DE2555571A1

DE2555571A1 - Transistorverstaerker mit ueberlastschutz

Info

Publication number: DE2555571A1
Application number: DE19752555571
Authority: DE
Inventors: Tadao Suzuki
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1974-12-11
Filing date: 1975-12-10
Publication date: 1976-06-16
Also published as: AU497759B2; NL7514352A; FR2294572A1; US4061983A; DE2555571C2; JPS5756246B2; FR2294572B1; GB1513810A; CA1040720A; JPS5168758A; AU8736875A

Description

2*55571

SONY CORPORATION 10. Dezember 1975

7-35, KitasMnagawa 6-chome,
Shinagawa-ku
Tokyo, Japan

Transistorverstärker mit Überlastschutz

Die Erfindung betrifft allgemein Transistorverstärker und speziell solche mit Überlastschutz.

Ein Transistorverstärker, insbesondere ein Transistorleistungsverstärker für die Verstärkung eines Audiosignals wird mit einem Schutzschaltkreis verbunden, der verhindern soll, daß der Leistungstransistor Schaden nimmt, wenn die an ihn angeschlossene Last, z. B. ein Lautsprecher, kurzgeschlossen wird. Es sind zahlreiche Arten von Schutzschaltungen vorgeschlagen worden. So wird z. B. bei einem Verfahren, bei dem die Temperatur des Leistungstransistors überwacht wird, häufig die Eingangsstufe des Leistungstransistors oder seine Last abgetrennt, entsprechend einem Ausgangswert oder Signal, das von der Erwärmung des Transistors abhängt. Eine solche Erwärmungsüberwachung ist zwar zuverlässig, spricht jedoch nur langsam an. Bei einem anderen Verfahren wird der durch den Leistungstransistor fließende Strom festgestellt. Ist jedoch die am Leistungstransistor hängende Last kapazitiv, dann arbeitet dieses Verfahren nicht erfolgreich. Die US-Patentschrift 3 904 979 weist einen Weg, um den Fehler auszuschließen, denn diese Patentschrift beschreibt eine Schaltung, die auch bei kapazitiver Last den Überlastungszustand feststellen und aufgrund eines Ausgangssignals den Leistungstransistor schützen kann.,

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_ 2 —

Mittlerweile wird jedoch in neuerer Zeit ein Feldeffekttransistor (EET) mit Eigenschaften ähnlich denen einer Triode als Leistungstransistor eingesetzt. Wenn in einem solchen PET der Gate-Elektrode eine Spannung zugeführt wird, die von einem negativen Spannungswert "bis zu Massepotential ansteigt, dann nimmt der Drain-Strom entsprechend zu. Es ist deshalb unerwünscht, bei einem Transistorverstärker mit PET die Gate-Elektrode des FET auf Massepotential zu halten, da ein Eingangssignal durch ein Steuersignal von einem Überlastschutzkreis geshuntet wird. Wenn nämlich die Gate-Spannung dem Massepotential gleichgemacht wird, dann kann der Drain-Strom immer mehr ansteigen, was zu einer Zerstörung des Ausgangstransistor führt.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, einen Schutzschaltkreis für einen Transistorverstärker zu schaffen, der einen im Verstärker die Verstärkung übernehmenden PET vor Zerstörung durch Überlast schützt. Dabei soll gemäß der Erfindung durch die Schutzschaltung in der Weise die Zerstörung des PET verhindert werden, daß eine Eingangselektrode des PET unmittelbar mit einem Bipolartransistor gekoppelt ist und eine Eingangselektrode dieses Bipolartransistors durch ein Signal von einer Schutzeinrichtung geshuntet wird. Die erfindungsgemäße Schutzschaltung für einen Transistorverstärker soll mit ihrem Schutz wirksam werden, wenn die Lastimpedanz einen bestimmten Wert unterschreitet.

Weiter ist es Ziel der Erfindung, für einen Transistorverstärker eine Schutzschaltung zu schaffen, in der ein Bipolartransistor an die Eingangsstufe angeschaltet ist, ein PET unmittelbar mit einer Ausgangsklemme des Bipolartransistors verbunden ist und ein ihm zugeführtes Signal verstärkt, ein Detektorkreis zum Ermitteln der Lastimpedanz und ein Dämpfungskreis an eine Eingangsklemme des Bipolartransistors angeschlossen und mit einem vom Detektorkreis abgeleiteten Signal gesteuert sind.

