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Verfahren zur Impulsbreitensteuerung für einen Gleichstromstel-
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ler und Steueranordnung zur DurchfUhrunx des Verfahrens Die Erfindung
betrifft ein Verfahren zur Inpulsbreitensteuerung für einen Gleichstromsteller,
bei dem Transistoren als Stromrichterventile in einphasiger Brückenschaltung zur
Speisung einer in der Brückendiagonale angeordneten ohmisch-induktiven Last dienen,
wobei die Transistoren durch Freilaufdioden überbrückt sind und Jedem Transistor
eine Ansteuerbaugruppe zugeordnet ist und wobei die Dauer der Steuerimpulse für
die Ansteuerbaugruppen von Jeweils zwei diagonal angeordneten Transistoren durch
die Schnittpunkte einer periodischen Sägezahnspannung mit Jeweils einer Steuergleichspannung
festgelegt ist und eine Steueranordnung zur Durchführung des Verfahrens.
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Solche Verfahren zur Impulsbreitensteuerung für einen Gleichstromsteller
werden bei im Handel erhältlichen Geräten eingesetzt.
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Es besteht die Aufgabe, ein Verfahren der eingangs genannten Art so
auszugestalten, daß in allen Betriebs zuständen die Konstanz der Taktfrequenz gewährleistet
ist und auch bei hoch empfindlicher Ansteuerelektronik ein Brückenkurzschluß zuverlässig
ausgeschlossen bleibt.
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Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß zwei synchronisierte,
gestaltsgleiche Sägezahnspannungen, die in der Spannungsachse gegeneinander verschoben
sind, mit einer Steuergleichspannung zum Schnitt gebracht werden, wobei das Ende
Jedes
Steuerimpulses für das erste diagonal angeordnete Transistorpaar
vom Beginn Jedes Steuerimpulses für das zweite diagonal angeordnete Transistorpaar
durch die Rückstellzeit der Sägezahnspannung getrennt ist und das Ende Jedes Steuerimpulses
für das zweite diagonal angeordnete Transistorpaar vom Beginn jedes Steuerimpulses
für das erste diagonal angeordnete Transistorpaar durch die Zeitdifferenz zwischen
den Schnittpunkten der Flanken geringer Steigung der Sägezahnspannung mit der Steuergleichspannung
getrennt ist. Vorzugsweise ist am Ende Jedes Steuerimpulses ein AusrOumimpuls für
die stromführenden Transistoren vorgesehen.
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Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird der Beginn eines Steuerimpulses
für das eine diagonal angeordnete Transistorpaar mit Beginn der Flanke geringer
Steigung der Sägezahnspannung ausgelöst und der Steuerimpulse für das andere diagonal
angeordnete Transistorpaar endet mit dem Ende der gleichen Flanke der Sägezahnspannung.
Damit bleibt auch bei einem beispielsweise durch eine Strombegrenzung ausgelösten
Steuereingriff, bei dem die Meldung, daß der Stromgrenzwert erreicht ist, gespeichert
wird, die Frequenz konstant. Mit den Sicherheitsabständen zwischen den Zündimpulsen
für die abwechselnd angesteuerten Transistorpaare wird ein Brückenkurzschluß mit
Sicherheit ausgeschlossen. Sowohl die Frequenzkonstanz, als auch die Kurzschlußsicherheit
wird mit ge ringem wirtschaftlichen Aufwand erreicht.
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Bei einem Verfahren mit einer Erfassungsanordnung für den Stromfluß
in dem Jeweils leitenden Transistorpaar ist es vorteilhaft, die Steuerimpulse zu
beenden, wenn der Stromfluß einen Stromgrenzwert überschreitet. Damit erhält man
einen einfachen Überlastungsschutz der stromführenden Transistoren.
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Bei einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens
wird unmittelbar vor dem Anlegen eines Steuerimpulses an das zur Stromführung vorgesehene
Transistorpaar ein Sperrimpuls an das nichteinzusdtltende Transistorpaar angelegt,
der sich it dem Steuerimpuls überlappt. Durch diese Sperrimpulse wird ausgeschlossen,
daß die nicht angesteuerten Transistoren durch Störiupulse stromführend werden.
Damit kann auch eine hochempfindliche Ansteuerelektronik eingesetzt werden, die
eine energiearme Ansteuerung der Transistoren ermöglicht. Die Sperrimpulse liegen
an den
nicht angesteuerten Transistoren genau in dem Zeitpunkt an,
in dem die Gefahr einer Ansteuerung durch Störimpulse besonders groß ist.
