DE2551106C3

DE2551106C3 - Empfänger in einem Übertragungssystem für binare Impulssignale mit einem Kreis zur automatischen Korrektur von Störungen im Gleichspannungspegel

Info

Publication number: DE2551106C3
Application number: DE2551106A
Authority: DE
Inventors: Roberto Mailand Papeschi (Italien)
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1974-11-27
Filing date: 1975-11-14
Publication date: 1981-01-15
Also published as: CA1060547A; JPS5177002A; GB1525498A; NL7504439A; US4029904A; AR204801A1; BE835926A; JPS5726458B2; DE2551106A1; IT1026581B; SE7513143L; AU8695375A; FR2293112A1; DE2551106B2; CH600704A5; BR7507848A; DK529075A; FR2293112B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger in einem Übertragungssystem für binäre Impulssignale mit

einem Eingangskreis mit niedriger Ausgangsimpedanz, dem die binären Impulssignale hn Basisband entnommen werden, einem an den Eingangskreis angeschlossenen Kreis zur automatischen Korrektur während der Übertragung verursachter Störungen im Gleichspannungspegel der binären Impulssignale und mit einem Impulsregenerator mit hoher Eingangsimpedanz, an den der Korrekturkreis und eine Bezugsquelle zur Regeneration der binären Impulssignale angeschlossen sind.

Derartige Empfänger können in Übertragungssystemen angewandt werden, in denen binäre Impulssignale wie Datensignale oder Telegraphie- und Fernschreibsignale ohne Verwendung von Modulation übertragen werden; sie finden jedoch insbesondere Anwendung in Trägerfrequenztelegraphiesystemen, in denen eine Anzahl Telegraphiesignale mit Hilfe von Frequenzumtastung in Frequenzmultiplex innerhalb des Frequenzbandes eines Sprachkanals übertragen werden.

Die Störungen im Gleichspannungspegel der binären Impulssignale an der Empfangsseite des Übertraguigssystems können viele Ursachen haben. Außer einer fehlerhaften Anpassung des Empfängereingangskreises an die Übertragungsstrecke und dem Einfluß von Temperaturschwankungen sowie Alterungserscheinungen im Empfänger sind in den erwähnten Trägerfrequenztelegraphiesystemen auch die Stabilität der zentralen Frequenz im Sender und die des Frequenzdiskriminators iin Empfänger von Bedeutung und insbesondere die Frequenzverschiebungen in den Trägerfrequenzsystemen zwischen dem Sender und dem Empfänger, die den entsprechend den CCITT-Empfehlungen für Sprachkanäle zugelassenen Wert von +2Hz überschreiten.

Es sind bereits mehrere Typen von Korrekturkreisen zur automatischen Korrektur während der Übertragung verursachter Störungen im Gleichspannungspegel bekannt (DE-PS 2145 937 und 10 33 698). Viele dieser bekannten Korrekturkreise wenden eine Klemmtechnik an (vgl. DE-PS 21 45 937), wobei aus den augenblicklichen positiven und negativen Spitzenwerten der Impulssignale Schwellenwerte abgeleitet werden, die einen vorbestimmten Abstand zu diesen Spitzenwerten aufweisen und wobei die Impulssignale diesen Schwellenwerten aufgeklemmt werden. Ehe Anforderung für eine gute Wirkung ist, daß die übertragenen Impulssi gnale immer die Nennspitzenwerte erreichen. Da die augenblicklichen Spitzenwerte jedoch von der Folge der Kennzustände A uj'd Z in den Impulssignalen sowie von der Übertragungsgeschwindigkeit der Impulssigna-Ie abhängen, beide infolge des dynamischen Verhaltens der Filter im Empfängereingangskreis, und diese augenblicklichen Spitzenwerte außerdem noch durch Rauschwerte und Signale in benachbarten Frequenzbändern beeinflußt werden, treten in der Praxis gegenüber den Nennspitzenwerten und den daraus abgeleiteten Schwellenwerten Abweichungen auf, die zu Schwankungen der Übergänge in den regenerierten Impulssignalen um die gewünschten Zeitpunkte herum führen.

Andere bekannte Korrekturkreise verwenden einen Reihenkondensator zur Sperrung der Gleichspannung (vgl. DE-PS 10 33 698). Auch hier ist eine Anforderung für die gute Wirkung, daß die übertragenen Impulssignale immer ihre fiennspitzenwerte erreichen. Außerdem sind hier Sondermaßnahmen notwendig, um nach einer Vielzahl aufeinanderfolgender Elemente desselben Wertes in den Impulssignalen und nach Unterbrechungen in der Übertragungsstrecke dem richtigen Gleichspannungspegel hinter dem Reihenkondensator beizubehalten, wodurch der Aufbau sowie die Einstellung dieses Korrekturkreistyps verwickelt ist.

Ebenso wie die Korrekturkreise, die KJemmtechniken anwenden, ist dieser letztgenannte Typ von Korrekturkreis weniger geeignet für Impulssignale mit höheren Übertragungsgeschwindigkeiten als die Nennübertragungsgeschwindigkeit, auf der der Entwurf der Empfängereingangsfilter basiert ist, und für bereits vorverzerrte Impulssignale, in denen die Dauer der Arbeitselemente der der Ruheelemente nicht entspricht- da die beiden Typen von Korrekturkreisen in diesen Fällen eine wesentlich zusätzliche Verzerrung in den regenerierten Impulssignalen herbeiführen.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine neue Konzeption eines Korrekturkreises in einem Empfänger der eingangs erwähnten Art zu schaffen, welcher Korrekturkreis sogar für Impulssignale, in denen die Abweichungen gegenüber den Nennspitiociwerten und Übertragungsgeschwindigkeiten bis 50% anteigen, und für Impulssignale mit Vorverzerrungen bis 30% die Störungen im Gleichspannungspegel über einen großen Störungsbereich sehr genau korrigiert und eine minimale zusätzliche Verzerrung in den regenerierten Impulssignalen herbeiführt, welcher Korrekturkreis trotzdem einen einfachen Aufbau und eine einfache Einstellung hat und außerdem sich durchaus zur Integration in einem Halbleiterkörper eignet

Der erfindungsgemäße Empfänger weist das Kennzeichen auf, daß der Korrekturkreis zwei parallele Zweige enthält, deren Eingang an den Empfängereingangskreis und deren Ausgang an den Impulsregenerator angeschlossen ist, wobei der erste Zweig einen Reihenkondensator enthält und der zweite Zweig einen Spitzendetektor zur Ableitung eines Schwellensignals aus den Spitzenwerten der binären Impulssignale sowie einen Vergleicher zur Erzeugung eines binären Entscheidungssignals in Abhängigkeit vom Schwellensignal sowie von den binären Impulssignalen, welcher Vergleicher über einen Widerstand mit dem Ausgang des zweiten Zweiges gekoppelt ist, wobei die vom Widerstand im zweiten Zweig und vom Reihenkondensator im ersten Zweig gebildete Zeitkonstante viel größer ist als die Dauer eines Elementes in den binären Impulssignalen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 einen erfindungsgemäßen Empfänger,

F i g. 2, 3 und 4 eine Anzahl Zeitdiagramme 7<jr Erläuterung der Wirkungsweise des im Empfänger nach F i j,. I verwendeten Korrekturkreises,

F i g. 5 und 6 eine Abwandlung des in F i g. 1 verwendeten Korrekturkreises,

F i g. 7 eine Anzahl Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Korrekturkreises nach F i g. 6,

F i g. 8 eine Abwandlung des Korrekturkreises nach Fig. 6,

F i g, 9 eine Anzahl Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Korrekturkreises nach P i g. 8.

