DE2708274B2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses, dessen Dauer nur einen Bruchteil der Dauer des Eingangsimpulses beträgt - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses, dessen Dauer nur einen Bruchteil der Dauer des Eingangsimpulses beträgtInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schallungsanordnung zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses, dessen Dauer nur
einen Bruchteil der Dauer des Eingangsimpulses beträgt, mit einem Integrierkondensator, mit einer
Ladestufe, durch welche der Integrierkondensator mit konstanter Geschwindigkeit aufgeladen wird, und mit
einer Entladestufe für den Iniegrierkondensator, wobei der Beginn der Entladung zeitlich mit der Vorderflanke
des Ausgangsimpulses zusammenfällt.
Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der DE-AS 15 62 004 bekannt. Ähnliche Schaltungsanordnungen
sind auch aus der DE-AS 12 07 434 und der DE-ASlI 78 462 bekannt.
Bei den aus dem Stand der Technik bekannten Schaltungsanordnungen wird ein Ausgangsimpuls erzeugt,
der zeitlich gegenüber der Vorderflanke des Eingangsimpulses verzögert ist. Weiterhin besteht bei
diesen bekannten Schaltungsanordnungen kein fester Zusammenhang zwischen der Dauer des Ausgangsimpulses
einerseits und der Dauer des Eingangsimpulses andererseits. Wenn sich die Dauer des Pulstastverhältnisses
beim Eingangssignal ändert, wird daher auch das Pulstastverhältnis beim Ausgangssignal verändert, da
die Frequenz des angelegten Eingangssignals auch die Frequenz des Ausgangssignals beeinflußt. Die bekannten
Schaltungsanordnungen sind gegen Stör- und Rauschsignale empfindlich.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs näher genannten
Art zu schaffen, welche einen Ausgnngsiinpuls erzeugt,
dessen Dauer auch bei sich änderndem Pulstaslvcrhält-
nis des Eingangssignals stets ein fester Bruchteil der Impulsdauer der Eingangsimpulse ist.
Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor, daß die Entladestufe derart ausgebildet ist, daß der
Integrierkondensator mit konstanter Geschwindigkeit entladen wird, daß weiterhin eine Klemmschaltung
vorgesehen ist, welche ein Steuersignal abgibt, sobald der Integrierkondensator auf einen vorgegebenen Wert
entladen ist und den Integrierkondensator auf diesem Wert hält, und daß ein binäres Verknüpfungsglied mit
dem Eingang der Entladestufe verbunden ist, welches ein UND-Glied und ein ODER-Glied aufweist, welchem
der Eingangsimpuls und das Steuersignal zugeführt werden und welches derart ausgebildet ist, daß der
Ausgangsimpuls gleichzeitig mit der Vorderflanke des Eingangsimpulses beginnt und dann endet, wenn das
Steuersignal von der Klemmschaltung an das Verknüpfungsglied angelegt wird.
Vorteilhafte Weiterbildungen und bevc.zugte Ausführungsformen des Erfindungsgegenstandes ergeben
sich aus den Unteransprüchen.
Gemäß der Erfindung ist der wesentliche Vorteil erreichbar, daß sich das Ausgangssignal mit besonders
hoher Genauigkeit auf einen festen Bruchteil der Periode des Eingangssignals einstellen läßt, so daß die
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Verwendung in einer Zündanlage für eine Brennkraflir ;ischine
besonders gut geeignet ist.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist insbesondere auch gegen Störungen besonders unempfindlich,
wie sie bei der Brennkraftmaschine eines Kraftfahrzeugs mit hoher Wahrscheinlichkeit auftreten.
Es besteht dabei nämlich die Gefahr, daß während des normalen Betriebes der Maschine auftretende Rauschsignale
die Zündspule während des Zündzyklus in fehlerhafter Weise erregen, weil derartige Rauschsigna-Ic
entweder induktiv oder kapazitiv mit dem Integrierkondensator gekoppelt werden können. Auf diese
Weise kann leicht eine Fehlzündung ausgelöst werden, durch welche die Maschine beschädigt oder zumindest
in ihrem Wirkungsgrad stark beeinträchtigt wird. Derartige Fehlermöglichkcilen werden durch die
erfindungsgemäßc Schaltungsanordnung mit besonders hoher Sicherheit ausgeschaltet.
Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes werden nachfolgend anhand der Zeichnung beschrieben;
in dieser zeigt
F i g. I eine teilweise als Blockschema unJ teilweise
als Schaltschema dargestellte Zeitsteuerschaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 2 verschiedene Wellenformen, welche zur
Erläuterung der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Schaltung dienen, und
F i g. 3 ein teilweise als Blockschema und teil .veise als
Schaltschema dargestelltes Zündsystem, welches als Festkörperbauweise ausgeführt ist und die in der F i g. 1
dargestellte erfindungsgemäße Schaltungsanordnung enthält.