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Damit kann auf Langimpulse und die damit verbundenen Ubertrager verzichtet
werden, die in handelsüblichen Geräten eingesetzt werden. Auch beim Ausschalten
der stromftlhrenden Transistoren besteht die Gefahr von kapazitiven und induktiven
tJberkopplungen auf die empfindliche Ansteuerelektronik der sperrenden Transistoren.
Um eine unerwünschte Ansteuerung dieser Transistoren zu vermeiden, kann unmittelbar
vor Beendigung des Steuerimpulses an dem stromführenden Transistorpaar ein Sperrimpuls
an das nicht stromführende Transistorpaar angelegt werden, der mit dem Ausrkuslmpuls
überlappt.
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Eine vorteilhafte, aufwandsarme und zuverlässige Steueranordnung zur
Durchführung des Verfahrens läßt sich damit realisieren, daß ein Sägezahngenerator
vorgesehen ist, der zusätzlich zur Sägezahnspannung Jeweils während der Rückstellzeit
einen Rechteckimpuis liefert, daß ein erstes Vergleichsglied vorgesehen ist, dessen
Eingängen die SEgezahnspannung und die Steuergleichspannung zugeführt ist, daß ein
zweites Vergleichsglied vorgesehen ist, dessen Eingängen die Steuergleichspannung
und zur Spannungsverschiebung ebenfalls die Sägezahnspannung über eine Zenerdiode
zugeführt ist, daß ein erstes NAND-Gatter vorgesehen ist, dem die Rechteckimpulse
sowie das Äusgangssignal des ersten Vergleichsgliedes zugeführt ist, daß ein zweites
NAND-Gatter vorgesehen ist, dem außer den Rechteckimpulsen das Ausgangssignal des
zweiten Vergleichsgliedes zugeführt ist, daß der Ausgang des ersten NAND-Catters
über einen ersten lmpulsverstärker mit den Ansteuerbaugruppen des ersten diagonal
angeordneten Transistorpaares und der Ausgang des zweiten NAND-Gatters über einen
zweiten Impulsverstärker mit den Ansteuerbaugruppen des zweiten diagonal angeordneten
Transistorpaares verbunden ist, daß ferner der Ausgang des ersten NAND-Gatters mit
einer ersten monostabilen Kippstufe verbunden ist, die Jeweils am Ende eines Steuerimpulses
für das erste Transistorpaar einen Auarkumimpuls liefert, der über einen dritten
Impulsverstärker den Ansteuerbaugruppen des ersten Transistorpaares zugeführt ist
und daß der Ausgang des zweiten NAND-Gatters mit einer zweiten monostabilen Kippstufe
verbunden ist, die Je-
weils am Ende eines Steuerimpulses für das
zweite Transistorpaar einen Ausräumimpuls liefert, der Uber einen vierten Impulsverstärker
den Ansteuerbaugruppen des zweiten Transistorpaares zugeführt ist.
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Eine kostengünstige Strombegrenzung mit Speicherung der Meldung erhält
man vorzugsweise mit einem dritten Vergleichsglied zum Vergleich des Strotusses
in dem Jeweils leitenden Transistorpaar mit dem Stromgrenzwert, wobei der Ausgang
des dritten Vergleichsgliedes dem Setzeingang einer bistabilen Kippstufe zugeführt
ist, deren Rücksetzeingang die Reohteckimpulse des Sägezahngenerators zugeführt
sind und wobei der Ausgang der bistabilen Kippstufe Je einem weiteren Eingang des
ersten und zweiten NAND-Gatters zugeführt ist.
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Vorteilhaft ist es, dem ersten und zweiten Impulsverstärker Jeweils
eine Verzögerungsstufe und dem dritten und vierten Impulsverstärker ein drittes
und viertes NAND-Gatter vorzuschalten und eine an den Ausgang des ersten NAND-Gatters
angekoppelte, dritte monostabile Kippstufe vorzusehen, die durch die Anfangsflanke
des Steuerimpulses für das erste Transistorpaar ausgelöst wird, wobei eine an den
Ausgang des zweiten NANDLGatters angekoppelte, vierte monostabile Kippstufe vorzusehen
ist, die durch die Anfangs flanke des Steuerimpulses für das zweite Transistorpaar
ausgelöst wird und wobei das dritte NAND-Gatter eingangsseitig durch die Ausgangssignale
der ersten, zweiten und vierten monostabilen Kippstufe und das vierte NAND-Gatter
eingangsseitig durch die Ausgangssignale der ersten, zweiten und dritten monostabilen
Kippstufe beaufschlagt ist. Mit dieser Ausgestaltung wird durch wenige zusätzliche
Bauelemente auch bei hoch empfindlichen Ansteuerbaugruppen das unerwünschte Einschalten
der nicht angesteuerten Transistoren sicher ausgeschlossen.
