DE2536762A1 - Schaltungsanordnung zur zwangssynchronisierung eines spannungsabgestimmten oszillators - Google Patents
Schaltungsanordnung zur zwangssynchronisierung eines spannungsabgestimmten oszillatorsInfo
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- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/10—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range
- H03L7/12—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using a scanning signal
-
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- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/20—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a harmonic phase-locked loop, i.e. a loop which can be locked to one of a number of harmonically related frequencies applied to it
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
Anmelderint Stuttgart, den 14. August 1975
Hughes Aircraft Company P ?054 S/kg
Gentinela Avenue and
Teale Street
Culver City, Calif., V.St.A.
Schaltungsanordnung zur Zwangssynchronisierung
eines spannungsabgestimmtea Oszillators
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Zv/angssynchronisierung eines spannungsabgestimmten
Oszillators auf eine ausgewählte Harmonische einer Bezugssignalquelle, mit einem Phasenkomparator, dem
die Signale des Oszillators und der Bezugssignalqualle
zugeführt werden und der ein Abstimmsignal für den Oszillator liefert, und mit einem mit dem Steuereingang
des Oszillators verbundenen Durchstimmsignalgenerator.
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Solche Schaltungsanordnungen werden gewöhnlich als Signalquellen im Mikrowellenbereich benutzt, bei
denen der ein Ausgangssignal im Mikrovellenbereich
liefernde, spannungsabgestimmte Oszillator zu einer quarzatabilisierten Bezugssignalquelle zwangssynchronisiert
ist. Der Durchstimmsignalgenerator dient dazu, genau und zuverlässig die gewünschte Harmonische des
Bezugssignals für die Zwangssynchronisierung auszuwählen,.
Um bei bekannten aulchen Schaltungsanordnungen eine
Zwangssynchronisation auf eine falsche Harmonische zu verhindern, muß der Abstimmbereich des spannungsabgestimmten
Oszillators so begrenzt sein, daß beim Durchstimmen nur eine Harmoniijche der Bezugssignalquelle
überstrichen wird. Um trotzdem einen Betrieb in einem breiten Frequenzband zu ermöglichen, müssen
in Verbindung mit einem auf relativ niedriger Frequenz arbeitenden Oszillator Freauenzmultiplizierer
verwendet werden. Trotzdem werden sehr hohe Anforderungen an die Reproduzierbarkeit der Abstimmcharakteristik
des Oszillators gestellt. V/eiterhin haben die bekannten Schaltungsanordnungen den Nachteil,
daß sie für jede Frequenz des Ausgangssignales eine besondere Bezugssignalquelle benötigen.
Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs beschriebenen
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Art so auuzubildexi, daß sie die Auswahl mehrerer
Frequenzen des Ausgangssignals ermöglicht, die
genau und zuverlässig zu entsprechenden Harmonischen des Bezugssignals zwangssynchronisiert sind, ohne
daß Multiplizierer benötigt und ohne daß bestimmte Forderungen hinsichtlich der Abstimmcharakteristik
des Oszillators bestehen wurden.
Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß mit dem Ausgang des Phasenkomparator ein Schwebungsnulldetektor
und mit dem Ausgang des Oszillators ein Hohlraumresonator verbunden ist und die Ausgangs—
signale des Schwebungsnulldetektors und des Hohlraumresonators einem Zähler zugeführt werden, der beim
Durchstimmen des Oszillators von dem Ausgangssignal
des Hohlraumresonators zum Zählen der vom Schwebungsnulldetektor festgestellten Nulldurchgänge freigegeben
wird, und daß mit dem Durchstimmsignalgenerator und
dem Zähler eine Steuereinrichtung gekoppelt ist, die den Durchstimmsignalgenerator veranlaßt, dem Oszillator
ein Durchstimmsignal zuzuführen, und die daa Durchstimmen
beendet, wenn der Zähler einen vorbestimmten Stand erreicht hat.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Schaltungsanordnung umfaßt eine ausgewählte Bezugssignalquelle, einen
Phasenkomparator, einen Schleifenverstärker und einen spannungsabgestimmten Oszillator (VCO), der an den
Schleifenverstärker angekoppelt ist, um eine bui Harmonischen des Bezugssignals phasenstarre Schleife
zu bilden. Ein Teil des Ausgangssignals des VCO wird einem Miicrowellen-Hohlraumresonator zugeführt, der,
nachdem mit dem Durchstinmen des VCO begonnen worden
ist, das Erreichen einer vorbestimmten Frequenz anzeigt. Das Durchstimmen des VCO über die Frequenz des
Hohlraumresonators hinaus wird festgestellt und zum Stellen eines i''lipflop benutzt, der seinerseits ein
Tor steuert, um die Übertragung von Impulsen, welche
ein Schwebungsnull anzeigen, vom Ausgang des Phasenkomparators
zu einem Digitalzähler als Zählimpulse zu gestatten. Ein Digitalkomparator spricht auf einen
eingegebenen Digitalcode und das Ausgangssignal des Zählers an und stellt fest, wenn der Zählerstand dem
Digitalcode gleich ist, was einer Zwangssynchronisation
auf die ausgewählte Harmonische entspricht. In diesem Augenblick wird das Durchstimmen des Oszillators
beendet. Nach der ersten Zwangssynchronisierung wird
der Zähler von einem Monoflop zurückgestellt und der Durchstimmvorgang wiederholt, um die Zwangssynchronisierung
auf der Harmonischen in Abhängigkeit von der Steuerung durch ein zweites Monoflop zu überprüfen.
