DE2608599B2

DE2608599B2 - Schaltungsanordnung zur Kompensation des durch Kreuzpolarisation dual polarisierter Wellen in einem Mikrowellen-Übertragungssystem verursachten Gegensprechens

Info

Publication number: DE2608599B2
Application number: DE2608599A
Authority: DE
Inventors: Ikuro Sato; Shoji Soma
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1975-03-03
Filing date: 1976-03-02
Publication date: 1980-01-17
Also published as: IT1056814B; DE2608599A1; FR2303425A1; GB1543984A; DE2608599C3; JPS5434647B2; JPS51115717A; CA1084592A; US4090137A; FR2303425B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.

Mikrowellen-Übertragungssysteme, die mit dual polarisierten Wellen arbeiten, werden eingesetzt, um das jeweils zur Verfügung stehende Frequenzspektrum möglichst gut zu nutzen. Dabei werden voneinander unabhängige Signale durch Träger übertragen, die durch duale und orthogonal zueinander polarisierte Wellen mit derselben Frequenz im Mikrowellen-Bereich gebildet werden (bei z. B. linear polarisierten Wellen verwendet man die vertikal und die horizontal polarisierten Wellen; bei z. B. zirkulär polarisierten Wellen verwendet man die im Uhrzeigersinn und die im Gegenuhrzeigersinn drehenden, zirkulär polarisierten Wellen). Man erhält auf diese Weise praktisch eine Verdoppelung der Bandbreite des zur Verfügung stehenden Frequenzbandes.

Durch die Erfindung soll das Gegensprechen zwischen den beiden polarisierten Wellen beseitigt werden, d. h. der Pegel des Gegensprechens zwischen beiden polarisierten Wellen minimalisiert werden. Für die Verschlechterung der Trennung der polarisierten Wellen, d. h. für die Kreuzpolarisation, gibt es verschiedene Ursachen. Um lediglich einige zu erwähnen, sei darauf hingewiesen, daß solche Verschlechterungen in der Speiseleitung (mit einem Reflektorsystem für Sendung und Empfang der Antennen- und der Primärabstrahlung), sowie im Medium der Fortpflanzung der Mikrowellen eintreten können.

Die im Fortpflanzungspfad induzierte Kreuzpolarisation ergibt sich hauptsächlich als Folge von Anormalitäten, die durch Regen verursacht werden. Die dadurch im Medium der Fortpflanzung der Übertragung erzeugten Kreuzpolarisations-Komponenten sind, da Regen ein natürliches Phänomen ist, im allgemeinen zeitabhängig. De Möglichkeit der Trennung der Kreuzpolarisation, die durch Regen verursacht wird, verschlechtert sich mit zunehmendem Regenfall; die Wirkungen des Regens nehmen auch mit zunehmender Frequenz zu. Die Ursache hierfür ist, daß die Regentropfen, die einen Verlust in der durch das Medium der Fortpflanzung gebildeten Leitung darstellen, keine perfekt sphärische, sondern ellipsoide Form haben. Liegen die elektrischen Felder der polarisierten Wellen also parallel zur Hauptbzw. Nebenachse eines Regentropfens, so folgen daraus Unterschiede hinsichtlich der von einem Regentropfen

verursachten Dämpfung und Phasenverschiebung der beiden polarisierten Wellen. Der die Lage der Regentropfen im Raum bestimmende Winkel ist nun in der Praxis nicht stets senkrecht; selbst wenn die vertikal und horizontal linear polarisierten Wellen zueinander perfekt orthogonal sind, ergibt sich also bei der Aussendung von einer Sendeantenne, daß die einkommenden Polarisationen der Wellen nicht nur infolge der erwähnten verschiedenen Dämpfung durch die Regentropfen nicht mehr orthogonal sind, sondern daß infolge der verschiedenen Einflüsse auf die Phasenlage auch elliptisch polarisierte Wellen entstanden sind. Das verursacht die Verschlechterung der Trennung hinsichtlich der Kreuzpolarisation. Dabei zeigen sowohl Versuch als auch theoretische Analysen, daß die Phasenlaufeigenschaften von Regentropfen schädlicher als die Dämpfungseigenschaften sind.

Zum Ausgleich der durch Regen verursachten Verschlechterung der Diskriminierung der Kreuzpolarisation sind folgende Systeme bekannt geworden:

(1) T. S. Chu »Restoring of the Orthogonality of Two Polarization in Radio Communication Systems, I«, The Bell System Technical Journal, Bd. 50, Nr. 9, S. 3063-3069(Novemberl971);

(2) T. S. Chu »Restoring of the Orthogonality of Two Polarization in Radio communication Systems, II« The Bell System Technical Journal, Bd. 52, Nr. 3, S. 319-327 (März 1973);

(3) US-PS 37 35 266.

Die Verfahren bzw. Vorrichtungen gemäß den beiden erstgenannten Literaturstellen verwenden variable Phasenschieber und variable Dämpfungsschaltungen, die über Drehverbindungen drehbar und in der Speiseleitung in der Antenne angeordnet sind. Ergeben sich nun als Folge von Regen im Fortpflanzungspfad der Wellen Kreuzpolarisations-Komponenten, dann werden der variable Phasenschieber und der variable Dämpfer gedreht. Der Betrag von Phasenverschiebung und Dämpfu .g dieser Kompensationsmittel werden derart gesteuert, daß die Orthogonalität zwischen den polarisierter Wellen verbessert wird und die Verschlechterung der Diskriminierung der Kreuzpolarisation kompensiert wird, so daß auf diese Weise vollkommen orthogonal linear polarisierte Wellen entstehen, ferner wird in einem Polarisations-Konverter (Δ TJ) die Ebene der dual orthogonalen Polarisationen geändert, so daß mit Hilfe eines Orthomode- Wandlers die dual orthogonal polarisierten Wellen isoliert werden können. Diese Kompensation ist bei Übertragungssystemen mit Zwischenstationen auf Sichtverbindung wirktam verwendbar. Bei einer Antenne einer Bodenstation eines Satelliten-Übertragungssystems, das mit hohem Wirkungsgrad und nur geringem Rauschen arbeiten muß, hat diese Art der Kompensation Nachteile, die darin bestehen, daß nicht nur der Wirkungsgrad der Antenne verschlechtert, sondern auch die Rauschtemperatur erhöht wird. Dies ergibt sich aus der Anordnung der variablen Dämpfungsschaltung in der Speiseleitung. Daraus wiederum folgt eine Verschlechterung der Übertragungsqualität.