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Im folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbi spiels
in den Figuren 1 bis 3 näher erläutert. Dabei zeigt: Figur 1 das Schaltbild des
Leistungsteils mit den Ansteuerbaugruppen für einen Gleichstromsteller,
Figur
2 die Wirkungsweise des Steuersatzes anhand eines Impulsdiagramms und Figur 3 das
Schaltbild des Steuersatzes.
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In dem in Figur 1 dargestellten Schaltbild liegen die als Stromrichterventile
dienenden Transistoren T1 bis T4 in einphasiger Brückenschaltung zwischen den Gleichspannungsklemmen
P und N.
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Die Gleichspannung kann aus einer Batterie entnommen oder sie kann
die Zwischenkreisspannung eines Umrichters mit Gleichspannungszwischenkreis sein.
Die Transistoren T1 bis T4 sind im Ausführungsbeispiel Darlington-Schaltungen. Den
Transistoren T1 bis T4 sind Freilaufdioden D1 bis D4 antiparallel geschaltet. In
der Brückendiagonale liegt eine ohmisch induktive Last, im Ausführungsbeispiel ein
Gleichstrommotor MT. Jedem der als Darlington-Schaltung ausgeführten Transistoren
T1 bis T4 ist eine Ansteuerbaugruppe Al bis A4 zugeordnet. Während die Ansteuerbaugruppe
A2 bis A4 lediglich schematisch angedeutet sind, ist die Ansteuerbaugruppe Al in
Figur 1 konkret ausgeführt.
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Die Ansteuerbaugruppe Al weist zwei Eingänge E7 und E2 mit gemeinsamem
Bezugspunkt E3 auf. Über den Eingang El werden der Ansteuerbaugruppe die vom Impulsverstärker
I1 kommenden Steuerimpuls. 1R1 auf die Primärwicklung eines Ansteuerübertragers
Trl geführt. Die gleichsinnig angeordnete Sekundärwicklung des Ansteuerübertragers
Trl ist über eine Diode D5 auf die Basis-Ehitter-Strecke des Treibertransistors
der Darlington-Schaltung Tl geführt.
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Parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Treibertransistors liegt ein
Widerstand Rl. Der Emitteranschluß des Leistungstransistors der Darlington-Schaltung
T1 ist mit der zur Primär- und Sekundärwicklung gleichsinnig angeordneten Tertiärwicklung
des Ansteuerübertragers Trl verbunden, wobei der andere Anschluß der Tertiärwicklung
über die Wicklung eines weiteren Übertragers Tr2 einer Erfassungsanordnung V an
die Anschlußklemmen N des Leistungsteils geführt.
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Dieser Teil der Ansteuerschaltung A7 ermöglicht das Einschalten des
Leistungstransistors der Darlington-Ahordnung T1 mit sehr geringer Energie wegen
der durch den Ansteuerübertrager Trl herbeigeführten Mitkopplung.
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Dem zweiten Eingang E2 der Ansteuerbaugruppe Al werden die Ausräumimpulse
IA1 des dritten Impulsverstärkers 13 zugeführt. Dem Eingang E2 ist in der Ansteuerbaugruppe
Al ein Ausräumübertrager Tr3 zugeordnet. Die Sekundärwicklung dieses Ausräumubertragers
Tr3 ist an die Basis-Emitter-Strecke des Leistungstransistors der Darlingtron-Schaltung
Tl angeschlossen. Parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Leistungstransistors liegt
der Widerstand R2.
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Der an den Basisanschluß des Leistungstransistors geführte Anschluß
der Sekundärwicklung des Ausräumübertragers Tr3 ist auch mit der Basis des Treibertransistors
verbunden.
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Am Ende eines Steuerimpulses 1R1 wird der Strom in der Primärwicklung
des Ansteuerübertragers Trl zu Null. Durch das anschließende Ansteuern des Ausräumübertragere
Tr3 durch die Ausräumimpulse 1A1 gelangt negative Spannung an die Basis-Emitter-Strecke
des Leistungstransistors, wodurch die Ladungsträger aus den Basis-Emitter-Strecken
von Treibertransistor und Leistungstransistor abgesogen werden. Gleichzeitig wird
der Strom von der Sekundärwicklung des Ansteuerübertragers Tr3 abgesogen.
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Die AnsteuerbaugruppenA2 bis A4 sind ebenso aufgebaut wie die eben
erläuterte Ansteuerbaugruppe Al. Beide Transistoren Jedes der beiden diagonal gegenüberliegenden
Transistorpaare T1, T2 und T3, T4 sind Jeweils gleichzeitig leitend oder gespert.
