DE2559046C2

DE2559046C2 - Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritzimpulsen

Info

Publication number: DE2559046C2
Application number: DE19752559046
Authority: DE
Inventors: Bernd Dipl.-Ing. 7016 Gerlingen Kraus; Hans 7121 Walheim Schnürle
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1975-12-30
Filing date: 1975-12-30
Publication date: 1983-06-01
Also published as: DE2559046A1

Description

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Die Erfindung geht aus von einem Verfahren oder einer Vorrichtung zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritzimpulsen jeweils nach der Gattung des ersten Verfahrensanspruchs bzw. des ersten Vorrichtungsanspruchs. Die Erfindung stellt einen Zusatz dar zu dem in der DE-PS 25 17 269 beschriebenen System zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritzimpulsen. Im Hauptpatent wird die Dauer von Kraftstoffeinspritzimpu!?<:n bei einer unter Einschluß seiner die Abgaszusammensetzung erfassenden A-Sonde arbeitenden Kraftstoffeinspritzanlage dadurch präzise bestimmt, daß bei nichtbetriebsbereitem Zustand der λ-Sonde und einer dadurch bedingten Fehleinstellung, (z. B. einer zu starken Abmagerung) des der Brennkraftmaschine zugeführten Kraftstoff/Luftgemisches die unter dem Einfluß der λ-Sonde arbeitende Regelung nach einem vorgegebenen Zeitraum abgeschaltet und durch eine Steuerung ersetzt wird, wobei dann gleichzeitig ein dem λ-Sondensignal entgegengeschaltetes Referenzsignal derart verändert wird, daß nach Einsatz der Λ-Sonde als Regelglied über ein Zeitglied eine allmähliche Anpassung des Referenzsignals an den Betriebszustand der Α-Sonde erfolgt. Dabei wird das Referenzsignal zunächst angehoben und anschließend bei Einsetzen der Sondenbetriebsbereitschaft allmählich abgesenkt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Führung des dem A-Sondensignal entgegengeschaJteten Referenzsignals beim Anheben und späteren Absenken so präzise durchzuführen, daß sich eine feinfühlige Anpassung an dem jeweiligen Zustand der Α-Sonde und die Aufrechterhaltung der Regelungsbereitschaft des gesamten Systems ergibt

Diese Aufgabe löst die Erfindung mit den kennzeichnenden Merkmalen des ersten Verfahrensanspruchs bzw. den kennzeichnenden Merkmalen des ersten Vorrichtungsanspruchs und hat den Vorteil, daß die Verstellung der Referenzspannung nicht nur einer lediglichen zeitgesteuerten Absenkung entspricht, sondern Versiellhub und Verstellgeschwindigkeit selbst nach Art einer Regelung verändert werden, so daß es gelingt, eine Abstimmung auf das Gesamtverhalten des Systems einschließlich der Brennkraftmaschine zu erzielen. Durch die durch die Erfindung gewährleistete, besonders feinfühlige Anpassung des durch das Referenzsignal gegebenen Schwellwertes an den jeweiligen Zustand der Sonde ist es möglich, den geregelten Gesamtbetrieb der KraiVstoffeinspritzanlage auch auf solche Son len-Zustandsbeieiche auszudehnen, bei welchem diese, weil sie beispielsweise zu kalt ist, selbst noch nicht in der Lage ist ihre vollen Arbeitsspannungen abzugeben und das Sondensignal, bezogen auf den Normalzustand, noch erheblich verschoben ist; dabei haben die Maßnahmen vorliegender Erfindung auch ohne die Maßnahmen des Hauptpatentes erfinderische Bedeutung. Die Erfindung stellt sicher, daß das Schwellwertsignal stets oberhalb des Verlaufs des Sondensignal-Teilzweiges für mageres Gemisch gehalten wird.

Hierbei ist dann noch besonders vorteilhaft, daß ein die Absenkung des Referenzsignals bewirkendes Zeitglied nur dann freigegeber, wird, wenn die Sonde selbst mageres Gemisch anzeigt, d. h. also wenn die gesamte Regelung in Richtung auf fettes Gemisch läuft.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche und in diesen niedergelegt.

Im folgenden werden Aufbau und Wirkungsweise von Ausführungsbeispielen der Erfindung anhand der Figuren im einzelnen näher erläutert. Dabei erläutern die F i g. 1 bis 4c einschließlich als Wiederholung zum besseren Verständnis im Hauptpatent beschriebene Maßnahmen, die dann den Ausgangspunkt der vorliegenden Erfindung bilden, die anhand der Fig.5a bis 9 erläutert wird. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Vorrichtung zur Zustandserkennung der Α-Sonde und Steuerung der A-Regelung,

F i g. 2 bestehend aus den Teiifiguren 2a und 2b ein ausführliches Schaltbild der in Fig. 1 lediglich schematisch angedeuteten Vorrichtung,

F i g. 3 zeigt eine andere Möglichkeit zur Ausbildung der verwendeten Zeitschaltungen, und die

F i g. 4a, 4b, 4c mögliche Schaltungsvarianten beim Ausführungsbeispiel der F i g. 2,

F i g. 5a in schematisierter, nicht quantitativer Darstellung den Verle-if von an der Α-Sonde auftretenden Spannungen und ihres inneren Widerstandes über der Temperatur und damit bei allmählicher Erwärmung über der Zeit,

F i g. 5b das Ersatzschaltbild der λ-Sonde,
Fig.6a den Verlauf der A-Sondenspannung beim normalen Arbeitszjiv'us mit den beiden Grenzkurven für fettes und mageres Gemisch über der Zeit,

F i g. 6b darunter den möglichen Verlauf der integrierten Ausgangsspannung des λ-Regelers zur Beein-

flussungder Dauer der Kraftstoffeinspritzimpulse,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Realisierung eines abgestuften Schwellwertspannungsverlaufs,

F i g. 8 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsvariante, die bevorzugt bei Α-Sonden neuerer Bauart angewendet werden kann und ein besonders bevorzugtes Regelverhalten sicherstellt und

F i g. 9 diagrammäßig die Kurvenverläufe der Ausgangsspannungen des Schwellwertschalters (Fig.9a), der die Sondenspannung mit der Referenzspannung vergleicht, die Ausgangsspannung der Umschaltanordnung von Steuerung auf Regelung (Fig. 9b) und die Veränderung der Schwellwert- oder Sollwertspannungsverstellung, bezogen auf das Schaltverhalten des Schwellwertschalters bei zwei möglichen Ausführungsvarianten.

Wie der Darstellung der Fig. 1 entnommen werden kann, besteht die Vorrichtung zur Zustandserkennung der Α-Sonde und zur Umschaltung auf Steuerung bei gestörter Α-Sonde im wesentlichen aus einer Vergleichsschaltung t, die an ihrem einen Eingang das Steuersignal (Λ der A-Sonde 2 zugeführt erhält und unter Normalbedingungen von selbst ein Referenzsignal erzeugt, das sehr präzise ist und dem Signal U_s der A-Sonde entgegengeschaltet ist.

Der Ausgang der Vergleichsschaltung 1 wird einem Integrator 3 zugeführt, der an seinem Ausgang das zum Stellglied einer Kraftstoffeinspritzanlage oder beispielsweise auch zur Multiplizierstufe einer solchen Anlage weitergeleitete Ausgangssignal erzeugt; dieses Ausgangssignal kann jedoch auch unter Beeinflussung durch die erste Zeitschaltung 4 entstanden sein, die ebenfalls der Integrator 3 beaufschlagt und eingangsmäßig mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung 1 verbunden ist. um diesen zu überwachen. Nachgeschaltet ist der Zeitschaltung 4 eine zweite Zeitschaltung 6, die mit ihrem Ausgang mit der Vergleichsschaltung 1 verbunden ist und dort das dem A-Sondensignal entgegengeschaltete Referenzsignal beeinflußt.

Im einzelnen ergibt sich dabei folgendes, wobei nunmehr auf die Darstellung der F i g. 2 Bezug genommen wird. Die A-Sonde ist in der Darstellung der F ι g. 2 mit dem Bezugszeichen 7 versehen; sie liefert an ihrem Ausgang gegen Masse oder gegen Minusleitung ein positives Signal, welches der Klemme 8 der Vergleichsschaltung 1 zugeführt wird. Zum besseren Verständnis sei darauf hingewiesen, daß sich das Signal der Α-Sonde U_s im Betrieb etwa zwischen den Werten 100- 2CC rnV und etwa bis 700 mV (im Bereich A < 1) är.Jert. so daß das Ausgangssignal der Α-Sonde als positive Spannung am Eingang nach Anspruch 8 der Vergleichsschaltung erscheint

Die Vergleichsschaltung 1 ist im wesentlichen gebildet aus den beiden Transistoren T9 und 7" 11, die auf den nachgeschalteten Operationsverstärker 12 arbeiten. Der Transistor T11 erhält an seiner Basis die Referenzspannung zugeführt, die mit der A-Sonden-Ausgangsspannung zu vergleichen ist. Auf Grund des durchgeführten Vergleichs springt bei normalem Betrieb die Ausgangsspannung am Operationsverstärker 12 im wesentlichen zwischen zwei Extremwerten, beispielsweise zwischen Plus und Minus hin und her.

Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 12 gelangt über die Verbindungs!eitung 13 auf die Basisanschlüsse zweier zum Integrator gehörender transistoren Π4 und T16, die einen nachgeschalteten Operationsverstärker 17 ansteuern. Der Operationsverstärker setzt die Spannungssprünge am Ausgang des zur Vergleichsschaltung 1 gehörenden Operationsverstärkers 12 in eine, sich während der Integrationszeit ändernde Spannung um und beeinflußt, beispielsweise über einen Eingriff in die Multiplizierstufe einer nachgeschalteten Kraftstoffeinspritzanlage die Einspritzzeit ti der Kraftstoffeinspritzventile. Die Integrierung erfolgt über die mit dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers 17 verbundenen parallel geschalteten Kondensatoren 18 und 19.

Die Zeitschaltungt ί sind gebildet von den Transistoren Γ21 bis 7"26, die über verschiedene Ausgangsleitungen die anderen Schaltungselemente beaufschlagen; darüber hinaus sind dann noch einige periphere Schaltungsteile vorhanden, auf die im folgenden im einzelnen eingegangen wird.

Dabei soll die Gesamtschaltung die folgenden Bedingungen erfüllen können:

1. Solange die Α-Sonde, die bevorzugt als Sauerstoffsonde ausgebildet ist, kein abgasabhängiges Spannungssignal abgibt, ist die Regelung auf Steuerung geschaltet;

2. die Anpassung bei Steuerung muß frei wählbar sein;

3. die Regelung muß sich nach Erwärmung der A-Soriae sicher einschalten, es soll kein starker Einbruch in Richtung mageres Kraftstoff-/Luftgemisch bei Übernahme von Steuerung auf Regelung entstehen;

4. die Sondenzustandserkennung soll bei Ausfall der Sonde, Abkühlung der Sonde oder Leitungsunterbrechung auf Steuerung schalten. Dabei ist ein Kurzschluß der Α-Sonde oder der Sondenleitung nicht in dem Maße kritisch, weil dies beim geregelten Betrieb lediglich zu einer Anfettung des der Brennkraftmaschine zugeführten Kraftstoff-, Luftgemisches führt und im allgemeinen die Fahrbarkeit des Kraftfahrzeugs erhalten bleibt;

5. die Regelung muß beim Start der Brennkraftmaschine auf Steuerung gestellt sein.