In der Fig. 1 ist eine Zeitsteuerschaltung 10 gemäß
der Erfindung dargestellt. Die Zeitsteuerschaltung 10 ist derart ausgebildet, daß sie ein Eingangssignal mit einem
vorgegebenen Tastverhältnis an der Eingangsklemme 12 empfängt, welche mit einer ersten Eingangsklemine
eines UND-Gatters 14 verbunden ist. Der Ausgang des UND-Gatters 14 ist mit der Basis des Transistors 16 und
einer Eingangsklemme eines ODER-Gatters 18 verbunden. Das UND-Gatter 14 und das ODER-Gatter 18
weisen eine Eingangsverriegelungsschaltung 19 auf.
welche grundsätzlich bekannt ist. Der Kollektor des Transistors 16 ist mit der Basis des Transistors 20
verbunden und ist üter eine Konstantstromquelle 22 an eine positive Versorgungsklemmn angeschlossen. Der
"> Emit «er des Transistors 16 und der Transistor 20 sind an eine Massebezugsklemme der Zeitsteuerschaltung 10
angeschlossen. Die Diode 24 ist zwischen dem Kollektor des Transistors 16 und der Massebezugsklemme
angeordnet Die Kombination aus der Diode 24 und dem
i" Transistor 20 bildet eine Spiegelschaltung bekannter
Art. Der Kollektor des Transistors 20 ist mit einer Elektrode eines integrierenden Kondensators 26 verbunden,
dessen andere Elektrode mit der Massebezugsklemme verbunden ist. Die erste Elektrode des
π integrierenden Kondensators 26 ist auch über die Konstantstromquelle 28 mit der positiven Energieversorgung
verbunden. Eine Klemmschaltung oder Klammerschaltung 30 weist die Transistoren 32 und 34, die
Dioden 34, 38 und 40 und den Widerstand 42 auf und
-ι» dient dazu, den Pegel, auf welchen der integrierende
Kondensator 26 entladen wird, auf einen vorgegebenen Spannungswert festzulegen, und sie liefert ein Signal sn
den Spannungskomparator48, während der Spannungspegel an dem Kondensator festgelegt ist, wie es unten
-'■> näher erläutert wird. Die Klemmschaltung 30 ist mit der
ersten Elektrode des integrierenden Kondensators 26 über den Emitter des Transistors 32 verbunden und hat
einen Ausgangsstromknoten, der vom Kollektor des Transistors 34 abgenommen ist. Zwischen dem Kollek-
iii tor des Transistors 34 und der Massebezugsklemme ist
eine Konstantsiromquelle 44 angeordnet, welche einen dazu parallclgeschalteten Filterkondensator 46 aufweist.
Die Differentialkomparatorschaltung 48 hat einen nichtinverticrenden Eingang, der mit dem Kollektor des
r> Transistors 34 verbunden ist, und hat weiterhin einen
invertierenden Eingang, der mit einer Bezugsspannung verbunden ist. Der Ausgang des Differenli.ilkomparators
48 ist mit einer weiteren Eingangsklemmc des ODER-Galters 18 verbunden, dessen einer Eingang mit
4i) einem zweiten Eingang des UND-Gatters 14 und mit
dem Eingang des Inverters 50 verbunden ist. Wie unten näher erläutert wird, wird das Monopuls-Ausgangssignal
von der Zeitsteuerschaltung 10 am Ausgang des Inverters 50 erzeugt.
4> ■ Die Arbeitsweise der in der F i g. 1 dargestellten
Schaltung wird nachfolgend anhand der Fig. 1 und 2 erläutert. Zur Erklärung sei angenommen, daß die
Zeitsteuerschaltung 10 vor der Zeit Ti (Fig. 2) in Betrieb ist, so daß die Wellenform 2/4, welche dem
w Eingangssignal entspricht, auf einem positiven Pegel ist.
Vor der Zeit 71 wird die weitere Annahme getroffen, daß der zweite Eingang des UND-Gatters 14 auf einem
logischen Pegel 1 ist und somit der Ausgang des UND-Gatters 14 auf einem logischen Pegel 1 ist und
ΓιΓι weiterhin der Transistor 16 gesperrt ist. Wenn das
Ausgangssignal des UND-Gatters 14 eine logische 1 ist, ist auch das Ausgangssignal des ODER-Gatters 18 eine
logische 1, welche dem zweiten Eingang des UND-Gatters 14 zugeführt wird, wodurcli die obige Annahme
wi bestätigt wird, und es wird dann der Ausgang des
Inverters 50 an der Klemme 52 dazu gebracht, daß er tiefgelegt wird (Wellenform ID und 2C). Wenn der
Transistor 16 durchlässig ist, ist der Transistor 20 in den gesperrten Zustand vorgespannt, wodurch der Konden-
hr) sator 26 durch die Konstantstromquelle 28 geladen wird,
und /w;ir mit einem rampenartig ansteigenden Strom, wobei das .Steigungsmaß der Stromstärke proportional
ist. Die Wellenform 2i> erläutert den rampenartigen
Anstieg der Spannung am Kondensator 26 im Abschnitt 70, dessen Steigungsmaß ^6 beträgt. Solange die
Spannung am Kondensator 26 größer ist als die Spannung des einen Diodenabfalls, wird die Klemmschaltung
30 gesperrt. Wenn die Klemmschaltung 30 gesperrt ist, wird der Kondensator 46 auf da·,
Massepotential entladen, und zwar über die Konstanlstromquelle 44, welche bewirkt, daß eine logische 0 der
nichtinvertierenden Eingangsklemme des Differentialkomparators 48 zugeführt wird. Dadurch wird am
Ausgang des Komparators 48 eine logische 0 erzeugt.