Der in F i g. 1 dargestellte Empfänger ist als Kanalempfänger in einem Trägerfrequenztelegraphiesystem eingerichte· in dem Telegraphiesignale mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von beispielsweise 50 Baud mit Hilfe von Frequenzumtastung übertragen werden, Pro Kanal ist eine Bandbreite von 120 Hz verfügbar, und die Frequenzverschiebung zwischen der

Arbeits- und Ruhefrequenz beträgt 2 χ 30 Hz.

Die der Übertragungsstrecke entnommenen Signale, die in ihrer Frequenz entsprechend den Elementen des Telegraphiesignäls variieren, treten am Eingang 1 des Empfängers in F ί g. i auf. In einem Eingangskreis 2 werden diese Signale über ein Kanalfilter 3 mit einer Bandbreite von 120 Hz und einen begrenzenden Verstärker 4 einem Frequenzdiskriminator 5 zugeführt, der eine positive und negative Gleichspannung abgibt abhängig davon, ob die Arbeits- oder Ruhefrequenz empfangen wird. An den Frequenzdiskriminator 5 ist ein Operationsverstärker 6 angeschlossen, dessen Ausgang über Widerstände 7,8 mit dem invertierenden Eingang gekoppelt ist, so daß der Eingangskreis 2 eine niedrige Ausgangsimpedanz aufweist und praktisch als Spannungsquelle wirksam ist, der das Telegraphiesignal im Basisband entnommen wird.

Dieses Telegraphiesignal wird über einen Kreis 9 zur automatischen Korrektur während der Übertragung verursachter Störungen im Gleichspannungspegel einem Impulsregenerator 10 mit hoher Eingangsimpedanz zugeführt Dieser Impulsregenerator 10 wird vorzugsweise durch einen Operationsverstärker 11 mit einem nicht invertierenden Eingang für das zu regenerierende Telegraphiesignal und einem invertierenden Eingang für ein Bezugssignal gebildet, das einer Bezugsquelle 12 mit Hilfe eines einstellbaren Spannungsteilers 13 entnommen wird. Das regenerierte Telegraphiesignal wird zur Weiterverarbeitung zu einem Verbraucher 14 weitergeleitet.

Zur Erhaltung einer äußerst genauen Korrektur der Störungen im Gleichspannungspegel des Telegraphiesignäls enthält der Korrekturkreis 9 im erfindungsgemäßen Empfänger zwei parallele Zweige 15, 16, deren Eingang an den Empfängereingangskreis 2 und deren Ausgang an den Impulsregenerator 10 angeschlossen ist. Der erste Zweig 15 enthält einen Reihenkondensator 17. und der zweite Zweig 16 enthält einen Spitzendetektor 18 zur Ableitung eines Schwellensignals aus den Spitzenwerten des Telegraphiesignäls sowie einen Vergleicher 19 zur Erzeugung eines binären Entscheibildet hier den konstanten Signalwert, der von den Spitzenwerten des Telegraphiesignäls subtrahiert wird, so daß das Schwellensignal am Kondensator 24 auftritt. Der Vergleicher 19 wird durch einen Operationsverstär·¹ ker mit einem nicht invertierenden Eingang für das Telegraphiesignal am Ausgang des Verstärkers 23 und einen invertierenden Eingang für das Schwellensigna! am Verbiftdungspunkt der Dioden 21, 22 und des Kondensators 24 gebildet

Solange im Telegraphiesignal kein Übergang auftritt, bleibt das im Kondensator 24 gespeicherte Schwellensignal konstant. Wenn jedoch ein Übergang im Telegraphiesignal auftritt, muß dieses Schwellensignal so lange konstant bleiben, daß der Vergleicher 19 diesen Übergang ermitteln kann und dieses Schwellensignal muß sich danach schnell auf den Wert einstellen, der zu dem neuen Spitzenwert des Telegraphiesignäls gehört. Da unmittelbar nach dem Anfang eines Überganges die beiden Dioden 21, 22 nicht leitend sind und die Entladung über den Widerstand 25 eine große Zeitkonstante aufweist, bleibt das im Kondensator 24 gespeicherte Schwellensignal konstant. In dem Augenblick, wo der Unterschied zwischen dem Telegraphiesignal und dem Schwellensignal ihr Vorzeichen ändert, tritt ein Übergang im binären Entscheidungssignal des Vergleichers 19 auf. Auch danach bleibt das Schwellensignal konstant, bis der Unterschied zwischen dem Telegraphic- und Schwellensignal wieder einen Wert entsprechend der Kniespannung der Dioden 21, 22 erreicht In dem Augenblick wird eine der Dioden 21,22 leitend, so daß sich der Kondensator 24 über die leitende Diode entladen kann, bis am Ende des Überganges das Telegraphiesignal seinen neuen Spitzenwert erreicht und gleichzeitig das Schwellensignal seinen zugehörenden Wert Infolge des äußerst geringen Widerstandes der leitenden Diode ist die Zeitkonstante der Entladung des Kondensators 24 über diese Diode sehr klein, und das Schwellensignal kann sich nach der Ermittlung des Überganges im Vergleicher 19 tatsächlich schnell auf den richtigen neuen Wert einstellen.

Obenstehendes ist in den Zeitdiagrammen von F i g. 2

sowie vom Telegraphiesignal, welcher Vergleicher 19 über einen Widerstand 20 mit dem Ausgang des zweiten Zweiges 16 gekoppelt ist Die vom Widerstand 20 im Zweig 16 und vom Reihenkondensator 17 im Zweig 15 gebildete Zeitkonstante ist dabei viel größer als die Dauer eines Elementes im Telegraphiesignal.

Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 wird das Schwellensignal im zweiten Zweig 16 aus den Spitzenwerten des telegraphiesignäls dadurch abgeleitet daß von diesen Spitzenwerten ein konstanter Signalwert subtrahiert wird; weiter wird das binäre Entscheidungssignal dadurch erhalten, daß die Differenz zwischen diesem Schwellensignal und dem Telegraphiesignal verstärkt und begrenzt wird.

Dazu enthält der Spitzendetektor 18 in Fig. 1 zwei Dioden 21, 22, deren ungleichnamige Elektroden miteinander verbunden sind und wobei der eine Verbindungspunkt mit dem Eingang des Zweiges 16 über einen Trennverstärker 23 und der andere Verbindungspunkt mit einem Punkt mit Potential Null über einen Kondensator 24 gekoppelt ist Dieser Kondensator 24 ist von einem Widerstand 25 mit einem derartigen Wert überbrückt daß die Zeitkonstante der Entladung des Kondensators 24 über den Widerstand 25 viel größer ist als die Dauer eines Elementes im Telegraphiesignal. Die Kniespannung der Dioden 21,22 «SU. «-IK.,to.« ;-. Aa- An*

