DE2543943A1

DE2543943A1 - Schnelle stabilitaetswiedergewinnungsschaltung fuer einen frequenzsynthetisierer

Info

Publication number: DE2543943A1
Application number: DE19752543943
Authority: DE
Inventors: Clifford Warren Schaible
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1974-10-07
Filing date: 1975-10-02
Publication date: 1976-04-22
Also published as: FR2287804A1; FR2287804B1; CA1022632A; US3921094A; JPS5164355A

Description

BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

Postadresso Mündion: Patentcorrsiil! 8 München 60 Radeckestraße 43 Telefon (089) 883603/833604 Telex 05-212313 Posiadresse Wiesbaden: Patentconsult 62 Wiesbaden Somienberger Straße 43 Telefon (06121) 562943/561998 Telex 04-186237

Western Electric Company, Incorporated Schaible, CW. 2

Broadway

New York, N.T. 10007 U.S.A.

Schnelle Stabilitätswiedergewinnungsschaltung für einen Frequenzoynthetisierer

Die Erfindung betrifft eine schnelle StabilitätswiedergewinnungsSchaltung für einen Frequenzsynthetisierer, der einen spannungsgesteuerten Oszillator zur Erzeugung eines Ausgangssignals in Abhängigkeit von einem Felllersignal und eine phasenstarre Schleife aufweist} welche eine Zählschaltung zur Ableitung eines Rückkopplungssignals aus einem Teil des Ausgangssigrials enthält, ferner einen Phasen- und Frequenzkomparator zur Erzeugung des Fehlersignals in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem äußeren Bezugssigna] und dem Rückkopplungssignal sowie Schaltungen zum Anlegen des Fehlc-rsignals an den spannungsgesteuorten Oszillator, wobei der Frequenzkomparator das Fehlersignal in der- Schleife abhängig von einer Änderung dos Ausgangssignals beeinflußt.

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In letzter Zeit hat sich ein großes Interesse an Mobilfunkanlagen hoher Kapazität ergeben, die jetzt auch netzwerk- oder zellenartige Mobilfunkanlagen genannt werden. Jede Zelle einer solchen Anlage ist typischerweise kreissymmetrifich, beispielsweise hexagonal und besitzt einen effektiven Durchmesser von nicht mehr als einigen wenigen Kilometern.

Der Schlüssel zur Einsparung von Bandbreite bei einem solchen zellenartigen Mobilfunksystem, das einen größeren Versorgungsbereich überdeckt, beruht auf der Möglichkeit, Trägerfrequenzen wiederholt zu verwenden. Je kleiner der geographische Abstand ist, in welchem die Trägerfrequenzen erneut verwendet werden können, um so größer ist die Einsparung an Frequenzbreite für die gesamte Mobilfunkanlage.

Zur Verwirklichung einer solchen Anlage ist ein Frequenzsynthetisierer erforderlich. Eine sehr zweckmäßige Wahl ist ein Synthetisierer, der eine digital ansprechende phasenstarre Schleife benutzt. Der Synthetisierer wird zur Erzeugung mehrerer Hundert Sende- und Ernpfangskanäle verwendet und es ist wenigstens ein Synthetisierer für jede Feststation und jede Mobilfunkstation erforderlich.

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Wenn eine Mobilfunkeinheit die Grenze einer Zelle kreuzt und von einer Trägerfrequenz auf eine neue Trägerfrequenz zur Vermeidung von Störungen bereits bestehender Verbindungen in der neuen Zelle umschalten muß, ist ein Übergang auf eine neue Frequenz erforderlich, und zwar im allgemeinen eine Frequenz, die einen großen Abstand von derjenigen Frequenz besitzt, welche die Mobilfunkeinheit in der gerade verlassenen Zelle verwendet hatte. Wenn dabei Hunderte von Kanälen übersprungen werden müssen, ergeben sich Schwierigkeiten hinsichtlich der Stabilität der Frequenzsteuerung. Dj.eses Problem dürfte deutlicher werden,, wenn men bedenkt, daß die vom wirtschaftlichen Standpunkt günstigsten Synthetisierer solche Ausführungen, bei deneji eine digital ansprechende phasenstarre Schleife benutzt wird.

Der Grund für die Verwendung einer phasenstarren Schleife mit Digitalschaltungen in der Rückkopplungsschleife sind die wesentlich niedrigeren Kosten im Vergleich zur¹ Verwendung von Gruppen von Oszillatoren mit umgeschalteten Quarzen. Die Kosteneinsparungen sind dann besonders bedeutsam, wenn Hunderte von Betriebsksnälen vorhanden sind. Zur Verwirklichung möglichst großer Einsparungen ist es wünschenswert, billige, im Handel verfügbare integrierte Schaltungen verwenden zu können. Solche Schaltangen sind aber in typischer Weise hinsichtlich ihres Frequensverhaltens beschränkt.