Die der Ansteuerbaugruppe A'1 zugeführten Steuerimpulse IR1 und Ausräumimpulse 1A1
sind gleichzeitig der Ansteuerbaugruppe A2 zugeführt. Die dem anderen diagonal angeordneten
Transistorpaar T3, T4 zugeordneten Ansteuerbaugruppen A3 und A4 sind eingangsseitig
ebenfalls durch Jeweils gleiche Ansteuer- bzw. Ausräumimpulse IR2 bzw.
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beaufschlagt.
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Zur Erfassung des durch Jeweils ein Transistorpaar fließenden impulsartigen
Stromes dient eine Erfassungsanordnung V. Zu diesem Zweck wird der aus der Tertiärwicklung
der Ansteuerübertrager Tr1 der Ansteuerbaugruppe A1 und A4 der Primärwicklung eines
Stromwandlers Tr2 zugeführt. Die Sekundärwicklung des Stromwandlers Tr2 speist über
eine Diode D6 eine Borde R3, an der eine dem Stromistwert Iist proportionale Spannung
UIist abgegriffen wird.
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Parallel zur Sekundärwicklung des Stromwandlers Tr2 ist die Serienschaltung
einer weiteren Diode D7 mit einer Zenerdiode Z1 gelegt. Diese Erfassungsanordnung
V dient nicht der Erfassung des durch die Last fließenden Stromes sondern nur der
Erfassung des Transistorstromes. Die zur Sekundärwicklung des Wandlers parallel
liegende Serienschaltung der Zenerdiode Z1 und der Diode D7 ermöglicht die Rückmagnetisierung
des Wandlers Tr2. Uber die Erfassungsanordnung V werden bei einer Überschreitung
eines vorgegebenen Stromgrenzwertes die Steuerimpulse beendet, Ausräumimpulse an
die gerade stromführenden Thyristoren angelegt und somit die Transistoren vor einer
Überlastung geschützt.
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Figur 2 veranschaulicht das erfindungsgemäße Steuerungsverfahren anhand
eines Impulsdiagramms, wobei alle Impulse mit einem Querstrich gekennzeichnet sind,
die noch einem der Impulsverstärker I1 bis I4 zugeführt werden müssen. Figur 2a
zeigt den periodischen Zeitverlauf der beiden Sägezahn- bzw. Dreieckspannungen 1
und 2.
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Beide Sägezahnspannungen verlaufen synchron und sind formgleich.
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Jedoch ist die Sägezahnspannung 2 um eine Spannung a U gegenüber der
Sägezahnspannung 1 ins negative verschoben. Ferner ist in Figur 2a eine positive
Steuerspannung Ust eingetragen, deren Größe die Ausgangsspannung des Gleichstromstellers
bestimmt. Zwischen der Ausgangs spannung des Gleichstromstellers und der Steuerspannung
Ust besteht eine direkte Proportionalität. Wegen der spannungsmäßigen Verschiebung
der beiden Sägezahnspannungen 1 und 2 tritt eine zeitliche Versetzung 6 T2 zwischen
den Schnittpunkten der beiden Sägezahnspannungen 1 und 2 und der Steuerspannung
Ust auf.
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Dieser zeitliche Abstand wird - solange der von der Erfassungsanordnung
V wahrgenommene Transistorstrom unterhalb des Stromgrenzwertes bleibt - als zeitlicher
Sicherheitsabstand zwischen dem Ende des Steuerimpulses TR2 für das zweite Transistorpaar
und dem Beginn des Steuerimpulses TR1 für das erste Transistorpaar genutzt.
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Dies zeigt ein Vergleich der Kurvenzüge in Figur 2c und 2e. Der unter
Fig. 2c dargestellte Kurvenzug 5 zeigt die Steuerimpulse für für das zweite Transistorpaar
T3, T4, wobei das Transistorpaar Jeweils im Signalzustand L leitend ist. Der unter
Figur 2e dargestellte Kurvenzug 7 repräsentiert die Steuerimpulse TRl für das erste
Transistorpaar T1, T2, wobei auch hier der Signalzustand L der Leitungephase des
Transistorpaares zugeordnet ist. Die End-
flanke Jedes Steuerimpulses
YR2 für das zweite Transiatorpaar ist von der Anfangsflanke des Steuerimpulses IR1
für das erste Transistorpaar um die Sicherheitszeit iN T2 getrennt.
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Als weitere Sicherheitszeit zwischen der Endflanke Jedes Steuerimpulses
rR1 für das erste Transistorpaar und der Anfangs flanke des Steuerimpulses R2 für
das zweite Thyristorpaar ist die Rückstellzeit T1 T, der Sägezahnspannungen genutzt.