Im folgenden wird in Verbindung mit einer Erläuterung des schaltungsgemäßen Aufbaus gleichzeitig auch die Wirkungsweise der Schaltung der F i g. 2 genauer erläutert.

Die A-Sonden-Ausgangsspannung U_s gelangt zunächst zur Eliminierung von gegebenenfalls vorhandenen hochfrequenten Einflüssen über eine Tiefpaßschaltung, bestehend aus einer Spule 27 und einem Kondensator 28, der gegen Minusleitung geschaltet ist und weiter über einen mit der Spule in Reihe liegenden Widerstand 29 und einen weiteren Kondensator 31, wiederum geschaltete gegen Masse, auf die Basis des Transistors Γ9, der a!s Emitterfolger geschaltet ist und an sich nur vorgesehen ist um den von ihm angesteuerten Operationsverstärker 12 ein dem A-Sondensignal Us entsprechendes Signal, jedoch auf höherem Potential liegend zuzuführen. Der Transistor T9 liegt über die Reihenschaltung zweier Widerstände 32 und 33 an einem Verbindungspunkt 34, an dem auch der Emitter des Transistors 7"!1 über die Reihenschaltung zweier Widerstände 36 und 37 angeschlossen ist Der Verbindungspunkt 34 liegt über weitere Widerstände, nämlich die Reihenschaltung der Widerstände 38 und 39 an der Plusleitung. Jeweils die Verbindungspunkte der Widerstände 32 und 33 im Emitterkreis des Transistors

79 und der Widerstände 36 und 37 gehen auf die Eingänge des nachgeschalteten Operationsverstärkers 12, der den eigentlichen Vergleich der den Basen der Transistoren 7') und 711 zugeführten Spannungen durchführt. Die der λ-Sondenspannung U, entsprechende Spannung am Ausgang des Transistors 79 ist beim vorliegenden Ausführungsbeispiel dem invertierenden Einpt ig des Operationsverstärkers 12 zugeführt. Die der Basis des Transistors 711 zugeführte und notwendigerweise sehr präzise Vergleichs- oder Referenzspannung zur Sondenspannung U, 'vird dabei auf folgende Weise gewonnen. In Reihe mit den schon erwähnten Widerständen 38 und 39 ist ein* Zenerdiode Z41 gegen Minusleitung geschaltet, so daß am Verbindungspunkt 42 der Kathode der Zenerdiode Z4I mit den Widerständen 38 und 39 eine Konstantspannung erzielbar ist. Erforderlich ist in diesem Zusammenhang jedoch eine sehr exakte Temperaturkompensation der Zenerdiodenspannung. Eine solche Temperaturkompensation ist jedoch bei den vorliegenden Bedingungen (da es sich üblicherweise um eine Bordnetzversorgung beim Kraftfahrzeug handelt, kann das Potential der Plusleitung gegenüber dem Potential der Minusleitung in beträchtlichen Grenzen je nach Fahrzustand und Belastung schwanken) nicht ohne weiteres möglich.

Die Temperaturkompensation wird daher in der Weise durchgeführt, daß parallel zur Zenerdiode die Reihenschaltung eines ersten Widerstandes und eines zweiten sowie einer in Durchlaßrichtung betriebenen Siliziumdiode liegt, wobei wenigstens einer dieser beiden Widerstände einstellbar ist. Am Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände läßt sich dann die mit hoher Präzision temperaturkompensierte Gleichspannungabgreifen.

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel liegt parallel zur Zenerdiode 41 die Reihenschaltung eines Widerstandes 43, eines weiteren Widerstandes — der seinerseits beim Ausführungsbeispiel wiederum aus der Parallelschaltung zweier Widerstände 46 und 47 besteht — und einer in Flußrichtung geschalteten Siliziumdiode 48.

Die beiden Widerstände 46 und 47 sind einstellbar ausgebildet. Dadurch ergibt sich am Verbindungspunkt 49 der beiden Widerstände 43 und 46—47 eine präzise, in ihrer Temperatur kompensierte Konstantspannung, die von der Zenerdiodenspannung abgeleitet ist, und durch eine weitere Unterteilung über die Reihenschaltung der Widerstände 51 und 52, der wiederum aus der Parallelschaltung zweier Widerstände 53 und 54 aufgebaut ist, gelangt schließlich diese temperaturkompensierte Konstantspannung am Verbindungspunkt 56 der Widerstände 51 und 52 auf die Basis des Transistors 711.

Beim Betrieb der Brennkraftmaschine pendelt dann im Normalzustand das Kraftstoff-ZLuftgemisch bzw. genauer gesagt die λ-Sonden-Ausgangsspannung U_sum diesen präzise eingestellten Wert der Referenzspannung herum, wodurch sich am Ausgang des Operationsverstärkers 12, wie leicht einzusehen ist, die schon erwähnten starken Spannungssprünge ergeben, die über die Verbindungsleitung 13 den Integrator 3 ansteuern.

Erhält daher zu einem Zeitpunkt die Brennkraftmaschine gerade mageres Kraftstoff-/Luftgemisch, dann liefert die λ-Sonde eine niedere Sondenspannung, so daß an der Basis des Transistors 79 ein kleineres Potential als am Transistor T11 anliegt Dadurch liefert der Operationsverstärker 12 an seinem Ausgang, da die Sondenspannung U₅ über den Transistor T9 auf den invertierenden Eingang gelangt eine hohe Spannung. Im anderen Fall eines fetten Kraftstoff-/Luftgemisches ergibt sich am Ausgang des Operationsverstärkers eine niedrige Spannung. Diese Spannung steuert über die Verbindungsleitiing 13 die aus den Transistoren Γ14 und 716 bestehende Schaltstufe an, der der integrierende Operationsverstärker 17 nachgeschaltet ist.

Der Aufbau der Schaltstufen T14 und T16 ist dabei so getroffen, da diese beiden Transistoren über die

ίο Reihenschaltung zweier Widerstände 57 und 58 mit ihren Basen verbunden sind, am Verbindungspunkt der beiden Widerstände ist die Ausgangsleitung 13 des Operationsverstärkers 12 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 714 und 7"16 liegen jeweils über Widerstände 59 und 61 an der Plusleitung bzw. an der Minusleitung und sind im übrigen über die Reihenschaltung zweier Widerstände 62 und 63 miteinander verbunden; der Verbindungspunkt 64 dieser Widerstänrtp tiptJt iihpr pinpn wpilprpn WiHprstanH fift am

nichtinvertierenden Eingang des nachgeschalteten Operationsverstärkers 17. In gleicher Weise sind die Kollektoren der beiden Transistoren T14und 716 über die Reihenschaltung der Widerstandsgruppen 67 und 68 miteinander verbunden; der Verbindungspunkt 69 der Widerstandsgruppen 67 und 68 liegt über einen Widerstand 71 am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17. Die Widerstandsgruppen 67 und 68 bestehen für sich gesehen jeweils wieder aus der Parallelschaltung zweier einstellbarer Widerstände 72

jo und 73 bzw. 74 und 76. Die Ausgangssteuerspannung des Operationsverstärkers 17 wird abgenommen an der Klemme 77 über die Reihenschaltung eines Widerstandes 78 und einer in Flußrichtung gepolten Diode 79. Beim Ausführungsbeispiel besteht der Widerstand 78 aus der Parallelschaltung zweier einstellbarer Widerstände 81 und 82. Diese Schaltung bestimmt das Verhalten der Regelung im Normalbetrieb; je nach Ausgangsschaltzustand des Operationsverstärkers 12 ist entweder der Transistor 714 oder 71^r 'eitend; über die abgleichbaren Widerstände 72, 73, 74 und 76 wird dann ein Strom entsprechend der Polarität dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17 und damit den diesen Eingang mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 17 verbindenden Kondensatoren 18 und 19 zugeführt. Durch diese Anordnung läßt sich entsprechend einem Merkmal der Erfindung erreichen, daß die Änderungsgeschwindigkeiten der ansteigenden und der absinkenden Spannung am Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers 17 jede für sich

so und unabhängig voneinander eingestellt werden können.

Dadurch ist es möglich, gezielt voneinander verschiedene Spannungsanstiegs- und Spannungsabsenkungsgeschwindigkeiten am Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers zu erhalten, die entsprechend verschiedene Änderungsgeschwindigkeiten des Kraftstoff-Luftgemisches zur Folge haben.

Diese Eigenschaft kann vorteilhaft eingesetzt werden, wenn die Brennkraftmaschine bei einem Kraftstoff-Luftgemisch betrieben werden soll, welches von dem Gemisch verschieden ist, das dem Referenzpotential am Punkt 56 entspricht

Je nach Schaltzustand ergibt sich an den Kondensatoren 18 und 19 ein entsprechendes Regelsignal. Liegt beispielsweise am Ausgang des Operationsverstärkers 12 ein hohes Potential vor, dann ist wie ersichtlich der Transistor 716 leitend und es ergibt sich ein Stromfluß von der Plusleitung über die Kondensatoren 18 und 19,

den Widerstand 71, die Widerstandskombination 68, die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 7"16 in den Spannungsteiler aus den Widersländen 59,63,62 und 61. Dabei bewegt sich dann das Ausgangspotential des Integrators aus Operationsverstärker 17 und Kondensatoren 18 und 19 in Richtung positives Potential. Eine entsprechende Verbindung mit der Multiplizierstufe einer zugeordneten Kraftstoffeinspritzanlage führt dann einem zusätzlichen Aufladestrom, was letzten Endes zu einer höheren Impulszeitdauer f, der Kraft-Stoffeinspritzimpulse führt.

Im folgenden wird nunmehr auf spezielle Ausgestaltungen der Grundschaltung eingegangen, die für den einwandfreien Betrieb und für das Umschalten von Regelung auf Steuerung und umgekehrt erforderlich sind.

Zunächst ist noch eine Spannungskompensation für die von der Zenerdiode Z41 gelieferte Konstantspannung erforderlich, denn da die Zenerdiode Z4i über einen bestimmten differentiellen Widerstand verfügt, ändert sich die Zenerdiodenspannung mit der Batteriespannung, da der Speisestrom für die Zenerdiode von der sich ändernden Versorgungsspannung abhängt. Um hier zu einer Kompensation zu gelangen, wird ein der Schwankung der Versorgungsspannung entsprechendes Spannungssignal am Verbindungspunkt der beiden weiter vorn schon erwähnten Widerstände 38 und 39 abgegriffen und gelangt über einen Widerstand 83 zusammen mit dem Signal der λ-Sonde auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 12. Die Wirkungsweise ist so, daß sich mit steigender Versorgungsspannung zwar durch das Ansteigen der Zenerdiodenspannung das Referenzsignal geringfügig erhöht; diese Erhöhung wird aber über den hochohmig ausgebildeten Widerstand 83 am Widerstand 38 abgegriffen und dem λ-Sondensignal hinzugefügt, so daß sich im Mittel durch diese Kompensation der Einfluß einer sich ändernden Versorgungsspannung eliminieren läßt.

Ein weiteres wesentliches Merkmal vorliegender Vorrichtung ist die Sondenbereitschaftserkennung, die über die beiden Zeitschaltungen 4 und 6 realisiert wird. Eine Sondenbereitschaftserkennung ist deshalb erforderlich, weil die λ-Sonde oder genauer gesagt die Sauerstoffsonde im Abgaskanal bei kaltem Zustand einen sehr hohen Innenwiderstand aufweist, an welchem beispielsweise allein schon der Basisstrom des Transistors Γ9 einen so hohen Spannungsabfall erzeugen würde, daß die Sonde gerade bei kaltem Motor ein fettes Gemisch vortäuscht und die Gesamtschaltung zur Abmagerung veranlassen würde.