Ausgang des Verstärkers 23 durch die Kurve a dargestellt ist Das mit Hilfe des Spitzendetektors 18 aus der Kurve a abgeleitete Schwellensignal ist in F i g. 2 durch die Kurve b dargestellt wobei V_c der konstante Signalwert entsprechend der Kniespannung der Dioden 21, 22 ist Weiter ist das vom Vergleicher 19 erzeugte Entscheidungssignal in F i g. 2 durch die Kurve c

dargestellt wobei die Übergänge zu den Zeitpunkten stattfinden, an denen die Kurve a die Kurve b schneidet Diese Zeitpunkte werden nicht von Störungen im Gleichspannungspegel des Telegraphiesignäls beeinflußt Diese Störungen gelangen ja in einer Verschie-

bung von der Nullinie der Kurve a, beispielsweise in die Lage, die in Fig.2 durch die gestrichelte Linie d angegeben ist, zum Ausdruck, aber durch eine derartige Verschiebung ändert sich die Lage der Kurve b gegenüber der Kurve a nicht und folglich tritt auch

keine Änderung in der Lage der Schnittpunkte der Kurven a und b auf. Diese Störungen haben ebenfalls keinen Einfluß auf die beiden Pegel der Kurve c, die durch den Vergleicher 19 völlig bestimmt werden. Die Pegel des Entscheidungssignals am Ausgang des Vergleichers 19 sind auf die Nennspitzenwerte des Telegraphiesignäls am Ausgang des Empfängereingangskreises 2 eingestellt

An Hand der Zeitdiagramme in Fi g. 3 wird nunmehr

J . . r% c

lilt l CtC-

graphiesignal a durch die Nullinie b gegenüber den Übergängen im Entscheidungssignal d entspricht dieses Entscheidungssignal d dem korrekt regenerierten Telegraphiesignal a. Die dem Telegraphiesignal a inhärenten Gleichspannungsanteile sind also in diesem Entscheidungssignal rf vorhanden, dies im Gegensatz zu den störenden Gleichspannungsanteilen.

Der Widerstand 20 im zweiten Zweig 16 und der Kondensator 17 im ersten Zweig 15 bilden nun ein Tiefpaßfilter für das Entscheidungssignal dam Ausgang des Vergleichers 19, so daß der zweite Zweig 16 ausschließlich die dem Telegraphiesignal a inhärenten Gleichspannungsanteile durchläßt und am Ausgang dieses zweiten Zweiges 16 ein Signal auftritt mit der durch die Kurve e in F i g. 3 dargestellten Form. Dieser Kondensator 17 und dieser Widerstand 20 bilden zugleich ein Hochpaßfilter für das Telegraphiesignal a am Ausgang des Empfängereingangskreises 2, so daß der erste Zweig 15 ausschließlich die durch die Kurve c in F i g. 3 dargestellten Wechselspannungsanteile durchläßt.

Die Kombination der Ausgangssignale c und e des ersten Zweiges 15 bzw, des zweiten Zweiges 16 ergibt am Ausgang des Korrekturkreises 9 ein Telegraphiesignal mit der durch die Kurve /in Fig.3 dargestellten Form. Die störenden Gleichspannungsanteile des

IO

15

20

die Wirkungsweise des Korrekturkreises im Empfänger nach der Erfindung näher erläutert.

Am Ausgang des Empfängereingangskreises 2 wird ein Telegraphiesignal rnif beispielsweise der durch die Kurve a in Fig.3 dargestellten Form erhalten. Dieses Telegraphiesignal kann als die Zusammensetzung dreier Typen von Anteilen betrachtet werden:

1) Wechiielspannungsanteile, die mit den Übergängen im Telegraphiesignal zusammenhängen,

2) Gleichspannungsanteile, die demTelegrä.phiesignal inhärent sind,

3) Gleichspannungsanteile infolge von Störungen im Gleichspannungspegel des Telegraphiesignals während der Übertragung.

In F i g. 3 sind die störenden Spannungsteile durch eine Verschiebung s von der idealen Nullinie b der Kurve a gegenüber der reellen Nullinie dargestellt. Weiter ist vorausgesetzt, daß beim Fehlen dieser störenden Gleichspannungsanteile das Telegraphiesignal immer seinen Nennspitzenwert + V_p und - V_p erreicht, mit anderen Worten, die Spitzenwerte der Kurve a in F i g. 3 in einem Abstand V_p von der idealen Nullinie b liegen.

Die beiden Zweige 15 und 16 des Korrekturkreises 9 sperren die störenden Gleichspannungsanteile des Telegraphiesignals a am Ausgang des Empfängereingangskreises 2. Im ersten Zweig 15 läßt ja der Reihenkondensator 17 weder störende noch die dem Telegranhiesignal a inhärenten Gleichspannungsanteile durch, so daß am Ausgang des ersten Zweiges 15 ein Signal auftritt mit der durch die Kurve c in F i g. 3 ' dargestellten Form. Auch im zweiten Zweig 16 werden die störenden Gleichspannungsanteile des Telegraphiesignals a nicht durchgelassen, da sie weder auf die Pegel noch auf die Übergangszeitpunkte des Entscheidungssignals des Vergleichers 19 irgendeinen Einfluß haben, wie bereits obenstehend erläutert wurde. Dadurch tritt am Ausgang der Vergleichers 19 im zweiten Zweige 16 ein Entscheidungssignal mit der durch die Kurve d in Fig.3 dargestellten Form auf. Abgesehen von einer 1:

45

50

55

6o

65 Telegraphiesignals a sind vom Korrekturkreis 9 Völlig eliminiert und sind folglich nicht mehr im Telegraphiesignal /vorhanden, sondern die Wechselspannungsanteile Und die dem Telegraphiesignal a inhärenten Gleichspannungsanteile sind dagegen anwesend. Außerdem ist ihr gegenseitiges Verhältnis richtig, da die Pegel des Entscheidungssignals t/den Nennspitzenwerten des Telegraphiesignals a entsprechen Und das Tiefpaßfilter für das Entscheidungssignal ,d durch dieselben Elemente gebildet wird, die auch das Hochpaßfilter für das Telegraphiesignal a bilden. Die Zeitkonstanten der beiden Filter sind also dieselben und praktisch denen des Widerstandes 20 mit dem Kondensator 17 gleich, da der Eingangskreis 2 sowie der Vergleicher 19 eine niedrige Ausgangsimpedanz aufweisen und folglich praktisch als Spannungsquelle wirksam sind, während der Impulsregenerator 10 sowie der Trennverstärker 23 eine sehr hohe Eingangsimpedanz aufweisen und folglich ihnen zugeführte Signale praktisch nicht beeinflussen. Wie erwähnt ist die Zeitkonstante des Widerstandes 20 mit dem Kondensator 17 viel größer als die Zeitdauer eines Elementes im Telegraphiesignal a. Die im Entscheidungssignal d vorhandenen Wechselspannungsanteile, die mit den Übergängen zusammenhängen, werden also völlig unterdrückt, während die bereits erwähnte Zeitverzögerung des Telegraphiesignals a gegenüber dem Entscheidungssignal d, welche Verzögerung kleiner ist als die Zeitdauer eines Elementes im Telegraphiesignal a, keinen spürbaren Einfluß auf das Ausgangssignal e des zweiten Zweiges 16 hat. Die Form des Telegraphiesignals /am Ausgang des Korrekturkreises 9 entspricht daher genau der Form des Telegraphiesignals a am Ausgang des Empfängereingangskreises 2, wobei die reelle Nullinie des Telegraphiesignals /mit der idealen Nullinie b des Telegraphiesignals a zusammenfällt.