Perner soll der Transistorverstärker mit Schutzschaltkreis

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einen Bipolartransistor und einen FET aufweisen, der unmittelbar an·den Ausgang des Bipolartransistors angeschlossen ist, sowie einen Schaltkreis zur Bestimmung der Impedanz einer an den FET angeschlossenen Last, einen Shunt-Kreis, der an die Eingangsseite des Bipolartransistors angeschlossen ist, und eine Spannungsquelle mit negativer Spannung, die an der Eingangsseite des FET liegt, wobei dann, wenn der Detektorkreis betätigt wird, der Shunt-Kreis schaltet und eine negative Vorspannung dem Eingang des FET zugeführt wird, damit dieser nicht zerstört wird.

Der Transistorverstärker mit Schutzschaltung gemäß der Erfindung, in welchem ein FET unmittelbar an die Emitterelektrode eines Bipolartransistors angeschlossen ist, hat eine Schaltung, die zur Bestimmung eines Überlastzustandes der an den FET angeschlossenen Belastung dient, während eine Schalteinrichtung zwischen Basis und Emitter des Bipolartransistors gesetzt ist, die betätigt wird durch ein Ausgangssignals des Detektorkreises, und an die Emitterelektrode des Bipolartransistors ein Kondensator angeschlossen ist, womit ein Überlastschutzkreis geschaffen ist, der fehlerfrei arbeitet.

Die Erfindung wird nun an einem AusfUhrungsbeispiel anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 einen Schnitt durch einen FET mit Triodeneigenschaften, der in einem Transistorverstärker mit Schutzschaltung gemäß der Erfindung verwendet werden kann;

Fig. 2 einen Schnitt durch einen weiteren FET mit Triodeneigenschaften für denselben Zweck;

Fig. 3 ein Kurvenschaubild typischer Ausgangscharakteristiken der FET gemäß Figuren 1 und 2;

Fig. 4 ein grundlegendes Schaltbild eines Transistorverstärkers mit Schutzschaltung nach der Erfindung;

Fig. 5 ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung der Grundschaltung der Erfindung;

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Pig. 6 und 7 Kurvendiagramme für die Erläuterung der Arbeitsweise der Schutzschaltung; und

Fig. 8 das Schaltbild eines AB-Gegentaktverstärkers, in welchem der Transistorverstärker mit Schutzschaltkreis nach der Erfindung eingesetzt ist.

Die nachfolgende Beschreibung wird an einem Ausführungsbeispiel der Erfindung gegeben. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird als Verstärkungselement ein neu entwickelter Vertikaljunction-FET mit Triodencharakteristik verwendet, dessen Produkt seines Reihenwiderstandes mit der Übertrittsleitfähigkeit kleiner als 1 ist und der ohne sich über die gesamte Kanallänge erstreckende Punch-Through-Bedingung arbeitet. Es soll deshalb der Vertikaljunction-FET zunächst beschrieben werden. Während der bekannte Junction-FET Pentodeneigenschaften hat, zeigt der vorstehend genannte FET Triodencharakteristik und hat eine niedrige Ausgangsimpedanz sowie eine große Übertrittsleitfähigkeit, so daß er mit äußerst hoher Leistung arbeitet. Dieser FET eignet sich also besonders als Verstärkungselement für Ausgangsverstärker in Audioschaltungen oder dergleichen.

Anhand der Fig. 1 wird zunächst eine Ausführungsform dieses Vertikaljunction-FET beschrieben. Der FET wird aus einem echten Halbleiterbereich 1 mit niedriger Störstellenkonzentration und hohem Widerstand, einem p-Halbleiterbereich 2 von ringförmiger Gestalt auf der Oberseite des reinen Halbleiterbereichs 1 und einem n-Halbleiterbereich 3 von hoher Störstellenkonzentration, der sowohl den reinen Halbleiterbereich 1 als auch den p-Bereich 2 überdeckt, gebildet. Eine Drain-Elektrode D ist auf der Unterseite des reinen Halbleiterbereichs 1, eine Gate-Elektrode G auf dem p-Bereich 2 und eine Source-Elektrode S auf dem n-Bereich 3 ausgebildet. Für die praktische Ausführung eines Vertikal junction-FET sind mehrere FET gemäß Fig. 4 miteinander kombiniert und ergeben einen Transistor in der Gestalt der Fig. 2, in der mit den Bezugszeichen die jeweils entsprechenden Elemente gekennzeichnet sind. Bei diesem FET ist der p-Halbleiterbereich 2 gitterförmig ausgebildet.