Zu der Zeit Ti wird das Eingangssignal, die Wellenform 2/4, auf einen logischen Pegel 0 gebracht.
Der Ausgang des UND-Gatters 14 wird entsprechend auf einen logischen Pegel 0 gebracht, und zwar ebenso
wie der Ausgang des ODER-Gatters 18, was dem Abschnitt 26 der Wellenform 2C entspricht, da das
Ausgangssignal des Komparators 48 ebenfalls eine logische 0 ist. Wenn das Eingangssignal für den Inverter
50 eine logische 0 ist, wird das Ausgangssignal an der Klemme 52 positiv, wie es durch den Abschnitt 58 der
Wellenform 2D veranschaulicht ist. Der Transistor 16 wird gesperrt, und in Reaktion darauf wird die Diode 24
durchlässig. Der Strom von der Konstantstromquelle 22, der eine Größe von 3 In aufweist, fließt durch die Diode
24, welche bewirkt, daß dieselbe Stromstärke auch durch den Transistor 20 fließt. Da die Konstantstromquelle
28 nur einen Strom mit einer Stärke von /» liefern kann, wird der Kondensator 26 dazu gebracht, daß er
sich mit einer Geschwindigkeit entlädt, welche einem
Strom von 2 /» proportional ist. Dies wird durch den Abschnitt 60 der Wellenform 2ß veranschaulicht, der
eine Neigung von (2f) hat. Der Kondensator 26 wird
weiter mit einer Geschwindigkeit entladen, welche proportional zu 2 Iu ist. und zwar bis zur Zeit T;. Da die
Klemmschaltung 30 weiterhin während der Zeitintervalle T bis Tj gesperrt bleibt, wird die Spannung, welche
dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators 48 zugeführt wird, auf Massepotential gehalten, und die
Verncgelungsschaltiing 19 wird verriegelt, um an den
zweiten Eingang des UND-Gatters 14 eine logische 0 und an der Klemme 52 eine logische 1 zu erzeugen.
Somit bleibt der Ausgang der Zeitsteuerschaluing 10 hochgelegt (Abschnitt 62), und zwar für das Zeilintervall
T, bis T·. unabhängig vom Eingangssignal, weil eine
logische 0 an dem zweiten Eingang des UND-Gatters 14 verriegelt ist. Das Zeitintervall Τ— Tj entspricht einem
festen Prozentsatz der Eingabeperiode (Zeitintervall T, bis T1).
Der auf einer Seite geerdete Kondensator 26 bew irkt
eine Filterung von Rauschübergängen kurzer Dauer, welche vom Eingang der Zeitsteuerschaltung 10
während des Zeitintervalls Tj- Ti eingekoppelt werden
könnten. Somit ist die Zeitsteuerschaltung 10 gegen Eingangsrauschübergänge während des Zeitintervalls
Ti-Tj durch das Vorhandensein der Verriegelungsschaltung 19 nicht empfindlich. Weiterhin wird während
des Zeitintervalls Tj- Tj durch die kapazitive Filterung mit Hilfe der Zeitsteuerschaltung 10 ein falsches
Ausgangssignal an der Klemme 52 verhindert. Außerdem filtert der Kondensator 26 Spannungsübergänge
oder Spannungsänderungen, die entweder induktiv oder kapazitiv mit dem Kondensator während der gesamten
Zeitperiode Ti-Tj gekoppelt sein könnten, da eine Seite des Kondensators an Masse gelegt ist.