Daraus folgt, daß der benötigte Sägezahngenerator so dimensioniert sein muß>
daß die Rückstellzeit hinreichend lange ist, um den Übergang der bislang stromführenden
Transistoren in den sperrenden Zustand zu ermöglichen.
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Damit wird durch die Verwendung von zwei in der Spannungsachse gegeneinander
verschobenen Sägezahnspannungen 1 und 2 in einfacher Weise ein Zündimpulsmuster
gewonnen, das aufgrund der Sicherheitsabstände zwischen den Zündimpulsen TRl und
IR2 für das erste und das zweite Transistorpaar eine hohe Sicherheit gegen einen
Kurzschluß der an den Klemmen P und N anstehenden Speisespannung des Gleichstromstellers
bietet.
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Im Ausführungsbeispiel liegt somit unabhängig von der Lage der Steuerspannung
Ust die Anfangsflanke Jedes Steuerimpulses R2 für das zweite Transistorpaar fest
und fällt mit den Maxima der Sägezahnspannungen 1 und 2 zusammen. Andererseits liegt
die Ausschaltflanke Jedes Zündimpulses TR1 für das zweite Transistorpaar ebenfalls
unabhängig von der Größe der Steuergleichspannung Ust fest und fällt mit dem Minima
der beiden Sägezahnspannungen 1 und 2 zusammen. Durch die Verstellung der Steuergleichspannung
Ust wird lediglich die Endflanke der Steuerimpulse T, für das zweite Transistorpaar
sowie die Einschaltflanke der Steuerimpulse TR1 für das erste Transistorpaar gleichsinnig
verschoben, wobei ein konstanter Sicherheitsabstand a T2 zwischen beiden Impulsflanken
erhalten bleibt.
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Die bisherigen Ausführungen galten für den Fall, daß der von der Erfassungsanordnung
V für den Transistorstrom erfaßte Stromfluß unterhalb eines durch die Belastbarkeit
der Transistoren gegebenen Stromgrenzwerte bleibt. Kommt es Jedoch zur Überschreitung
des
Stromgrenzwertes innerhalb der Zeitspanne während der ein Steuerimpuls,
beispielsweise der Steuerimpulse TR2 2 ansteht, so wird dieser Steuerimpuls durch
Schaltkreise im Steuersatz sofort beendet. Die Meldung, daß der Stromgrenzwert überschritten
ist, wird gespeichert und erst mit Beginn der nächsten Periode der Sägezahnspannung
gelöscht. Damit wird auch der Steuerimpuls IR7 für das Transistorpaar T1 und T2
in der Periode der Sägezahnspannung unterdrückt in der der Strombegrenzungswert
überschriten wird. Bei dem vorliegenden Steuerkonzept für die Strombegrenzung bleibt
unter allen Umständen die Frequenz konstant. Dies stellt einen wesentlichen Vorteil
gegenüber bekannten Verfahren dar, bei denen Dreiecksspannungen zur Steuerimpulserzeugung
verwendet werden.
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Die vorzeitige Beendigung des Steuerimpulses TR2 beim Uberschreiten
des Stromgrenzwertes geht aus dem Vergleich der Figuren 2c und 2h hervor. In der
Figur 2h ist das ausgangsseitige Spannungssignal UIist der Erfassungsanordnung V
für den Thyristorstrom aufgetragen. Beim Überschreiten einer zum Stromgrenzwert
proportionalen Grenzspannung I grenz im Zeitpunkt to wird der Steuerimpuls tR2 beendet.
Der Steuersatz ist so aufgebaut, daß jeweils mit Beendigung des Steuerimpulses für
eines der Transistorpaare gleichzeitig den Ansteuerbaugruppen beider das Paar bildenden
Transistoren ein Ausräumimpuls über die zugehörigen Impulsverstärker zugeleitet
wird, um die betreffenden Transistoren in den Sperrzustand zu überführen. Für das
zweite Transistorpaar sind dies die Figur 2d dargestellten Ausräumimpulse zA2 für
das erste Transistorpaar die in Figur 2f dargestellten Ausräumimpulse TA1 Der im
Zusammenhang mit Figur 1 erläuterte Vorteil, daß aufgrund der Mitkopplungsschaltung
in den Ansteuerbaugruppen Al bis A4 die Thyristoren T1 bis T4 mit geringer Ansteuerenergie
bereits aufgesteuert werden können, bringt als Nachteil mit sich, daß aufgrund der
großen Verstärkung bereits Störimpulse, die beim Einschalten und beim Ausschalten
eines Transistorpaares durch kapazitive und induktive Kopplung unerwünscht auftreten,
das
nicht zur Stromführung vorgesehene Transistorpaar in den leitenden
Zustand überführen. Dies würde Jedoch einen Kurzschluß der an den Klemmen P und
N anstehenden Speisespannung bedeuten, der aufgrund des zu langsamen Ansprechens
der Sicherungen mit großer Wahrscheinlichkeit zur Zerstörung der Transistoren führen
würde.