Beim normalen Betrieb springt der Ausgang des Operationsverstärkers 12 der Vergleichsschaltung fortwährend von hohem auf niedriges Potential oder von Plus auf Minus und zurück. Ist jedoch die λ-Sonde kalt, dann täuscht sie fettes Gemisch vor und der Ausgang des Operationsverstärkers 12 fällt für einen längeren Zeitraum auf niedriges Potential ab. Die an diesen Ausgang nachgeschaltete und aus den Transistoren Γ22, Γ23 und Γ24 aufgebaute erste Zeitschaltung 4 hat nun die Aufgabe, hier einen Überwachungszeitraum vorzugeben, innerhalb welchem der Ausgang des Operationsverstärkers 12 wieder sein Potential ändern muß. Ändert sich innerhalb dieses Zeitraums das Potential nicht, dann greift diese Zeitschaltung 4 und eine ihr nachgeschaltete weitere Zeitschaltung δ, auf die weiter unten noch genauer eingegangen wird, ein und stellt den Regelbetrieb auf Steuerung um, d.h. die Zeitschaltung 6 g^:bt unter Abschaltung des Integrators ein Ausganpssignal an der Klemme 77 ab, das angenähert einer mittleren Einstellung entspricht, selbstverständlich aber beliebig vorgegeben werden kann. Dies geschieht auf folgende Weise. Das für längere Zeit am Ausgang des Operationsverstärkers 12 vorherrschende Potential von näherungsweise 0 Volt bei kalter Sonde oder Leitungsunterbrechung wird über eine vorzugsweise dazwischengeschaltete Entkopplungsstufe, die aus einem Transistor Γ21 gebildet ist, auf die Basis des Transistors 7"22 übertragen. Der Transistor T21 der Entkopplungsstufe ist mit seinem Kollektor unmittelbar an der Plusleitung und mit seiner Basis über eine in Flußrichtung gepolte Diode 84 am Ausgang des Operationsverstärkers 12 angeschlossen; die Basis ist über einen Widerstand 86 mit dem Emittei verbunden, der über die Reihenschaltung zweier Widerstände 87 und 88 an der Minusleitung liegt. Der Transistor T2\ arbeitet somit ais Emitterfolger; am Verbindungspunkt der Widerstände 87 und 88 ist die Basis des ersten Transistors 7"22 der Zeitschaltung 4 angeschlossen, der mit einem weiteren zugeordneten Transistor Γ23 und einem Kondensator 89 einen sogenannten Millerintegrator bildet. Die Schaltung ist dabei so getroffen, daß der Transistor Γ22 mit seinem Kollektor über einem Widerstand 91 an der Plusleitung und über einem Widerstand 92 mit seinem Emitter an der Minusleitung liegt; der Transistor Γ23 liegt mit seinem Emitter unmittelbar an der Minusleitung und ist mit seiner Basis direkt mit dem Emitter des Transistors Γ22 verbunden, sein Kollektor liegt über einem Widerstand 93 an der Plusleitung. Der Integrierkondensator 89 liegt über der Basis des Transistors Γ22 und Kollektor des Transistors Γ23. Der Ausgang des so gebildeten Millerintegrators, nämlich der Kollektor des Transistors Γ23 steuert über eine aus den Widerständen 94 und 95 gebildete Spannungsteilerschaltung, die mit der Minusleitung verbunden ist, einen nachgeschalteten Transistor Γ24, der mit seinem Emitter an der Minusleitung und mit seinem Kollektor über einem Widerstand 96a an positivem Potential .'legt. Die Wirkungsweise ist dann so, daß bei niedrigem Ausgangspotential des Operationsverstärkers 12 (hohe Sondenspannung U_s) der Transistor Γ21 sperrt und der zeitbestimmende Kondensator 89 die Gelegenheit erhält, bei gleichfalls sperrenden Transistoren Γ22 und Γ23 sich so über die Widerstände 88 im Emitterkreis des Transistors Γ22 und 93 im Kollektorkreis von T23 so umzuladen, daß der Kollektor des Transistors 723 immer stärker positives Potential annimmt. Die Zeitdauer, nach deren Ablauf schließlich die Schaltschwelle für den Transistor Γ24 erreicht ist, läßt sich durch entsprechende Dimensionierung des Kondensators 89, des Widerstandes 88 sowie durch die Widerstände 94 und 95 bestimmen und liegt beispielsweise bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel in der Größenordnung zwischen 2 bis 5 Sekunden. Diese Zeitdauer soll im folgenden als Überwachungszeit bezeichnet werden und muß im übrigen so bestimmt werden, daß sich im Leerlauf und bei den dann auftretenden größten Totzeiten des Gesamtsystems die Steuerung über die Zeitschaltung mit Sicherheit noch nicht einschaltet; außerdem muß die Überwachungszeit Ta so festgelegt werden, daß sich die Anpassung vtährend dieses Zeitraums, während welchem das System noch im Regelungsbereich arbeitet, nur um einen Teil des gesamten Regelhubs ändern kann.
Sobald dann die Schaltschwelle des Transistors Γ24

erreicht ist, d. h. sobald sein Basispotential über den Spannungsteiler 94, 95 ausreichend angehoben ist, schalte! der Transistor Γ24 durch und legt sein Kollektorpotentail praktisch auf das Potential der Minusleitung. Dies hat sofort zur Folge, daß über die mit seinem Kollektor verbundene Diode 96 und einen mit dieser in Reihe geschalteten Widerstand 97 der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 17 in Richtung auf Massepotential, auf alle Fälle jedoch noch unter das feste Potential am nicht invertierenden Eingang gezogen wird. Die Ausgangssj unnung des Operationsverstärkers 17 steigt dadurch an und man kann dann mit Hilfe eines Abgleichwiderstandes, der beim Ausführungsbeispiel aus zwei parallel geschalteten Widerständen 98 und 99 besteht, die in Re^:he mit einer Diode 101 ebenfalls am Kollektor des Transistors T24 liegen und andererseits mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 17 verbunden sind, an dem auch die Kondensatoren 18 und 19 liegeri, in Verbindung mit einem weiteren Widerstand 102. der den Ausgang des Operationsverstärkers 17 mit Pluspotentin.l verbindet, insgesamt ein Ausgangssignal einstellen, welches der gewünschten Impulszeit λ bei Steuerung entspricht. Die Beeinflussung der Impulszeit /, durch die Steuerspannung der λ-Sonde im Abgaskanal wird daher aus der Regelung herausgenommen, und es wird automatisch solange auf Steuerung umgestellt, bis die Abgassonde wieder einwandfreie, zu erwartende Werte liefert.

Mit dem Ausgang der ersten Zeitschaltung, d. h. mit dem Kollektor des Transistors "24 ist über eine Diode iO3 in Reihe mit einem Widerstand 104 eine zweite Zeitschaltung varbunden, die in ihrem Aufbau zu der aus den Transistoren Γ22 und T23 gebildeten Zeitschaltung in Form eines Millerintegiators identisch ist und aus den Transistoren T25 und 7"26 besteht. Auf den grundsätzlichen Aufbau dieser Zeitschaltung braucht daher nicht mehr eingegangen zu werden; der zeitbestimmende Kondensator ist mit dem Bezugszeichen 106 versehen und verbindet die über den Widerstand 104 von der ersten Zeitschaltung 4 angesteuerte Basis des Transistors T25 mit dem Kollektor des Transistors Γ26, der allerdings über einen Widerstand 107 nicht direkt mit der Plusleitung, sondern mit dem Emitter eines Transistors Γ108 verbunden ist, auf den weiter unten noch genauer eingegangen wird und der eine im wesentlichen konstante Spannung auf der Leitung 109 liefert. Dies ist deshalb erforderlich, weil die Ausgangsspannung der zweiten Zeitschaltung 6 vom Kollektor des Transistors Γ26 über eine einstellbare Widerstandskombination 109a, bestehend aus zwei Einzelwiderständen 110 und 111 in Parallelschaltung und einer hierzu in Reihe geschalteten Diode 112 unmittelbar über die Leitung 113 auf die Basis des Transistors 7Ί1 der Vergleichsschaltung zurückgeführt ist Das bedeutet, daß während der Steuerphase das stetig ansteigende Potential am Kollektor 7*26 dazu verwendet wird, über die Abgleichwiderstände 110 und 111 die Eingangsschaltschwelle der Vergleichsschaltung kontinuierlich und zeitabhängig anzuheben; in entsprechender Weise erfolgt nach Ende der Steuerphase eine Absenkung der Eingangsschaltschwelle, jeweils durch zusätzliche Beeinflussung des Potentials an der Basis des Transistors TU, dem, wie weiter vorn schon erwähnt, auch das konstante Bezugssignal zugeführt ist.

Normalerweise, d.h. in der Regelphase, sind die Transistoren T25 und Γ26 bei gesperrtem Transistor T24 nach Ablauf der allmählichen Absenkung der Eingangsschaltschwelle soweit übersteuert, daß die Diode 112 sperrt und daher die Restspannung an dur Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 726 und der Widerstand 109a keinen Einfluß auf die Eingangsschaltschwel!? haben.

De" Verbindungspunkt von Diode 103 mit dem Widerstand 104 ist an eine Spannungsteüerbchaltung aus den Widerständen 114 und 115 angeschlossen., die zwischen Leitung 109 und Minusleitung liegt.

Die stabilisierte Spannung der Leitung 109 rührt, wie ersichtlich, von der Zenerdiode Z41 her und ist indirekt abgeleitet vom Schaltungspunkt 42 über einen Widerstand 116, der mit der Basis des weiter vorn schon erwähnten Transistors 7Ί08 verbunden ist, der die auf der Leitung 109 liegende stabilisierte Spannung belastbar macht. Er ist als Emitterfolger geschaltet und liegt mit seinem Kollektor unmittelbar an der Plusleitung und mit seinem Emitter an der Leitung 109, außerdem über die Reihenschaltung zweier Widerstände 117 und 118 und einer in Flußrichtung geschalteten Diode 119 am Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 12.

Schließlich ist noch eine weitere Schaltung vorgesehen, die sich um den Transistor 7~121 im Basiskreis des Transistors T9 gruppiert. Die Kollektorausgangsspanniing des Transistors Γ24 enthält ja dann, wenn sie sich in Richtung auf negative Werte verändert hat, eine Information darüber, daß die Schaltung in den Steuervorgang übergegangen ist. Über die Verbindungsleitung 122 wird die Basis des Transistors 7"121 angesteuert, und zwar über die Reihenschaltung eines Widerstandes 123 und einer Diode 124. Dieser Transistor Γ121 liegt mit seinem Emitter an der stabilisierten Spannung der Leitung 109 und stellt eine Schaltstufe in dem Sinne dar, daß die Spannungsteilerschaltung der Widerstände 126 und 127 an Spannung gelegt wird. Es sei gleich darauf hingewiesen, daß diese Schaltung eine Variante zu der Potentialanhebung an der Basis des Transistors TIl über die zweite Zeitschaltung 6 darstellt und bevorzugt alternativ zu dieser verwendet werden Kann. Am Verbindungspunkt der beiden Widerstände 126 und 127 wird dann das während der Steuerphase dort vorhandene Potential über einen relativ hochohmigen Widerstand 128 abgegriffen und gelangt über die in Fluß. ::htung gepolte Diode 129 auf die Basis des Transistors Γ9, wodurch gleichzeitig ein Strom in die Sonde 7 eingespeist wird. Das Spannungsteilerverhältnis der Widerstände 126 und 127 ist so bemessen, daß die maximal zulässige Spannung der λ-Sonde nicht überschritten werden kann (im äußersten Fall wird die Diode 129 stromlos); auf diese Weise gelingt es, die Spannung an der A-Sonde 7 genauer festzulegen und zu kontrollieren, als dies mit Hilfe des weniger präzisen Basisstroms durch den Transistor T9 möglich ist Gleichzeitig mit dieser Maßnahme wird vom Kollektor des Transistors 7*121 ausgehend über eine Verbindungsleitung 131 an der Basis des Transistors 7" 11 das Potential erhöht in diesem Fall allerdings ohne einen zeitlichen Übergang wie mit Hilfe der Zeitschaltung 6, sondern schlagartig bei Leitendwerden des Transistors 7"2I. Auch dadurch kann man die Eingangsschaltschwelle in entsprechender Weise anheben. Dabei fließt ein Strom vom Kollektor des Transistors 7Ί21 über eine einstellbare Widerstandskombination, gebildet aus der Parallelschaltung zweier Widerstände 132 und 133 und einer dazu in Reihe geschalteten Diode 134 auf die Basis des Transistors Tl 1 und erhöht dort das Potential infolge des Spannungsabfalls dieses Stromes am

Widerstand 52.