Der Transistor 32 der Klemmschaltung 30 ist zwischen dem Betriebspotential K. und Masse durcl
das Vorspannungsnetzwerk vorgespannt, welches der Widerstand 42 und die Dioden 34 und 38 aufweist. Dci
Transistor 32 ist gesperrt, bis die Spannung an seinen Emitter auf einen Diodenspannungsabfall absinkt odei
gemäß der Darstellung in der F i g. 2B auf den Wert Φ Dies ergibt sich dadurch, daß der Spannungsabfall dei
Diode 34 dem Emitter-Basis-Spannungsabfall de; durchlässigen Transistors 32 angepaßt wird, wodurch
bewirkt wird, daß der Diodenabfall der Diode 38 (Φ) ar dem Kondensator 26 auftritt, wenn eine Klemmwirkung
vorhanden ist. Somit erreicht bei Tj die Größe dei
Spannung am Transistor 26 das vorgegebene Span nungspoiential Φ, und der Transistor 32 der Klemm
schaltung 30 beginnt, durchlässig zu werden. Dei Koliektorstrom des Transistors 32 nähert sich einen·
Wert 2 /,ι, wenn der Kondensator 26 vollständig
geklemmt ist oder festgelegt ist oder wenn er niehl
weiter entladen wird. Die Diode 40 und der pnp-Transistör 34 der Klemmschaltung 30 weisen eine pnp-Unv
schaltstufe auf. wie sie an sich bekannt ist und bewirkt daß der dem Kollektor des Transistors 34 zugeführtc
Strom ebenfalls die Stärke 2 /,> aufweist. Der durch der Transistor 34 fließende Strom ist größer als der von dei
Konstantstromquelle 44 gelieferte Strom (l\). so daß dci Kondensator 46 dazu gebracht wird, mit einer anderen
vorgegebenen Geschwindigkeit aufgeladen zu werden jedoch im allgemeinen schnell in bezug auf die Neigung
bzw. Steigung 60 bzw. 70 in der Wellenform 2ß. Somit wird im Zeilpunkt Tj die Spannung am Kondensator 46
im wesentlichen in kurzer Zeil gleich der Bezugsspannung,
welche an der invertierenden Klemme des Differentialkomparators 48 zugeführt wird, und es
erscheint am Ausgang desselben eine logische 1. Wenn an dessen Eingang eine logische 1 erscheint, ändert das
ODER-Gatter 18 seinen Zustand, und es wird an seinem
Ausgang eine logische 1 erzeugt, was dem Abschnitt 64 der Wellenform 2C entspricht. Der Ausgang der
Zcitstcucrschaluing 10 schaltet dann auf einen tiefen
Pegel um. was dem Abschnitt 66 entspricht, und zwar in Reaktion darauf, daß das ODER-Gattcr 18 die
Ausgangspegcl verändert. Während des Zeitintervalle
Τ·- Ts wirkt der Kondensator 26 als Filter, und zwar für
Rauschen am Eingang oder für Rauschen, welches induktiv oder kapazitiv mit dem Kondensator 26
gekoppelt wird. Außerdem würde für kurzzeitige Übergänge am Kondensator 26 der Kondensator 46 die
Spannung an dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators 48 auf einem hohen Pegel halten, weil
durch den Kondensator 46 Rauschsignale integriert werden. Zu der Zeit Ti wird das Eingangssignal auf
einen positiven Pegel umgeschaltet, was dem Abschnitt 68 der Wellenform 2A entspricht, und deshalb, weil
beide Eingangsklemmen des UND-Gatters 14 nun eine logische 1 haben, wird auch das Ausgangssignal des
UND-Gatters 14 auf eine logische 1 gebracht, und somit
wird der Transistor 16 erneut durchlässig. Wenn der Transistor durchlässig ist, wird der Transistor 20 in den
gesperrten Zustand gebracht, und der Kondensator 26 beginnt, sich mit einer Geschwindigkeit aufzuladen,
welche der Stromstärke Ai proportional ist, was dem Abschnitt 70 der Wellenform 2ß entspricht. Wenn zu
der Zeit T4 das Eingangssignal wieder auf eine logische 0
umgeschaltet wird, so wiederholt sich der oben beschriebene Zyklus.
Die oben beschriebene Schaltungsanordnung entspricht somit einer Zeitsteuerschaltung, welche in
Reaktion auf ein Eingangssignal mit vorgegebenem
Tastverhältnis nur während eines festen Bruchteils der Eingangssignalperiode ein Ausgangssignal erzeugt,
unabhängig vom Eingangssignal, und zwar mit Hilfe einer Eingangsverriegelungsschaltung. Während der
Zeit 7"i— Ti werden irgendwelche Rauschübergänge, die
kapazitiv oder induktiv gekoppelt sein könnten, oder auch ein Eingangssignal welches an die Zeitsteuerschal-Uing
10 geführt sein könnte, durch eine entsprechende Filterung an Masse abgeführt, und zwar nicht nur durch
den Kondensator 26, sondern auch durch den Kondensator 46. Weiterhin filtert während der Zeit T1- Ta der
Kondensator 26, wenn er mit einer zu der Stromstärke /o proportionalen Geschwindigkeit aufgeladen wird,
Spannungsübergänge heraus, indem er sie an Masse ableitet, welche andernfalls induktiv oder kapazitiv oder
über ein entsprechendes Eingangssignal an die Schaltung 10 gelangen könnten. Somit ist die Zeitsteuerschaltung
10 gegen Rauschübergänge nicht anfällig, wie es bei bekannten Schaltungen dieser Art der Fall ist, wenn
sie einen Kondensator verwenden, der zwischen zwei Bezugsklemmen angeordnet ist, anstatt einen an Masse
gelegten Kondensator 26 in der Zeitsteuerschaltung 10 gemäß der Erfindung zu verwenden.