Diese Schwierigkeiten bezüglich des Frequenzverhaltens der digitalen Rückkopplungsschleife wird durch Verwendung von Teiler-Zählschaltungen vereinfacht, so daß wenigstens ein größerer Teil der Schaltungsanordnung nicht- auf die höheren Frequenzen des Trägersignals ansprechen muß.

Es besteht ab bei gewissen Frequenzänderungen die Möglichkeit, daß sich die Frequenz innerhalb des verfügbaren Bandes so stark ändern muß, daß die Teiler-Zählschaltungen in der RUckkopplimgsschleife mit Frequenzen oberhalb ihrer Ansprechgrenze angesteuert v/erden. In einem solchen Fall spricht die Teilerkette nicht an, d.h., sie stellt sich nicht ein und das Ausgangssignal der Rückkopplungsschleife ist auf seinem Null- oder Ruhewert.

Die Erfindung hat·sich die Aufgabe gestellt, die Nachteile der bekannten Schaltungen zu vermeiden. Zur Lösung der Aufgabe geht sie aus von einer Stabilitätswiedergewinnungsschaltung der eingangs genannten Art und ist dadurch gekennzeichnet, daß eine Umschalteinrichtung vorgesehen ist, die das Fehlersignal in der Schleife aufgrund eines vorbestimmten Rückkopplungssignals unwirksam macht und eine Steuerspannung erzeugt, die den Oszillator auf eine vorbestimmte Frequenz einstellt.

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Erfindungsgemäß wurde festgestellt, daß ein Frequenzsynthetisierer der genannten Art dadur'ch stabilisiert werden kann, daß die phasenstarre Schleife auf die Mitte ihres Betriebsbereiches zurückgestellt wird und dann von diesem Punkt ausgehend das Einstellen auf die neue Frequenz ermöglicht wird.

Entsprechend der Erfindung beseitigt ein Frequenzsynthetisierei zur Vervrendung sowohl in der mobilen Station als auch in der Feststation einer netzartigen Mobilfunkanlage die Instabilität der phasenstarren Schleife, die sich aus einer zu schnellen Kanaländerung ergibt, dadurch, daß im Signalverlauf vor dem Frequenz- und Phasenkomparator das Abfallen des Ausgangssignals der Frequenzteilerschaltung im Rückkopplungsweg auf Null festgestellt und dieses Null-Signal zur Betätigung einer Transistorschaltung benutzt wird, die den spannungsgesteuerten Oszillator auf den Mittelpunkt seines Frequenzbereiches vorspannt und eine so kleine Ausgangsimpedanz besitzt, daß die verhältnismäßig hohe Ausgangsimpedanz des Rückkopplungsweges hinter dem Komparator überdeckt wird. Wenn die Stabilität wieder hergestellt ist und die Teilerschaltung einen feststellbaren Zählwert liefert, wird die stabilisierende Transistorschaltung mit niedriger Impedanz abgetrennt.

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Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 2 das Schaltbild des spannungsgesteuerten Oszillators, des Mischers und des Überlagerungsoszillators für das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1;

Fig. 3 schematisch die übrigen Schaltungen des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1;

Fig. 4 teilweise als Blockschaltbild die innere Anordnung des Phasen- und Frequenzkomparators gemäß Fig. 1 und 3 in einer Darstellung, die das Verständnis der Funktion erleichtert;

Fig. 5 ein Kurvendiagramm für die Änderung der Frequenz des Überlagerungsosziliators in Abhängigkeit von der Temperatur;

Fig. 6 das Schaltbild eines typischen digitalen Phasen- und Frequenzdetektors, der als Bauteil in den Schaltbildern gemäß Fig. 3 und 4 verwendet wird;

Fig. 7A und 7B das Schaltbild einer Treiberlogik und' eines Ausgangsverstärkers für einen typischen Phasen- und Frequenzdetektor zur Verwendung in den Schaltungen nach Fig. 3 und 4;

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Fig. 8 das Schaltbild einer typischen Zähler- oder Teilerschaltung, von denen mehrere in der Rückkopplungsschleife des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1 und 3 benutzt werden;

Fig. 9 das Schaltbild der monostabilen Multivibratorschaltung, die die Stabilisierungsschaltung entsprechend dem Hauptmerkmal der Erfindung treibt.