Bei der λ-Sonde besteht die Forderung, daß dieser von außen keine zu hohe Spannung aufgedrückt wird, was geschehen kann, wenn diese sich in ihrem kalten Zustand sehr hocfeDhmig ausbildet Die Spannungsteileranordnung der Widerstände 126 und 127 stellt sicher, daß bei beliebig hochohrniger Sonde die Spannung an dieser einen vorgegebenen Wert nicht überschreitet Zur Eliminierung von auf den Basisstrom des Transistors 7*9 zurückzuführenden Unwägbarkeiten, die allenfalls hier noch auftreten könnten, ist dann schließlich noch die Reihenschaltung der Widerstände 136 und 137 vorgesehen, die die Basis des Transistors T9 mit Minusleitung verbinden und von denen der Widerstand 136 einstellbar ausgebildet ist Die Schaltung ist so bemessen, daß, abgestellt auf den Regelzustand bei normaler Referenzspannung am Transistor TIl gerade ein solcher Basisstrom für den Transistor Γ9 mit Hilfe der Widerstände 136 und 137 bestimmt ist daß sich die Vergleichsschaltung an ihrem Umschlagpunkt befindet Man bringt somit den für das normale Regelverhalten benötigten Basisstrom djrch die Widerstände 136 und 137 auf. Dies ist beispielsweise dann von Bedeutung, wenn Regelsysteme und Positionen der λ- oder Sauerstoffsonde erforderlich sind, die zu kühleren Temperaturen der Sonde führen, beispielsweise wenn die Sonde an solchen Stellen angeordnet werden muß, wo solche relativ kühleren Temperaturen vorherrschen. Durch die Anordnung der Widerstände 136 und 137 kann man auch hochohmigere Werte für den Innenwiderstand der Sonde hinnehmen.

Des weiteren ist noch eine Schaltungsanordnung vorgesehen, die dem Integrator 3 zugeordnet ist und die Aufgabe hat den gesamten Regelvorgang, bezogen auf die Einspritzimpulse f, oder einer sonstigen drehzahlsynchronen Information zu takten und damit den Regelvorgang von der durchgesetzten Luftmenge abhängig zu machen. Diese Schaltungsanordnung besteht aus dem Transistor 7Ί38 und zugeordneten Schaltungselementen. Der Basis dieses Transistors wird über einen Widerstand 139 und eine Diode 140 das Signal der Einspritzzeit r, oder ein entsprechendes Signal am Anschluß 141 zugeführt; der Transistor T138 selbst ist mit seiner Emitter-Kollektorstrecke in Reihe mit einem Widerstand 142 an die Emitteranschlüsse der Transistoren Γ14 und Γ16 angeschlossen. Die Transistoren 7" 14 und Γ16 werden auch bei leitendem Transistor Γ138 durchgeschaltet. Da nun aber die Emitterpotentiale dieser Transistoren nahezu ebenso groß sind, wie die des invertierenden und des nicht invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers 17, kann über die Widerstände 71 und 67 und die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 7*14 bzw. über die Widerstände 71 und 68 und die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Γ16 kein Umladestrom fließen und es erfolgt keine Verstellung des Ausgangspotentials am Operationsverstärker 17. Eine Verstellung des Integratorausgangs und damit des Signals an der Ausgangsstelle 77 der Schaltung kann nur erfolgen, wenn der Transistor Π38 gesperrt ist. was auf Grund der Auslegung der Schaltung während der Einspritzzeit ti der Fall ist. Diese Taktung des Regelverhaltens ist besonders für den Leerlauf der Brennkraftmaschine von Bedeutung, da man auf diese Weise das sogenannte Leerlaufsägen des Motors vermeiden kann. Es ist ja wesentlich bei der Gesamtschaltung, daß in der Regel keine zu großen Zeitkonstanten vorhanden sind, da die Regelung sonst bei einer Gemischändrmng auf die Steuersignale derA-Sonde zu spät anspricht Macht man jedoch die Zeitkonstante der Regelung zu klein, dann kann diese Zeitkonstante für den Leerlauf der Brennkraftmaschine zu klein sein und es besteht die Gefahr, daß es zu Schwingungen des Gesamtregelsystems aus Brennkraftmaschine und Regler kommt Durch die Taktung wird die mittlere Verstellgeschwindigkeit drehzahl- oder luftabhängig gemacht und wird insgesamt langsamer, so daß die Regelabweichung der

ίο Einspritzzeit /,· klein bleibt Andererseits kann die Regelung dadurch bei großer Drehzahl ausreichend schnell eingreifen. Durch Einfügen des abgleichbaren Widerstands 142 im Emitter-Kollektorkreis des Transistors T138 wird erreicht daß sich die Ausgangsspannung des Integrators auch während der Impulspause verstellen kann.

Schließlich ist noch eine weitere Möglichkeit zur Umsteuerung der Regelung auf reine Steuerung vorgesehen, die bevorzugt dann eingreifen kann, wenn die zugeordnete Brennkraftmaschine im Vollastbetrieb läuft In diesem Falle gelangt auf die Klemme 143 ein beim Ausführungsbeispiel positives Signal und schaltet einen Transistor 7"144 in seinen leitenden Zustand. Der Transistor 7Ί44 ist mit seinem Emitter unmittelbar an die Minusleitung angeschlossen und seine Basis liegt über die Parallelschaltung eines Kondensators 145 eines Widerstandes 146 und einer Diode 147 ebenfalls an Minusleitung. Das Signal des Vollastschalters von Klemme 143 gelangt über die eine Tiefpaßschaltung, bestehend aus der Spule 148 und dem nach Minus geschalteten Kondensator 194 und einen Widerstand 14y auf die Basis des Transistors T144. Der Transistor T144 legt dann mit seinem Kollektor und über die Reihenschaltung einer Diode 150 und eines Widerstandes 151 ein solches Potential an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17 des Integrators, daß dieser ein verfügbares Ausgangspotential annimmt und es dadurch möglich ist, mit Hilfe der Widerstandskombination aus der Parallelschaltung der einstellbaren Widerstände 152 und 153 und der hier in Reihe geschalteten Diode 154 bei leitendem Transistor 7Ί44 ein solches Ausgangspotential einzustellen, welches für den Vollastbetrieb bei manchen Brennkraftmaschinen geeignet ist. Dies ist eigentlich deshalb erforderlich, weil je nach Art der über die λ-Sonde geregelten Brennkraftmaschine bei Vollastbetrieb ein Anfetten zur Verhinderung einer Überhitzung oder aus sonstigen Gründen erforderlich ist und bei eingeschalteter Λ-Sonden-Regelung entsprechend fettere Einspritzwerte sofort wieder weggeregelt werden wurden.

Des weiteren ist bei der Regelung Vorsorge zu treffen, daß diese nicht beim Stan sofort zu regeln beginnt, sondern zunächst auf Steuerung geschaltet wird, da anzunehmen ist, daß unmittelbar nach dem Start für die λ-Sonde noch keine Bedingungen vorherrschen, die ein einwandfreies Arbeiten der Sonde sicherstellen.

Zu diesem Zweck ist parallel zum Basisanschluß des Transistors Γ22 ein Kondensator 155 größerer Kapazität geschaltet, der nach Einschalten zunächst so viel Strom aufnimmt, daß diese Schaltung für die Basis des Transistors 7"22 wie ein Kurzschluß wirkt und daher die Transistoren 7"22 und Γ23 im Sperrzustand verbleiben, unabhängig von den weiter noch vorherrsehenden Schaltbedingungen. Dadurch befindet sich, wie weiter vorn schon erläutert, der Transistor 7"24 als für die Steuerung bestimmendes Schaltungselement in seinem leitenden Zustand und die Schaltung der F i g. 2

ist zunächst auf Steuerung gelegt

In einer weiteren Ausgestaltung der Vorrichtung kann dieser Zweck statt mit dem Kondensator 155 auch dadurch erreicht werden, daß der Transistor 722 während des Starts gesperrt gehalten wird, indem ein während des Starts geschlossenes oder leitendes (im Falle eines Transistors) Schaltelement 189 die Basis des Transistors 722 über die Diode 190 mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung verbindet Das Schaltelement 189 kann z. B. aJs Schaltkontakt am Zünd-Anlaßschalter oder aber als ein vom Anlaßschaker während des Startens leitend gesteuerter Transistor ausgebildet sein. Der Widerstand 191 in F i g. 2 ist eingezeichnet um anzudeuten, daß noch weitere Funktionen innerhalb der gesamten Einspritzanlage vom Schaltelement 189 beeinflußt werden, die gegenüber der hier beschriebenen Zeitschaltung durch die Diode 190 entkoppelt werden.

Eine weitere externe Schaltschwellenbeeinflussung für die Vergleichsschaltung erfolgt über den Eingangsanschiuß 156, der über eine Tiefpaßschallung, bestehend aus der Spule 157 und dem nach Minus geschalteten Kondensator 193 und zwei parallel geschaltete einstellbare Widerstände 158 und 159 auf die Basis des Transistors 711 führt Auch dadurch läßt sich die EingangsschaUschwelle beispielsweise von einem Volllastkontakt, vom Luftmengenmesser, von einem Temperaturfühler u.dgl. im Sinne eines Eingriffs in die Regelung unJ einer Verstellung in gewünschter Richtung beeinflussen. Die Widerstände 158 und 159 sind einstellbar ausgebildet In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß selbstverständlich die jeweiligen Verbindungselemente zwischen den einzelnen aktiven Schaltungsteilen, beispielsweise einstellbare parallele Widerstände, Kondensatoren und entsprechend gepolte Dioden auch anders ausgebildet sein können und daß es lediglich wesentlich ist daß das gewünschte Schaltverhalten durch ein Grundschaltmuster erzielt wird. Die daher im vorhergehenden und auch im folgenden noch im großen Detail dargestellten Schaltungseinzelheiten sind daher lediglich im Sinne einer vollständigen Erläuterung zu verstehen, bilden jedoch keine Einschränkung der erfindungsgemäßen Merkmale.

