽¹ Anzeige auf dem Bildschirm BS bei Anwendung der Erfindung die dargestellte Verteilung, d. h. Rauschanzeige-Sektoren (schraffiert, d. h. UR vorhanden), und normale Empfangs-Sektoren (nicht schraffiert, d. h. UE vorhanden) folgen gleichmäßig aufeinander und füllen den ganzen Anzeigebereieh aus.

Wenn aber mit nur einer, d. h. der üblichen Zeitkonstante Tl beim Tiefpaß TP gearbeitet wird, dann ergeben sich Schwierigkeiten, weil bei längere vi Anschalten des Rauschgenerators RG die Regcispannung US für den Verstärker KS ansteigt und dieser dadurch weniger empfindlich wird. Bis die volle Empfindlichkeit (im Bereich der nicht schraffierten Sektoren) wieder hergestellt ist, vergeht eine (durch die große Zeitkonstante TZ festgelegte) zu lange Zeit. Es wäre zwar an sich möglich, die schraffierten Rauschanzeige-Sektoren so schmal und damit die Anschaltung des Rauschgenerators RG so kurz zu machen, daß dadurch eine Verstärkungsänderung infolge der großen Zeitkonstante Tl noch nicht eintritt. Dies führt aber zu so schmalen Rauschanzeige-Sektoren, daß eine exakte Beurteilung der Situation durch die Bedienungsperson kaum mehr möglich ist. Der gleiche Fehlereinfluß tritt im übrigen bei nur sehr kurzzeitiger Anschaltung des Rauschgenerators auch dann auf, wenn eine andere Rausch-Meßeinrichtung verwendet wird als die Darstellung auf dem Bildschirm. Dies liegt daran, weil die Meßzeit zu kurz und J5 damit das Meßergebnis zu ungenau wird.

Die sehr großen Tastverhältnisse des Rauschgenerators RG (auch Werte größer als 1 : 1 sind erreichbar), werden durch unterschiedliche Zeitkonstanten Tl und Tl ermöglicht, deren Erzeugung an Hand von Fig. 2 näher erläutert wird. Das Tiefpaßfilter TP nach Fig. 1 ist mit zwei unterschiedlichen Zeitkonstanten Tl und 7Ί ausgestattet, die wahlweise einschaltbar sind. Damit kann im Normalbetrieb mit der großen Zeitkonstante Tl gearbeitet werden, und anschließend an eine Rauschmessung wird kurzzeitig auf die kleine Zeitkonstante Tl umgeschaltet. In Fig. 2 ist im Blockschaltbild schematisch die Umschaltung der Zeitkonstanten gezeigt. Nach der Vergleichsschaltung VG sind zwei Übertragungswege vorgesehen, die wahlweise durch einen, vorzugsweise elektronischen, Umschalter SA in Tätigkeit gesetzt werden können. Jeder dieser Übertragungswege enthält ein Tiefpaßnetzwerk TPl bzw. TPl, wobei das Tiefpaßnetzwerk T¹Pl die Zeitkonstante Tl, das Tiefpaßnetzwerk TPl die Zeitkonstante Tl hat. Im Normalbetrieb, d. h. bei Empfang einer üblichen Eingangsspannung UE über die Antenne AN, ist der Tiefpaß TPl und damit die große Zeitkonstante 7*2 eingeschaltet. Verstärkungsänderungen erfolgen somit entsprechend langsam. Wird dagegen der Rauschgenerator RG angeschaltet und tritt die Rauschspannung UR auf, so wird bei längerer Anschaltdauer infolge der relativ starken Rauschspannung UR die Steuerspannung US größer und damit die Verstärkung des Verstärkers Vl geringer (verkleinerte Empfindlichkeit). Gegen Ende der Anschaltzeit des Rauschgenerators RG wird der Schalter SA umgelegt und damit der Tiefpaß TPl mit der gegenüber Tl wesentlich kleineren Zeitkonstante Ti aktiviert. Damit ist innerhalb kürzester Zeit die Regelspannung US wieder verringert, die Veistiiikung des Verstärkers Vl vergrößert und die nachfolgenden Empfangssignale UE werden wieder mit großer Empfindlichkeit verarbeitet. Sobald die gewünschte Empfindlichkeit wieder erreichi ist, wird erneut durch Umlegen des Umschalters SA auf den Tiefpaß TVl auf die Zeitkonstante Tl umgeschaltet. Dieser Vorgang wiederholt sich am Ende jeder Anschaltung des Rauschgenerators RG von neuem. Das Verhältnis von TlI Tl ist groß zu wählen gegenüber dem Tastverhältnis (Einschaltdauer/Abschaltdauer) des Rauschgenerators RG. Die Umschaltung auf den Tiefpaß 7Pl und damit die kleine Zeitkonstante 71 erfolgt somit zweckmäßig im wesentlichen nur im Bereich der Rückflanke der Rauschsignale des Rauschgenerators RG.