Mit Ausnahme des zusätzlichen Merkmals nach der Erfindung■ ist ein Frequenzsynthetisierer der in Fig. 1 gezeigten Art eine bekannte Ausführung, bei der eine phasenstarre Schleife zur Auswahl einer gewünschten Ausgangsfrequenz benutzt wird. Eine solche Schleife enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator 21 bekannter Art, einen Phasen- und Frequenzkomparator 22, einen Bezugsfrequenzoszillator, beispielsweise den Oszillator 23 zusammen mit seiner Ausgangsteilerschaltung 24, und eine Rückkopplungsschleife vom spannungsgesteuerten Oszillator 21 zum Komparator 22, die das Eingangssignal liefert, mit dem das Ausgangssignal des Bezugsoszillators verglichen wird. Die Rückkopplungsschleife enthält den Mischer 28, dem an einem Eingang das Ausgangssignal des Oszillators 21 und am anderen Eingang das Ausgangssignal des Überlagerungsoszillators 29 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Mischers 21 liegt an einer Kette von

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Teiler- oder Zählschaltungen 26 und 27, derart, daß der Komparator 22 mit einer niedrigeren Frequenz arbeiten kann. Die Teiler schaltung 26 kann daher mit kleinerer Frequenz als die Schaltung 27 betrieben werden. Beide Schaltungen sind Beispiele üblicher digitaler Logikschaltungen.

Entsprechend der Erfindung ist diese Standardschaltung durch eine Stabilisierschaltung 32 ergänzt, deren Eingang an den Ausgang der Logikschaltungen 26 angeschaltet ist und deren Ausgang zur Rückkopplungsschleife zwischen dem Tiefpaßfilter 31 und dem spannungsgesteuerten Oszillator 21 führt. Es ist selbstverständlich bekannt, daß alle solche phasenstarren Schleifen ein Tiefpaßfilter, beispielsweise das Filter 31 hinter dem Komparator besitzen.

Im Prinzip arbeitet das Ausführungsbeispiel nach Fig. wie folgt. Ein Teil des Ausgangsignals des spannungsgesteuerten Oszillators-21 wird vom Mischer 28 abgetastet und die digitalen Zähl schaltungen 27 und 26 erzeugen eine Subharmonische des frequenzverlagerten Ausgangssignals des Mischers 28. Das gesamte Teilerverhältnis 2 χ N wird durch Gleichspannungen, die sogenannten Frequenzsteuerbits, bestimmt, die an weitere Eingänge der Schaltung 26 angelegt sind. Das subharmonische Ausgangssignal, d.h., das Ausgangssignal der Schaltung 26 wird

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mit dem stabilisierten Bezugsausgangssignal der Schaltung 24 durch den Phasen- und Frequenzkomparator 22 verglichen, der eine Fehlergleichspannung zusammen mit dem Tiefpaßfilter 31 erzeugt, die den spannungsgesteuerten Oszillator so lange in seiner Frequenz verschiebt, bis die Fehlerspannung auf Null abfällt.

Wenn das System phasensynchronisiert ist, wird der selbsterregte spannungsgesteuerte Oszillator, der von Natur aus eine schlechte Stabilität besitzt, gezwungen, der verhältnismäßig guten Phasenstabilität des quarzgesteuerten Oszillators der Bezugssignalquelle 23» 24 zu folgen. Die diskreten Ausgangsfrequenzen besitzen dann die gleiche Bezugsstabilität und lassen sich aus der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 dadurch ableiten, daß der Teilerfaktor N geändert wird, da die phasenstarre Schleife die Frequenz der Schaltung 26 gleich der Ausgangsfrequenz der Schaltung 24 macht und außerdem eine Phasensynchronisation bev/irkt. Eine Änderung des Faktors N führt dann zu einer diskreten Frequenzverschiebung für das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 21. Die an die Schaltung 26 gegebenen Steuerbits können so beschaffen sein, daß sie eine Änderung des F_aktors N nur in einer Folge von einzelnen ganzzahligen Schritten bewirken, oder daß sich der Faktor N sofort um einen großen Betrag ändert. Der letztgenannte

Fall kann erforderlich sein, um einen im wesentlichen kontinuierlichen Funkbetrieb zu ermöglichen, wenn die mobile Einheit von einer Zelle zu einer anderen wechselt.

Wenn die Änderung zu groß ist, sprechen die Schaltungen 27 und 26 möglicherweise nicht an und erzeugen dann ein Null-Ausgangs signal, d.h., ein Ausgangs signal, das das Ruhezustands-Rückkopplungssignal der Schaltung 26 darstellt. Da dieses Signal keine sinnvolle Beziehung zu der durch die Steuerbits erfolgten Anforderung oder sogar der Frequenz des Bezugsoszillators am Ausgang der Schaltung 24 besitzt, erzeugen der Komparator 22 und das Tiefpaßfilter 31 im allgemeinen ein großes Fehlersignal, das in typischer Weise den spannungsgesteuerten Oszillator 21 in Richtung auf höhere Frequenzen treibt.