Auf diese Weise werden die Störungen im Gleichspannungspegel des Telegraphiesignals, welche Störungen in der Praxis bis ±15% des Nenn-Spitze-zu-Spitzenwertes des Telegraphiesignals ansteigen können, immer vom beschriebenen Korrekturkreis 9 äußerst

weitet wiiu

genau Λυι f igtet i.

spannungspegel am Ausgang dieses Korrekturkreises 9 auch für einen beliebig langen statischen Zustand des Telegraphiesignals beibehalten, da der zweite Zweig 16 die dazu erforderliche galvanische Kontinuität gewährleistet Dadurch, daß das Telegraphiesignal am Ausgang des Korrekturkreises dem Impulsregenerator 10 zugeführt wird, dessen Bezugssignal auf den richtigen Wert (in diesem Fall auf den Wert Null) eingestellt ist, wird das Telegraphiesignal äußerst genau regeneriert

Bei der bisher gegebenen Erläuterung wurde vorausgesetzt, daß beim Fehlen störender Gleichspanhungsanteile das Telegraphiesignal am Ausgang des Empfängereingangskreises 2 immer seine Nennspitzenwerte erreicht In der Praxis weisen die augenblicklichen Spitzenwerte des Telegraphiesignals jedoch oft wesentliche Abweichungen gegenüber diesen Nennspitzenwerten auf.

Die Ausführungsform der Filter im Empfängereingangskreis 2 (Kanalfilter 3 und das in F i g. 1 nicht näher dargestellte Nachdetektionsfilter des Frequenzdiskriminators 5) spielt eine wichtige Rolle beim Auftritt dieser abweichenden Spitzenwerte. Diese Filter müssen derart ausgelegt werden, daß sie einerseits die Signale im eingenen Kanal möglichst wenig beeinflussen, aber andererseits die Signale in benachbarten Kanälen möglichst gut unterdrücken. Außerdem muß bei ihrem

*~*-i ΙΓίΓΊιΓίϋι miUifa'f Μ ι

ίο

Entwurf die Tatsache berücksichtigt werden, daß in vielen Anwendungsbereichen erfordert wird, daß der Empfänger auch noch auf die richtige Weise funktion fiiert, Wenn die Telegräphiesignale mit höheren Geschwindigkeiten als die Nennübertragungsgeschwindigkeit des Kanals übertragen Werden. Die praktische Ausbildung der Filter ist immer ein Kompromiß zwischen dieser!Sntwurfsanforderungen.

Eine Folge dieses Kompromisses ist, daß die augenblicklichen Spitzenwerte nicht nur durch Rausch' anteile und monochromatische Störungen im eigenen Kanal beeinflußt werden, sondern auch durch Signale in benachbarten Kanälen. Eine andere Folge ist, daß diese Spitzenwerte auch von der Folge der Kennzustände A und Z im Telegraphiesignal abhängig sind; diese Spitzenwerte sind beispielsweise für abwechselnd auftretende Arbeits- und Ruheelemente niedriger als für einen statischen Zustand. Eine weitere Folge ist, daß diese Spitzenwerte ebenfalls von der Übertragungsgeschwindigkeit des Telegraphiesignals abhängen; beispielsweise für ein Telegraphiesignal mit wechselnd auftretenden Arbeits- und Ruheelementen, die mit einer um 50% höheren Geschwindigkeit übertragen werden als die Nennübertragungsgeschwindigkeit (in F i g. 1 also mit einer Geschwindigkeit von 75 Baud statt 50 Baud), sinkt der Spitze-zu-Spitzenwert bis auf etwa 50% des Nenn-Spitze-zu-Spitzenwertes. Ein ähnlicher Einfluß hat die Übertragung eines vorverzerrten Telegraphiesignals; beispielsweise für ein Telegraphiesignal mit einer Nennübertragungsgeschwindigkeit, wobei die Dauer der isolierten Arbeitselemente zweimal größer ist als die der isolierten Ruheelemente sinkt der augenblickliche Spitzenwert für ein isoliertes Ruheelement ebenfalls bis auf etwa 50% des Nennspitzenwertes.

Da im betreffenden Korrekturkreis 9 das Schwellensignal im zweiten Zweig 16 aus den Spitzenwerten des Telegraphiesignals am Ausgang des Empfängereingangskreises 2 abgeleitet wird, werden die beschriebenen Abweichungen gegenüber den Nennspitzenwerten zu den Zeitpunkten der Übergänge im Entscheidungssi-

gnui, uaa uci τ tigicit~nci i» ciz.cugi, einen aiutcliucl!

Einfluß haben. Dieser Einfluß wird an Hand der Zeitdiagramme in Fig.4 näher erläutert, in der vorausgesetzt ist, daß im Telegraphiesignal keine störenden Gleichspannungsanteile vorhanden sind.

Wenn ein Telegraphiesignal mit beispielsweise der durch die Kurve a in Fig.4 dargestellten Form mit Nennübertragungsgeschwindigkeit übertragen wird und wenn das Telegraphiesignal am Ausgang eines Eingangskreises 2 immer seine Nennspitzenwerte erreicht, wird dieses letztere Telegraphiesignal die durch die Kurve b in F i g. 4 dargestellte Form aufweisen (vgl. Kurve a in F i g. 3) und das Entscheidungssignal am Ausgang des Vergleichers 19 die durch die Kurve c in F i g. 4 dargestellte Form (vgl. die Kurve dm F i g. 3).

Die abweichenden Spitzenwerte, die durch Rauschanteile und monochromatische Störungen im Eigenkanal, durch Signale in benachbarten Kanälen und durch die Folge der Kennzustände A und Z im Telegraphiesignal verursacht werden, führen jedoch dazu, daß in der Praxis am Ausgang des Vergleichers 19 ein Entscheidungssignal mit beispielsweise der durch die Kurve din F i g. 4 dargestellten Form auftritt In diesem Entscheidungssigna! d treten nicht nur beliebige Abwandlungen zu den Zeitpunkten der gewünschten Überginge auf, sondern auch Streuübergänge in der Nähe der gewünschten Übergänge. Dieser Typ von Schwankungen der gewünschten übergangszeitpunkte ist in den Ausgangssignalen des Impulsregenerators 10 durchaus Unzulässig. Im betreffenden korrekturkreis 9 haben diese Schwankungen auf das Ausgangssignal des zweiten Zweiges 16 praktisch keinen fiinfluß (vgl. Kurve e in F i g. 3). Das Entscheidungssignal d in Fi g, 4 kann nämlich als die Zusammenstellung des Entscheidungs^ signals c in F i g. 4 und der störenden Wechselspannungsarifeile, die mit den Übergängen in dem Entschei-

dungssignal c zusammenhängen, betrachtet werden. Wie bereits eingehend erläutert wurde, werden die mit den Übergängen einhergehenden Wechselspannungsänteile des Entscheidungssignals c durch das Tiefpaßfilter völlig unterdrückt, welches Filter durch den Widerstand 20 im zweiten Zweig 16 und den Kondensator 17 im ersten Zweig 15 gebildet wird, so daß auch die störenden Wechselspannungsanteile des Entscheidungssignals d durch dieses Tiefpaßfilter 20,17 völlig unterdrückt werden. Die durch abweichenden Spitzenwerte herbeigeführten Schwankungen im Entscheidungssignal d dringen also praktisch nicht in das Ausgangssignal des Korrekturkreises 9 durch (vgl. Kurve /in Fig.3) und folglich verursacht dieser Korrekturkreis 9 auch bei von den Nennspitzenwerten abv/eichenden Spitzenwerten im Telegraphiesignal des Eingangskreises 2 praktisch keine zusätzliche Verzerrung in den Ausgangssignalen des Impulsregenerators 10.
Die obenstehenden Betrachtungen gelten ebenfalls für die abweichenden Spitzenwerte, die durch eine höhere Übertragungsgeschwindigkeit oder eine Vorverzerrung des Telegraphiesignals verursacht werden. Wenn ein Telegraphiesignal mit einer um 50% höheren Geschwindigkeit als die Nennübertragungsgeschwindigkeit übertragen wird und dieses Signal beispielsweise die durch die Kurve e in Fig.4 dargestellte Form aufweist, wird infolge dieser höheren Geschwindigkeit am Ausgang des Eingangskreises 2 ein Telegraphiesignal mit der durch die Kurve /in Fig.4 dargestellten Form und am Ausgang des Vergleichers 19 ein Entscheidungssignal mit der durch die Kurvt g in F i g. 4 jfc i:t:

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bei einem vorverzerrten Telegraphiesignal mit einer beispielsweise durch die Kurve h in F i g. 4 dargestellten Form infolge der Vorverzerrung das Telegraphiesignal am Ausgang des Eingangskreises 2 die durch die Kurve i in Fig.4 dargestellte Form aufweisen und das ' Entscheidungssignal am Ausgang des Vergleichers 19 die durch die Kurve j in F i g. 4 dargestellte Form. Wie in Fig.4 angegeben ist, verursachen die abweichenden Spitzenwerte erhebliche Änderungen in den Zeitverzögerungen der Nulldurchgänge in den Telegraphiesignalen / und / gegenüber den Übergängen in den Entscheidungssignalen g und j. Jedoch auch diese

Schwankungen der gewünschten Übergangszeitpunkte sind als mit den Nulldurchgängen in Telegraphiesignalen /und / einhergehende störende Wechselspannungsanteile zu betrachten, die auf obenstehend erläuterte Weise vom Tiefpaßfilter 20, 17 völlig unterdrückt

werden. Die durch eine höhere Übertragungsgeschwindigkeit oder eine Vorverzerrung verursachten Schwankungen dringen also auch nicht in der Praxis in das Ausgangssignal des Korrekturkreises 9 durch, so daß auch in diesen Fällen der betreffende Korrekturkreis 9

es praktisch keine zusätzliche Verzerrung in den Ausgangssignalen des Impulsregenerators 10 herbeiführt

Auf diese Weise haben sogar die größten in der Praxis auftretenden Abweichungen bezüglich der Nennspit-

zenwerten und Nennübertragungsgeschwindigkeiten und die größte in der Praxis auftretende Vorverzerrung keinen Einfluß auf das einwandfreie Funktionieren des beschriebenen Kreises zur automatischen Korrektur von Störungen im Gleichspannungspegel des Telegrap'hiesignals, welcher Korrekturkreis auch im ungünstigsten Fall keine spürbare zusätzliche Verzerrung im regenerierten Telegraphiesignal herbeiführt.

Alle erwähnten Vorteile werden außerdem mit Hilfe eines Korrekturkreises erhalten, dessen Aufbau äußerst einfach ist und der äußere Einstellungen vermeidet. Weiter brauchen keine Sondermaßnahmen an die Toleranzen der jeweiligen Bauelemente gestellt zu werden, so da3 der Korrekturkreis ziemlich einfach als monolithische oder hybride integrierte Schaltung ausgebildet werden kann.

F i g. 5 zeigt eine Abwandlung des Korrekturkreises 9 in Fig. 1, wobei entsprechende Elemente in den beiden Figuren mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Der KorreHurkreis in Fig.5 weicht nur was die Ausbildung des zweiten Zweiges 16 anbelangt von dem in F i g. 1 ab. In F i g. 5 ist der Trennverstärker 23 zugleich als Differenzerzeuger wirksam mit einem nicht invertierenden Eingang für das dem zweiten Zweig 16 zugeführte Telegraphiesignal und mit einem invertierenden Eingang, an den der Verbindungspunkt der Dioden 21, 22 und des Kondensators 24 im Spitzendetektor 18 angeschlossen ist, und zwar über einen Verstärker 26 mit einem großen Verstärkungsfaktor. Weiter ist der invertierende Eingang des Vergleichers 19 mit einem Punkt mit Potential Null verbunden.

Was die Wirkungsweise des zweiten Zweiges 16 des Korrekturkreises anbelangt, gibt es keinen Unterschied zwischen den Ausbildungen nach F i g. 1 und 5, es sei denn, daß in Fig.5 der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 26 viel größer ist als eins. Wenn beispielsweise aus nicht invertierenden Eingang des Differenzerzeugers 23 ein Telegraphiesignal auftritt mit der durch die Kurve a in F i g. 2 dargestellten Form, hat das am invertierenden Eingang des Differenzerzeugers 23 auftretende Schwellensignal ebenfalls die Form der Kuivc b in Fig. 2, »υ üau üas Differenzsignai am Ausgang des Differenzerzeugers 23 ebenfalls sein Vorzeichen ändert zu den Zeitpunkten, zu denen die Kurve a die Kurve b schneidet. Das vom Vergleicher 19 in F i g. 5 erzeugte Entscheidungssignal entspricht also dem des Vergleichers 19 in Fig. 1 völlig und hat die Form der Kurve c in F i g. 2.

F i g. 6 zeigt eine andere Abwandlung des Korrekturkreises 9 in Fig. 1, wobei entsprechende Elemente in diesen beiden Figuren wieder mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Der Korrekturkreis in fig,6 weicht von dem ir F i g. 1 dadurch ab, daß das Schwellensignal im zweiten Zweig 16 nun durch den algebraischen Mittelwert der positiven und negativen Spitzenwerte des Telegraphiesignals gebildet wird.

Dazu enthält der Spitzendetektor 18 in F i g. 6 zwei Parallelzweige zwischen seinem Eingang und einem Punkt mit dem Potential Null, wobei jeder Zweig durch die Reihenschaltung aus einer Diode 21, 22 und einem Kondensator 27,28 gebildet wird und die Dioden 21,22 derart geschaltet sind, daß der eine Zweig 21,27 einen Spitzendetektor für positive Werte des Telegraphiesignals bildet und der andere Zweig 22, 28 einen Spitzendetektor für negative Werte. Die Verbindungspunkte der Dioden 21,22 und der Kondensatoren 27,28 sind über zwei gleiche und große Widerstände 29, 30 miteinander verbunden und der Verbindungspunkt dieser Widerstände ist mit dem Punkt mit dem Potential Null über einen größten Widerstand 31 verbunden. Die Werte der Kondensatoren 27, 28 und der Widerstände 29, 30, 31 sind derart gewählt worden, daß die Zeitkonstante der Entladung dieser Kondensatoren 27, 28 viel größer ist als die Dauer eines Elementes im Telegraphiesignal. Das gewünschte Schwellensignal tritt im Verbindungspunkt der Widerstände 29, 30, 31 auf, an welchen Punkt der invertierende Eingang des

ίο Vergleichers 19 angeschlossen ist.