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Außerdem "befindet sich ein n-Hal"bleiterbereich 4 mit hoher Störstellenkonzentration unmittelbar über der Drain-Elektrode D.

Bei diesem Tertikaijunction-FET ist die Entfernung zwischen Source-Elektrode S und einem an der Peripherie des p-Halbleiterbereichs 2 gebildeten Kanals kurz, wie auch die Länge des Kanals selbst kurz ist. Allgemein kann der auftretende Übertrittsleitwert gm eines Junction-FET folgendermaßen ausgedrückt werden:

^mm ^{1 +} v

Darin ist G- der wahre Übertrittsleitwert und R der Reihenwiderstand. In den herkömmlichen Junction-FET ist der Widerstandswert von der Source-Elektrode zum Kanal hoch, der Kanalwiderstand ist hoch, da der Kanal eng und lang ist, und der Widerstand vom Kanal zur Drain-Elektrode ist ebenfalls hoch. Daraus folgt, daß auch der Reihenwiderstand R₀ sehr hoch ist, so daß der auftretende Übertrittsleitwert gm im wesentlichen gleich dem Reziprokwert des Reihenwiderstandes R₀ ist. Ein derartiger bekannter Junction-FET zeigt somit Pentodencharakteristik, woraus sich ergibt, daß der Drain-Strom in Sättigung geht, wenn die Drain-Spannung ansteigt.

Ein Vertikaljunction-FET dagegen hat Eigenschaften, die seinen Reihenwiderstand sehr klein werden lassen, wobei der Übertrittsleitwert G- groß und das Produkt aus dem Reihenwiderstand R_Q und dem wahren Übertrittsleitwert G- kleiner als 1 ist.

In der Fig. 3 ist die Abhängigkeit des Drain-Stroms I^ von der Drain-Spannung Y^ eines Yertikaljunction-FET aufgetragen. Auf der Abszisse ist die Drain-Spannung V^ in Volt (Y) und an der Ordinate der Drain-Strom I^ in Milliampäre (mA) aufgetragen, wobei die Kurven für mehrere Gate-Spannungen Y_& von 0, -2, -4, -6, -8 und -10 Y als Parameter dargestellt sind. Die charakteristischen Kurven entsprechen genau denen einer sogenannten Triodencharakteristik. Der Reihenwiderstand R_Q

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ist im wesentlichen konstant im Bereich der vorkommenden Spannungsschwankungen, und der scheinbare Übertrittsleitwert gm entspricht im wesentlichen dem wahren Übertrittsleitwert G-

entsprechend den Schwankungen in der Breite der Anreicherungsschicht. Da das Produkt des Übertrittsleitwertes G und des

Reihenwiderstandes R kleiner als 1 ist, wird die Gharakteristik des Drain-Stroms D abhängig von der Drainspannung Y^ dieses FET ähnlich oder gleich der beschriebenen Triodencharakteristik mit der Folge, daß eine große Ausgangsleistung bei geringer Verzerrung möglich ist. Hierbei ist der Reihenwiderstand R die Summe der Widerstände von der Source-Elektrode zum Kanal, des Kanalwiderstandes selbst und des Halbleiterbereiches 1, der der Source-Bereich ist.

Fig. 3 macht deutlich, daß beim Ansteigen der Gate-Spannung V^ von einem negativen Wert bis Massepotential ein großer Drain-Strom fließt, auch bei einer nur kleinen Drain-Spannung Vp. Es läßt sich deshalb daraus verstehen, daß bei Erdung der Gate-Elektrode des S¹ET infolge einer Überlastung bei einem Zustand, bei dem die Drain-Elektrode mit einer konstanten Spannung versorgt wird, ein großer Drain-Strom durch den FET fließt, so daß dieser nicht mehr abgeschaltet warden kann.