Der Ausgang der Vergleichsschaltung 1, d.h. der Ausgang des Operationsverstärkers 12 weist im übrigen ein echtes Kippverhalten auf, da eine Rückkopplung auf den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers vom Ausgang über den Widerstand 161 erfolgt, der am Verbindungspunkt der weiter vorn schon erwähnten Widerstände 117 und 118 angeschlossen ist. Diese Widerstände 117 und 118 bilden einen Spannungsteiler und sind aus der stabilisierten Spannung der Leitung 109 versorgt, um den Rückkoppelfaktor nicht von der Höhe der Versorgungsspannung abhängig zu machen.

Setzt schließlich die Erwärmung der λ-Sonde ein, dann wird ihr Innenwiderstand immer geringer und die Schaltung schaltet selbsttätig von der bisher im wesentlichen beschriebenen Steuerung auf Regelung um, da der Spannungsabfall am Innenwiderstand der Sonde immer geringer wird und dadurch am Ausgang des Operationsverstärkers 12 schließlich der Potentialsprung auf hohes Potential einsetzt. Die Schaltung erkennt dann, daß die Sonde ausreichend warm ist und daß nunmehr von Steuerung auf Regelung umgeschaltet werden kann; dies geschieht je nach Größe des Widerstandes 87, über den die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 12 auf den Millerintegrator 722, 723 gelangt, der dann in umgekehrter Richtung integriert Dieses Umschalten kann relativ schnell geschehen und führt dann entweder zu einem sofortigen Abschalten der aus dem Transistor T21 gebildeten Schaltstufe, so daß die Zusatzstromversorgung für die λ-Sonde aufhört und die Anhebung der Schwellenspannung am Transistor TIl über den Leitungszweig 113 abgeschaltet wird; die Umschaltung kann alternativ oder gleichzeitig damit dann, wenn sie über den zweiten Millerintegrator 725, 726 erfolgt allmählich vor sich gehen, da auch dieser dann erst wieder in der anderen Richtung integriert

In einer weiteren Ausgestaltung der Vorrichtung wird als erste Zeitschaltung 4 nicht ein Millerintegrator, sondern ein monostabiler Multivibrator verwendet der in F i g. 3 dargestellt ist Die Verbindung zum Aasgang des Operationsverstärkers 12 erfolgt über den Eingangsanschluß 163 der Schaltung der Fig.3; das Ausgangssignal gelangt über einen Kondensator 164 und zwei Dioden ISS und 166 auf beide Basisanschiusse der den monostabilen Multivibrator bildenden Transistoren 167 und 168, deren Emitter unmittelbar an der Minusleitung und deren Kollektoren über Widerstände 169 und 170 an der Plusleitung angeschlossen sind. Die Rückführzweige bestehen wie bei einem monostabilen Multivibrator bekannt in einem Falle aus einem Widerstand 171 und im anderen Fall aus einem Kondensator 172; wie die Schaltung erkennen läßt kann der monostabile Multivibrator vom Ausgang der Vergleichsschaltung durch positive und negative Flanken getriggert werden, wodurch eine solche Schaltung auch einen Kurzschluß der λ-Sonde erkennen kann. Die Differenzierung des Eingangssignals erfolgt über den schon erwähnten Kondensator 164 und einem zwischen die beiden Dioden 165 und 166 geschalteten Widerstand 173. Normalerweise ist der Transistor 7167 leitend und der Transistor 7168 befindet sich im Sperrzustand. Zur Betrachtung der Wirkungsweise sei ausgegangen von einem Zeitpunkt, in welchem der monostabile Multivibrator durch einen Ausgangsimpuls der Vergleichsschaltung in seinen instabilen Zustand gekippt worden ist, also der Transistor 7168 während der Standzeit des monostabilen Multivibrators leitend ist. Während dieser Standzeit lädt sich der Kondensator 174 über den Widerstand 175 und die Diode 176 sowie über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 7168 auf negative Spannung auf und die nachgeschalteten beiden Transistoren 7177 und 7178 sind leiter^. In diesem Falle liegt am Kollektor des Transistors 7178 im wesentlichen positives Potential an und die schon in Verbindung mit der Fig. 2 erwähnten Dioden 96 und 101 sind gesperrt, so daß nicht in die Arbeitsweise des Integrators eingegriffen wird.

Nach Ablauf der Standzeit kippt der monostabile Multivibrator wieder in seinen Normalzustand zurück und der Transistor 7168 sperrt. Dann entlädt sich der Kondensator 174 über den Widerstand 187 und die Basis-Emitterstrecken der Transistoren 7177 und 7178, denen der Widerstand 188 parallel geschaltet ist mit entsprechend großer Zeitkonstante, die gleichzeitig die Dauer der Überwachungszeit T₀ bei der Sondenzustandserkennung bestimmt. Trifft innerhalb dieser Zeit kein weiterer Ausgangsimpuls der Vergleichsschaltung ein, dann fällt die Spannung am Kondensator 174 soweit ab, daß die Darlingtonschaltung 7177, 7178 nicht in ihrem leitenden Zustand gehalten werden kann und das Kollektorpotential des Transistors 7178 entsprechend

niedrig wird, Üt=»r die Dioden 96 und 101 wird dann in der schon erwähnten Weise auf Steuerung geschaltet Die an die Basis des Transistors 7*167 angeschlossene Reihenschaltung eines Widerstandes 179 und eines Kondensators 180 sorgt dafür, daß, wie weiter vorn ebenfalls schon erwähnt bei Einschalten der Zündung die Regelung zunächst sofort auf Steuerung geht

Die Darstellungen der Fig.4a, 4b und 4c stellen weitere Schaltungsvarianten dar.

So läßt sich beispielsweise mittels des Transistors T" 121' der am herausgezeichneten Innenwiderstand 181 der A-Sonde einen Spannungsabfall erzeugende externe Strom während der Steuerung auch so erzeugen, daß der Kollektor des die Schaltstufe bildenden Transistors 7*121, nunmehr als Transistor 7*121' über einen Widerstand 182 direkt mit der A-Sonde 7 verbunden ist und auf die Spannungsteilerschaltung 126, 127 mit hochohmigem Widerstand 128 verzichtet wird. Die Steuerung der Basis des Transistors 7*121 erfolgt auch hier vom Kollektor des Transistors 7*24 aus.

Der Teilschaltung der F i g. 4b läßt sich als Variante auch die Beaufschlagung des Sondeninnenwiderstandes 181 mit einem veränderlichen ansteigenden Strom entnehmen, der über den Widerstand 182 und eine Diode 183 vom Kollektor des Transistors 7*26 auf die Sonde gelangt

Alternativ ist es auch möglich, das Einschalten der Regelung von der Kühlwassertemperatur der Brennkraftmaschine abhängig zu machen, wozu ein beispielsweise von der Temperatur des Kühlwassers gesteuerter Temperaturschaiier vorgesehen ist der in der Schaltungsvariante der Fig.4c mit de·--./ Bezugszeichen 184 bezeichnet ist und über eine Diode 185 auf das Kollektorpotential des Transistor'. 7*24 einwirkt; alternativ kann aber auch ein mechanisch gesteuerter externer Temperaturschalter vorgesehen sein, der mit dem Bezugszeichen 186 bezeichnet ist und in gleicher Weise wirkt. In beiden Fällen ergibt sich die gewünschte Veränderung des Kollektorpotentials des Transistors 7*24, der dadurch negative Werte annimmt und auf Steuerung umschaltet.

Weiter vorn ist schon darauf hingewiesen worden, daß nach Ende der Steuerphase und bei Umschaltung auf Regelung eine Absenkung der Eingangsschaltschwelle, und zwar durch zusätzliche Beeinflussung des Potentials an der Basis des Transistors 7*11 durchgeführt wird, nämlich dadurch, daß über die Leitung 113 dieser Basis des Transistors 711 zusätzlich von dem Millerintegrator der Transistoren 7*25 und 7*26 eine sich verändernde, nämlich kleiner werdende Schwellwertspannung zugeführt wird.

Zum besseren Verständnis der im folgenden noch eingehend erläuterten Mechanismen bei der Regelung wird zunächst anhand der F i g. 5a und 5b das Verhalten der im Abgasrohr der Brennkraftmaschine angeordneten Sauerstoff- oder A-Sonde genauer erläutert, die im betriebsbereiten, also betriebswarmen Zustand in der Lage ist, dadurch zwischen einem der Brennkraftmaschine eingangsseitig zugeführten mageren und einem fetten Gemisch zu unterscheiden, daß sich ihre Ausgangsspannung je nach Temperatur bei magerem Gemisch etwa auf einen Spannungswert von ca. 100 mV und ca. 900 mV bei fettem Gemisch bewegt. Dies gilt jedoch nur für einen Sondenzustand etwa ab dem Zeitpunkt h der Diagramme der Fig.5a und 6a; etwa unmittelbar nach dem Start einer Brennkraftmaschine oder im kalten Zustand (entsprechend Sondenausgangsspannungen zum Zeitpunkt / ~ ii) sind die Ausgangs-

spannungen der A- oder Sauerstoffsonde für eine Regelung nicht auswertbar; die Regelung ist daher, wie weiter vorn auch schon ausführlich erläutert, ausgeschaltet und das Gesamtsystem arbeitet auf Steuerung. Der Fig.5b läßt sich das Ersatzschaltbild der A-Sonde entnehmen; sowohl der innere Widerstand Ris der A-Sonde als auch die EMK der A-Sonde, also die von ihr abgegebene Spannung Uo sind stark tempe, aturabhängig und zeigen qualitativ etwa den Verlauf der Darstellung der Fig.5a. Das bedeutet, daß der innere Widerstand Ris der Sauerstoffsonde im kalten Zustand außerordentlich hoch ist und sich bei Annäherung an die Arbeitstemperatur der Λ-Sonde, die bei etwa 250⁰C angesetzt werden kann, stark absenkt; andererseits ist die EMK der A-Sonde bei niedrigen Temperaturen gering, steigt dann an und öffnet sich in die beiden Grenzwertzweige U_s, und U_s2, die jeweils die Kurven für die Extremwerte der Α-Spannung bei fettem und magerem Gemisch der Brennkraftmaschine angeben.