In der Fig.3 ist ein Festkörper-Zündsystem 78
dargestellt, in welchem die Zeitsteuerschaltung 10 verwendet werden kann. Zeitsteuersignale, die im
allgemeinen eine sinusförmige Form haben, wobei positive und negative Abschnitte vorhanden sind,
werden in zeitlicher Beziehung zu der Maschine in an sich bekannter Weise erzeugt. Diese Zeitsteuersignale
werden in unterschiedlicher Weise den Eingangsklemmen 80 bzw. 82 des Differentialkomparators 84
zugeführt. Es ist zweckmäßig, daß in Reaktion auf die positiv verlaufenden Nulldurchgänge der sinusförmigen
Zeitsteuersignale, d. h.. wenn die Nullachse in einer positiven Richtung durchlaufen wird, ein Funkenpotential
erzeugt wird, um in der Maschine eines Kraftfahrzeugs oder einer ähnlichen Einrichtung eine Zündung
herbeizuführen, wie es unten erläutert wird.
Der Ausgang des Differentialkomparators 84 ist mit dem Eingang der Integrierstufe 86 verbunden, welche
im vorliegenden Fall die Zeitsteuerschaltung 10 gemäß Fig. 1 wäre. Es sei darauf hingewiesen, daß ein Inverter
zwischen dem Komparator 84 und der Integrierstufe 86 angeordnet sein kann, um das der Integrierstufe 86
zugeführte Signal zu invertieren. Auf diese Weise wird in Reaktion auf die Zeitsteuersignale, welche die
Nullachse in einer positiven Richtung durchlaufen, der Eingangsimpuls für die Integrierstufe 86 von einem
hohen auf einen tiefen Pegel umschalten, wie es durch die Wellenform 2Λ zu der Zeit Γι dargestellt ist. Der
Ausgang der Integrierstufe 86 ist mit der Integrierstufe 88, mit der Integrierstufe 90 und mit einem Eingang des
NOR-Gatters 94 verbunden. Die Ausgangssignale der Integrierstufen 88 und 90 werden dem Komparator 92
zugeführt, dessen Ausgang mit einem zweiten Eingang des NOR-Gatters 94 verbunden ist Das Ausgangssignal
des NOR-Gatters 94 wird dem Verstärker 96 zugeführt, der in Reihe zwischen der Zündspule 100 und dem
Fühlerwiederstand 98 angeordnet ist Der Fühlerwiderstand 98 ist mit der nichtinvertierenden Klemme des
Differentialkomparators 102 verbunden, dessen Ausgang mit einem Eingang der Integrierstufe 90 und mit
der anderen Eingangsklemme des NOR-Gatters 94 verbunden ist Die invertierende Klemme des Differentialkomparators
102 ist mit einer Bezugsspannung verbunden, weiche typischerweise 200 mV betragen
kann.
Zur Veranschaulichung sei angenommen, daß die Brennkraftmaschine in einem stetigen Betriebszustand
oder mit einer konstanten Drehzahl betrieben wird, so
daß die Periode des Maschinenzündzyklus konstant ist. Dieser Zyklus ist kein vollständiger Zyklus des Rotors
des Verteilers, sondern stellt denjenigen Zyklus dar, welcher erforderlich ist, um jeden einzelnen Funken in
der Zündfolge beim Betrieb der Maschine zu erzeugen. Gemäß der Darstellung wird am Ausgang des
Differentialkomparators 84 in Reaktion auf jedes Zeitsteuersignal ein Impulszug (Fig. 2A) während des
positiven und des negativen Halbzyklus jeweils erzeugt, und zwar bei jedem angelegten Zeitsteuersignal.
In Reaktion auf den Impulszug vom Komparator 84
wird ein Monopulssignal von 71 — 7"i am Ausgang der
Integrierstufe 86 erzeugt, wie es oben bei der Arbeitsweise der Zeitsteuerschaltung 10 erläutert
wurde. Das Ausgangssignal der Integrierstufe 86 (welches dem NOR-Gatter 94 zugeführt wird) sperrt in
zuverlässiger Weise irgendein Ausgangssignal während der Zeitperiode, in welcher das Monopulssignal (von
Τ — 7"i) angelegt bzw. zugeführt wird, so daß der
Ausgangsverstärker 94 nicht in den durchlässigen Zustand versetzt werden kann. Deshalb kann durch die
Primärwicklung der Zündspule 100 während der Zeitperiode (T] — Γ>) jedes Zündzyklus kein Erregerstrom
erzeugt werden, unabhängig davon, ob ein durch Rauschen ausgelöstes Eingangssignal vorhanden ist.