Als nächstes wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Fig. 4 beschrieben. Darin ist mit 15 ein FET als Ausgangsverstärkerelement gekennzeichnet, der ein n-Kanal-Vertikaljunction-FET mit Triodencharakteristik in oben beschriebener Form ist. Der FET 15 stellt einen Source-Folgerverstärkerkreis dar, in welchem die Drain-Elektrode an eine positive Spannungsquelle +B. von beispielsweise 450 V angeschlossen ist und die Source-Elektrode zu einer Ausgangsklemme t₂ geführt ist, an die als Last 7 beispielsweise ein Lautsprecher angeschlossen ist.

Ein npn-Bipolar trans is tor 14 speist als Verstärkerelement den FET 15. Der Transistor 14 stellt einen Emitterfolgerverstärkerkreis dar, bei dem die Kollektorelektrode an die

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positive Spannungsquelle +B und die Emitterelektrode an die Gate-Elektrode des FET 15 gelegt sind. Die Basiselektrode des Transistors 14 ist an die Eingangsklemme t₁ angeschlossen. Die Emitterelektrode des Transistors 14 und die G_ate-Elektrode des I¹ET 15 sind über einen Widerstand 20 an eine negative Spannungsquelle -B. von "beispielsweise -50 T gelegt.

Ein Überlastdetektorkreis, der insgesamt mit 21 bezeichnet ist, stellt eine Lastimpedanz durch die Lastspannung und den Laststrom fest und erzeugt ein Ausgangssignal, wenn die Lastimpedanz einen bestimmten Grenzwert unterschreitet. Zwischen Basis und Emitter eines pnp-Sehalttransistors 13 ist ein Kondensator 12 gelegt. Die Emitterelektrode des Transistors 13 ist an die Source-Elektrode des FET 15 geführt, die außerdem über einen kleinen Widerstand 6 für die Bestimmung des Laststromes an die Ausgangsklemme t„ geleitet ist. Die Basiselektrode des Transistors 13 ist über eine Reihenschaltung aus einer Gleichrichterdiode 8 und einem Widerstand 9 ebenfalls an die Ausgangsklemme tp und über eine weitere Reihenschaltung aus einer Gleichrichterdiode 11 und einem Widerstand 10 an Masse angeschlossen. Im vorliegenden Pail liegt die Anode der Diode 8 auf der Seite der Basis des Transistors 13, während bei der Diode 11 die Anode an Masse geführt ist.

Ein Transistor 16 dient als Schaltelement zur Bildung eines Dämpfungskreises. Der Kollektor des Transistors 16 ist mit der Basis des Transistors 14 verbunden, sein Emitter ist mit der Emitterelektrode des Transistors 14 zusammengeschaltet, und die Basis liegt über einen Widerstand 19 am Kollektor des Transistors 13. Eine Parallelschaltung aus einem Widerstand und einem Kondensator 18 ist zwischen Basis und Emitter des Transistors 16 gelegt.

Die Betriebsweise der in Fig. 4 dargestellten Schaltung wird nun näher beschrieben. Wenn die Lastimpedanz einen Lastgrenzwert R₁R₅ZR₂ unterschreitet, der durch entsprechende

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Widerstandswerte R., R₂ und R~ der Widerstände 6, 9 und 10 bestimmt wird, dann übersteigt eine Spannung an dem Kondensator 12 die Basis-Emitter-Spannung Y_BE des Transistors 15, so daß dieser leitend wird und dadurch auch den Transistor 16 leitend macht. Dadurch wird der Transistor 14 gesperrt und senkt damit das Gate-Potential des J¹ET 15 auf einen negativen Wert unter seiner Abschnürspannung, so daß auch der FET 15 nicht-leitend wird. Dadurch wird verhindert, daß der E¹ET 15 durch Überlastung zerstört wird. In diesem Pail wird die Gate-Spannung des PET 15 nicht auf das Bezugspotential (Massepotential) selbst geändert. Der Bipolartransistor 14 dient als Vorstufe zum PET 15, und seine Basisspannung wird auf das Bezugspotential geändert. Da außerdem die Gate-Elektrode des PET 15 an die negative Spannungsquelle -B₁ angeschlossen ist, wird das Gate-Potential stark ins Negative verändert. Deswegen fließt praktisch kein Drain-Strom, so daß der PET 15 vor Zerstörung infolge Überlastung geschützt ist.