Da, wie weiter vorn ebenfalls schon ausgeführt der A-Sonde bei Beginn der Inbetriebnahme ein Schaltstrom zugeführt wird (hierauf wird im folgenden ebenfalls noch kurz eingegangen), ergibt sich ein Verlauf der A-Sondenspannung, wie er durch die Kurve der Spannung Ua der F i g. 5a angegeben ist die sich schließlich in die baiden Grenzwertzweige aufteilt zwischen denen die von der A-Sonde tatsächlich abgegebene Spannung hin und her schwingt je nach dem Regelverhalten des Gesamtsystems. Wegen des sehr hohen Innenwrderstandes der λ-Sonde im kalten Zustand und des von der Schaltung selbst aufgebrachten Schaltstroms zeigt die A-Sonde bei niedrigen Temperaturen einen hohen Spannungswert, so daß sich bei Wärmerwerden der A-Sonde das von ihr abgegebene Potential von einem hohen Spannungswert ausgehend zunehmend erniedrigt

Es ist weiter vorn schon erläutert worden, daß die Sondenspannung als Istwert der Regelstrecke dem einen Eingang (negierendem Eingang; des als Operationsverstärker geschalteten Vergleichers 12 zugeführt ist (über den Transistor 7*9), während die Referenzspannung oder der Sollwert, mit welchem die Sondenspannung verglichen wird und der im folgenden als Schwellwert bezeichnet wird, dem anderen Eingang des Vergleichers 12 zugeführt ist, und zwar über den Transistor 7*11, dessen Basis das sich verändernde Schwellwertpotential vom Ausgang der Zeitschaltung 6 zugeführt ist. Bei kal<er Sonde (t < ti) ist die Regelung ausgeschaltet und der Schwellwert liegt, wie der Darstellung der Fig.6a entnommen werden kann, bei ca. 1,1 V, einem je nach Sonde beliebig einstellbaren Wert, der sich unterhalb der Sondenspannung befindet. Zum Zeitpunkt U wird dieser Schwellwert zum ersten Mal unterschritten (falls das Gemisch während der Steuerphase mager war) und die Regelung wird auf Grund des sich ändernden Ausgangspotentials des Vergleichers 12 eingeschaltet. Es ist aber einzusehen, daß ein einwandfreies Arbeiten der Regelung nur dann möglich ist, wenn der Schwellwert am Transistor 7*11 immer größer als die Sondenspannung U, für mageres Gemisch ist, d. h. wenn, um bei der Darstellung der Fig.6a zu bleiben, der Verlauf der Kurve / sich stets innerhalb der beiden Kurvenzweige U_$i und U_si befindet und daher die Vergleichsschaltung überhaupt in die Lage gesetzt wird, auf von der A-Sonde abgegebene Spannungsschwankungen als Folge sich ändernder Gemischeinstellungen zu reagieren.
Damit der Schwellwert ab dem Zeitpunkt /, nach

Fig,6a stets innerhalb der Extremwertkuvenyerläufe verbleibt, muß dieser Schwellwert etwa bis zum Zeitpunkt h langsam abnehmen auf einen Wert, der bei heißer, d. h, voll arbeitsfähiger Sonde gewünscht ist und der dann etwa konstant bleibt, hierbei kann es sich beispielsweise um den numerischen Wert von 350 mV handeln. Allgemein ausgedrückt wird als konstanter Schwellwert dann ein solcher Kurvenpunkt auf dem Kurvenverlauf der von der λ-Sonde abgegebenen Spannung angestrebt, der sich beispielsweise auch bei Alterung der Sonde nicht ändert und im \/esentlichen konstant bleibt Da in ungünstigen Fällen, beispielsweise nach dem Start, die Zeitspanne h — t\ mehrere Minuten betragen kann, wird gensäß einer bevorzugten Ausgestaltung vorliegender Erfindung die weiter vorn schon geschilderte Schwellwertabsenkung mit Hilfe des als reines Zeitglied arbeitenden Millerintegrators aus den Transistoren T25 und T26 so abgeändert, daß die Schwellwertspannung entsprechend einer Regelwirkung langsamer abnimmt und bevorzugt nur dann auf niedrigere Werte abgesenkt -jverdevi kann, wenn die λ-Regelung selbst in Richtung fettes Gemisct läuft Auf diese Weise wird sichergestellt, daß der Schwellwert niemals für längere Zeit unter die Kurve U_s2 für mageres Gemisch laufen kann, da in diesem Falle die Schwellwertverstellung selbst, wie Fig.6a deutlich zeigt, unterbrochen wird und das System so lange einen konstanten Schwellwert (und zwar auch während eines Warmlaufvorganges) beibehält bis die λ-Sonde wieder mageres Gemisch anzeigt

Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung vorliegender Erfindung wird zur geregelten Schwellwertverstellung so in das Schaltverhalten der weiter vorn schon geschilderten zweiten Zeitschaltung eingegriffen, daß eine Freigabe für die Schwellwertverstellung nur dann möglich ist, wenn bestimmte Betriebszustände vorherrschen, die λ-Sonde selbst, wie schon gesagt, mageres Gemisch anzeigt und sich daher die von ihr abgegebene Spannung selbst längs der unteren Grenzkurve U₅2 abwärts belegt, so daß der sich dann ebenfalls abwärts bewegende, verändernde Schwellwert die Sondenspannung bei Verharren auf ihrem unteren Schwellwert nicht kreuzen kann. Kommt es jedoch zu einer zu starken Absenkung des Schwellwertes unter die Kurve für mageres Gemisch, dann wird diese Absenkung sofort gemoppt, da das Regelsystem dann fettes Gemisch signalisiert und es zu einer Blockierung der zweiten Zeitschaltung kommt.

Anhand der Darstellung der F i g. 7 wird im folgenden ein erstes Ausführungsbeispiel für die Schwellwertverstellung gemäß der Erfindung unter Ausnutzung einer Regelwirkung im einzelnen näher erläutert. Dabei sind solche Schaltungselemente, die schon in der Schaltung der Fig. 2a und 2b vorhanden sind und die gleichen Funktionen und Aufgaben erfüllen, auch mit gleichen Bezugszeichen versehen. Von wesentlicher Bedeutung bei der Darstellung der F i g. 7 ist der mit Ps bezeichnete Schaltungspunkt im Basiskreis des Transistors T25, der zur zweiten Zeitschaltung gehört und zusammen mit dem Transistor Γ26 einen Millerintegrator bildet, dessen am Kollektor des Transistors T26 abfallendes Ausgangspotential für die Schwellwertspannungsverstellung, im übrigen auch für den von der Schaltung aufgebrachten und der Sonde zugeführten Strom /' maßgebend ist. In vereinfachter Darstellung, die lediglich zum besseren Verständnis in Fig. 7 in dieser dargestellten Weise angegeben ist, ist der Ausgangskreis des Millerintegrators der Transistoren Γ25 und Γ26 daher so getroffen, daß über die Reihenschaltung einer Diode 112' und eines einstellbaren Transistors 109' die Schwellwertspannung U,* erzeugt wird und, je nach schaltungsmäßiger Abstimmung, über die mit Bezug auf -, 2a und Fi g. 2b schon erläuterte Leitung 113 nach vorn zum Transistor TtI gegeben werden kann. Gleichzeitig ist mit dem Kollektor des Transistors Γ26 über eine Diode 200 der Verbindungspunkt einer Spannungsteilerschaltung aus den Widerständen 201 und 202

in verbunden, die einerseits an Masse oder Minusleitung 203 und andererseits an der Leitung 109 liegt Dieser Verbindungspunkt führt über eine weitere Diode 204 und einen einstellbaren Widerstand 205 zu einer Ausgangsklemme 206, an welcher ein von der Schaltung

ι -, erzeugter Strom /* abgegeben werden kann, der zur Speisung der λ-Sonde dient um ihr weiter vorn schon genauer erläuterte Spannungsverhalten zu erzeugen.

Die Schaltung der Fig.7 umfaßt noch einen zusätzlichen Transistor T208, auf den jedoch bei der

:>n folgenderr grundsätzlichen Betrachtung der Funktion und Wirkungsweise der Schaltung üisammen mit den diesem Transistor zugeordneten Schalungselementen zunächst nicht weiter eingegangen wird.

Der Kollektor des Transistors 7*24 liegt über einen

2; Widerstand 209 in Reihe mit einer Diode 103', die in etwa Jer Diode 103 der Schaltung der Fig.2b entspricht, und in Reihe mit einem Widerstand 104' an der Basis des Transistors 7"25; hierdurch ergibt sich die weiter vorn schon geschilderte Einflußnahme der ersten

κι Zeitschaltung auf die zweite Zeitschaltung. Des weiteren befindet sich im Basiskreis des Transistors T25 eine Schaltungsanordnung, die für die Blockierung oder Freigabe dieser Zeitschaltung sorgt und die aus einem Spannungsteiler der Widerstände 210 und 211 besteht,

ii die beide oder jeder für sich einstellbar ausgebildet sein können; der Spannungsteiler liegt zwischen Minusleitung und der ein konstantes positives Potential führenden Leitung 109. Der Verbindungspunkt P5 der Spannungsteilerschaltung liegt über eine in Flußrich-

«i tung gepolte Diode 212 am Verbindungspunkt der Diode 103' mit dem Widerstand 104'; an dem Schaltungspunkt P5 ist darüber hinaus noch eine Diode 213 angeschlossen, die mit ihrer Kathode am Ausgang des Vergleichers 12 liegt und daher von dessen

si Ausgangspotential, welches, wie weiter vorn schon erläutert, zwischen zwei, als Plusspannung und als Minusspannung zu bezeichnenden Spannungswerten hin- und herspringt, in ihren Sperrzustand oder in ihren leitenden Zustand gesteuert wird.

ii> Bei der folgenden Betrachtung der Darstellung der F i g. 7 wird davon ausgegangen, daß die Sondenspannung U₃, die in F i g. 6a gestrichelt dargestellt ist und sich zwischen ihren beiden Extremwertkurven sprunghaft je noch Art des von ihr abgetasteten Gemisches bewegt,

υ erstmalig, etwa zum Zeitpunkt T₁ die Sollwert- oder Schwellwertspannung unterschreitet, d. h. die λ-Sonde zeigt mageres Gemisch an. Das bedeutet, daß der Ausgang des Vergleichers 12 auf Plusspannung springt, die Diode 84' wird leitend und die erste Zeitschaltung 4

■η ändert ihr Ausgangspotential am Kollektor des Transistors T23 in Richtung auf negative Werte, so daß nach kurzer Zeit, die der Millerintegrator zur Umladung benötigt, der nachgeschaltete Transistor Γ24 gesperrt wird und das Gesamtsystem von Steuerung auf

>> Regelung umschalte 1, was besonders deutlich auch den F i g. 9a und 9b entnommen werden kann, wobei die Fig.9a das Ausgangspotential des Schwellwertschalters oder Vergleichers 12 zeigt und die Fig. 9b das

Ausgangspotential des Transistors T24 welches vom Steuerungsbereich V auf den Regelbereich VI springt, die Dioden 101 und 96 sperrt und über den Widerstand 209 auch die Diode 103' sperrt, da nunmehr wegen des Widerstands 96a am Kollektor von T24 im wesentlichen positives Potential herrscht.

Zu diesem Zeitpunkt, nämlich Einsetzen der Regelung und Anzeigen eines mageren Gemisches durch die Α-Sonde, was seinerseits wieder einem positiven Ausgangspotential des Vergleichers 12 entspricht, erfolgt, wie weiter vorn schon erläutert, vereinbarungsgemäß eine Absenkung der Schwellwertspannung entsprechend der ersten Schwellwertabsenkungsphase A der F i g. 6a. Wegen des positiven Potentials am Ausgang des Vergleichers 12 sperrt auch die Diode 213, so daß der Schaltungspunkt P5 freiliegt und sich an diesem eine durch das Spannungsteilerverhältnis der Widerstände 210 und 211 bestimmte positive Spannung einstellt, die über die Diode 212 und den Widerstand 104 auf den Eingang des zweiten Millerintegrators entsprechend der Basis des Transistors T25 gelangt. Wie weiter vorn schon erläutert führt das zu einem Absenken des Ausgangspotentials des Millerintegrators (entsprechend Kollektorspannung des Transistors Γ26) und damit zu einer Veränderung der Schwellwertspannung U₁*. Während dieser Zeit läuft die Sondenspannung ebenfalls abwärts; ihre Größe bestimmt sich hierbei in etwa durch die Extremwertkurve für mageres Gemisch U, 2, gleichzeitig läuft jedoch die λ-Regelung, wie die Kurve der Fig. 6b zeigt, in Richtung fettes Gemisch, wobei die Kurve der Fig.6b die Integratorausgangsspannung, etwa am Klemmenausgangspunkt 77 der F i g. 2b darstellen kann.