Die Wirkungsweise des zweiten Zweiges 16 in F i g. 6 wird nun an Hand der Zeitdiagramme in Fig.7, in denen das Telegraphiesignal am Ausgang des Trennverstärkers 23 durch die Kurve a dargestellt ist, erläutert Die störenden Gleichspannungsanteile sind in Fip. 7 durch die Verschiebung svon der idealen Nullinie b der Kurve a gegenüber der reellen Nullinie dargestellt; weiter ist wieder vorausgesetzt worden, daß die Spitzenwerte der Kurve a im Nennabstand V_p von der idealen Nullinie b liegen.

Für positive Werte des Telegraphiesignals a ist die Diode 22 nicht leitend und der Kondensator 27 wird dann über die Diode 21 bis praktisch den positiven Spitzenwert + (V_p + s) aufgeladen. Für negative Werte des Telegraphiesignals a ist die Diode 21 nicht leitend, und der Kondensator 28 wird dann über die Diode 22 bis praktisch den negativen Spitzenwert -(Vp-s) aufgeladen. Da die Entladung der Kondensatoren 27, 28 eine große Zeitkonstante aufweist, wird am Verbindungspunkt der gleichen Widerstände 29,30 ein Schweilensignal auftreten, das dem algebraischen Mittelwert der positiven und negativen Spitzenwerte praktisch entspricht, in einer Formel:

[(V_p+s)-(V_p-sJ\/2 =

Dieses Schwellensignal entspricht also der Verschiebung der idealen Nullinie b der Kurve a gegenüber der reellen Nullinie. Das vom Vergleicher 19 erzeugte Entscheidungssignal ist in F i g. 7 durch die Kurve c dargestellt, in der die Übergänge zu den Zeitpunkten stattfinden, zu denen die Kurve a ihre ideale Nullinie b schneidet. Die störenden Gieichspannungsanteiie des Telegraphiesignals a haben also weder auf di: Pegel noch auf die Übergangszeitpunkte dieses Entscheidungiisignals c einen Einfluß. Aus Ausgang des zweiten Zweiges 16 in F i g. 6 werden dann die dem Telegraphiesignal a inhärenten Gleichspannungsanteile auf dieselbe Art und Weise erhalten wie in F i g. 1 mit Hilfe des Tiefpaßfilters, das durch den Widerstand 20 und den

so Kond ensator 17 gebildet wird.

Ebenso wie in den Korrekturkreisen von F i g. 1 und 5 werden auch im Korrekturkreis von F i g. 6 die in der Praxis auftretenden Abweichungen gegenüber den Nennspitzenwerten des Telegraphiesignals Schwankun-

gen der gewünschten Übergangszeitpunkte im Entscheidungssignal verursachen. Jedoch auch in diesem Fall können diese Schwankungen als störende Wechselspanmingsanteile betrachtet werden, die mit Nulldurchgängen des Telegraphiesignals zusammenhängen und auf die bereits eingehend erläuterte Weise vom Tiefpaßfilter 20, 17 völlig unterdrückt werden. Darum haben auch im Ausführungsbeispiel nach F i g. 6 die Schwankungen der Übergangszeitpunkte im Entscheidungssignal praktisch keinen Einfluß auf das einwandfreie Funktionieren des Korrekturkreises und führt auch dieser Korrekturkreis keine spürbare zusätzliche Verzerrung im regenerierten Telegraphiesignal herbei. F i g. 8 zeigt eine Abwandlung des Korrekturkreises

nach Fig.6, wobei entsprechende Elemente in den beiden Figuren mit denselben Bezugszeichen angegeben sind.

Im zweiten Zweig 16 des Korrekturkreises nach Fig.8 werden die dem Telegraphiesignal inhärenten Gleichspannungsanteile aus dem Ausgangssignal des Korrekturkreises und nicht aus dem Eingangssignal, wie bei Fig.6 abgeleitet. Die Telegraphiesignale am Eingang und am Ausgang des Korrekturkreises weichen nur darin voneinander ab, daß die störenden Gleichspannungsanteile im Telegraphiesignal am Ausgang nicht mehr vorhanden sind. Dadurch, daß zur Rückgewinnung der dem Telegraphiesignal inhärenten Gleichspannungsanteile von diesem Telegraphiesignal am Ausgang ausgegangen wird, wird im Korrekturkreis nach F ι g. 8 ein größerer dynamischer Bereich erhalten als in dem nach F i g. 6. Weiter ist der Zweig 16 in F i g. 8 derart eingerichtet, daß die galvanische Kontinuität des Korrekturkreises beibehalten wird, so daß der richtige Pegel des Telegraphiesignals am Ausgang auch für einen beliebig langen statischen Zustand des Telegraphiesignals am Eingang gewährleistet ist.

Dazu enthält der Zweig 16 in F i g. 8 einen Summierkreis 32, von dem ein erster Eingang mit dem Eingang des Zweiges 16 über einen doppelseitigen Schwellenkreis 33 gekoppelt ist, der nu- die Werte des Telegraphiesignals durchläßt, die größer sind als die Sc'wellenpegel. Weiter ist der Ausgang des Zweiges 16 mn beiden Eingängen des Vergleichers 19 gekoppelt, und zwar über den Verstärker 23 mit dem nicht invertierenden Eingang und über den Verstärker 23 und den doppelten Spitzendetektor 18 mit dem invertierenden Eingang, während der Ausgang des Vergleichers 19 mit einem zweiten Eingang des Summierkreises 32 verbunden ist. Der Ausgang des Summierkreises 32 ist mit einer bistabilen Triggerschaltung 34 verbunden, deren Ausgang über den Widerstand 20 mit dem Ausgang des Zweiges 16 gekoppelt ist. Der doppelseitige Schwellenkreis 33 und der Summierkreis 32 sind derart ausgebildet, daß für Werte des Telegraphiesignals, die größer sind als die Schwellenpegel, der Einfluß des Telegraphiesignals auf das Ausgangssignal des Sumrnierkreises 33 stärker ist als der Einfluß des Entscheidungssignals am Ausgang des Vergleichers 19.

Der doppelseitige Schwellenkreis 33 in F i g. 8 enthält zwei Dioden 35, 36. deren ungleichnamige Elektroden miteinander verbunden sind, wobei der eine Verbindungspunkt mit dem Eingang des Zweiges 16 und der andere Verbindungspunkt mit dem ersten Eingang des Summierkreises 32 verbunden ist. Die Kniespannungen der Dioden 35, 36 bilden die Schwellenpegel des Schwellenkreises 33. der auf diese Weise eine sehr niedrige Impedanz für Telegraphiesignalwerte größer als die Kniespannung und eine sehr hohe Impedanz für Telegraphiesignalwerte kleiner als diese Kniespannung bildet. Diese Schwellenpegel werden niedriger als die möglichst niedrigen augenblicklichen Spitzenwerte des Telegraphiesignals gewählt und betragen beispielsweise + 0.3 V_n und -OJ Vp. wobei V_p wie zuvor der Nennspitzenwert ibt, Der Summierkreis 32 in Fig,8 wird durch einen Operationsverstärker 37 gebildet, dessen invertierende und nicht invertierende" Eingänge unmittelbar bzw, über einen Widerstand 38 mit einem Punkt mit Potential Null verbunden sind, Während die ersten und zweiten Eingänge des Summierkreises 32 unmittelbar bzw. über einen Widerstand 39 mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 37 verbunden sind. Die Werte der Widerstände 38,39 sind derart gewählt worden, daß der Bruchteil des Entscheidungssignals des Vergleichers 19, der am Eingang des Verstärkers 37 auftritt, immer kleiner ist als die Sehr eiienpegel des Schwellenkreises 33. Die bistabile Triggerschaltung 34 ist derart eingerichtet, daß ihr Ausgangssignal für ein positives Ausgangssignal des Summierkreises 32 positiv ist und umgekehrt und daß ihre Ausgangspegel den Nennspitzenwerten + V_p und - Vp des Telegraphiesignals entsprechen.