Die Kompensation nach der oben unter (3) erwähnten Literaturstelle beruht darauf, daß die Kompensation nicht im Antennenspeisekreis, sondern in den letzteren Stufen des Vorverstärkers (31,32) erfolgt. Obwohl diese Kompensation die genannten Nachteile der anderen bekannten Verfahren nie!: aufweist, hat sie immer noch den Nachteil, daß die Verbesserung der Kreuzpolarisation sehr stark von der Amplituden/Frequenz- und der Phasen/Frequenz-Charakteristik der Vorverstärker abhängt, da das Gegensprechen, das aus den differentiellen Phaseneigenschaften des Regens herrührt, welches Ί wiederum den dominierenden Faktor bei der Verschlechterung der Kreuzpolarisation darstellt, in den letzteren Stufen der Vorverstärker kompensiert wird.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu

κι schaffen, die die Nachteile dieser Systeme des Standes der Technik nicht aufweist, d. h. die die Verschlechterung der Trennung dieser Kreuzpolarisation bei den beiden polarisierten Wellen, wie sie durch Regen verursacht wird, ohne Beeinträchtigung von Wirkungs-

grad und Rauschcharakteristik und ohne eine negative Beeinflussung durch die Dämpfung/Frequenz- und Phasen/Frequenz-Kennlinien der Vorverstärke, kompensiert.

Gelöst wird diese Aufgabe bei einer Schaltmaßanord-

.'Ci nung der eingangs genannter. Art ge-äß den Merkmalen des kennzeichnender. Teils des Ans~ri⁽ch^{r 1}

Ausführungsbeispiele der Erfindung und ihrer vorteilhaften Weiterbildungen werden im folgenden anhand der Zeichnungen beschrieben. Es stellt dar:

j-, Fig. 1 ein schematisches Blockschallbild eines Ausführungsbeispiels;

F i g. 2 und 3 schematische Darstellungen verschiedener Zustände der Polarisation bei linear polarisierten bzw. zirkulär polarisierten Wellen (F i g. 3);

in Fig.4 eine schematische Darstellung eines Übertragungspfades mit dual polarisierten Wellen;

Fig. 5 ein Blockschaltbild der Steuerschaltung 21 in Fig.l;

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausfüh-

j") rungsbeispiels;

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels.

Fig.l zeigt eine auf eine Empfangsantenne iusgerichtete Sendeantenne 10. Auf sie folgt ein 180^J-Phasen-

Ki schieber 12, der in der Speiseleitung in der Empfangsantenr° 11 angeordnet und mit Hilfe einer Drehverbindung drehbar angeschlossen ist; darauf folgt ein 90"-Phasenschieber 13, der ebenfalls mit Hilfe einer Drehverbindung drehbar angeschlossen ist. Darauf folgt der Wandler 14, der die beiden zueinander orthogonalen polarisierten Schwingungen voneinander isoliert (im folgenden: Orthomode-Wandler). Die durch die polarisierten Schwingungen an den entsprechenden Ausgängen des Orthomode-Wandlers 14 erzeugten Signale

in werden in Vorverstärkern 15 bzw. 16 verstärkt und gelangen dann an die Eingangsklemmen der Kompensationsschaltung 17. Die Kompensationsschaltung 1/ enthält zumindest die vier Gabelschaltungen 18, 18', 19, 19 , die variablen Dämpfungsschaltungen 22 und 23.

μ sowie die variablen Phasenschieber 24 und 25. Die Signale von den Ausgangen der Kompensationsschaltungen gelangen an die Gabelschaltungen 20 und 20'. )e einer der Ausgänge dieser Gabelschaltungen gelangt an die Steuerschaltung 21. Die anderen Ausgange stehen

hu an den Ausgangsklemmen 26 bzw. 27 zur Verfugung.

Im folgenden wird die Funktionsweise unter Bezugnahme auf die Vektordiagramme nach F ί g 2 erläutert.

Es sei angenommen, daß zwei orthogonale linear polarisierte Wellen von der Sendeantenne 10 ausgesen-

■r. det werden und sich durch ein Übertragungsmedium hindurch fortpflanzen. Die Orthogonalität der beiden polarisierten Wellen zueinander kann jedoch wegen der differentiellen Dämpfung durch Regentropfen nicht

bestehen bleiben; ferner werden die zunächst linear polarisierten Wellen als Folge der differentiellen Veränderungen der Phasenlage durch die Regentropfen in elliptisch polarisierte Wellen umgewandelt. Die Empfangsantenne 11 empfängt daher eine elliptisch polarisierte Welle 28, die, bei (I) in F i g. 2(a) dargestellt, im Uhrzeigersinn rotiert, sowie ferner eine ebenfalls elliptisch polarisierte Welle 29, die, bei (II) in Fig. 2(a) dargestellt, im Gegenuhrzeigersinn rotiert. Die Lage der Koordinatenachsen X und Y entspricht der orthogonal polarisierter Wellen an den Ausgangsklemmen des Orthomode-Wandlers 14; die Lage der Achsen X' und V" entspricht der Lage der Hauptachsen der ankommenden elliptisch polarisierten Wellen 28 und 29. wobei der Winkel zwischen ihnen nicht stets gleich 90' ist. Gelangen die beiden im Uhrzeigersinn bzw. im Gegenuhrzeigersinn rotierenden elliptisch polarisierten Wellen (I) und (II), die in F i g. 2(a) dargestellt sind, an den drehbaren ^"-Phasenschieber 12, so werden sie dabei einer Koordinatenumwandlung auf der X-KFbenc unterworfen. Der Winkel zwischen den Hauptachsen und das Achsenverhältnis der elliptisch polarisierten Wellen bleiben dabei unverändert; die Hauptachsen rotieren jedoch und die Richtung der Drehung der Polarisation wird umgekehrt; die bei (I) dargestellte polarisierte Welle 30 ist nun eine im Gegenuhrzeigersinn rotierende elliptisch polarisierte Welle, und die bei (II) dargestellte polarisierte Welle 31 ist nun eine im Uhrzeigersinn rotierende elliptisch polarisierte Welle, wie in Fig. 2(a) dargestellt. Beide gelangen nun an den drehbaren 9(T-Phasenschieber 13. Dabei ist in diesem Falle die vorcilcnde Rbene der l80°-Phasenverschicbung des 180 -Phasenschiebers auf die ίΤ-Achse 32 eingestellt.