Es soll nun die Arbeitsweise des Überlastdetektorkreises 21 im einzelnen beschrieben werden. Pig. 5 zeigt ein Ersatzschaltbild dieses Schaltkreises 21. In diesem Schaltkreis sind der Laststrom i , die Lastspannung e und die Widerstandswerte der Widerstände 6, 9 und 10 in ihren Werten R^, Rp und R, angegeben, wobei der Widerstand 6 als Spannungsquelle 6^f mit einer EMK i R₁ und die Last 7 als Spannungsquelle 7' mit einer EMK e angegeben sind. Der Kondensator 12 wird durch den Ausgang von der Spannungsquelle 6' aufgeladen und durch die Ausgangsspannung der Spannungsquelle 7' entladen. Mit anderen Worten, die Spannungen ill, und e werden durch die Dioden 8 und 11 auf ihre Scheitelwerte gleichgerichtet und diese Spannungen dem Kondensator 12 mit entgegengesetzten Polaritäten zugeführt.

Hierfür werden die Durchlaßwiderstände der Dioden 8 und 11 vernachlässigt, während die Durchlaßspannungsabfälle die Werte V_f1 und V_f2 haben. Unter stationären Bedingungen hat der Strom, der durch diese Ersatzschaltung fließt, den Wert i.,

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die Klemmenspannung am Kondensator 12 den Wert V, die Scheitelwerte des Stromes i bzw. i und die Scheitelwerte der

ο ρ

Spannung e bzw. e , und dann gelten folgende Gleichungen:

Aus den Gleichungen (1) und (2) folgt durch Eliminieren des Stromes i.

Wenn die Spannung T, ausgedrückt durch die Gleichung (3), den Spannungsabfall V-gg zwischen Basis und Emitter des Transistors 13 übersteigt, wird der Transistor 13 leitend und erzeugt ein Uberlastfeststellsignal.

Wird die Gleichung (3) unter der Annahme von Y = V_BE umgeschrieben, so ergibt sich

ι -is-._!2__ ₊J5a..

P Ε,· E_{2 +} R₃ +Β, +"Β]

^Vf2

^E1

Es wird nun angenommen, daß

Rj R₁ R "rT~R~"* "* R< R + R ** R U¹^d . = z.

6ü982b/03cib

Mit anderen Worten, da die Spannungen i R.. und e gleichgerichtete Scheitelwertspannungen sind mit Hilfe der Dioden 8 und 11, die vom Kondensator 12 in Gleichspannungen umgewandelt wurden, wird die Klemmenspannung Y am Kondensator 12 unabhängig von der Phasendifferenz zwischen i und e und nimmt einen Wert

ο ο

an, der durch die Scheitelwerte von i und e begründet ist. Der Faktor Z = e /i. ist also nicht nur eine reine Wirkwiderstandskomponente der Last 7 sondern eine Impedanzkomponente.

Unter Verwendung der Faktoren Z und K/R. kann die Gleichung (4) folgendermaßen umgeschrieben werden:

R₁- V^z·

Wenn zur Erfüllung der Bedingung i = oo die Lastimpedanz Z mit Zoo bezeichnet wird, ergibt sich aus der Gleichung (5) für Z₀₀

R₁(R₂+ R₃) ^#
_Z=s_12 3

Wenn also die Lastimpedanz Z größer ist als der aus der Gleichung (6) erhaltene Wert, wird der Strom i negativ, was bedeutet, daß der Transistor 13 gesperrt ist. Ist jedoch die Lastimpedanz Z kleiner als der Wert Z , wenn der Strom i größer als der aus der Gleichung (5) erhaltene ist, dann ist der Transistor 13 leitend und erzeugt ein Überlastsignal.

Die Gleichung (5) ist in der Fig. 6 als Kurve dargestellt, bei der der Bereich d derjenige ist, in dem der Transistor 13 leitend ist, also ein Überlastsignal erzeugt wird. Die Gleichung (4) ist durch die Gerade der Fig. 7 wiedergegeben. Wenn die Last 7 ein reiner Wirkwiderstand ist, dann wird im Bereich f_ der Transistor 13 leitend und erzeugt ein Überlas tsignal.

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Der Widerstand 19 in der Schaltung der Pig. 4 dient dazu, zu verhindern, daß der Transistor 14 ebenfalls leitend wird, wenn der Transistor 13 leitend wird, da der Ausgang des Transistors 13 dafür sorgt, daß das Basispotential des Transistors 14 ansteigt. Widerstand 17 verhindert das Leitendwerden des Transistors 14 infolge des Kollektorabs ehalt stromes I_n-Q^ des Transistors 13. Der Kondensator 18 verhindert außerdem, daß der Traneistor 14 leitend wird, wenn Transistor 13 gesperrt ist, was darin liegt, daß die Basiseingangsimpedanz des Transistors 16 durch das augenblickliche Ansteigen der Basiseingangsspannung ansteigt.