Somit wird durch irgendein Rauschsignal, welches am Ende der vorhergehenden Zündperiode aufgetreten
sein könnte, die Zündschaltung nicht dazu gebracht, die Zündspule zu erregen, während der hohen Spannungsübergänge des Funkens. Gleichzeitig wird der Ausgangsimpuls
der Integrierstufe 86 den Eingängen der Integrierstufen 88 und 90 zugeführt.
Die Integrierstufe 90, die eine Zeitsteuerschaltung aufweisen kann, welche ähnlich ausgebildet ist wie die in
der Fig. 1 dargestellte Anordnung, erzeugt ein Bezugssignal an ihrem Ausgang, und zwar in Reaktion auf das
Auftreten des Monopulssignals vom Integrator 86. In an sich bekannter Weise kann ein interner Kondensator
der Integrierstufe 90 während der Zeitdauer aufgeladen werden, während welcher ein Ausgangssignal von der
Integrierstufe 86 erzeugt wird, und zwar mit einer ersten vorgegebenen Geschwindigkeit, und dieser Kondensator
kann während der übirgen Zeit des Zündzyklus mit einer unterschiedlichen vorgegebenen Geschwindigkeit
entladen werden, so daß zu Beginn und am Ende jedes Zündzyklus die Größe des Ausgangssignals von der
Integrierstufe 90 auf Massepotential liegt.
In Reaktion auf den Monopuls von der Integrierstufe 86 erzeugt die Integrierstufe 88. welche ebenfalls eine
Zeitsteuerschaltung sein kann, wie sie in der F i g. 1 dargestellt ist, eine veränderliche Schwellenspannung
an ihrem Ausgang. Bei stetigen Betriebsbedingungen würde die Größe dieser Schwellenspannung konstant
sein.
In Reaktion auf den angelegten Monopuls von der Integrierstufe 86 wird die Spannung an dem internen
integrierenden Kondensator der Integrierstufe 88 rampenartig auf den Schwellenwert von einem zuvor
aufgebauten Bezugspotential gebracht Das Bezugspotential hängt von der Zeitperiode des vorhergehenden
Zündzyklus ab, und es ist nur während eines stetigen Betriebes konstant Das Ausgangssignal von der
Integrierstufe 88 bleibt über eine vorgegebene Zeitperiode konstant nach welcher es rampenartig nach unten
abfällt, und zwar mit einer Geschwindigkeit oder mit
einer Neigung, welche durch die Entladung des internen
Kondensators der Schaltung festgelegt wird.
Die Ausgangssignale von den Integricrstufeii 88 und
90 werden im Komparator 92 verglichen. Wenn die Stärke des Ausgangsinipulses von der Imegricrschal-Hing
90 größer ist als das Schwellenjiotential. welches
am Ausgang der Integrierstufe 88 auftritt, ist das Ausgangssignal vom Komparator 92 eine logische I, so
dal.i das NOR-Gatter 94 den Ausgangsverstärker 96 daran hindert, daß er durchlässig wird. Zu einer
vorgegebenen Zeit während eines Abschnitts des Zünd/yklus, wenn nämlich die Stärke lies Ausgangssignals
von der Integrierstufe 90 im wesentlichen gleich oder kleiner als die Stärke des Schwellenpotentials wird,
welches am Ausgang der Inlegrierstule 88 auftritt, ändert der Ausgang des Komparators 92 sein
Vorzeichen. Deshalb liegen alle Eingangssignale /u dem
NOR-Gatter 94 auf einem logischen Pegel 0, und das NOR-Gatter 94 wird aktiviert, so daß dadurch der
Ausgangsverstärker 32 durchlässig wird. In Reaktion darauf beginnt ein Erregerstrom durch die Primärwicklung
der Zündspule 100 /u fließen und weiter durch den Verstärker 96 und den Fühlerwidersland 98 an Masse.
Der Ausgangsimpuls von der Integrierstufe 90 wird auf Masscpotential zurückgeführt, und die Integrierstufe 90
wird in ihren Ausgangszusland zurückversetzt.