Bezüglich der elliptisch polarisierten Wellen, die einer Koordinatenumwandlung unterworfen wurden und die bei (I) bzw. (II) dargestellt sind, folgt: Ist die vorauseilende F.bene der 90^c-Phasenverschiebung de>drehbaren 90 -Phasenschiebers 13 auf einen willkürli chen Winkel gegenüber de- X-Achse eingestellt, wie bei 33 in F i g. 2(b) gezeigt, dann ergibt sich für die einkommenden elliptisch polarisierten Wellen eine Umwandlung hinsichtlich der Polarisierung. An die F.ingangsklemme des Orthomode-Wandlers 14 gelangen elliptisch polarisierte Wellen 35 und 36. deren Hauptachsen, wie F i g. 2(c) zeigt, zueinander schräg geneigt sind. Allgemein haben nun die elliptisch polarisierten Wellen 35 bzw. 36 ungleiche Kreuzpolarisaiions-Komponenten, die hinsichtlich ihrer Größe nicht minimalisiert sind. Werden nun der drehbare 180 -Phasenschieoer 12 und der 90°-Phasenschieber 13 entsprechend gesteuert und eingestellt, so kann die Umwandlung hinsichtlich der Polarisation derart erfolgen, daß dabei das Polarisations-Achsenverhältnis im wesentlichen beibehalten wird, die eingehenden elliptisch polarisierten Wellen jedoch durch die einsteilbare Steuerung des Winkels zwischen der voreilenden Ebene 33 der 90°-Phasenverschiebung des drehbaren 90°-Phasenschiebers 13 und der X-Achse depolarisiert werden. Das bedeutet die Gleichstellung des Winkels zwischen der Hauptachse X' der bei (1) in F i g. 2(d) dargestellten elliptisch polarisierten Welle 30 und der voreilenden Ebene 33 der 90°-Phasenverschiebung im drehbaren 90°-Phasenschieber mit dem Winkel zwischen der Hauptachse Y' der bei (II) dargestellten elliptisch polarisierten Welle 31 und der 0° -Ebene 34 des 90°-Phasenschiebers. Das an die Eingangsklemmen des Orthomode-Wandlers 14 gelangende Signal besteht nun also aus den zueinander schräg gekreuzten elliptisch polarisierten Wellen 35 und 36 nach F i g. 2(c). Die Kreuzpolarisations-Komponentcn dieser polarisierten Wellen werden durch das dargestellte Verfahren einander gleich. Dies ist die optimale Bedingung zur Minimalisierung des Kreuzpolarisations-Verhaltens. In diesem sind der Winkel zwischen der Hauptachse der elliptisch polarisierten Welle 35 und der X-Achse in Fig. 2(c) und der Winkel zwischen der Hauptachse der elliptisch polarisierten Welle 36 und der V-Achse einander gleich. Wie diese F.rläuterung der Funktion ergibt, kompensieren der drehbare 180 -Phasenschieber 12 und der drehbare 90^r-Phasenschieber 13 zumindest die Verschlechterung der Trennung der Krcuzpolarisation. die durch die diffcrcntiellc Phasenverschiebung der Regentropfen entsteht. Die oben gegebene Beschreibung ging dabei vom statischen Zustand aus; verändert sich der Reeenfall in Abhängigkeit von der Zeit, so muß man den 180 -Phasenschieber und den 90" Phasenschieber derart antreiben bzw steuern, daß sich eine Minimalisicrung und ein Ausgleich der Größe der Kreuzpolarisations-Komponeiiten an den Ausgangsklemmen des Orthomode-Wandlers 14 ergibt. Dies kann mit einer automatischen Antriebs steuerung erfolgen.

Die Funktionsweise des l80°-Phasenschicbers 12 und des 90"-Phasenschiebers und die Kompensation der willküriijn polarisierten Wellen wird im folgenden beschrieben. Dabei ist auf die Signale an den beiden Ausgangsklemmen des Orthomode-Wandlers 14 und die Ableitung der Steuersignale davon einzugehen.

F i g. 4 zeigt einen Übertragungspfad in einem bestimmten Raum, in dem sich die Mikrowellen fortpflanzen, sowie ferner die Sende·, die Empfangsantenne und die Polarisationen, in einem derartigen Übertragungssystem ist ein Pilotsignal oder mehrere Pilotsignale mit verschiedenen Frequenzen jeder Polarisation zugeordnet. Sie werden durch die beiden polarisierten Wellen E\<> und /f;> als Trager im selben Frequenzband übertragen. Das durch Regentropfen verursachte Gegensprechen auf der F.mpfängerseite kann man nun dadurch mildern, daß die beiden Pilotsignale zunächst ermittelt und danach derart verarbeitet werden, daß davon Steuersignale abgeleitet werden, die drehbare Phasenschieber steuern. Sendet die Sendeantenne 50 die beiden orthogonalen linearen polarisierten Wellen £h> und Ey, aus. dann sind in den Signalen E\ und £;;an den orthogonalen zugeordneten Ausgangsklemmen der Empfangsantenne 51 unerwünschte Gegensprechsignale zwischen den beiden orthogonalen Schwingungen vorhanden. Sie sind die Folge der differentiellen Phasenverschiebung und der differentiellen Dämpfung, die sich für die Mikrowellen bei Regenfall ergeben. Dieser Zustand der Polarisation kann allgemein durch die folgenden Gleichungen angegeben werden:

E_v = A_n £,„ + A_n E_2n . E_n = A₂₁ E₁₁₁ + A₂₂ E₂,, .