Da kein Rückkopplungs signal entsteht, das das Fehlersignal verringert, ändert.sich die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 21, bis sie eine Grenze ihres Bereiches erreicht, an der sie nur partial stabil ist. Dieses Ausgangssignal des Oszillators 21 hat keine Beziehung zu der Frequenz, die die an die Schaltung 26 angelegten Steuerbits verlangen.

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Erfindungsgemäß ist die Stabilisierschaltung 32 vorgesehen, um den spannungsgesteuerten Oszillator 21 auf eine Frequenz zurückzubringen, bei der er ^o lange stabil gehalten wird, daß die Schaltungen 27 und 26 wieder wirksam zählen können, ein sinnvolles Ausgangssignal erzeugen und danach ein normales Fangen und Verrasten bei der verlangten Frequenz stattfinden kann.

Zu diesem Zweck legt die Stabilisierschaltung 32 eine feste Bezugsspannung anstelle des von der Rückkopplungsschleife kommenden variablen Fehlersignals an den Oszillator 21. Diese feste Bezugsspannung beeinflußt den Oszillator 21 so stark, daß er unabhängig davon, welches Fehlersignal vorhanden ist, die Rückkopplungsschleife nicht "sehen" kann. Wenn der Oszillator 21 wieder in der Mitte seines Bereiches arbeitet, bewirkt das Wiedererscheinen eines feststellbaren Ausgangssignals der Schaltung 26 eine Abtrennung der Stabilisierschaltung 32.

Die praktische Verwirklichung der oben beschriebenen Schaltungen ist verhältnismäßig kompliziert, wenn auch auf konventionelle Art, mit Ausnahme der Stabilisierschaltung und ihrer Verbindung mit den Übrigen Schaltungsteilen.

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Der genaue Aufbau der meisten Schaltungen in Fig. 1 soll hier nur kurz beschrieben werden. Beispielsweise zeigt Fig. 2 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel für den spannungsgesteuerten Oszillator, die Mischerschaltung 28 und den Überlagerungsoszillator 29· Bei allen diesen Schaltungen können handelsübliche integrierte Schaltungen oder integrierte Hybridschaltungen benutzt werden, die zur Erfüllung hoher Forderungen gebaut werden. Die Verstärker wie beispielsweise 62, 106, 131 benutzen Schaltungen üblicher Art, um die Verstärkungskennlinien zu beeinflußen.

Der spannungsgesteuerte Oszillator arbeitet beispielsweise auf 200 MHz und liefert typisch ein Ausgangssignal von 5 mW an eine Last (nicht gezeigt) von 50 Ohm. Diese Last ist im allgemeinen der Verbraucher, an den die Ausgangsfrequenz F₀ angelegt wird. Schaltungen 21, 28 und 29 für einen Betrieb bei einer solchen Frequenz sind bekannt und handelsüblich, so daß sie hier nicht beschrieben werden müssen.

Eine typische Anordnung für die übrigen Schaltungen gemäß Fig. 1 ist in Fig. 3 dargestellt. Die Zwischenfrequenz IF, 34 vom Mischer 28 ist in der unteren linken Ecke in Fig. 3 gezeigt. Die Teil er schaltung 26 für den Teiler-

faktor N ist aus den "bekannten integrierten Schaltungen der Logikfamilien kleinen oder mittleren Leistungsbedarf hergestellt. Diese Schaltungen weisen Umschaltgeschwindigkeiten auf, die weit unterhalb der Ausgangsfrequenz des Oszillators 21 liegen. Daher ist die Mischerschaltung 28 zusammen mit dem Überlagerungsoszillator 29 einschließlich seiner Verdopplungsschaltung in der Anlage vorgesehen, um die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators auf einen Wert herunterzumischen, der zu der Schaltgeschwindigkeit der Logikschaltung 27 passt. Diese Schaltung ist im Prinzip ein Vorteiler, der die Bandbreite verringert, über die die Teilerschaltung 26 für einen gegebenen Frequenzbereich des spannungsgesteuerten Oszillators arbeiten muß. Dieser Bereich wird durch die Anzahl der benötigten Betriebskanäle und den Frequenzabstand zwischen ihnen bestimmt. Das Tiefpaßfilter 31 bestimmt die Wandpaßeigenschaften der Schleife, die wiederum die Umschalteigenschaften des Synthetisierers steuern. Diese Eigenschaften werden bestimmt durch die üblichen Regelschleifenkriterien, die in der automatischen Regelungstechnik bekannt sind. Für viele Frequenzsynthetisierer ist es aufgrund der Schleifen-Bandpaßeigenschaften unmöglich, die Phasensynchronisation beizubehalten, wenn eine große Zahl von Kanälen in einem einzigen Schritt durchlaufen werden muß. Dabei muß daran erinnert werden, daß die Teilerschaltung 26 mit den Zählern

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146, 147, 148 aus billigen integrierten Schaltungen mit kleinem Leistungsverbrauch aufgebaut werden soll, die verhältnismäßig niedrige obere Frequenzgrenzen besitzen.