Die Betätigung des Umschalters SA kann von der zentralen Taktsteuerschaltung TG aus erfolgen, weil der Abschaltbefehl für UR und damit den Rauschgenerator RG etwa zu der Zeit auftritt, in welcher kurzzeitig der Tiefpaß TPl mit der kleinen Zeitkonstante Tl einzuschalten ist. In diesem Fall wäre eine entsprechende Steuerleistung von der Taktsteuerschaltung TG zum Umschalter SA vorzusehen.

Da jedoch die Rauschsignale UR im Pegel meist höher liegen als die normalen Empfangssignale UE, besteht die vorteilhafte Möglichkeit, eine einfache pegelabhängige Betätigung des Umschalters US vorzusehen. Beispiele hierfür sind in den Fig. 3 bis 5 dargestellt.

Bei der Schaltung nach Fig. 3 wird das am Ausgang der Auwerteschaltung AW nach Fig. I abgenommene Empfangssignal über den Gleichrichter GL geführt und der Vergleichsschaltung VG zugeleitet. Diese Vergleichsschaltung erhält den Vergleichswert UW (Bezugsspannung) und gibt ein Ausgangssignal ab, welches die Differenz der beiden Spannungen UA und UW darstellt. Die so erhaltene Differenzspannung wird über einen ohmschen Widerstand Ri dem Minuseingang eines Operationsverstärkers OPl zugeleitet, dessen Plus-Eingang an Masse liegt. Am Ausgang des Widerstandes /?3 ist ein ohmscher Widerstand R4 angeschlossen, der über einen weiteren ohmschen Widerstand Rl zu einem Kondensator C geführt ist. Ein paralleler Weg führt über einen ohmschen Widerstand RS und einen ohmschen Widerstand Rl ebenfalls zum Kondensator C. Darüber hinaus sind die beiden Widerstände Rl und Rl ausgangsseitig mit dem Minuseingang eines Integrators IN verbunden, dessen Pluseingang an Masse liegt. Vom Ausgang des Operationsverstärkers OPl ist eine Diode Dl zu einer Klemme 1 zwischen den Widerständen Al und R4 geführt. Diese Diode ist für Spannungen, welche am Ausgang des Operationsverstärkers OPl positiv sind, in Durchlaßrichtung betrieben. Eine weitere Diode Dl wird vom Ausgang des Operationsverstärkers OPl allerdings mit gegenüber Dl umgekehrter Polung zu einer Klemme 2 geführt, welche zwischen den Widerständen Rl und RS liegt. Der Ausgang des Integrators IN ist mit der zweiten Klemme des Kondensators C verbunden. Dort tritt die Steuerspannung US für die Veränderung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers Vl auf. Gegebenenfalls kann, wie bei Fig. 1 und Fig. 2 angedeutet dazwischen noch ein Regelverstärker R V vorgesehen sein. Im vorliegenden Beispiel ist durch die Schaltung

nach Fig. 3 sowohl der RC-Tiefpaß als auch der Regelverstärker RV nach Fig. 2 realisiert. Der Einsatz eines Integrators in dci Rcgelschleife ist besonders vorteilhaft, weil der Regelfehler unabhängig von der Schleifenverstärkung Null ist und die Zeitkonstantc des Integrators IN bei einer angenommenen Schleifenverstärkung von 1 die Zeitkonstantc des Regelkreises unmittelbar bestimmt. Die RCZeitkonstante 71* ist gegeben durch die Beziehung:

71* = Rl-C

Die zweite RC-Zcitkonstantc 7'2 ist festgelegt durch die Gleichung:

/2* = Rl C

Somit können durch entsprechende Wahl der Größe der Widerstände Rl und RZ die Werte 71* und 7"2* der beiden RC-Zcitkonstanten in einfacher Weise festgelegt werden. Je nachdem, ob das Eingangssignal UA oberhalb eines Schwellenwertes liegt oder darunter, ergeben sich die Zeitkonstanten 71 und 7'2 folgendermaßen:

Ist UA kleiner als ein Schwellenwert, so ist am Ausgang des Operationsverstärkers OPl eine negative Spannung vorhanden und somit die Diode D2 leitend. Damit wird die große RC-Zeitkonstante 7'2* über den Widerstand R2 und den Kondensator C nach der vorgenannten Gleichung festgelegt. Dl ist in Spcrrichtung betrieben und verhindert somit den Einfluß des Widerstandes Rl auf die Zeitkonstantc. Wird dagegen die Eingangsspannung UA bei Anschaltung des Rauschgenerators RG durch die größere Spannung UR so gewählt, daß sie über einem Grenzwert liegt, der beispielsweise durch den Vergleichswert UW festgelegt ist, so wird die Ausgangsspannung am Operationsverstärker Ol'l positiv und somit die Diode Dl in Durchlaßichtung betrieben, während die Diode D2 gesperrt ist. Dadurch fließt der Strom über den Widerstand Rl zum Kondensator C und für die Zeitkonstantc gilt die Beziehung 7'1* = Rl ■ C. Somit ergibt sich automatisch, je nachdem, welcher Pegel bei UA auftritt, eine größere oder kleinere Zeitkonstante bei der Regclschlcife. Der Schwellenwert (Vergleichswcrt) UW muß lediglich so festgelegt sein, daß durch Anlegen des Rauschgenerators RG nach Fig. 1 und der damit erfolgten Einspeisung von Rauschsignalcn dieser Schwellenwert durch die infolge des Rauschens sieh ergebende höhere Spannung UA überschritten und somit nach einer gewissen Zeit nämlich am Ende der Rauschsignale, kurzzeitig die Zeitkonstantc 7Ί eingeschaltet wird. Dadurch ist bei Beginn der nachfolgenden Empfangsperiode innerhalb einer kurzen, durch Tl festgelegten Zeit die ausreichend hohe Empfindlichkeit wieder hergestellt. Sinkt dagegen nach Abschalten des Rauschgenerator* RS nach Fig. 1 die Spannung am Eingang der Regelschleife UA wieder ab, so erfolgt automatisch und sofort die Rückumschaltung auf die zweite Zeitkonstantc 7"2 und der Vorgang kann von neuem beginnen.

Die Verstärkung der Schaltung nach Fig. 3 ist so ausgelegt, daß bei Durchschaltung auf die Klemme 1, d. h. über die Diode Dl der Verstärkungsfaktor VFl hoch ist und bestimmt wird durch die Widerstände R3 und R4. Dagegen ist der Verstärkungsfaktor VFZ bei der Durchschaltung auf die Klemme 2, d. h. über die Diode DZ klein und wird bestimmt durch die Widerstände /73 und RS. Diese Auslegung des jeweiligen