Diese Gleichungen kann man als Matrix folgendermaßen schreiben:

£. Ei/	=	A_n A₁₁ A₂₁ A₂₂	E,„ *E₂I,*

Die Elemente dieser Matrix sind im allgemeinen komplexe Zahlen; Aw und /li> sind die Kopolarisations-Komponenten, ,4,> und Au die Kreuzpolarisations-Komponenten. Schreibt man die Matrix M derart um. daß die Amplitudenkomponenten und die Phasenkomponenten getrennt werden, so folgt:

Λ/

Dabei sind n,, und '/' (i. /= t. 2) die Amplituden- Lind Phasenkomponenten der Elemente der Matrix. Da der Pegel der Erzeugung der Kreu/polarisation durch das l'cilarisationsverhältnis dargestellt werden kann, kann man die Kren/p· >]arisations-Komponenten mit Hilfe ■ ■!tier AGC-Schaluing (automatische Vers'iirkungsregelung; AGC = automatic gain control) bei Verwendung eines phasen-vcrriegelten Empfängers normalisieren. Man kann die Gleichung(3) wie folgt umwandeln:

A/

I
"j

«I

Ist das System, wie später noch zu beschreiben, derart aufguoaut, daß die in jeder übertragenen polarisierten Welle Ε],,. E;n enthaltenen Pilotsignale mit einem phasen-verriegelten Empfänger empfangen und dann in einer AGC-Schaltung normalisiert werden, so kann man dann den 90"-Phasenschieber 13 und den ^'"-Phasenschieber 12 derart steuern, daß der Betrag der Kreuzpolarisation unter folgenden Bedingungen minimalisiert werden kann:

Die Zustände der beiden polarisierten Wellen an den Eingangsklemmen des Orthomode-Wandlers 14 können dann in die optimale Bedingung, die aus F i g. 2 (c) ersichtlich ist, gebracht werden. Die Terme fap/a;i)e''' und (a2-Ja\\)t''' stellen residuelle Gegensprechsignale nach der Kompensation der durch Regen herbeigeführten differentiellen Phasenverschiebung mit Hilfe des 90 -Phasenschiebers Π und des 180°-Phasenschiebers 12 dar. Die residualen Gegensprechsignaie sind hauptsächlich durch die durch Regen verursachte differentielle Dämpfung bedingt.

F i g. 5 ist ein mehr ins einzelne gehendes Blockschaltbild der Steuerschaltung 21 in Fig. 1. Aus den Pilotsignalen werden Signale zur Steuerung des oben erwähnten 90°-Phasenschiebers 13 und ^"-Phasenschiebers 12, sowie zur Steuerung der variablen Dämpfungsschaltungen 22 und 23 und der variablen Phasenschieber 24 und 25 abgeleitet. Die Eingangsklemmen 1, 2 und die Ausgangsklemme 3 entsprechen den mit denselben Bezugszeichen bezeichneten Klemmen in Fig. 1. Ferner weist die Steuerschaltung Mischer 60 und 61 auf, die von einem örtlichen Osziüator 62 angesteuert werden. Die Signale an den Ausgängen der Mischer gelangen an Filter 63 bzw. 64 und von dort an Zwischenverstärker 65 bis 68, in denen auch die AGC-Schaltungen enthalten sind; deren Ausgänge schließlich gelangen an den Prozessor 69. Die an den Eingangsklemmen 1 und 2 anliegenden Signale werden in den Mischern 60, 61 in Zwischenfrequenzsignale E\ und E'ii umgewandelt. Aus einem Zwischenfrequenzsignal E'\ werden im Filter 63 die Kopolarisations-Komponenie eines Pilotsignals mit der Frequenz /1 und die Kreuzpolarisations-Komponente eines weiteren Pilotsignals mit der Frequenz (ι abgeleitet und an die Zwischenfrequenzverstärker 65 bzw. 66 weitergegeben. Gleichermaßen wird aus dem anderen Zwisehcnfrequenzsignal E'u im Filter 64 eine Kreuzpolarisations Komponente eines Pilotsignals mit der Frequenz /", und eine Kopolarisations-Komponente eines Pilotsignals mit der Frequenz Λ abgeleitet und an die Zwischenfrequenzverstärker 67 bzw. 68 weitergegeben. Das Signal milder Frequenz /1. das die Kreuzpolarisations-Komponente darstellt, wird, wie in Gleichung (4) dargestellt, mit einer AGC-Schaltung im Verstärker 67 normalisiert, und zwar gemäß dem der Kopolarisations-Komponente entsprechenden Signal vom Verstärker 65. In gleicher Weise wird das Signal mit der Frequenz Λ, das die Kreuzpolarisations-Komponente darstellt, mit einer AGC-Schaltung im Verstärker 66 normalisiert, und zwar gemäß dem der Kopolarisations-Komponente entsprechenden Signal vom Verstärker 68. So erhält man die Signale nach Gleichung (4) als Ausgänge der Verstärker 65 bis 68. Diese gelangen dann an den Prozessor 69, in dem daraus die Signale zur Steuerung des 90°-Phasenschiebers 13, des 180" Phasenschiebers 12 und der Kompensationsschaltung 17 abgeleitet werden.

Im folgenden wird lie Kompensation der erwähnten residuellen Kreuzpolarisations-Komponenten beschrieben. Die Komponente in Richtung der X-Achse sei für die im Gegenuhrzeigersinn rotierende elliptisch polarisierte Welle 35, die in Fig. 2(c) mit (I) bezeichnet ist. E- ,; die Komponente derselben Welle in Richtung der K-Achse sei fix; für die im Uhrzeigersinn rotierende elliptisch polarisierte Welle 36, die bei (II) dargestellt ist. sei die Komponente in Richtung der K-Achse Eic: die Komponente derselben Welle in Richtung der X-Achse sei E> χ. Die Komponente des elektrischen Feldes an der Ausgangsklemme des Orthomode-Wandlers 14. die einer in Richtung der X-Achse polarisierten Welle entspricht, ist dann gleich der Summe von Eu und E₂\. (E; χ hat gegenüber E-_u die oben definierte Phasendifferenz Φ). Die Komponente des elektrischen Feldes derjenigen Ausgangsklemme des Orthomode-Wandlers 14. die einer in Richtung der K-Achse polarisierten WHIe entspricht, ist gleich der Summe von £> < und E \ (Ε-, χ hat gegenüber C^t die oben definierte Phasendifferenz Φ). Ei χ und E₂X stellen jeweils die Größe der durch Regen verursachten Kreuzpolarisation dar. Es handelt sich dabei um die residuellen Komponenten, die von den Unterschieden in den relativen Verlusten bei Regen verursacht werden und noch vorhanden sind, nachdem die Kreuzpolarisation, die hauptsächlich durch die vom Regen verursachte differentielle Phasenverschiebung hervorgerufen wird, mit Hilfe der erwähnten drehbaren 180° - und 90° -Phasenschieber kompensiert worden ist.