Eine durch eine zu große schrittförmige Frequenzänderung verursachte Instabilität wird duch die Stabilisierschaltung 32 verhindert, dessen Eingangsabschnitt ein monostabiler Multivibrator 149 1st, der die Impulsbreite auf einen Wert vergrößert, der von der nachfolgenden Schaltung leichter verarbeitet werden kann. Man beachte, daß der Eingang des monostabilen Multivibrators 149 parallel zum zweiten Eingang des Phasen-Frequenzkomparators 22 geschaltet ist.

Die Stabilisierungsschaltung 32 hat die Funktion, das Vorhandensein der Impulskette von der Teilerschaltung 26 kontinuierlich zu überwachen. Wenn die Impulskette unter eine vorbestimmte Rate abfällt, schaltet die Stabilisierschaltung 32 eine feste Vorspannung bei kleinem Innenwiderstand an den spannungsgesteuerten Oszillator, die die normale Fehlerspannung mit höherem Innenwiderstand überdeckt, die vom Tiefpaßfilter 31 kommt. Der kleine Innenwiderstand wird im Prinzip durch die Schaltung bereitgestellt, die den Widerstand 16O, die Diode 161 und den Kondensator 159 zwischen dem Emitter und dem Kollektor eines

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Transistors 158 enthält. Diese Schaltung legt einen bestimmten Anteil der Versorgungsspannung +V " für die

CC

Transistorschaltung an den Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators. Das Hauptschaltelement ist die Diode 161, die in Sperrichtung vorgespannt wird, wenn der Transistor 168 leitet, aber schnell in~" Dur chlaßrichtung betrieben wird, wenn der Transistor 158 ausgeschaltet wird. Der Transistor 158 wird durch die vom monostabilen Multivibrator 149 verlängerten Impulse angesteuert.

Die Ausgangsimpedanz des Phasen- und Frequenzkomparators 22 wird dadurch wesentlich größer als die der Stabilisierschaltung 32 gemacht, daß der Lastwiderstand 49 des Ausgangsverstärkers mit den Transistoren 52 und 53 und dem Komparator 22 in Reihe mit den Widerständen 48 und 163 größer ist als die Impedanz gesehen in Richtung auf den Widerstand 160. Der 1-MHz-Oszillator 23 ist dem quarzge-.steuerten Überlagerungsoszillator 29 in Fig. 2 sehr ähnlich mit Ausnahme der zusätzlichen Komplizierung beim Oszillator 29 aufgrund der Frequenzverdopplung und mit der Ausnahme, daß der Oszillator 23 eine sogenannte Antiresonanz-Guarzschaltung verwendet, während beim Oszillator 29 eine Serienresonanz-Quarzschaltung benutzt wird. Bei beiden Oszillator-Schaltungen handelt es sich um bekannte Anordnungen.

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Die logischen Schaltungen in der Teilerschaltung 24 rait dem Teilerfaktor 200 ist der Logik sehr ähnlich, die in anderen Teilerschaltungen, beispielsweise 26 und 27 benutzt wird. Diese sollen nachfolgend im einzelnen beschrieben werden.

Man erkennt außerdem, daß der Komparator 22 den nachfolgend noch zu beschreibenden digitalen Frequenz- und Phasendetektor 41 aufweist, gefolgt nacheinander von der Treiberlogik (charge pump) 42, dem Treibertransistor 46 für den Ausgangsverstärker 43 und den Transistoren 52, 53 des Ausgangsverstärkers 43. Die Eingangssignale des digitialen Detektors 41 kommen von der Bezugsquelle 23, 24 und von der TeHerschaltung 26. Der digitale Detektor 41 treibt außerdem ein NAND-Gatter 164, das einen Austastimpulsgenerator 167 ansteuert, um einen Austastimpuls mit einer Länge von beispielsweise 100 ms zu liefern, "der den Sender und Empfänger bei Frequenzverschiebungen stumm schaltet. Anders gesagt, das Ausgangssignal QQ des Austastimpulsgenerators 167 wird direkt an die Leistungsverstärkerstufe gelegt, die der Frequenzauswahl schaltung im Sender oder Empfänger folgt. Diese Schaltungsverbindung liegt außerhalb der hier im einzelnen beschriebenen Anordnungen.