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Um diese Gefahr auszuschließen, ist der Steuersatz, der in Figur 3
dargestellt ist, so aufgebaut, daß unmittelbar vor der Ubertragung der Einschalt-
bzw. Ausschaltflanke der Ausschaltimpulse an das zur Stromführung vorgesehene Transistorpaar
dem nicht zur Stromführung vorgesehenen Transistorpaar ein Sperrimpulse T5 über
den Eingang E2 der Ansteuerbaugruppen auf den Ausräumübertrager Tr3 gegeben wird.
Ein induktiv oder kapazitiv übergekoppelter Störimpuis fließt somit nicht über die
Basis-Emitter-Strecke des nicht zur Stromführung vorgesehenen Transistorpaares,
sondern wird vom Ansteuerübertrager wegen der anstehenden negativen Basis-Emitter-Spannung
sofort abgezogen. Die Sperrimpulse S sind so dimensioniert, daß übergekoppelte Störimpulse
immer kleiner sind.
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Bei einer potentialfreien Übertragung der Sperrimpulse kann nicht
ohne größeren Aufwand, insbesondere größere Übertrager, ein dauerndes Anstehen negativer
Spannung an den Basis-Emitter-Strecken der nicht zur Stromführung vorgesehenen Transistoren
erreicht werden.
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Der Vorteil der erfindungsgemäßen Gestaltung liegt darin, daß ein
unerwünschtes Zünden der Transistören dadurch zuverlässig ausgeschlossen wird, daß
genau im kritischen Augenblick, d.h.
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unmittelbar vor Einschalten, bzw. Ausschalten des zur Stromftihrung
vorgesehenen Transistorpaares Sperrimpulse an das andere Transistorpaar angelegt
werden, die dann nur eine kurze zeitliche Überlappung mit dem Ansteuerimpuls bzw.
Ausräumimpuls am stromführenden Transistorpaar aufweisen müssen.
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Dies soll anhand des in Figur 2 dargestellten Impulsdiagraiis veranschaulicht
werden. Die Zündimpulse für das erste Transistorpaar IR1 sind unter Figur 2e dargestellt.
Die Sperrimpulse für daa zweite Transistorpaar sind aus Figur 2d entnehmbar und
mit Ts2 bezeichnet. Es ist ersichtlich, daß sowohl der Einschalt- als auch der Ausschaltflanke
Jedes der Steuerimpulse P,1 Jeweils ein Sperrimpuls T52 zugeordnet. Aus Maßstabsgründen
schlecht erkennbar ist, daß die Sperrimpulse T52 Jeweils etwa eine Mikrosekunde
vor der Flanke der zugehörigen Einschalt- bzw. Ausschaltflanke der
zugehörigen
Steuerimpulse IR1 beginnen. Schaltungstechnisch wird dies im Steuersatz dadurch
realisiert, daß die Steuerimpulse erst ein Verzögerungsglied durchlaufen, ehe sie
die zugehörigen Impulsverstärker erreichen.
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Der Zusammenhang zwischen den Flanken der Steuerimpulse IR2 für das
zweite Transistorpaar und den zugehörigen Sperrimpulsen I für das erste Transistorpaar
ergibt sich aus dem Vergleich der Kurven in Figur 2c und 2f. Wesentlich ist auch
dabei, dad der Jeweilige Sperrimpulse Isl jeweils etwa eine Mikrosekunde vor den
Flanken der Steuerimpulse IR2 den Ausräumübertragern der nicht zur Stromführung
vorgesehenen Transistoren zugeführt ist.
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Figur 3 zeigt den Steuersatz zur Realisierung der Sägezahnspannungen
sowie der daraus abgeleiteten Impulsmuster. Der Sägezahngenerator G umfaßt einen
als Integrator beschalteten Operationsverstärker OP1 sowie einen als Vergleicher
dienenden weiteren Operationsverstärker OP2. Die Ausgangsspannung U2 des Operationsverstärkers
OP2 ist über zwei Parallelzweige auf den invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers
OP1 zurückgeführt. Der eine ParalleGzweig besteht aus einer Serienschaltung einer
Diode D9 und eines Widerstandes R5, der andere Parallelzweig aus einer zur Diode
D9 antiparallelen Diode D8 sowie einem Widerstand R4.