Die erwähnten Komponenten E,_c, Eic, E\x und E2X können in den X-K-Koordinaten, wie in Fig. 2 (d) dargestellt werden. Sie werden wie folgt weiterbehandelt: Die Komponente (E-,c+Eix) des elektrischen Feldes, die an der der X-Achse zugeordneten Ausgangsklemme des Orthomode-Wandlers 14 auftritt bzw. festgestellt wird und die Komponente (Eic-¹- Etx) des

elektrischen Feldes, die an der der V-Achse zugeordneten Ausgangsklemme des Orthomode-Wandlers 14 auftritt bzw. festgestellt wird, werden nach Verstärkung in den Vorverstärkern 15 bzw. 16 den beiden Eingangsklemmen der Kompensationsschaltung 17 zugeführt. Die Kompensationsschaltung 17 kompensiert die oben erwähnten Gegensprech-Komponenten Ew und £2.γ. Die Funktionsweise ist im einzelnen folgende: Das im Vorverstärker 15 verstärkte Signal (E\( + Et\) gelangt an die Eingangsklemme der Kompensationsschaltung 17 und wird dort in der Gabelschaltung IB aufgeteilt. Ein abgezweigtes Signal wird durch die variable Dämpfungsschaltung 22 und den variablen Phasenschieber 24. durch die der Phasenwinkel Φ bestimmt wird, hindurchgeleitet und gelangt dann an die Gabelschaltung 19'. Das im Vorverstärker 16 verstärkte Signal (E_:( + E₁ \) gelangt über die Gabelschaltung IB' an dieselbe Gabelschaltung 19'. Werden diese beiden Slgl'läic UCi' GüuclSCndlUing |9' ZiiaarnrnCrigCiüg', nachdem die Phase und die Amplitude eines dieser Signale in der variablen Dämpfungsschaltung 22 und in dem variablen Phasenschieber 24 so gesteuert worden ist, daß das elektrische Feld E, χ der Kreuzpolarisationi-Komponente durch ein elektrisches Feld derselben Amplitude und entgegengesetzter Phase ausgeglichen worden ist, dann erhält man im Prinzip ein elektrisches Feld, das proportional Ei₁- ist und keine Kreuzpolaristitions-Komponente aufweist. Ein entsprechendes Signal ist an der Ausgangsklemme der Kompensationsschaltung 17 vorhanden. Ebenso ergibt sich bezüglich des im Vorverstärker 16 verstärkten Signals (£₂< -+Ew) nach Abzweigung in der Gabelschaltung 18' und nach Führung durch die variable Dämpfungsschaltung 23 und den variablen Phasenschieber 25 und nach Zuleitung zur Gabelschaltung 19 folgendes: Ist die Dämpfungsschaltung 23 und der Phasenschieber 25 so durch die Steuerung eingestellt, daß dieses Signal und das der Gabelschaltung 19 direkt von der Gabelschaltung 18 zugeführte Signal dieselbe Amplitude und entgegengesetzte Phasenlage in Bezug auf die Kreuzpolarisations-Komponente E₂ \ aufweisen, dann ergibt sich bei der Zusammenfügung, daß dr.nn an der entsprechenden Ausgangsklemme der Kompensationsschaltung 17 eine Spannung auftritt, die proportional E\₍ ist und keine Gegensprech-Komponente Ei» enthält.

Wie bereits im Vorhergehenden unter Bezugnahme auf Fig. 5 beschrieben, kann die automatische Steuerung der veränderlichen Phasenschieber und der veränderlichen Dämpfungsschaltungen in der Kompensationsschaltung 17 dadurch erreicht werden, daß in der Steuerschaltung 21 Signale abgeleitet werden, die der Information über die Phasendifferenz der Komponenten E\c und £2c des Kopolarisations-Signals und der Komponenten Ει,ν und £2* des Kreuzpolarisations-Signals entsprechen, sowie ferner der Information über das Verhältnis der elektrischen Felder des unerwünschten Signals und des erwünschten Signals entsprechen und ferner der Information über die Phasenlage des unerwünschten Signals in bezug auf das erwünschte Signal entsprechen. Diese Signaie steuern die variablen Phasenschieber 24, 25 bzw. die variablen Dämpfungsschaltungen 22 und 23, an die sie rückgekoppelt werden.

Die oben gegebene Beschreibung gilt für linear polarisierte Wellen; für zirkulär polarisierte Wellen wird die Funktionsweise im folgenden unter Bezugnahme auf die Vektor-Diagramme für das elektrische Feld nach Fig.3 und ferner unter Bezugnahme auf das Blockschaltbild nach F i g. 1 erläutert

Es sei angenommen, daß von der Sendeantenne 10 vollkommen zirkulär polarisierte, im Uhrzeigersinn drehende Wellen abgestrahlt werden. Aus ihnen werden elliptisch polarisierte Wellen; ihre Orthogonalität wird durch die differentielle Phasenverschiebung und die dilferentielle Dämpfung durch Regen im Fortpflanzungspfad der Mikrowellen gestört. Man erhält an der Ernpfangsantenne Il eine im Uhrzeigersinn drehende elliptisch polarisierte Welle 37, wie sie in F i g. 3 (a) bei

(III) dargestellt ist, sowie ferner eine im Gegenuhrzeigersinn drehende elliptisch polarisierte Welle 38, wie sie bei (IV) dargestellt ist. Die X'-Aehsc und die K'-Achse bezeichnen in dieser Figur die Hauptachsen der eingehenden elliptisch polarisierten Wellen 37 und 38; der zwischen diesen Achsen bestehende Winkel ist wegen der differenticllen Dämpfungseigenschaften des Regens im allgemeinen nicht gleich 90°.