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Die Arbeitsweise des Phasen- und Frequenzkomparators 22 gemäß Fig. 1 und 3 läßt sich am einfachsten anhand der

Darstellung des Komparators in Fig. 4 übersehen. Die erste Baugruppe des !Comparators 22 ist der digitale Phasen-Frequenzdetektor 41, der nachfolgend genauer in Verbindung mit Fig. 6 beschrieben werden soll. Dann folgen die Treiberlogik 42, die in Verbindung mit Fig. 7A beschrieben wird, und ein Koppelverstärker mit dem Transistor 46, an dessen Basis zwei Eingangssignalwege über die Widerstände 44, 45 und ein Rückkopplungsweg mit dem Kondensator 50 und dem Widerstand 51 vom Ausgangspunkt des Komparators 22 angeschaltet sind. Der Koppeltransistor 46 liefert das Eingangssignal für den Endverstärker 43 des Komparators. Der Verstärker 43 ist in Fig. 7B gezeigt und weist einfach nur zwei miteinander verbundene Transistoren 230 und 231 auf. Der Transistor 231 wird in Emitterschaltung betrieben und der Widerstand 49 ist die Last. Der Transistor 230 erhöht die Eingangsimpedanz des Verstärkers. Er arbeitet als Emitterfolger und liefert keine SpannungsverStärkung. Ein digitaler Phasendetektor 41 enthält in der Praxis zwei digitale Phasendetektoren mit gemeinsamen Eingängen. Eine Phasen-Frequenzanzeige in einer der beiden Schaltungen wird gesperrt und bewirkt, daß beide Ausgänge auf hohe Spannung gehen, wenn die negativen Übergänge des variablen Eingangssignals und des Bezugseingangssignals gleiche Phase

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und Frequenz besitzen. Wenn das variable Eingangssignal niedrigere Frequenz hat oder in der Phase nacheilt, so geht das Ausgangssignal ILj auf niedrige Spannung (L). Umgekehrt geht das Ausgangssignal D^ auf L, wenn das variable Eingangssignal höhere.Frequenz hat oder seine Phase der Phase des Bezugseingangssignal voreilt. Man beachte, daß das Tastverhältnis der Bezugsphase und des Bezugseingangssignals nicht wichtig ist, da negative Flanken das System steuern.

Die zweite Phasendetektorschaltung, die im digitalen Detektor 41 ein möglicher Ersatz der ersten Schaltung darstellt, wird andererseits verrastet, wenn die variable Eingangsphase der Bezugsphase um 90° nacheilt. Dann gehen ihre Ausgangsdaten mit gleichen Impulsbreiten auf L. Wenn die variable Eingangsphase um mehr als 90° nacheilt, bleibt ein Ausgang langer auf L als der andere, und wenn umgekehrt die variable Eingangsphase der Bezugsphase um weniger als 90° nacheilt, dann bleibt der zweite Ausgang des zweiten Phasendetektors langer auf L als der erste Ausgang. Bei dieser zweiten Detektorschaltung müssen das variable Eingangssignal und das Bezugseingangssignal ein Tastverhältnis von 50?ä haben. Die Treiberlogik 42 nimmt die Ausgangssignale des Phasendetektors auf, wobei das Signal XL· von dem oben gewählten der beschriebenen Schaltungen und das Ausgangs-

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signal D. ebenfalls von dieser Schaltung kommt, und gibt sie an die Koppel- und Verstärkerausgangsschaltung des Komparators 22. Die Treiberlogik 42 wandelt die Phasendetektor-Ausgangssignale in positive und negative Impulse fester Amplitude um, die die Signale UF bzw. DF ergeben. Diese Impulse v/erden an die Kopp el schaltung mit dem Transistor 46 und dessen Rückkopplungsschaltung angelegt, der als aktives Filter, praktisch ein Kompensationsnetzwerk für eine Phasenverzögerung, wirkt, und schließlich an den Ausgangsverstärker 43 gegeben. Das aktive Filter liefert eine Gleichspannung, die dem Phasenfehler proportional ist.

Die Temperaturstabilitätskurve 55 in Fig. 5 für den Überlagerungsoszillator 29 ist von üblicher Art und braucht hier nicht besprochen zu werden. Sie bestimmt mit in erster Linie die Gesamtstabilität des Systemsund muß gleichzeitig in einer praktischen Anlage auf wirtschaftliche Weise verwirklicht v/erden.