Wenn schließlich der Widerstand 20 aus einer Reihenschaltung von zwei Widerständen gebildet wird und der Mittelpunkt dieser beiden Widerstände an die Emitterelektrode des Transistors 16 geführt ist, um dessen Emitterpotential im Negativen zu halten, dann kann der Transistor 16 in jedem Arbeitsbereich des I¹ET 15 gesperrt sein.

Anhand der Pig. 8 wird nun ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. In der Umrahmung 28 ist eine reine komplementäre AB-Gegentaktverstärkerschaltung dargestellt, die aus einem η-Kanal- und einem p-Kanal-Vertikaljunction-PET 15a bzw. 15b aufgebaut ist, die dem PET 15 in Pig. 4 entsprechen. Im mit 27 bezeichneten Rahmen befindet sich ein aus je einem npn- und einem pnp-Transistor 14a bzw. 14b aufgebauter Steuerverstärkerkreis, wobei die Transistoren dem Transistor 14 der Pig. 4 entsprechen. Schließlich umschließt der Rahmen 26 eine zweistufige A-Verstärkerschaltung als Eingangsstufe zum Steuerverstärker 27. Das einer Eingangsklemme t zugeführte Signal wird im Verstärker 26 verstärkt und den transistoren 14a und 14b des Verstärkers 27 zugeführt. Die Verstärker 14a und 14b erhalten außerdem Vorspannungen aus der zweiten Verstärkerstufe der Schaltung 26. Die Emitterelektroden der Transistoren 14a und 14b sind über Widerstände 20a bzw. 20b an Spannungsquellen -B₂ und +B₂ gelegt.

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Der übrige Aufbau entspricht dem der Fig. 4, so daß die Elemente der Pig. 8 mit denselben Bezugszeichen wie in Fig. gekennzeichnet sind und lediglich die Zusätze a bzw. b haben. Eine nochmalige Beschreibung kann hier entfallen. Die Transistoren 13a und 13b sind pnp- bzw. npn-Transistoren, die Transistoren 16a und 16b npn- bzw. pnp-Transistoren.

Es ist möglich, statt der beiden Überlastdetektorkreise 21a und 21b nur einen einzigen Überlastkreis 21a vorzusehen. Dann ist die Emitterelektrode des Transistors 13a mit der Source-Elektrode des FET 15a verbunden, seine Basiselektrode steht jedoch über die Reihenschaltung aus der Diode 8a und dem Widerstand 9a mit der Soure-Elektrode des FET 15b in Verbindung. Damit werden die Transistoren 16a und 16b gleichzeitig vom Aus gangs signal des Transistors 13a EIN/AUS, gesteuert.

Gemäß der Erfindung weist der Transistorverstärker mit Schutzschaltung einen verstärkenden Bipolartransistor auf, dessen Basiselektrode ein Eingangssignal erhält, einen verstärkenden FET, dessen GATE-Elektrode direkt an eine AusgangseLektrode des Bipolartransistors geschaltet ist, einen Überlastdetektorkreis, der an den FET angeschlossen ist, und ein Schaltelement, das zwischen Basis und Emitter des Bipolartransistors eingesetzt ist, wobei eine erste Spannungsquelle mit einer Polarität an eine erste Ausgangselektrode des Bipolartransistors und auch des FET geschaltet ist, während eine zweite Spannungsquelle der anderen Polarität an die andere Ausgangselektrode des Bipolartransistors und die Gate-Elektrode des FET gelegt ist, wodurch bei Überlastung das Schaltelement vom Detektorausgang des Überlastdetektorkreises auf Durchlaß geschaltet wird, um damit sowohl den Bipolartransistors als auch den FET zu sperren. Daraus ergibt sich, daß der FET als das Verstärkungsglied der Verstärkerschaltung gegen Zerstörung infolge Überlastung geschützt werden kann.