Gelangen die eingehenden elliptisch polarisierten

\W~I1 /lll\ A l\\l\ „„ Λ ,1.— UU_n.— « t ΟΛΟ DU«.-«.-.

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schieber, dann wird der Drehsinn der Polarisation umgekehrt und es erfolgt eine Koordinaten-Konvertierung derart, daß das Achsenverhältnis der beiden Polarisationen unverändert bleibt. Die bei (111) dargestellte polarisierte Welle wird zu einer im Gegenuhrzeigersinn drehenden elliptisch polarisierten Welle und die bei (IV) dargestellte polarisierte Welle wird zu einer im Uhrzeigersinn drehenden elliptisch polarisierten Welle. Diese beiden Wellen werden von den Ausgangsklemmen des 180°-Phasenschiebers 12 an den 90°-Pha senschieber 13 geleitet. Dort wird die vorauseilende Ebene der 180°-Phasenverschiebung des 180°-Phasen-Schiebers auf die /7-Achse 39 nach F i g. 3 (a) eingestellt. Für die hinsichtlich ihrer Koordinaten transformierten elliptisch polarisierten Wellen (111) und (IV) gilt, daß, wenn die vorauseilende Ebene der 90' - Phasenverschiebung des 90"-Phasenschiebers auf 45" gegenüber der X-Achse eingestellt wird, eine perfekt zirkulär polarisierte Welle empfangen werden würde. Aus den polarisierten Wellen, die dieser Polarisations-Transformation unterworfen worden sind, werden elliptisch polarisierte Wellen mit geringen Kreuzpol-risations-Komponenten und einem hohen Achsenverhältnis (Verhältnis von Hauptachse zu Nebenachse) für das elektrische Feld. Dieser Zustand der Polarisation erfüllt jedoch noch nicht die Bedingungen für die Minimalisierung der Kreuzpolarisations-Komponenten der bei (III) und(IV) gezeigten polarisierten Wellen.

Weicht also die voreilende Ebene der 90 -Phasenverschiebung von der oben erwähnten Einstellposition von 45" nach F i g. 3 (b) derart ab, daß sich eine Einstellung auf einen bestimmten Winkel ergibt, der so gewählt ist, daß sich eine Polarisations-Transformation in die im wesentlichen gleichen elliptisch polarisierten Wellen als eingehende elliptisch polarisierte Wellen ergibt, und werden ferner die erwähnten 180°-Phasenschieber 12 und der 90°-Phasenschieber 13 so gesteuert bzw. auf solche Winkel eingestellt, daß der Winkel zwischen der Hauptachse X' der polarisierten Weile 41, die bei (III) dargestellt ist, und der voreilenden Ebene 40 der 90"-Phasenverschiebung gleich dem Winkel zwischen der Hauptachse V" der polarisierten Welle 42, die bei

(IV) dargestellt ist, und der 0°-Ebene 43 ist, dann kann man eine Kompensation der eingehenden polarisierten Wellen und eine Transformation bezüglich der Po.'arisa-♦on erzielten, die zumindest die Verschlechterungen der Kreuzpolarisation kompensiert, die durch die differentielle Phasenverschiebung durch Regentropfen verursacht worden ist. Die oben erwähnten Einstellbedingun-

gen für den 180"-Phasenschieber 12 und den 90"-Phasenschieber 13 genügen der Bedingung zur Minimalisierung der K.reuzpolarisations-Komponenten der entsprechenden polarisierten Wellen, so daß dann elliptisch polarisierte Wellen 44 und 45 mit geringen Kreuzpolarisations-Komponenten, wie in Fig. 3 (c) dargestellt, an die Eingangskleinme des Orthomode-Wandlers 14 gelangen. Die darauffolgende Verarbeitung der Signale ist dieselbe wie die, die oben für die linear polarisierten Wellen erläutert worden ist.

Bei der oben erläuterten Anordnung zur Reduzierung des Gegensprechens werden einfallende dual nicht-orthogonale Polarisationen mit unterschiedlichem Achsenverhältnis derart depolarisiert, daß durch die Steuerung der 90"- und l80°-Phasenschieber im Einspeiseschaltkreis einer Antenne, nicht-orthogonale Polarisationen mit demselben Achsenverhältnis gewonnen verden. wobei der Phasenterm Φ nicht steis /7/2 ist.

akzeptablen Wert herabgedrückt wird.

Zu der Schaltungsanordnung nach F i g. 6 sind die drehbaren 180°-Phasenschieber 71 und 90°-Phasenschieber 72 mit der Sendeantenne 70 verbunden. Auf der Eingangsseite des Orthomode-Wandlers 73 sind Sender 74 und 75, sowie eine Kompensationsschaltung 76 angeordnet. Das von der an der Antennenseite vorgesehenen Kompensations-Schaltung (nach Fig. 1) abgeleitete Signal, d.h. das Steuersignal an der Ausgangsklemme 3, wird der Eingangsklemme 4 (F i g. 6) zugeführt. Die Verschlechterung der Kreuzpolarisaiion der Sendefrequenz, die durch Regen verursacht ist. wird auf der .Sendeseite durch entsprechende einstellung des l80°-Phasenschiebers 71, des 90°-Phastnschiebers 72. der Kompensationsschaltung 76 voreingcstellt. Diese Voreinstellung erfolgt gemäß dei. Steuersignalen derart, daß von der Sendeantenne zwei elliptisch nicht-orthogonal polarisierte Wellen abge-

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durch Einsetzen der Steuerung der 90'- und 180"-Phasenschieber viie einfallenden elliptisch polarisierten nicht-orthogonalen Wellen zu orthogonalisieren. Dann wird Φ gleich /7/2; die depolarisierten Achsenverhältnisse der beiden Polarisationen sind dann voneinander verschieden.