Der innere Aufbau des digitalen Phasen- und Frequenzdetektors 41 ist in Fig. 6 dargestellt. Die digitale Schaltung enthält Gatter 201 bis 206 und 208 bis 212, die in der gezeigten Anordnung zwischen den Eingängen, an denen das variable Eingangssignal Vg und das Bezugseingangssignal "VrEF liegen, und die Ausgangsanschlüsse geschaltet, an denen die Signale U₁, D₁, U₂ und D₂ erzeugt werden. Durch

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die Verbindung dieser Gatter, die alle UND-Gatter sind, werden zusammen mit einem Verstärker 207 die oben beschriebenen logischen Grundgedanken für den Komparator 22 erzielt. Bei der praktischen Verwendung dieser Schaltung sind schließlich zwei Ausgangsanschlüsse für den Detektor 41 vorhanden, wenn einer oder der andere der beiden Detektoren zur Verwendung für den jeweiligen Anwendungsfall ausgewählt wird.

In Fig. 7A werden die gewünschten festen Amplituden der positiven und negativen Impulse durch die Treiberlogik 42 mit Hilfe der dargestellten Zusammenschaltung von sieben npn-Transistoren 220, 222, 223, 224, 226, 227 und 228 erzeugt. Der Transistor 222 führt unter Ansprechen auf das logische Ausgangssignal vom Anschluß D^, D₂ eine einfache Schaltfunktion aus. Die übrigen Transistoren verarbeiten die Ausgangssignale IL oder U₂ logisch mit Hilfe der Eingangsdiode 219, die positiv gerichtete Signale durchläßt, des in Basisschaltung betriebenen Verstärkers mit dem Transistor 220 und des nichtlinearen Differenzverstärkers mit zusammengeschaltetem Emitter, der die Transistoren 223, 224 und 226 enthält. Der Transistor 227 bewirkt eine Rückkopplung auf den zweiten Transistor 224 des Differenzverstärkers und der Transistor 228 bewirkt eine Ausgangsverstärkung und Pufferung. Der Transistor stellt einen nichtlinearen Emitterwiderstand für den

Differenzverstärker dar.

Die in Fig. 8 gezeigten Teilerschaltungen 144, 146, 147,

148 beinhalten vier Flip-Flops 240, 248, 252, 256, die auf übliche Weise über Gatter 242,-246, 243, 245, 244 usw. so zusammengeschaltet sind, daß sie in bekannter Weise als Teiler arbeiten. Solche Schaltungen weisen eine begrenzte Ansprechfrequenz auf. Wenn die Eingangssignale die Schaltung zu schnell treiben, erhält man am Ausgang des Gatters 259 kein Ausgangssignal. Auf diese Anzeige spricht der raonostabile Multivibrator 149 der Stabilisierschaltung 32 an. Wenn demgemäß die Impulsfolge von der letzten Zählerstufe den monostabilen Multivibrator 149 mit einem feststellbaren Impuls ansteuert, verlängert der Multivibrator

149 die nominelle Impulsbreite von 0,15 Mikrosekunden auf beispielsweise 100 Mikrosekunden, wodurch der Kondensator 156 (Fig. 3) über die Diode 153 aufgeladen wird. Wie in Fig. 3 dargestellt, hält der geladene Kondensator 156 den Transistor 158 in gesättigtem Zustand und bewirkt eine Vorspannung der Diode 161 in Sperrichtung, wodurch die Stabilisierschaltung 132 während des normalen Schleifenbetriebs abgetrennt wird. Die Ausgangsimpulsfolge von der letzten Zählerstufe 148 verschwindet während jedes Übergangs, der den spannungsgesteuerten Oszillator 21 veranlasst, so weit in der Frequenz wegzulaufen, daß die Ansteuer-frequenz für die Teilerkette ihre obere Frequenzgrenze von beispielsweise 8 MHz übersteigt.

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Unter diesen Umständen erzeugt der monostabile Multivibrator 149 kein ausreichend großes Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 279 (Fig. 9), um den Kondensator 156 geladen zu halten. Der Kondensator 156 entlädt sich dann, wodurch der Transistor 158 ausschaltet. Dadurch wiederum kann ein Strom über den Widerstand 16O und den Kondensator 159 fließen, der den Eingang des spannungsgesteuerten Oszillator künstlich auf eine Spannung von beispielsweise 3,6 V vorspannt, die den Oszillator 21 auf eine Frequenz etwa in der Mitte seines Abstimmbereiches einstellt. Wie oben angegeben, läßt diese Abstimmung auf eine mittlere Frequenz des Bereiches die Ausgangsimpulsfolge am Ausgang 148 wieder erscheinen, da die Schaltfrequenz jetzt nicht mehr zu hoch ist. Durch das Wiedererscheinen der Impulsfolge wird die Stabilisierschaltung durch Betätigung des monostabilen Multivibrators und Sperren der Diode 161 durch den Transistor 158 abgetrennt und die phasenstarre Kopplung schnell wieder hergestellt.