Die Wirkungsweise des zweiten Zweiges 16 in Fi g. 8 wird nun an Hand der Zeitdiagramme in Fig.9, in denen das Telegraphiesignal am Eingang des Zweiges 16 durch die Kurve a dargestellt ist, näher erläutert Ebenso wie in Fig.7 sind in Fig.9 die störenden Gleichspannungsanteile durch die Verschiebung s von der idealen Nullinie b der Kurve a gegenüber der reellen Nullinie dargestellt und ist wieder vorausgesetzt worden, daß die Spitzenwerte der Kurve a in Nennabstand V_p von der idealen Nullinie b liegen.

Weiter sind die Schwellenpegel des Schwellenkreises 33 durch + V, und - V₁ bezeichnet

Die Form des Eingangssignals des Verstärkers 37 wird nun dadurch abgeleitet, daß zunächst vorausgesetzt wird, daß der Vergleicher 19 ständig ein Signal mit dem Wert Null abgibt daß danach vorausgesetzt wird, daß nur der Zweig 15 das Telegraphiesignal a durchläßt und daß am Eingang des Schwellenkreises 33 ständig ein Signal mit dem W_-t Null auftritt, und daß zum Schluß die gegenseitige Beeinflussung des reellen Telegraphiesignals a und des reellen Entscheidungssignals des Vergleichers 19 berücksichtigt wird.

Im ersteren Fall tritt am Eingang des Verstärkers 37 ein Signal mit der durch die Kurve c in F i g. 9 dargestellten Form auf. da der Schwellenkreis 33 das Telegraphiesignal a praktisch ungeändert durchläßt für Werte größer als V, (denn eine der Dioden 35, 36 ist dann leitend und ihre Impedanz kann gegenüber den Widerständen 38, 39 vernachlässigt werden), aber der Schwellenkreis 33 das Telegraphiesignal a praktisch nicht durchläßt für Werte kleiner als V₁ (denn die beiden Dioden 35, 36 sind dann nicht leitend und gegenüber ihren Impedanzen können die Widerstände 38, 39 vernachlässigt werden).

Im zweiten Fall tritt am Eingang des Verstärkers 37 ein zweiwertiges Signal auf mit der durch die Kurve d in F i g. 9 dargestellten Form, in der die Übergänge zu den Zeitpunkten stattfinden, zu denen die Kurve a ihre ideale Nullinie schneidet. Denn bei Zufuhr des Telegraphiesignals a zum Verstärker 23 wird am Ausgang des Vergleichers 19 ein binäres Entsiheidungssignal auftreten, in dem die Übergangszeitpunkte mit den Schnittpunkten der Kurve a mit der idealen Nullinie b zusammenfallen, ungeachtet der Verschiebung s der idealen Nullinie b gegenüber der reellen Nullinie. wie bereits eingehend an Hand der F ι g. 7 erläutert wurde. Dasselbe Fntscheidungssignal tritt dann ebenfalls bei Zufuhr des Telegraphiesignals zum Ausgang des Korrekturkreises in Fig.8 auf. von dem vorausgesetzt wird, daß es nur darin vom Telegraphiesignal a

6Q abweicht, daß die Verschiebung 5 völlig ausgeglichen ist, im Hinblick auf die Wahl der Widerstände 38, 39 können die beiden Dioden 35,36 in diesem Fall niemals leitend sein, so daß der Bruchteil des Entscheidungssignals, der am Eingang des Verstärkers 37 auftritt, die Form der Kurve din F ig. 9 hat.

Bei Zufuhr des reellen Telegraphiesignals ä zum SGhwellenkreis 33 und des reellen Erilscheidungssignäls zum Summierkfeis 32 tritt am Eingang des Verstärkers

37 ein Signal auf mit der durch die Kurve e in Fig.9 dargestellten Form. Für Werte des Telegraphiesignals a größer als V, entspricht die Kurve e praktisch den Kurven c und a (denn eine der Dioden 35, 36 ist dann leitend und das Entscheidungssignal hat dann keinen Einfluß auf das Eingangssignal des Verstärkers 37). Für Werte des Telegraphiesignals a kleiner als V₁ entspricht die Kurve e praktisch der Kurve d (denn das Telegraphiesignal und das Entscheidungssignal können weder einzeln noch zusammen eine der beiden Dioden 35, 36 in den leitenden Zustand versetzen und das Telegraphiesignal hat dann keinen Einfluß auf das Eingangssignal des Verstärkers 37). Die Polarität des Ausgangssignals des Suinmierkreises 32 verläuft dann entsprechend der Kurve im Fig.9 und das binäre Ausgangssignal der bistabilen Triggerschaltung 34 hat dann die Form der Kurve g in Fig.9, in der die Übergänge zu den Zeitpunkten stattfinden, zu denen das Telegraphiesignal a seine ideale Nullinie b schneidet.

Auch in Fig 8 haben die störenden Gleichspnn- ?n nungsanteile des Telegraphiesignals a weder auf die Pegel noch auf die Übergangszeitpunkte des schlußendlichen Entscheidungssignal g einen Einfluß. Wie bereits eingehend erläutert wurde, werden dann die dem Telegraphiesignal inhärenten Gleichspannungsanteile mit Hilfe des Tiefpaßfilters 20, 17 erhalten und mit den Wechselspannungsanteilen des Telegraphiesignals a kombiniert, die mit Hilfe des Hochpaßfiliers 17, 20 erhalten werden. Dadurch tritt am Ausgang des Korrekturkreises in Fig. 8 ein Telegraphiesignal auf. JO dessen Form der des Telcgraphiesign.iK ;/ genau entspricht, von dem jedoch die reelle Nullinie mit der k,Viilen Nullinie b des Telegraphiesignals ,·; zusammenfallt: die obensichend gemachte Voraussetzung ist also berechtigt.

Die Schwankungen der Übergangs/citpunktc im schlußendlichcn [-ntschcidungssignal g. die durch die in der Praxis auftretenden Abweichungen gegenüber den Nennspitzenwerten des Telegraphiesignals verursacht werden, werden im Korrekturkreis nach Fig.8 auf dieselbe Art und Weise unterdrückt wie im Korrekturkreis nach Fi g. 6 (und zwar durch das Tiefpaßfilter 20, 17) und haben also auch hier keinen Einfluß auf das einwandfreie Funktionieren des Korrekturkreises. Auch das Auftreten langer statischer Zustände des Telegraphiesignals hat keinen Einfluß auf das einwandfreie Funktionieren des Korrekturkreises, da die galvanische Kontinuität dann vom Schwellenkreis 33 und vom Summierkreis 32 gewährleistet wird (die Werte des Telegraphiesignals a sind dann immer größer als V₁, so daß ausschließlich das Telegraphiesignal a die Polarität des schlußendlichen Entscheidungssignals ^bestimmt).