Durch die Erfindung ist gewährleistet, da!.! das Gegensprechen, das durch anomale Verhältnisse im Fortpflanzungspfad der Mikrowellen verursacht wird, kompensiert wird. In der Praxir. /eigen sowohl eine theoretische Analyse und auch experimentelle Resultate, daß die durch Regentropfen bzw. Regen verursachte differentielle Phasenverschiebung für die gegenseitige Interferenz, die zum Gegensprechen führt, und durch Verzerrungen der Polarisationen verursacht wird, dominierend ist. Daher werden die Phasenterme des Polarisationsverhältnisses, die in Gleichung (5) mit Φ bezeichnet sind, fast gleich /7/2. Aus Fig. 2 (d) ergibt sich, daß die Funktion der als Tandem hintereinander geschalteten 90^r - und 180°-Phasenschieber in der Antennenspeiseleitung darin besteht, duale nicht-orthogonale Polarisationen zu orthogonalisieren und die einfallenden Polarisationen zu depolarisieren. Die variablen Phasenschieber 24 und 25 in der Kompensationsschaltung 17 können dann auf bestimmte Werte voreingestellt werden, so daß Steuersignale für diesen Zweck unnötig sind.

Die vorliegende Erfindung ist nicht auf das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 beschränkt, in dem das Kompensationssystem auf der Empfangsseite eingesetzt wurde. Das demgegenüber modifizierte Ausführungsbeispiel nach F i g. 6 ist sendeseitig an der Antenne angeordnet. Daraus ergibt sich, daß die Erfindung sowohl auf Empfangs- wie auf Sendeseite gleichermaßen anwendbar ist. Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 6 betrifft eine Schaltungsanordnung zur Kompensation für ein Mikrowellen-Übertragungssystem, bei dem für Sendung und Empfang dasselbe Frequenzband benutzt wird. Die auszusendenden polarisierten Wellen werden auf der Grundlage eines Steuersignals eingestellt, das aus dem empfangenen Pilotsignal mit Hilfe eines drehbaren Phasenschiebers, einer variablen Dämpfungsschaltung und eines variablen Phasenschiebers im Sendeantennen-System abgeleitet wird, um so die Gegensprecheigenschaften für die gewendete Frequenz, die durch Regen bestimmt sind, zu verbessern, so daß der Pegel der Interferenz zwischen den Signalen zweie orthogonaler polarisierter Wellen, die von der Empfangsantenne empfangen werden, auf einen werden durch die vom Regen verursachten Kreuzpolarisations-KoMp <nenten kompensiert. Dadurch entsteht an der Empfangsantenne 77 ein Ausgangssignal mit nur geringen Gegensprechkomponenten.

Bei Satelliten-Uberlragungssystemen wird im allgemeinen für die Antennen der Erdstationen eine kombinierte Sende- und Empfangsantenne mit verschiedenen Frequenzbändern (z.B. 6GHz und 4GHz) eingesetzt. Bei einem derartigen Übertragungssystem, das auf verschiedenen Frequenzbändern Signale sendet und empfängt und bei dem durch Regenfall eine Verschlechterung der Kreuzpolarisation eintritt, die in Abhängigkeit von den verwendeten Frequenzen unterschiedlich ist, ist zur Beseitigung des Gegensprechens auf der gesendeten Frequenz eine Schaltungsanordnung bekannt geworden, bei der das Steuersignal, das aus den empfangenen Pilotsignalen abgeleitet wird, simuliert wird. Gemäß diesem simulierten Signal wird der drehbare Phasenschieber, die veränderliche Dämpfungsschaltung und der veränderliche Phasenschieber auf der Sendeseite derart voreingestellt, daß der Pegel der Interferenz der an der Antenne des Satelliten ankommenden polarisierten Wellen dadurch gesteuer;. d. h. unterdrückt wird. Ein bevorzugtes Ausführur^sbeispiel dieser Art ist in F i g. 7 dargestellt.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 7 weist eine Frequenz-Duplexeinrichtung 81 auf. die die gesendete Welle (z.B. im 6 GHz-Band) von einer empfangenen Welle (z.B. im 4GH, Band), die beide in der kombinierten Sende- und Empfangsantenne 80 vorhanden sind, trennt. Ausgangsseitig der Frequenz-Duplexeinrichtung 81, die der empfangenen Welle zugeordnet ist, ist ein drehbarer 180 -Phasenschieber 82 und ein drehbarer 90* -Phasenschieber 83, sowie ferner ein Orthomode-Wandler 84 vorgesehen. Mit den Ausgangsklemmen des Orthomode-Wandlers 84 ist eine Steuerschaltung 88 über Vorverstärker 85 und 86, sowie ferner über eine Kompensationsschaltung 87 verbunden. Die Kompensation der Kreuzpolarisation der empfangenen Signale erfolgt wie bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1. Im anderen Frequenzband, das gesendet wird. sind auf der Eingangsseite der Frequenz-Duplexeinrichtung 81 ein drehbarer 180°-Phasenschieber 89, ein drehbarer 90°-Phasenschieber 90, sowie ein Orthomode-Wandler 91 vorgesehen. Auf dessen Eingangsseite sind Sender 92 und 93. sowie eine Kompensationsschaltung 94 angeordnet, so daß von der Antenne 80 elliptisch nicht orthogonal polarisierte Wellen abgestrahlt werden. Die Beträge der Kreuzpolarisation, die

im Medium der Fortpflanzung der Mikrowellen erzeugt wird, kompensieren einander. Daher sind die polarisierten Wellen, die an der Antenne der Satellitenstation ankommen, vollständig linear oder zirkulär polarisiert; ferner ist ihre Ort'iogonalität wieder hergestellt. Da die Beträge der vom Regen verursachten Verschlechterung der Kreuzpolarisation in Abhängigkeit der für Sendung und Empfang verwendeten Frequenzen sehr unterschiedlich sein können, werden die von der Steuerschaltung 88 abgeleiteten Steuersignale in einem Simulator 95 einer Signaltransformation unterzogen; die Phasenschieber 89 und 90 sowie die Kompensationsschaltung 94 werden von diesem transformierten Signal eingesiellt.