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Außerdem wird die Lastimpedanz durch den Überlastdetektorkreis ermittelt, und wenn der Wert dieser Lastimpedanz kleiner als ein bestimmter Grenzwert ist, dann wird das Schaltelement auf Durchlass geschaltet. Wenn auch der Laststrom sehr groß ist, so unterbricht doch der FET nicht seinen Verstärkerbetrieb, es sei denn, die Lastimpedanz erreicht einen minimalen Wert, wie er etwa bei Kurzschluß oder einer ähnlichen Bedingung auftritt. Wenn die Belastung eine große Reaktanzkomponente neben einer Wirkwiderstandskomponente hat, wie dies bei einem Kondensatorlautsprecher der Pail ist, dann übersteigen, auch wenn der Laststrom einfach anwächst, die Verluste des FEO? nur vorübergehend den zulässigen Wert. Deswegen muß der FET nicht beschädigt werden, so daß auch nicht die Möglichkeit eines übertriebenen Schutzes des FET besteht, und die Abgabe des Ausgangssignals an die Last wird nicht unnötigerweise unterbrochen.

Der FET braucht nicht nur Triodencharakteristik zu haben, sondern kann auch Pentodencharakteristik haben und kann von der Junetion-Type oder der MOS-Type sein. Auch das Schaltelement ist nicht auf einen Bipolartransistor beschränkt, sondern kann durch andere Halbleiterschalteleraente gebildet sein.

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Claims

- 14 PATENTANSPRÜCHE

Transistorverstärker mit Schutzschaltung, der eine Einlgsstufe aufweist, welcher ein Signal zugeführt wird, eine Verstärkerstufe mit Eingangs- und Ausgangsklemmen, die das von der Eingangsstufe zugeführte Signal verstärkt, eine an die Ausgangsklemme der Verstärkerstufe angeschaltete Belastung, eine Detektorschaltung für die Feststellung eines Überlastzustandes der Verstärkerstufe, die ein Kontrollsignal erzeugt, und eine Dämp fungs schaltung, die mit den Eingangs klemmen der Verstärker stufe verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkerstufe einen Bipolartransistor (14) und einen Feldeffekttransistor (15) enthält, die jeweils drei Elektroden haben, daß die erste Elektrode des Bipolartransistors (14) mit der Eingangsklemme verbunden ist, die zweite Elektrode des Bipolartransistors .(14) und des Feldeffekttransistors (15) mit einer ersten Spannungsquelle (+B₁) in Verbindung stehen, die dritte Elektrode des Bipolartransistors (14) unmittelbar mit der ersten Elektrode des Feldeffekttransistors (15) verbunden ist, die dritte Elektrode des Feldeffekttransistors (15) mit der Ausgangsklemme (t„) und die dritte Elektrode des Bipolartransistors (14) und die erste Elektrode des Feldeffekttransistors (15) an einer zweiten Spannungsquelle (-B₁) von entgegengesetzter Polarität zur ersten Spannungsquelle (+B₁) liegen und daß der Dämpfungskreis ein zwischen die erste und dritte Elektrode des Bipolartransistors gelegtes Schaltelement enthält, wodurch der Bipolartransistor und der Feldeffekttransistor in Sperrzustand kommen, wenn durch das vom Detektorkreis abgegebene Steuersignal das Schaltelement leitend wird.
2. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die.erste, zweite und dritte Elektrode des Bipolartransistors Basis, Kollektor bzw. Emitter sind, die erste, zweite und dritte Elektrode des ieldeffekttransistors Gate-, Drain- bzw. Source-Elektrode sind, das Schaltelement des Dämpfungskreises ein Transistor mit Kollektor, Emitter und Basis ist, von denen Kollektor und Emitter zwischen Basis und