Der Korrekturkreis nach F i g. 8 weist folglich alle bereits erwähnten vorteilhaften Eigenschaften der Korrekturkreise nach den Fig. 1,5und8auf. Außerdem hat der Korrekturkreis nach Fig.8 einen größeren dynamischen Bereich, und zwar dadurch, daß die dem Telegraphiesignal inhärenten Gleichspannungsanteile aus dem Telegraphiesignal am Ausgang des Korrekturkreises zurückgewonnen werden. Obschon dazu der Zweig 16 in Fig.8 derart ausgebildet ist, daß eine positive Gleichspannungsrückkopplung vorhanden ist, die an sich unter bestimmten Umständen und insbesondere bei höherer als Nennübertragungsgeschwindigkeit oder bei Vorverzerrung einen unstabilen Gleichspannungspegel herbeiführen könnte, isi der Gleichspannungspegel am Ausgang des Korrekturkreises in F i g. 8 immer stabil, und zwar durch die Tatsache, daß im Zweig 16 auch eine negative Gleichspannungsrückkopplung vorhanden ist über den Spitzendelektor 18. Auf Grund des obenstehenden wird die in Fig. 8 dargestellte Ausführungsform des Korrekturkreises für eine praktische Verw irklichung bevorzugt.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

030 263/182

Claims

Patentansprüche:

1. Empfänger in einem Übertragungssystem für binäre Impulssignale mit einem Eingangskreis mit niedriger Ausgangsimpedanz, dem die binären Impulssignale im Basisband entnommen werden, einem an den Eingangskreis angeschlossenen Kreis zur automatischen Korrektur während der Übertragung verursachter Störungen im Gleichspannungspegel der binären Impulssignale und mit einem Impulsregenerator mit hoher Eingangsimpedanz, an den der Korrekturkreis und eine Bezugsquelle zur Regeneration der binären Impulssignale angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrekturkreis (9) zwei Parallelzweige (15, 16) enthält, deren Eingang an den Empfängereingangskreis (2) und deren Ausgang an den Impulsregenerator (10) angeschlossen ist, wobei der erste Zweig (15) einen ReiHenkondensator (17) enthält und der »weite Zweig (16) einen Spitzendetektor (18) zur Ableitung eines Schwellensignals aus den Spitzenwerten der binären Impulssignale sowie einen Vergleicher (19) zur Erzeugung eines binären Entscheidungssignals in Abhängigkeit vom Schwellensignal sowie von den binären Impulssignalen, welcher Vergleicher (19) über einen Widerstand (20) ■lit dem Ausgang des zweiten Zweiges (16) gekoppelt ist, wobei die vom Widerstand (20) im »weiten Zweig (16) und vom Reihenkondensator (17) Im ersten Zweig (15) gebildete Zeitkonstante viel größer ist als die Dauer eines Elementes in den binären Impulssignale i(Fig. ').

2. Empfänger nach Ansnruch 1, dadurch gekennteichnet, daß der Spitzendei ktor (18) mit dem Eingang des zweiten Zweiges (16) des Korrekturkreises (9) gekoppelt ist und der Vergleicher (19) durch einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang für die binären Impulssignale am Eingang des zweiten Zweiges (16), einem invertierenden Eingang für das vom Spitzendetektor

(18) herrührende Schwellensignal und einem Ausgang, der mit dem Widerstand (20) im zweiten Zweig (16) verbunden ist, gebildet wird (F i g. 1).

3. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennleichnet, daß der zweite Zweig (16) des Korrekturkreises (9) einen Differenzerzeuger (23) enthält mit tinem nicht invertierenden Eingang für die binären Impulssignale am Eingang des zweiten Zweiges (16), •inem invertierenden Eingang und einem Ausgang, der mit dem invertierenden Eingang über den Spitzendetektor (18) und einen Verstärker (26) für das vom Spitzendetektor (18) herrührende Schwellensignal gekoppelt ist, und weiter der Vergleicher

(19) durch einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang, der mit dem Ausgang des Differenzerzeugers (23) verbunden ist, einem invertierenden Eingang, der mit einem Punkt mit iezugspotential verbunden ist und mit einem Ausgang, der mit dem Widerstand (20) im zweiten Zweig (16) verbunden ist, gebildet wird (F i g. 5).

4. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Zweig (16) des Korrekturkreises (9) einen Summierkreis (32) enthält mit einem ersten Eingang, der mit dem Eingang des zweiten Zweiges (16) über einen doppelseitigen Schwellenkreis (33) gekoppelt ist, der die binären Impulssignale nur für Werte größer als vorbestimmte SchWellenpegel durchläßt, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der mit dem Ausgang des zweiten Zweiges (16) über den genannten Widerstand (20) gekoppelt ist, wobei der Spitzendetektor (13) mit dem Ausgang des zweiten Zweiges (16) gekoppelt ist und der Vergleicher (19) durch einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang für die binären Impulssignale am Ausgang des zweiten Zweiges (16), einem invertierenden Eingang für das vom Spitzendatektor (18) herrührende Schwellensignal und einem Ausgang, der mit dem zweiten Eingang des Summierkreises (32) verbunden ist, gebildet wird, und wobei weiter der Schwellenkreis (33) und der Summierkreis (32) derart eingerichtet sind, daß für Werte der binären Impulssignale größer als die genannten Schwellenpegel die Polarität des Signals am Ausgang des Summierkreises (32) ausschließlich durch die binären Impulssignale bestimmt wird (F i g. 8).

5. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 —4, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzendetektor (19) zwei Dioden (21, 22) enthält, deren ungleichnamige Elektroden miteinander verbunden sind, wobei ein Verbindungspunkt den Eingang des Spitzendetektors (18) bildet und der andere Verbindungspunkt mit einem Punkt mit Bezugspotential über einen Kondensator (24), der von einem Widerstand (25) mit einem derartigen Wert überbrückt ist, daß die Entladezeitkonstante des Kondensators (24) viel größer ist als die Dauer eines Elementes in den binären Impulssignalen, gekoppelt ist und daß weiter dieser andere Verbindungspunkt den Ausgang des Spitzendetektors (18) bildet, dem das Schwellensignal entnommen wird (F i g. 1).

6. Empfänger nach einem der Ansprüche 1—4, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzendetektor (18) zwischen dem Eingang und einem Punkt mit Bezugspotential zwei Parallelzweige enthält, die je durch eine Reihenschaltung aus einer Diode (21 bzw. 22) und einem Kondensator (2/ bzw. 28) gebildet werden, wobei ein Paar ungleichnamiger Elektroden der Dioden (21, 22) in den zwei Zweigen mit dem Eingang des Spitzendetektors (18) verbunden ist und das andere Paar ungleichnamiger Elektroden miteinander verbunden ist, und zwar über eine Reihenschaltung aus zwei gleichen Widerständen (29, 30), deren Verbindungspunkt mit dem Punkt mit Bezugspotential über einen Widerstand (31) verbunden ist. welche Widerstände (29, 30, 31) einen derartigen Wert haben, daß die Entladezeitkonstante der Kondensatoren (27, 28) viel größer ist als die Dauer eines Elementes in den binären Impulssignalen und wobei der Verbindungspunkt der Widerstände (29, 30, 31) den Ausgang des Spitzendetektors (18) bildet, dem das Schwellensignal entnommen wird (F ig. 6).

7. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenkreis (33) zwei Dioden (35, 36) enthält, deren ungleichnamige Elektroden miteinander verbunden sind, wobei ein Verbindungspunkt den Eingang und der andere Verbindungspunkt den Ausgang des Schwellenkreises (33) bildet (F ig, 8).