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Über die Parallelzweige wird die negative bzw. positive Ausgangsspannung
des Operationsverstärkers OP2 dem ersten Operationsverstärker OP1 zur Integration
zugeführt, wobei die durch Integration entstehende Ausgangsspannung mit U1 bezeichnet
ist. Der Widerstand R5 ist größer als der Widerstand R4, so daß die Integration
in beiden Richtungen mit unterschiedlicher Geschwindigkeit erfolgt, d.h. daß ausgangsseitig
die mit 1 bezeichnete Sägezahnspannung ansteht. Der Operationsverstärker OP2 kippt
Jeweils bei Ubereinstimmung der Spannungen U1 und U2 in seine entgegengesetzte Spannungslage.
Damit erscheint am Ausgang des Operationsverstärkers OP2 der in Figur 2b eingezeichnete
rechteckförmige Signalverlauf 4. Der Rückstellzeit dT1 der Sägezahnspannung entspricht
Jeweils die Zeitdauer der negativen Ausgangsspannung des Operationsverstärkers OP2.
Der selbstschwingende Sägezahngenerator G stellt somit zwei Ausgangssignale zur
Verfügung, die Sägezahnspannung 1
sowie die Rechteckspannung 4.
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Die Sägezahnspannung 1 ist dem invertierenden Eingang eines ersten
Vergleichsgliedes VG7 sowie über eine Zenerdiode Z2 dem nicht invertierenden Eingang
eines zweiten Vergleichsgliedes VG2 zugeführt. Der nicht invertierende Eingang des
zweiten VergleichsgliedesVI)2 liegt über einem Widerstand R6 an der negativen Versorgungsspannung
N1, die negativer ist, als die negative Spitze der Sägezahnspannung. Damit ist die
am nicht invertierenden Eingang des zweiten Vergleichsgliedes VG2 auftretende Sägezahnspannung
2 gegenüber der Sägezahnspannung 1 zu negativen Spannungen hin verschoben. Dem invertierenden
Eingang des zweiten Vergleichsgliedes VG2 sowie dem nicht invertierenden Eingang
des ersten Vergleichsgliedes VG1 ist die mit 3 bezeichnete Steuergleichspannung
Ust zugeführt. Ferner ist ein drittes Vergleichsglied VG3 vorgesehen, dessen invertierenden
Eingang eine dem Stromgrenzwert proportionale Spannung U , dessen nicht invertierenden
Eingang Jedoch eine dem Stromistwert der Erfassungsanordnung V proportionale Signalspannung
UIist zugeführt ist.
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Der Ausgang des dritten Vergleichsgliedes VG3 ist mit dem Setzeingang
einer bistabilen Kippstufe Kl verbunden. Der RUcksetzeingang der bistabilen Kippstufe
Kl ist mit der Ausgangsspannung 4 des Operationsverstärkers OP2 beaufschlagt.
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Die Ausgangsspannung 9 der bistabilen Kippstufe K7 ist zusammen mit
der Ausgangsspannung 4 des Operationsverstärkers OP2 sowie dem Ausgangssignal des
ersten Vergleichsgliedes VG1 den Eingängen eines ersten NAND-Gatters Gl zugeführt.
Ferner ist das Ausgangssignal 9 der bistabilen Kippstufe K1 zusammen mit dem Ausgangssignal
4 des Operationsverstkrkers OP2 und dem Ausgangssignal des zweiten Vergleichsgliedes
VC2 einem zweiten NAND-Gatter G2 zugeführt. Die Sägezahnspannungen 1 und 2, die
Steuerspannung j, die Ausgangsspannung 4 des Operationsverstärkers OP2 sowie die
Ausgangs spannung 9 der bistabilen Kippstufe K1 sind mit diesen Zahlen bezeichnet
in Figur 2 wiedergegeben. Das Ausgangssignal I des ersten NAND-Gatters G1 und das
Ausgangssignal 5 des zweiten NAND-Gatters G2 stellen bereits die aus den Sägezahnspannungen
bzw. aus dem Vergleich der Sägezahnspannungen 1 und 2 int der Steuerspannung USt
hergeleiteten Steuerimpulse dar.