Der Verstärker 96 wird in den gesättigten Zustand gebracht, so daß der von diesem erzeugten F.rregerstrom
mit einer Geschwindigkeit ansteigt, welche in sehr guter Näherung durch die I./R-Zeitkonstanle der
Primärwicklung tier Zündspule 100 festgelegt ist. Wenn
die Stärke des Erregerstroms durch die Primärwicklung einen vorgegebenen Wert erreicht, wird eine Slromrückführschleile.
welche den Fühlerwiderstand 98 und den Komparator 102 enthält, wirksam, um ein
ansteigendes .Sperrsignal für das NOR-Gatter 94 /u erzeugen. Wenn das NOR-Gatter 94 gesperrt ist. und
das Treibersignal für den Verstärker 96 derart
vermindert, daß eine Strombegrenzung wirksam wird und kein weiterer Stromansticg durch den Verstärker
96 hervorgerufen wird. Gleichzeitig bewirkt das Ausgangssignal vom Komparator 102. welches einem
anderen Eingang der Integrierstufe 98 zugeführt wird, ein Entladen des integrierenden Kondensators, welcher
hier vorhanden ist. so daß das Schwellcnpotential mit einer vorgegebenen Geschwindigkeit vermindert wird.
Zu Beginn der nächsten Zündzeitperiode, welches dem Eingang des Komparators 84 zugeführt wird, wird ein
weiterer Monop ils am Ausgang der Integrierstufe 86 von Γι bis Γ erzeugt. Das NOR-Gatter 94 wird
wiederum gesperrt, und der Verstärker 96 wird ebenfalls gesperrt. Folglich hört der Erregerstrom durch
tue Zündspule 100 plötzlich auf, und das Magnetfeld an dieser Spule fällt zusammen, welches ein Fiinkenpotenlial
an der Sekundärwicklung der Zündspule 100 erzeugt, wodurch die Zündung in der Maschine
hervorgerufen wird. Das Schwcllenpolential. welches am Ausgang der Integrierstufe 88 aufgebaut wird, kann
in Reaktion auf Veränderungen in tier Drehzahl tier Maschine angepaßt werden, um in linearer Weise den
Schließwinkel zu regulieren, und zwar derail, daß er einen festen Prozentsatz ties gesamten Zündzeilzyklus
ausmacht.
Die in tier !■" i g. j dargestellte Anordnung, welche eine
Zeitsieucrschaltui g 10 gemäß F ig. 1 aufweisen kann, isi
gegen Rausehübergänge nicht empfindlich, die während des Betriebes der Maschine auftreten können und
andernfalls zu Fehlzündungen während eines unerwünschten Abschnittes des Zündzyklus führen könnten.
Gemäß der Erfindung wurde somit eine elektronische Schaltung für ein Festkörper-Zündsystem geschaffen,
um ein ausreichendes Funkenpotential in entsprechender zeitlicher Beziehung zu der Maschine zu erzeugen,
wobei die Anordnung gegen Rauschübergänge nicht empfindlich ist, die während eines beliebigen Abschnittes
der Eingangsperiode auftreten könnten.
Obwohl die Zeitsteuerschaltung 10 gemäß Fig.]
anhand eines Festkörper-Zündsystems in ihrer Anwendung erläutert wurde, welches als monolithische
integrierte Schaltung aufgebaut sein kann, ist darauf hinzuweisen, daß die Zeitsleuerschaltung 10 auch in
Verbindung mit anderen Einrichtungen anwendbar ist.
Weiterhin ist zu bemerken, daß eine beliebige Anwendung, welche es erforderlich werden läßt, daß ein
Ausgangssignal erzeugt wird, welches eine vorgegebene Zeitdauer eines periodischen Eingangssignals aufweist,
die erfindungsgemäße Zeitsteuerschaltung 10 gemäß Fig. I verwenden kann. Indem das Verhältnis der
Ströme verändert wird, welche durch die Konstantstromquellen gemäß Fig. 1 geliefert werden, kann die
Zeitdauer des Ausgangssignals auf einen gewünschten Prozentsatz der Eingangssignalperiode eingestellt werden.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (7)
1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses, dessen Dauer nur einen Bruchteil
der Dauer des Eingangsimpulses beträgt, mit einem Integrierkondensator, mit einer Ladestufe, durch
welche der Integrierkondensator mit konstanter Geschwindigkeit aufgeladen wird, und mit einer
Entladestufe für den Integrierkondensator, wobei der Beginn der Entladung zeitlich mit der Vorderflanke
des Ausgangsimpulses zusammenfällt, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladestufe
(16, 20, 22, 24) derart ausgebildet ist, daß der Integrierkondensator (26) mit konstanter Geschwindigkeit
entladen wird, daß weiterhin eine Klemmschaltung (30) vorgesehen ist welche ein Steuersignal
abgibt, sobald der Integrierkondensator (26) auf einen vorgegebenen Wert entladen ist und den
fntegrierkondensator (26) auf diesem Wert hält, und
daß ein binäres Verknüpfungsglied mit dem Eingang der Entladestufe verbunden ist, welches ein UND-Glied
(14) oder ein ODER-Glied (18) aufweist, welchem der Eingangsimpuls und das Steuersignal
zugeführt werden und welches derart ausgebildet ist, daß der Ausgangsimpuls gleichzeitig mit der
Vorderflanke des Eingangsimpulses beginnt und dann endet, wenn das Steuersignal von der
Klemmschaltung (30) an das Verknüpfungsglied angelegt wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladestufe durch eine erste
Konstantstromquelle (28) gebildet ist, welche einen konstanten Strom (la) vorgebbarer Größe liefert.