Verstärkungsfaktors Vl-I und l'f'2 auf unterschiedliche Werte hat den Vorteil, daß die Rcgelkreis-Zcitkonstante 71 = 71* VIl bzw. TZ = 77* VF2 ist, wobei man voraussetzt, daß der Rest der Schleife den Verstärkungsfaktor 1 hat. Somit läßt sich über den Verstärkungsfaktor VI-'X bzw. Vl-T. und die jeweilige Zeitkonstante T2* bzw. 72* ein sehr großer Bereich von Rcgelkrcis-Zcitkonstanten überdecken, ohne daß hier für ein sehr großer Aufwand erforderlich würde. Ein weiterer Vorteil der Schaltung nach I ig. 3 besteht darin, daß die Schwcllcnspannungcn der beiden Dioden Dl und /)2 in den Regclvorgang nicht eingehen.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 4 zeigt an sich giuriüsätzlch einen sehr ähnlichen Aufbau wie die Anordnung nach Fig. 3, was durch entsprechende gleiche Bezeichnungen bei übereinstimmenden Elementen angedeutet ist. Ein Unterschied besteht lediglich darin, daß an Stelle des Integrators IN nach Fig. 3 ein weiterer Operationsverstärker ΟΓ2 vorgesehen ist Beim Operationsverstärker Ol'l ist an dem Pluscingang eine erste Vergleichsspannung UWl und bei dem Operationsverstärker OVI. eine andere Vergleichsspannung UWZ angelegt. Damit ist die Vergleichsschaltung V(S überflüssig. Durch entsprechende Dimensionierung der beiden Vergleichsspannungcn (Führungsgrößen) UW2 und UWl ist es möglich, den Wcchsclpunkt, d. h. die Umschaltung der Zeitkonstanten /Ί. T2, unabhängig vom Rcgelwert zu wählen. Damit können bestimmte Anforderungen an die Schaltung befriedigt werden, beispielsweise die, daß Rauschspitz.cn nicht schon eine Umschaltung bewirken oder daß die Schaltung im ungestörten Zustand definiert mit der hohen Zeitkonstante 7'2 arbeitet. Die Schaltung nach Fig. 4 zeigt somit insgesamt günstigere Eigenschaften als die Schaltung nach Fig. 3.

Eine gewisse Schwierigkeit der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 kann darin bestehen, daß es bei der Forderung nach besonders hochwertigen Regelkreisen nachteilig ist, daß die sogenannte Offsetspannung (d. h. von außen nicht beeinflußbare Spannungswerte) des Operationsverstärkers OPl in den Rcgelwert des Kreises eingeht. Dieser Nachteil ist bei dem Ausführungsbeispicl nach Fig. 5 vermieden. Die Ansteuerung des Minuseingangs eines am Eingang angeordneten Integrators INI ei folgt nach dem Gleichrichter Gl. über einen Widerstand /?6, während der Pluseingang dieses Integrators mit der Vcrgleichsspannung (Führungsgrößc) U W3 belegt ist. Der Minus-Eingang des Inverters /Nl und sein Ausgang sind über einen Kondensator C^-I verbunden. Vom Minus-Eingang des Inverters INI führen außerdem zwei parallele Übertragungswege mit den ohmschen Widerständen 7?7. RS bzw. /?9, RIO zum Minus-Eingang eines Operationsverstärkers OP3. Der Plus-Eingang dieses Operationsverstärkers OP3 ist über einen Kondensator i'2 mit dem Ausgang des Inverters /Nl verbunden. Beide Eingänge des Operationsverstärkers OP3 sind jeweils über ohmschc Widerstände RIl und R12 mit Masse verbunden. Der Kondensator ("2 und der Widerstand RlZ bilden eine Diffcrcnzierstufc. Vom Ausgang des Operationsverstärkers OPl führt eine Diode Dl zu einer Anschlußklemme 3 zwischen den beiden Widerständen /?7 und RS. Eine zweite entgegengesetzt gepoltc Diode DZ ist mit einer Klemme 4 verbunden, die zwischen den Widerständen R9 und KlO liegt. Jc nach dem Vonreichen der am Ausgang

des Integrators INI anliegenden Spannung wird dem Integrator eine große (nämlich bei durchgeschalteter Diode Öl) oder eine kleine (nämlich hei durchgeschalteter Diode Dl) Gcgcnspaniuing zugeführt. Damit sind die Zeitkonstanten des Integrators //Vl in Abhängigkeit vom Vor/eichen der Spannung UA im-

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lerschiedlich groß. Auf diese Weise ist sichergestellt, daß Offsetspannungen des Operationsverstärkers Ol'3 nicht eingehen und der Wechselpunkt sehr genau mit der Führungsspannung UWi zusammenfällt. Die ι Steuerspannung US wird analog zu Fig. 3 vom Ausgang des Kondensators Cl abgenommen.