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Das Ausgangssignal 7 des ersten NAND-Gatters G1 sowie das Ausgangssignal
5 des zweiten NAND-Gatters G2 enthält die Steuerimpulse TRl für das erste Transistorpaar
T1, T2 und 1R2 für das zweite Transistorpaar T3, T4. Die Steuerimpulse 1R1 und IR2
durchlaufen Jeweils eine den Impuleverstärkern I1 und I2 vorgeschaltete Verzögerungsstufe,
VZ1 und VZ2, die sowohl die Vorder- als auch die Rückflanke Jedes Steuerimpulses
um die gleiche Zeit, nämlich 1 + s 1 µs verzögern und damit den zeitlichen Vorlauf
der Sperrimpulse tS1 und 'fs2 sichern. Das Ausgangssignal IR1 des ersten Impulsverstärkers
wird den Eingängen El der Ansteuerbaugruppen Al und A2 des Transistorpaares T1 und
T2 zugeführt. Das Ausgangssignal TR2 des zweiten Impulsverstärkers I2 wird den Eingängen
E1 der Ansteuerbaugruppen A3 und A4 für das zweite Transistorpaar T3 und T4 zugeleitet.
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Zur Herleitung der Ausräumimpulse TAi und TA2 ist eine monostabile
Kippstufe M1 eingesetzt, deren dynamischen Eingang das Ausgangssignal 7 des ersten
NAND-Gatters G1 zugeführt ist. Am Ende eines Steuerimpulses tR1 also an der Übergangsflanke
von L nach H gibt die monostabile Kippstufe M1 einen L-Impuls ab, dessen Dauer der
Länge eines Ausräumimpulses TAl entspricht. Das Ausgangssignal des ersten NAND-Gatters
G1 liegt ferner am dynamischen Eingang einer weiteren monostabilen Kippstufe M3,
die Jeweils bei der Einschaltflanke der Steuerimpulse Y 1, d.h. beim Übergang von
H nach L einen Impuls abgibt, dessen Dauer der Länge der Sperrimpulse T52 entspricht.
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Ganz analog liegen die Ausgangssignale 5 des zweiten NAND-Gatters
G2 ebenfalls an den dynamischen Eingängen von zwei monostabilen Kippstufe M2 und
M4. Die erstgenannte monostabile Kippstufe M2 liefert ausgangsseitig einen L-Impuls
von der Dauer eines Ausräumimpulses T an der Ausschaltflanke Jedes Steuerimpulses,
d.h. beim Übergang des Signals 5 von L nach H. Die monostabile Kippstufe M4 liefert
Jeweils einen L-Impuls von der Dauer eines Sperrimpulrres ts1, wenn die Einschaltflanke
eines Steuerimpulses TR2 für das zweite Thyristorpaar auftritt, d.h. bei einem Übergang
von H nach L. Mit den Ausgangssignalen der monostabilen Kippstufen M1 und M2 und
M4 ist ein drittes NAND-Gatter G3 beaufschlagt, mit den Ausgangssignalen der monostabilen
Kippstufen M2, M1 und M3 ein viertes NAND-Gatter G4. Die Ausgangssignale der
NAND-Gatter
G3 und G4 sind mit 8 und 6 bezeichnet und in Figur 2 dargestellt. Das Ausgangssignal
8 des NAND-Gatters G3 weist die Ausräumsignale TAl sowie die Sperrsignale T51 auf,
wobei der Zustand H Jeweils das Ausräumen bzw. das Sperren der zugeordneten Transistoren
bewirkt. Wie Figur 2f veranschaulicht, tritt am Ende des Steuerimpulses IR1 ein
Ausräumimpuls TAl im Signalzug 8 auf. Ferner treten Sperrimpulse IS1 kurz vor der
Einachaltflanke sowie der Ausschaltflanke der Steuerimpulse 1R2 für das zweite Transistorpaar
T3, T4 auf. Dies gilt ganz analog für den in Figur 2d dargestellten Signalzug 6.
Den die Ausräum- und eie Sperrimpulse liefernden dritten und vierten NAND-Gattern
G3 und G4 sind Impulaverstärker I3 und I4 nachgeschaltet, deren verstärkte Ausgangssignale
den Eingängen E2 der Anateuerbaugruppen A7 und A2 des ersten Transistorpaares T1,
T2 bzw. den Ansteuerbaugruppen A3 und A4 des zweiten Transistorpaares T3, T4 zugeführt
sind. Da die Sperrimpulse IS1 und IS2 gegenüber den Steuerimpulsen TR2 bzw. TRl
unverzögert gewonnen und weitergeleitet sind, weisen sie eine geringfUgige zeitliche
Voreilung gegenüber den Flanken der zugehörigen Steuerimpulse auf, so daß durch
induktiv und kapazitiv übergekoppelte Störimpulse das jeweils nicht zur Stromführung
vorgesehene Transistorpaar trotz der Empfir.dlichkeit der Ansteuerbaugruppen nicht
fälschlich gezündet werden kann.
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3 Figuren 8 Patentansprüche
Leerseite