Die vorliegende Erfindung wurde im Vorgehenden anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben. Zusammenfassend kann man angeben, daß diejenigen der durch die Form von Regentropfen verursachten Kreuzpolarisations-Komponenten, die auf eine differentielle Phasenverschiebung zurückgehen, durch Steuerung der drehbaren 180°-Phasenschieber und 90°-Phasenschieber, die vor den Vorverstärkern angeordnet sind, kompensiert werden. Diejenigen Kreuzpolarisationskomponenten, die durch die differentielle Dämpfung durch Regentropfen verursacht werden, werden durch eine Kompensationsschaltung in einer auf die Vorverstärker folgenden Stufe kompensiert. Das hat die fragenden Vorteile:

Ein erster Vorteil ist folgender: Da die Schaltungsanordnung zur Kompensation der Orthogonalität zwischen den polarisierten Wellen, die ja zu einem gewissen Verlust führt, hinter den Vorverstärkern angeordnet ist, ergibt sich bei einem System, bei dem die Forderung ■"> nach nur geringem Rauschen eine besondere Rolle spielt, eine Kompensation, die dieser Anforderung besonders genügt. Diese Anforderung ist insbesondere bei einem Satellitenübertragungssystem gegeben. Bei der Erfindung erfolgt eine nur geringe Verschlechtern rung der Rauschtemperatur.

Der zweite Vorteil ergibt sich aus den Kennlinien der Vorverstärker für die Frequenzabhängigkeit von Amplitude und Phasenverschiebung. Da das Gegensprechen aufgrund der von den Regentropfen verur-Ii sachten differentiellen Phasenverschiebung bei der Verschlechterung der Kreuzpolarisation der dominierende Faktor ist, ist es wichtig, daß die Kompensation insoweit in einer dem Vorverstärker vorgeordneten Stufe stattfindet Die Kompensation des Gegenspre- 2» chens wird dann nicht durch das Phasen-ZFrequenz-Verhalten des Vorverstärkers beeinflußt. Daraus folgt ein hoher Grad der Verbesserung des Gegensprechverhaltens.

Der dritte Vorteil ist, daß, wie es die beschriebenen

r. Ausfiihrungsbeispiele zeigen, dieses System sowohl für zirkulär polarisierte Wellen als auch für linear polarisierte Wellen ohne Veränderung irgendwelcher Bauteile anwendbar ist.

Hierzu 5 Iihitt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Kompensation des durch Kreuzpolarisation dual polarisierter Wellen verursachten Gegensprechens in einem Übertragungssystem für Signale im Mikrowellenbereich mit mindestens zwei voneinander räumlich entfernten Sende- und Empfangsstationen, bei denen jeweils der Sender ein Paar Informationen enthaltender Signale, einschl. jeweils eines Pilotsignals, sendet, und diese beiden Signale durch zwei Trägerwellen unterschiedlicher Frequenz, die zueinander kreuzpolarisiert sind, übertragen werden, wobei die beiden Trägerwellen in einem Übertragungspfad Phasen- und Amplitudeninterferenzen ausgesetzten Frequenzbereich liegen, und im Empfänger zunächst auf einem gemeinsamen Schaltungsweg und anschließend auf mit diesem gekoppelten getrennten Schaltungsvcgen geführt sind, die je einen Verstärker aufweisen, und bei der ferner zur Kompensation der genannten Phasen- und Amplitudeninterferenzen der Empfänger eine veränderbare Phasenschieberschaltung und eine veränderbare Dämpfungsschaltung aufweist, die von einer Steuerschaltung durch Steuersignale angesteuert werden, dadurch gekennzeichnet, daß zur Reduzierung der Phaseninterferenzen die im gemeinsamen Schaltungspfad vorgesehene Phasenschieberschaltung durch einen 180°-Phasenschieber (12) und einen 90°-Phasenschieber gebildet wird, daß nach Aufteilung des Signals am Ausgang derselben in jedem der getrennten Schaltungswege ein Verstärker (15, 16) vorgesehen ist, daß ferne; zur Reduzierung der Amplitudeninterferenzen die Sig.iale an den Ausgängen der Verstärker jeweils in ersten Gabelschaltungen (18, 18') aufgeteilt werden, und der eine Teil jeweils direkt einer weiteren Gabelschaltung (19, 19') zugeführt wird, der andere Teil jedoch über einen zweiten ebenfalls durch Steuersignale von der Steuerschaltung (20, 20', 21) veränderbaren Phasenschieber (24, 25) und die Dämpfungsschaltung (22, 23) der jeweils dem anderen der Verstärker nachgeschalteten weiteren Gabelschaltung zugeführt wird, und daß die weiteren Gabelschaltungen die beiden Teile, die ihnen zugeführt werden, addieren, und daß die Steuerschaltung (20, 20', 21), die in den Signalen an den Ausgängen der beiden weiteren Gabelschaltungen enthaltenen Pilotsignale extrahiert und aus deren Differenz die Steuersignale ableitet.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender einer Sende- und Empfangsstation ebenfalls einen veränderbaren Phasenschieber (71, 72) im gemeinsamen Schaltungsweg aufweist, der durch das Steuersignal einstellbar ist, so daß dadurch der Polarisationswinkel zwischen den Trägerwellen verändert wird und daß das Steuersignal ferner an eine Kompensationsschaltung (76) mit durch diese einstellbaren Schaltelementen gelangt und deren Einstellung derart verändert, daß die Amplituden der gesendeten Trägerwellen so verändert werden, daß die Interferenz zwischen den Trägerwellen reduziert wird.

3.Schaltungsanordnung nach Anspruch !,dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz des Polarisationswinkels zwischen den beiden gesendeten Trägerwellen 90° beträgt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die übertragenen und die empfangenen Trägerwellen je in wesentlich voneinander verschiedenen Frequenzbereichen liegen, daß ferner der Sender einer der Sende- und Empfangsstationen eine Schaltungseinheit (95) enthält, die in Abhängigkeit von dem Steuersignal ein weiteres Steuersignal erzeugt, das einen einstellbaren Phasenschieber (89,90) im gemeinsamen Schaltungsweg des Senders derart verändert, daß der Polarisationswinkel zwischen den übertragenen Trägerwellen verändert wird, und daß ferner eine weitere Kompensationsschaltung (94) mit weiteren einstellbaren Schaltelementen vorgesehen ist, an die das weitere Steuersignal gelangt und die Amplituden der übertragenen Trägerwellen derart verändert, daß die Interferenz zwischen den gesendeten Trägerwellen reduziert wird.