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Emitter des Bipolartransistors (14) und die Basis des Bipolartransistors (14) an den Detektorkreis (21) geschaltet sind.
3. Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwisc-hen die Basis des Transistors (16) des Dämpfungskreises und den Detektorkreis (21) ein Widerstand (19) eingeschaltet ist.
4. Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator zwischen der Emitterelektrode des Bipolartransistors (14) und der Detektorschaltung liegt.
5. Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Emitter des Transistors (16) des Dämpfungskreises und die Detektorschaltung ein Widerstand eingeschaltet ist.
6. Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektorkreis (21) aus einem ersten Widerstand (6) besteht, der zwischen den Feldeffekttransistor (15) und seine Last (7) eingefügt ist, aus einer ersten Reihenschaltung parallel zu dem ersten Widerstand (6) aus einem Kondensator (12)» einer ersten Diode (8) und einem zweiten Widerstand (9)» einer zweiten Reihenschaltung, die am Verbindungspunkt zwischen Kondensator (12) und der ersten Diode (8) angeschlossen ist und aus einer zweiten Diode (11) und einem dritten Widerstand (10) besieht, und aus einem zweiten Schaltelement (13), das bei einer bestimmten Spannungsdifferenz am Kondensator (12) leitend wird.
7. Transistorverstärker nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine zweite Verstärkerstufe mit einer zweiten Eingangsklemme, die mit der Eingangsstufe verbunden ist, und einer zweiten Ausgangsklemme, die mit der Ausgangsklemme der ersten Verstärkerstufe in Verbindung steht und ein Signal von anderer Polarität als der des von der ersten Verstärkerstufe zugeführten Signals verstärkt, daß eine zweite Detektorschaltung zur

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Bestimmung einer Überlastbedingung der zweiten Verstärkerstufe vorhanden ist, wodurch ein zweites Steuersignal erzeugt wird, und daß ein zweiter Dämpfungskreis an die zweite Eingangsklemme der zweiten Verstärkerstufe angeschlossen ist, wonach die zweite Verstärkerstufe einen zweiten Bipolartransistor und einen zweiten Feldeffekttransistor aufweisen, die sich der Type nach von den Transistoren der ersten Verstärkerstufe unterscheiden und die beide erste, zweite und dritte Elektroden aufweisen, von denen die erste Elektrode des zweiten Bipolartransistors mit der zweiten Eingangsklemme verbunden ist, die zweiten Elektroden des zweiten Bipolartransistors und des Feldeffekttransistors mit einer dritten Spannungsquelle verbunden sind, die dritte Elektrode des zweiten Bipolartransistors direkt mit der ersten Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors verbunden ist, die dritte Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors an die zweite Ausgangsklemme angeschlossen ist und die dritte Elektrode des zweiten Bipolartransistors und die erste Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors mit einer vierten Spannungsquelle in Verbindung stehen, die eine entgegengesetzte Polarität wie die dritte Spannungsquelle hat, während der zweite Dämpfungskreis ein zweites Schaltelement enthält, das zwischen die erste Elektrode und die dritte
Elektrode des zweiten Bipolartransistors eingeschaltet ist, wodurch der zweite Bipolartransistor und der zweite Feldeffekttransistor gesperrt werden, wenn das zweite Schaltelement
durch das Steuersignal vom zweiten Detektorkreis leitend
wird.
8. Transistorverstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste, die zweite und die dritte Elektrode des zweiten Bipolartransistors seine Basis, sein Kollektor und sein Emitter sind, die erste, zweite und dritte Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors dessen Gate-, Drain- und Source-Elektrode sind und daß das Schaltelement des zweiten Dämpfungskreises ein iftansistor mit Kollektor, Emitter und
Basis ist, wobei Kollektor und Emitter dieses Transistors
zwischen Basis und Emitter des zweiten Bipolartransistors

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- 17 geschaltet sind und die Basis am zweiten Detektorkreis liegt.
9. Transistorverstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand zwischen die Basiselektrode des Transistors des zweiten Dämpfungskreises und den zweiten Detektorkreis gelegt ist.
10. Transistorverstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator zwischen den Emitter des zweiten Bipolartransistors und den zweiten Detektorkreis eingeschaltet ist.
11. Transistorverstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand zwischen die Emitterelektrode des Transistors des zweiten Dämpfungskreises und den zweiten Detektorkreis gelegt ist.
12. Transistorverstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Detektorkreis aus einem ersten Widerstand, der zwischen den zweiten Feldeffekttransistor und seine Last eingeschaltet ist, besteht, sowie aus einer ersten Reihenschaltung parallel zum ersten Widerstand, die aus einem Kondensator, einer ersten Diode und einem zweiten Widerstand zusammengesetzt ist, während eine zweite Reihenschaltung an einen Anschlußpunkt zwischen dem Kondensator und der ersten Diode angeschlossen ist und aus einer zweiten Diode und einem dritten Widerstand besteht, und daß ein zweites Schaltelement leitend wird bei Erreichen einer bestimmten Spannungsdifferenz am Kondensator.

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