Es tritt daher der Zeitpunkt ein, zu welchem die λ-Sonde ihre Ausgangsspannung wieder sprunghaft ändert und wegen der Verstellwirkung des Integratorausgangs nunmehr in ihrem Ausgangsspannungsverlauf der Kurve für fettes Gemisch U₁ι entspricht. Vereinbarungsgemäß darf sich während dieses Zeitraums die Schweliwertspannungder Kurve /in Fi g. 6a nicht mehr verändern, was bei dem praktischen Schaltungsbeispiel der F ι g. 7 dadurch gewährleistet wird, daß auf Grund des nunmehr auf Minuspotential geänderten Ausgangswertes des Vergleichers 12 (Minuspotential, weil λ-Sonde fettes Gemisch anzeigt) die Diode 213 leitend ist und den Schaltungspunkt P5 so weit in Richtung auf negatives Potential erniedrigt, daß die Diode 212 sperrt. Es verschwindet dann das positive Potential am Eingang des Millerintegrators der Zeitschaltung 6, es gelangt aber auch über die Diode 103' zunächst kein negatives Potential auf den Eingang des Millerintegrators, da der Transistor 7"24 noch in seinem Sperrzustand verharrt und die Regelung eingeschaltet hält, bis die durch die erste Zeitschaltung 4 vorgegebene Überwachungszeit Tu abgelaufen ist

Der Eingang des Millerintegrators der Zeitschaltung 6 ist daher von jedem Spannungspotential abgeschnitten und die Ausgangsspannung verbleibt auf konstantem Wert, entsprechend der Zeitphase B in F i g. 6a. Es ist einzusehen, da, sobald die Diode 213 wieder sperrt, der Millerintegrator aus den Transistoren 7"25 und Γ26 wieder freigegeben wird und seine Ausgangsspannung weiter erniedrigt Dieser Zustand tritt dann ein, wenn die λ-Sonde erneut mageres Gemisch anzeigt

Die Zeitkonstanten für diese Schwingungsvorgänge sind relativ groß und können im Bereich mehrerer Sekunden liegen, sie liegen jedoch unterhalb der Überwachungszeit Ta der ersten Zeitschaltung, damit nicht auf Steuerung umgeschaltet wird. Würde eine Umschaltung auf Steuerung erfolgen, dann würde, wie weiter vorn schon erläutert, die Schwellwertspannung nicht nur nicht weiter abgesenkt werden, sondern wieder einen Anstieg erfahren.

Es ist einzusehen, daß bei einer solchen Schaltung die Absenkung der Schwellwertspannung dann, wenn diese unter die Kurve U_si mageres Gemisch kommt, sofort gestoppt wird, da der Regelung dann fettes Gemisch ίο signalisiert wird und die Ausgangsspannung des Vergleichers oder Schwellwertschalters 12 auf negatives Potential umschaltet, die Diode 213 leitend wird und es zu einer Blockierung des Millerintegrators des zweiten Zeitgliedes 6 kommt. Die Schaltung stellt daher sicher, daß die Absenkung des Schwellwertes erst dann wieder weiter durchgeführt wird, wenn infolge der weiteren Erwärmung der λ-Sonde die Kurve U,2 für mageres Gemisch wieder unter den gerade eingestellten Schwellwert kommt. Erst dann wird die Zeitschaltung 6 wieder freigegeben.

Ist diese λ-Regelung einem elektronischen Einspritzsystem zugeordnet, welches bei einer Drehzahl-Drosselklappensteuerung diskrete Einspritzimpulse pro Hub erzeugt, dann ergibt sich die Möglichkeit, die Absenkungsgeschwindigkeit für die Schwellwertspannung (entsprechend Kurve / der Fig.6a) lastabhängig einzustellen, d. h. daß die Zeitschaltung 6 lediglich während der Dauer der Einspritzimpulse freigegeben wird; diese Möglichkeit ergibt sich zusätzlich zu der soeben schon beschriebenen Wirkungsweise einer treppenartig abgestuften Absenkung. Eine solche Lastabhängigkeit der Absenkungsgeschwindigkeit des Schwellwertes entspricht aber auch den Anforderungen der Praxis, da bei kleiner Last die Zeitspanne h — l\ größer als bei hoher Last ist.

Zur Realisierung einer solchen ergänzenden Anpassung an die Lastverhältnisse wird der Schaltung der Fig. 7 der Kraftstoffeinspritzimpuls oder ein entsprechender Vorimpuls an einer Eingangsklemme 220 zugeführt; dieser Kraftstoffeinspritzimpuls t, gibt durch seine Dauer die Menge des der Brennkraftmaschine pro Hub zugeführten Kraftstoffs an und ist daher auch ein Maßstab für die Belastung der Brennkraftmaschine. An der Klemme 220 ergibt sich daher bei Vorhandensein eines Kraftstoffeinspritzimpulses r, ein Pluspotential, sonst liegt diese Klemme an Minusspannung. Über eine weitere Diode 221 gelangt diese Spannung ebenfalls auf den Schaltungspunkt P5, so daß ohne weiteres ersichtlich ist, daß die Diode 221 während der Dauer der angelegten Kraftstoffeinspritzimpulse gesperrt, ν '\hrend des Fehlens von Kraftstoffeinspritzimpulsen f, jedoch leitend ist und durch die dadurch bewirkte Potentialabsenkung des Punktes PS ein Sperren der Diode 212 herbeiführt Das bedeutet daß auch während einer Absenkphase A, A' oder A" nach Fig.6a der Millerintegrator der Zeitschaltung 6 freigestellt wird und sein Ausgangspotential nicht weiter absenken kann. Diese Änderung geht jedoch in wesentlich kleineren Zeiträumen vonstatten, so daß eine ergänzende Aufnahme einer solchen modifizierten Schwellwertabsenkung in dem Kurvenverlauf der Fig.6a nicht aufgenommen werden kann.

Zusätzlich zu der Verbindung des Punktes P 5 mit der Eingangsklemme 220 über die Diode 221 oder ausschließlich, d h. bei Fehlen der Diode 22 ί kann noch ein Transistor T208 vorgesehen sein, der mit seinem Kollektor über einen Widerstand 222 mit dem Verbindungspunkt des Widerstandes 209 und der Diode

103' verbunden ist; der Emitter des Transistors 7208 liegt an Minusleitung 203, seiner Basis werden über einen Widerstand 223 von der Eingangsklemme 220 die Kraftstoffeinspritzimpulse <, zugeführt. Ergänzend liegt die Basis des Transistors 208 über einen weiteren Widerstand 224 an Minusleitung. Wie ersichtlich ist der Transistor 208 bei Fehlen eines Kraftstoffeinspritzimpulses gesperrt, spielt also keine Rolle; liegt ein Kraftstoifeinspritzimpuls vor, dann leitet der Transistor 208 und senkt das Potential an der Kathode der Diode 103' so weit ab, daß diese leitend wird und ts in diesem Falle sogar zu einem kurzzeitigen Wiederansteigen des Ausgangspotentials der zweiten Zeitschaltung 6 kommen kann. Eine solche überlagerte, im Rhythmus der von der Kraftstoffeinspritzanlage erzeugten Kraftstoffeinspritzimpulse /, erfolgende Taktung der Schwellwertspannungsveränderung erbringt eine noch feinfühligere Anpassung an den Betriebszustand der jeweiligen kommt, daß dieser für mehrere Sekunden in Richtung fettes Gemisch laufen kann, da der Schwellwert noch über den Extremwertkurvenverlauf LZ₁; gelangen kann, was unabhängig von dem eigentlichen Schaltzustand der Α-Sonde fettes Gemisch anzeigt.

In einer weiteren Ausgestaltung ist daher die Schaltung der F i g. 7 oder der F i g. 2a und 2b so getroffen, daß nach Regelbeginn der Schwellwert oder Sollwert zunächst einen sprungartigen Verlauf einnimmt und um einen vorgegebenen Spannungswert nach unten, also in Richtung negatives Potential abgesenkt wird; erst danach setzt dann der mit Bezug auf Fig. 7 ausführlich erläuterte gesteuerte Regelvorgang ein.

Eine zur Durchführung eines solchen Sprungverhaltens des Schwellwertes nach Regelbeginn besonders geeignete Schaltung zeigt die Modifikation der F i g. 8, die lediglich noch den von der ersten Zeitschaltung 4

Hrpnnlraftmflcrhlnp Hipcp Talrtitna L·ann aticcrhlipniirh irpct*»iii»ripn ^hplttrancictnr TOd nnH Hip 7U/pitp

durch Einflußnahme auf das Potential des Punktes P5 über die Diode 221 erfolget., ausschließlich durch Verwendung des in seinem Schaltzustand durch die Kraftstoffeinspritzimpulse f, beeinflußten Transistors 7"208 oder gegebenenfalls auch durch Verwendung beider Schaltungsvarianten gleichzeitig.

Hinsichtlich durch Zuführung des von der Schaltung selbst erzeugten Stromes /* zur λ-Sonde zur Simulierung einer vorgegebenen A-Sondenausgangsspannung im kalten Zustand der Sonde sei darauf hingewiesen, daß, bevor die Schwellwertspannung nicht einen vorgegebenen unteren Wert erreicht hat, der der Α-Sonde zugeführte Strom I* sich ausschließlich bestimmt durch das Spannungsteilerverhältnis der Widerstände 201 und 202 und der Einstellung des Widerstandes 205, da zunächst ein bestimmtes (negatives) Potential an der Kathode der Diode 200 entsprechend Ausgang des zweiten Millerintegrators erreicht werden muß, bevor diese Diode 200 leitend wird und sich dann das den Schaltstrom /'bestimmende Spannungsteilerpotential der Widerstände 201 und 202 zusammen mit dem Ausgang des Millerintegrators bzw. der zweiten Zeitschaltung 6 ändert.

Weiterhin ergänzend sei darauf hingewiesen, daß sich auch im Verlauf eines Fahrzyklus, beispielsweise bei langandauerndem Schubbetrieb ein Sondenzustand einstellen kann, der einer kalten Sonde entspricht und eine Umschaltung auf Steuerung erforderlich macht, wodurch sich dann die insgesamt weiter vorn schon geschilderten Schaltzustände und die abgestufte Schwellwertspannungsänderung ergibt; wird daher eine Brennkraftmaschine unter Verwendung einer A-Regelung betrieben, dann sind die bisher beschriebenen erfindungsgemäßen Maßnahmen nicht nur dann von Bedeutung, wenn es sich um eine erstmalige Inbetriebnahme bei Kaltstart handelt