lliei/u 2 I)IuIt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Radargerät mit einem im Empfangszweig angeordneten Regelkreis mit Tiefpaßverhalten zur Einstellung der Verstärkung mindestens eines Verstärkers auf konstante Rausch-Ausgangsspannung und mit einer nachgeschalteten Schwellenwertstufe zur Unterdrückung von Rauschsignalen, wobei zur Eichung ein Rauschgenerator vorgesehen ist, der zeitweise Rauschsignale in den Empfangszweig eingibt, dadurch gekennzeichnet,daß im Regelkreis zwei wahlweise einschaltbare Tiefpaßnetzwerke (TPl, TPl) mit jeweils unterschiedlichen Zeitkonstanten Tl und T2 vorgesehen sind, wobei eine Verringerung der Verstärkung mit der hohen Zeitkonstante Ti und eine Vergrößerung der Verstärkung nach Beendigung der Anschaltung des Rauschgenerators (RG) mit der kleinen Zeitkonstante Tl erfolgt, und daß das Verhältnis TlI Tl der beiden Zeitkonstanten groß gewählt ist gegenüber dem durch das Verhältnis Einschaltdauer/Abschaltdauer festgelegten Tastverhältnis des Rauschgenerators (RG).

2. Radargerät nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß die Einschaltung des Tiefpasses (TPl) mit der kleinen Zeitkonstante Tl im wesentlichen nur im Bereich der Rückflanke der Rauschsignale des Rauschgenerators (RG) erfolgt.

3. Radargerät nach den obengenannten Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß die Einschaltung der Tiefpaßnetzwerke ( TPl, TP2) von einer Taktsteuerschaltung (TG) vorgenommen wird, welche auch die An- und Abschaltung des Rauschgenerators (RG) bewirkt.

4. Radargerät nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einschaltung der Tiefpaßnetzwerke (TPl, TP2) pegelabhängig vorgenommen wird.

5. Radargerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelschleife einen Operationsverstärker (OPl) und einen durch einen Kondensator (C) überbrückten Integrator aufweist und daß am Ausgang des Operationsverstärkers (OPl) zwei gegensinnig gepolte Dioden (Dl, Dl) vorgesehen sind, die über ohmsche Widerstände (Al, Rl) unterschiedlicher Größe mit dem Kondensator (C) verbunden sind. (Fig. 3).

6. Radargerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelschleife einen ersten Operationsverstärker (OPl) und einen durch einen Kondensator (C) überbrückten zweiten Operationsverstärker (OP2) aufweist, daß am Ausgang des ersten Operationsverstärkers (OPl) zwei gegensinniggepolte Dioden ( Dl, D2) vorgesehen sind, die über ohmsche Widerstände (R , Rl) unterschiedlicher Größe mit dem Kondensator (C) verbunden sind, und daß jeweils einem Eingang der beiden Operationsverstärker (OPl, OP2) eine Vcrgleichsspannung (UWX, UWl) als Führungsgröße fur die Regelschleife zugeführt ist. (Fig. 4).

7. Radargerät nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsfaktoren ( VFX, 17·'2) für die jeweiligen RC-Zeitkonstanten (7Ί*. 7'2*) unterschiedlieh gewählt sind und die resultierenden Zeitkonstanten Tl, Y'2 durch das Produkt aus den Verstärkungsfaktoren (KFl, KF2) und den jeweiligen Zeitkonstanten (Tl*, T2*) festgelegt sind.

8. Radargerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelschleife einen durch einen Kondensator (ClJ überbrückten Integrator (INI) aufweist, dessen zweitem Eingang eine Vergleichsspannung (UW3) als Führungsgröße zugeführt ist, daß ein nachgeschalteter Operationsverstärker (OP3) ausgangsseitig über zwei gegensinnig gepolte Dioden (Dl, D2) mit jeweils zwei Klemmen (3, 4) verbunden ist, die zwischen jeweils zeiohmschen Widerständen (RT, RS bzw. R9, RXO) liegen, die ihrerseits jeweils den mit der Eingangsspannung (UA) beaufschlagten Eingang des Integrators (INI) mit einem Eingang des Operationsverstärkers (OP3) verbinden, dessen zweiter Eingang über einen ohmschen Widerstand (RXl) mit Masse und einem weiteren Kondensator (C2) mit dem Ausgang des Integrators (INX) verbunden ist. (Fig. 5).