3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine
zweite Konstantstromquelle (22) vorgesehen ist, welche einen Strom (3 /o) liefert, welcher dem
dreifachen V/ert des Stroms der ersten Konstantstromquelle entspricht, daß weiterhin ein erster
Transistor (16) vorgesehen ist, dessen Basis mit der Entladestufe verbunden ist, dessen Emitter mit dem
Bezugspotential verbunden ist und dessen Kollektor mit der zweiten Konstantstromquelle verbunden ist,
daß weiterhin eine Diode (24) vorhanden ist, deren Anode mit der zweiten Konstantstromquelle verbunden
ist und deren Kathode mit dem Bezugspotential verbunden ist, und daß ein zweiter Transistor
(20) vorgesehen ist, dessen Basis mit der zweiten Konstantstromquelle verbunden ist, dessen Emitter
mit dem Bezugspotential verbunden ist, und dessen Kollektor mit dem Integrierkondensator (26) über
einen Verbindungsknoten verbunden ist, mit dem auch die erste Konstantstromquelle verbunden ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die
Klemmschaltung (30) eine Entlade-Sperrschaltung (32, 34, 38, 42) aufweist, welche eine weitere
Entladung des Integrierkondensators verhindert, wenn der Integrierkondensator auf den vorgegebenen
Wert entladen ist, daß weiterhin eine Stromumschaltschaltung (34, 40) vorhanden ist, welche mit
der Entladesperrschaltung verbunden ist und ein Ausgangssignal liefert, wenn der Integrierkondensator
auf den vorgegebenen Wert entladen ist, und daß weiterhin eine Steuerschaltung (44, 46, 48) vorgesehen
ist, weiche mit dem Ausgang der Stromumschaltschaltung verbunden ist und ein Ausgangssi
gnal als Ausgangssignal der Klemmschaltung (30) liefert, welches durch das Ausgangssignal der
Stromumschaltschaltung ausgelöst wird.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladesperrschaltung (32,
34, 38, 42) einen dritten Transistor (32) aufweist, dessen Emitter mit dem Verbindungsknoten zwischen
dem Integrierkondensator und der ersten Konstantstromquelle verbunden ist, dessen Kollektor
mit der Stromumschaltschaltung verbunden ist und dessen Basis mit dem Vorspannungspotential
beaufschlagt ist, und daß der dritte Transistor (32) in den durchlässigen Zustand versetzt wird, wenn der
Integrierkondensator (26) auf den vorgegebenen Wert entladen ist, so daß dieser Kondensator nicht
weiterentladen werden kann, und daß ein Vorspannungsnetzwerk (34, 38, 42) vorgesehen ist, um am
Emitter des dritten Transistors (32) das vorgegebene Vorspannungspotential zu erzeugen.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Vorspannungsnetzwerk
Halbleiterdioden (34, 38) aufweist, welche zwischen dem Bezugspotential und dem Emitter des dritten
Transistors (32) angeordnet sind, und daß das Vorspannungsnetzwerk weiterhin einen Widerstand
(42) aufweist, der zwischen dem Emilter und einer Betriebspotentialquelle angeordnet ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Inverter
(50) vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem ODER-Glied (18) verbunden ist und dessen Ausgang
mit dem Ausgang der Schaltungsanordnung verbunden ist.
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DE3127230C2 (de) * | 1981-07-10 | 1985-11-07 | Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn | Elektronisch geregeltes Zündsystem für Brennkraftmaschinen |
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JPS6019314A (ja) * | 1983-07-14 | 1985-01-31 | Toshiba Audio Video Eng Corp | パルス遅延回路 |
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US4625704A (en) * | 1985-06-28 | 1986-12-02 | Teledyne Industries, Inc. | Electronic ignition system |
US5139004A (en) * | 1991-09-25 | 1992-08-18 | Delco Electronics Corporation | Ignition system for a spark ignited internal combustion engine |
DE19531030A1 (de) * | 1995-08-23 | 1997-02-27 | Siemens Ag | Doppelimpuls-Generator, insbesondere für den Sendebetrieb auf einem EIB-Bus |
US6748937B2 (en) * | 2001-10-26 | 2004-06-15 | Lawrence E. Soza | Hall effect ignition system |
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US3923029A (en) * | 1973-05-18 | 1975-12-02 | Benito Polo | Electronic ignition system |
US3892219A (en) * | 1973-09-27 | 1975-07-01 | Gen Motors Corp | Internal combustion engine ignition system |
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