Schließlich läßt sich der ausschnittsweisen Darstellung der Fig.8 eine weitere Schaltungsmodifikation entnehmen, die sich zur Anwendung gerade bei Sauerstoffsonden oder λ-Sonden neuester Bauart eignet, die als sogenannte »Yttrium-Sonden« ausgeführt sind. Bei diesen Yttrium-Sonden verläuft die Sondenspannung Us sehr viel steiler über der Temperatur, was in manchen Fällen im Verlauf der Schwellwertverstellung und seiner Absenkung nach dem Einsetzen der Regelung dazu führt, daß die bisher erläuterte Absenkung des Schwellwertes dem Temperaturverlauf nicht exakt angepaßt ist, so daß es, im wesentlichen unmittelbar nach Regelbeginn des Integrators dazu Zeitschaltung 6 (Millerintegrator der Transistoren T25 und Γ26) und einige zugeordnete Schaltungselemente zeigt; die weiterführenden Schaltungselemente sind in die weiter vorn schon ausführlich erläuterten Schaltungen eingebettet. Auch hier sind gleiche verwendete Bauelemente mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Aus den vorhergehenden Erläuterungen ist deutlich geworden, daß vor Einsetzen des Regelvorganges der Ausgang des Millerintegrators entsprechend Kollektor des Transistors 26 voll auf positivem Potential liegt. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist in Reihe mit dem integrierenden Kondensator 106 des zweiten Millerintegrators eine Diode 230 geschaltet, und zwar derart, daß ihre Kathode mit dem Kollektor des Transistors Γ26 verbunden ist. Der Verbindungspunkt der Diode 230 mit dem Kondensator 106 liegt über eine Verbindungsleitung 231 an einem weiteren Schaltungspunkt P7, der gebildet ist von einem Spannungsteiler aus den Widerständen 232 und 233; dabei liegt der Widerstand 232 an der Leitung 10° mit positivem Konstantpotential, während der Widerstand 233 über eine Diode 234 mit dem Kollektor des Transistors Γ24 verbunden ist. Diese Widerstandsteilerschaltung 232, 233 mit Diode 234 ist so dimensioniert, daß der Schaltungspunkt Pl ein gegenüber dem Kollektor des Transistors Γ26 negatives Potential annimmt, d. h. die Diode 230 ist gesperrt. Es liegt daher eine Spannungsdifferenz zwischen dem Kollektor des Transistors Γ26 und seinem zugeordneten Kondensator 106 vor, der auf das Spannungsteilerpotential der Widerstände 232 und 233 aufgeladen ist, dieses Potential hält die Spannungsteilerschaltung so lange durch, wie die Diode 234 wegen des leitenden Zustands des Transistors Γ24 ebenfalls leitend ist Erfolgt dann die Umschaltung von Steuerung auf Regelung und die Sperrung des Transistors Γ24, dann wird die Eingangsspannung des Millerintegrators der Transistoren 7*25 und 7"26 positiv, gleichzeitig wird der Fußpunkt des Spannungsteilers 232 und 233 wegen Sperrens der Diode 234 frei. Auf diesen Zustand reagiert der Millerintegrator der Transistoren 7"25 und Γ26 mit einer sprunghaften Verschiebung seines Ausgangspotentials, denn die Diode 230 wird leitend und das Potential am Kollektor des Transistors 7"26 (entsprechend dem Schwellwertpotential) senkt sich schlagartig ab auf die Teilerschaltung der Widerstände 232 und 233 (auf die der Kondensator 106 aufgeladen ist) plus die Diodenspannung der Diode 230. Dabei ist die Schaltung im Eingangskreis des Transistors 7*25 alternativ so getroffen, daß die in Reihe geschaltete

Diode 103 nunmehr unmittelbar als Diode 103" den Kollektor des Transistors 7"24 mit der Basis von T25 verbindet.

Den Verlauf der Sprungspannung kann man der Darstellung der Fig.9c entnehmen; der obere gestrichelte Kurvenvei'lauf VII entspricht der Verstellmöglichkeit des Schwellwertes entsprechend der Darstellung der F i g. 7. während der Kurvenverlauf VIII die zu Beginn des Regelvorganges einsetzende sprunghafte Absenkung um einen Spannungswert AU umfaßt, wie

dargestellt. Die Spannung AU hl, wie leicht einzusehen ist, eine Funktion des Widerstandes 233; je kleiner dieser Widerstand ist, um so größer ist der Spannungssprung, den der Millerintegrator nach Regelbeginn auszuführen hat.

Der Verbindungspunkt des Kondensators 106 mit der Diode 230 liegt über einen weiteren Kondensator 235 schließlich noch am Kollektor des Transistors 726 und überbrückt damit die Diode 230; dieser Kondensator 235 dient einer verbesserten Störsicherheit.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche;

1. Verfahren zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritzjmpiilsen bei einer unter Einschluß einer die Abgaszusammensetzung erfassenden A-Sonde arbeitenden Kraftstoffeinspritzanlage für Brennkraftmaschinen, wobei synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine der Kraftstoff vorzugsweise Ober elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile in Abhängigkeit von der Drehzahl und der Ansaugluftmenge zugeführt und das Verhältnis von zugeführter Kraftstoffmenge zu angesaugter Luftmenge unter Einfluß der A-Sonde geregelt wird und wobei ferner bei nichtbetriebsbereitem Zustand der λ-Sonde und dadurch bedingter Fehleinstellung (z. B. zu starke Abmagerung) des der Brennkraftmaschine zugeführten Kraftstoff-Luftgemisches die unter Einfluß der λ-Sonde arbeitende Regelung nach einem vorgegebenen Zeitraum abgeschaltet and durch eine Steuerung ersetzt und gleichzeitig ein dem A-Sondensignal entgegengeschaltetes Referenzsignal derart verändert wird, daß nach Einsäte der A-Sonde als Regelglied über ein Zeitglied eine allmähliche Anpassung des Referenzsignals an den Betriebszustand der A-Sonde erfolgt, nach Patent 25 17 269, dadurch gekennzeichnet, daß zur Anpassung des dem Sondensignal .(Us) entgegengeschalteten Referenzsignals (Schwellwertsignal) nach Umschaltung auf Regelung dieses in der Weise geregelt abgesenkt wird, daß es stets oberhalb des Verlaufs des Sondensignalzweigs (Us 2) für mageres Gembch geh'.'.ten wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das die Absenkurr des Referenzsignals bewirkende Zeitglied nur dann freigegeben wird, wenn die λ-Sonde selbst mageres Gemisch anzeigt, d. h. wenn die Α-Regelung selbst in Richtung auf fettes Gemisch läuft.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstellung des Referenzsignals zur Anpassung an das sich ändernde Sondensignal bei Regelbeginn lastabhängig vorgenommen wird, derart, daß durch Blockieren der die Absenkung des Referenzsignals bewirkenden Zeitschaltung über die von der Einspritzanlage erzeugten Einspritzimpulse (t) eine Taktung der Absenkung des Referenzsignals erfolgt.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur präzisen Anpassung der Absenkung des Referenzsignals an den Tempraturgang der A-Sonde das Referenzsignal unmittelbar nach Regelbeginn sprungartig um einen vorgegebenen Spannungswert abgesenkt wird.

5. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 4 zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritzimpulsen bei einer unter Einschluß einer die Abgaszusammensetzung umfassenden λ-Sonde arbeitenden Kraftstoffeinspritzanlage für Brennkraftmaschinen, bei der synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine der Kraftstoff über vorzugsweise elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile in Abhängigkeit von der Drehzahl und der Ansaugluftmenge zugeführt und das Verhältnis von zugeführter Kraftstoffmenge zu angesaugter Luftmenge unter dem Einfluß der A-Sonde geregelt ist, mit einer das λ-Sondensignal mil einem Referenzsignal vergleichenden Vergleichsschaltung und einem nachgeschalteten Integrator zur Erzeugung eines vorzugsweise der Multiplizierstufe der Kraftstoffeinspritzanlage zuführbaren Ausgangssignals als Funktion der Abgaszusammensetzung, ferner mit einer vom Ausgang der Vergleichschaltung gesteuerten und zunächst eine Überwachungszeit vor Eingriff bereitstellenden ersten Zeitschaltung, die den Integrator abschaltet und ein mittleres, vorgebbares Ausgangssignal erzeugt und mit einer dieser nachgeschalteten zweiten Zeitschaltung, die das dem A-Sondensignal entgegengeschaltete Referenzsignal zunächst anhebt und bei Sondenbetriebsbereitschaft allmählich absenkt, nach Patent 25 17 269, dadurch gekennzeichnet, daß eine die Absenkung des Referenzsignals durch die zweite Zeitschaltung (6) jeweils dann sperrende Blockierschaltung (210, 211, 212,213) vorgesehen ist, wenn das Sondensignal (U_s) selbst fettes Gemisch anzeigt und die Α-Regelung in Richtung auf mageres Gemisch läuft

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Blockierschailung gesleueri ist vom Ausgang des den jeweiligen Zustand der Sondenspannung (U,) anzeigenden Vergleichsverstärkers (12) der Vergleichsschaltung (1) und so mit dem Eingang der einen Millerintegrator (T25, Γ26) bildenden zweiten Zeitschaltung (6) verbunden ist, daß dieser Eingang potentialfrei wird.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine einstellbare Spannungsteilerschaltung aus zwei Widerständen (210, 211) gebildet ist, daß der Verbindungspunkt (PS) der Spannungsteilerschaltung über eine bei positivem Potential am Verbindungspunkt (PS) in Flußrichtung geschaltete Diode (212) mit dem Eingang der zweiten Zeitschaltung (6) verbunden ist und daß dieser Verbindungspunkt (PS) derart über eine weitere Diode (213) mit dem Ausgang des als Operationsverstärker ausgebildeten Vergleichsverstärkers (12) verbunden ist, Jaß die Diode (212) dann gesperrt und die zweite Zeitschaltung (6) blockiert ist, wenn die Sonde fettes Gemisch anzeigt.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur lastabhängigen Taktung der Absenkung des Referenzsignals der Verbindungspunkt (PS) der beiden Widerstände (210, 211) über eine Diode (221) mit einer die Kraftstoffeinspritzimpulse (tr, tp) führenden Schaltungsklemme (222) verbunden ist.

9. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein von den Kraftstoffeinspritzimpulsen in seinem Schaltverhalten gesteuerter Transistor (T208) vorgesehen ist, der über eine Diode (103') derart mit dem Eingangskreis der zweiten Zeitschaltung (6) verbunden ist, daß durch Änderung des Eingangspotentials des Millerintegrators (T25, T26) eine lastabhängige steuernde Taktung der Anhebung des Referenzsignals erfolgt.

10. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß eine einen Schaltungsstrom zur Sondenspeisung erzeugende Spannungsteilerschaltung aus zwei Widerständen (201, 202) vorgesehen ist, deren Verbindungspunkt über eine Diode (200) derart mit dem Ausgang der zweiten Zeitschaltung verbunden ist. daß erst nach Unterschreiten eines vorgegebenen Schwellwertpotentials eine Verringerung des Sondenschaltstroms erfolgt.

11. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltungsanordnung (232, 233, 234, T24) mit einem bei Regelbeginn sperrenden Transistor (T24) vorgesehen ist, die so mit dem Ausgang der zweiten Zeitschaltung (6) verbunden ist, daß nach Einsetzen des Regelvorgangs deren Ausgangspotential sprungartig um einen vorgegebenen Wert veränderbar, nämlich in Richtung auf negatives Potential absenkbar ist

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückführkondensator (106) des Millerintegrators (TlS, T26) über eine in Flußrichtung gepolte Diode (230) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (ΤΆ) des Millerintegrators verbunden ist und daß der Verbindungspunkt des Rückführkondensators (106) mit der Diode (230) an einem Spannungsteilerpotential liegt, welches im Sperrzustand der zweiten Zeitschaltung (6), entsprechend Steuerungsbetrieb des Systems, auf einem niedrigeren Potential als Jas Schwellwertpotential liegt

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Spannungsteilerpotential von einer Teilerschaltung gebildet wird, die aus der Reihenschaltung zweier Widerstände (232, 233) mit einer Diode (234) besteht, welche mit dem Kollektor des bei Regelungsbeginn sperrenden Transistors (T24) der Schaltungsanordnung (232,233,234, Γ24) verbunden ist.

14. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 6 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des bei Regelbeginn sperrenden Transistors (T24) über eine Diode (103") unmittelbar mit dem Eingang des Millerintegrators, entsprechend der Basis seines ersten Transistors (TTS), verbunden ist.