Weitere Einzelheiten des monostabilen Multivibrators 149 seien kurz erwähnt. Das Eingangssignal kommt an der Basis des Transistors 261 an, der einen Differenzverstärker mit den Transistoren 270 und 272 treibt, von denen der letztgenannte über eine Rückkopplungsschaltung angesteuert wird,

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die die Zeitkonstante des Multivibrators beinhaltet. Um die Einstellung der Zeitkonstanten zu erleichtern, sieht die Rückkopplungsschaltung die Möglichkeit für den äußeren Anschluß des Widerstandes 152 und des Kondensators 151 (die auch in Fig. 3 gezeigt sind) zwischen der Versorgungsspannung und dem Speisepunkt für den Endverstärker mit dem Transistor 279 vor. Falls gewünscht, kann auch ein invertiertes Ausgangssignal vom Kollektor des Transistors 269 abgenommen v/erden, der durch die Transistoren 270 und 272 mit verbundenen Emittern angesteuert wird. Die weiteren Schaltungseinheiten des Frequenzsynthetisierers nach Fig. 1 werden als bekannt angesehen. Es sei darauf hingewiesen, daß die Stabilisierschaltung 32, die die phasenstarre Schleife stabilisiert, auf einfache V/eise mit den anderen üblichen Schaltungen verbunden werden kann, die erforderlich sind, um auf das Ausbleiben des Teiler-Rückkopplungssignals anzusprechen.

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Claims

BLUMBACH . WESER · BERGEN · KRAMERn 5 Λ 3 Q Λ ZWIRNER - HIRSCH PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN Postadresse München: Petenlconsult 8 München iO Radeckestraße 43 Telefon (089) ώ 36 03/88 36 04 Telex 05-212313 Postadres.se Wiesbaden: Patentconsult 62 Wiesbaden Sonnenberger Straße 43 Telefon (06121) 562943/56199B Telex 04-186237 Western Electric Company, Incorporated . Schaible, C.W. 2 Broadway · New York, N.Y. 10007, U.S.A. Patentansprüche

1. ) Schnelle Stabilitätsv/iedergewinnungsschaltung für einen Frequenzsynthetisierer, der einen spannungsgesteuerten Oszillator (21) zur Erzeugung eines Ausgangssignals (RF) in Abhängigkeit von einem Fehlersignal und eine phasenstarre Schleife aufweist, welche eine Zählschaltung (26, 27) zur Ableitung eines Rückkopplungssignals

(V_) aus einem Teil des Ausgangssignals enthält, ferner s

einen Phasen- und Frequenzkomparator (22) zur Erzeugung des Fehlersignals in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem äußeren Bezugssignal (V_ref) und dem Rückkopplungssignal sowie Schaltungen C31) zum Anlegen' des Fehlersignals an den spannungsgesteuerten Oszillator, wobei der Frequenzkomparator das Fehlersignal in der Schleife abhängig von einer Änderung des Ausgangssignals beeinflußt,
dadurch gekennzeichnet,

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da0 eine Umschalteinrichtung vorgesehen ist, die das Fehlersignal (V-gj^) in der Schleife aufgrund eines vorbestimmten Ruckkopplungssignals (V„) unwirksam macht und eine Steuerspannung erzeugt, die den Oszillator (21) auf eine vorbestimmte Frequenz einstellt.

2. Schaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die Umschalteinrichtung auf eine Impulsfolge mit einer vorbestimmten !impulsfrequenz anspricht, um das Fehlersignal in der Schleife unwirksam zu machen und eine Steuerspannung zu erzeugen, die den Oszillator auf eine vorbestimmte Frequenz einstellt.

3. Schaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die Umschalteinrichtung einen Multivibrator (149) aufweist, der auf das Rückkopplungssignal der Zählschaltung anspricht und einen Impuls mit einer vorbestimmten Rate liefert, um das Fehlersignal in der Schleife unwirksam zu machen und eine Steuerspannung zu erzeugen, die den Oszillator auf eine vorbestimmte Frequenz zurückstellt.

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4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschalteinrichtung unter Ansprechen auf ein vorbestimmtes Rückkopplungssignal das Fehlersignal auf der Schleife für eine gewählte Zeitspanne abschaltet und die Wiederherstellung des Fehlersignals auf der Schleife verzögert, nachdem das vorbestimmte Rückkopplungssignal beseitigt ist.

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