Die Schaltungsanordnung arbeitet mit mehreren wählbaren Bezugssignalquellen, denen jeweils eine Anzahl
wählbarer Eingangscode zur Auswahl einer von mehreren Harmonischen zugeordnet ist.
Durch die Erfindung wird demnach eine Schaltungsanordnung zur Zwangssynchronisierung eines spannungsabgestimmten
Oszillators geschaffen, bei der der
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Abstimmbereich, ausschließlich durch den Abstimmbereich
des spannungsabgestimmten Oszillators bestimmt ist. Dabei bestehen keine strengen Anforderungen
hinsichtlich der Reproduzierbarkeit der Abstimmcharakteristik. Trotzdem besteht die Möglichkeit,
mehrere, verschiedene Harmonische von einigen wenigen Bezugssignalquellen auszuwählen
anstatt daß für jede Frequenz des Ausgangssignals eine getrennte Bezugssignalquelle benötigt wird.
Von besonderem Vorteil ist dabei, daß die gewünschte Harmonische mittels entsprechender Abstimmzyklen
automatisch ausgewählt werden kann«,
V/eitere Einzelheiten und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung
des in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels. Die der Beschreibung und der Zeichnung zu
entnehmenden Merkmale körinen bei anderen Ausführungsformen der Erfindung einzeln für sich oder zu
mehreren in beliebiger Kombination Anwendung finden. Es zeigen
1a, 1b und 1c das schematische Schaltbild einer
Schaltungsanordnung nach der Erfindung,
Fig. 2 einen Schnitt durch einen Hohlraumresonator, der zur Verwendung in der Schaltungsanordnung
nach Fig. 1 geeignet ist,
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Fig. 3 das Schaltbild eines !Comparators, der zur
Verwendung in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 geeignet ist,
Fig. 4 das Schaltbild eines Schwebuiigsnulldetektors
mit Hochpaßcharakteristik, der zur Verwendung in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 geeignet
ist,
Fig. 5 das Schaltbild einer Wählschaltung, die das
Zählen von Impulsen wahlweise an der Vorderoder Rückflanke ermöglicht,
Fig. 6 ein Spektraldiagramin zur Erläuterung der Zwangssynchronisierung
in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 und
Fig. 7 ein Zeitdiagramm verschiedener, in der Schaltungsanordnung
nach Fig. 1 auftretender Signale.
Die in den Fig. 1a, 1b und 1c dargestellte Schaltungsanordnung
umfaßt einen spannungsabgestimmten Verstärker
(VCO) 12, bei dem es sich um einen beliebigen bekannten Typ eines Oszillators handeln kann, dessen Frequenz in
Abhängigkeit von einer Abstimmspannung veränderbar ist. Der VCO hat eine Steuerleitung 14 und eine Ausgangsleitung
16, bei der es sich beispielsweise um eine Koaxialleitung handeln kann und die über eine Leitung 37 mit
einem Phasenkomparator 18 gekoppelt ist. Ein Schleifenverstärker 20 verbindet den Ausgang des Phasenkomparator
über eine Leitung 13 mit der Steuerleitung 14 und bildet in
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Verbindung mit dem VCO 12 eine plxasenstarre Schleife,
mit deren Hilfe der spannungsabgestimmte Oszillator
auf eine ausgewählte Harmonische einer Bezugssignalquelle
24 zwangssynchronisierbar ist, die über eine Leitung 26 mit dem Phasenkomparator 18 verbunden ist.
Die Bezugs signalquelle 24 kann eine >.nzahl einzelner
Quellen 28 und 30 umfassen, von denen jede ein geeignetes Stellglied zum Einschalten aufweist, damit sie
ein entsprechendes Signal der Leitung 26 zuführt. Die HF-Ausgangsleitung 16 führt su einem nicht dargestellten,
geeigneten Anschluß und ist außerdem über die Leitung 37 mit einem Hohlraumresonator 34 verbunden,
der bei einer ausgewählten Frequenz einen Impuls 36 liefert, der einem Detektor 38 zugeführt
wird. Die Schaltungsanordnung umfaßt einen Impulsgenerator 46, der zur Inbetriebnahme der Schaltungsanordnung
dient, einen Signalformer 49, der die von dem Hohlraumresonator ausgelösten Impulse einem
Flipflop 128 zuführt, das seinerseits einen Zähler 74-
und das Zuführen von Zählsignalen zu einem Digitalkomparator
82 steuert. Ein Signalformer 51 überträgt die Ausgangssignale des Schwebunggnulldetektors 21
au dem Zähler 74-» während ein Durchstimmsignalgenerator
die Abstimmung des VCO 12 steuert. Weiterhin wird die Schaltungsanordnung von einer Steuerschaltung 45, einem
Zweirichtungs-Impulsdetektor 55 und einem Flipflop-Impulsdetektor
59 so gesteuert, daß ein zweiter Durchstimmzyklus stattfindet, um zu überprüfen, daß die
Zwangssynchronisierung auf der richtigen Harmonischen
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stattfand und die Abstimmung korrigiert wird, wenn Störsignale einen Fehler verursacht haben,. Intern
benutzte Steuersignale werden von zwei Monoflops 61 und 66 geliefert.
Zum Durchstimmen des VCO 12 und Auslösen des zur
Auswahl der gewünschten Harmonischen führenden Vorganges sowie zur Überwindung der Effekte von Störsignalen
umfaßt die Schaltungsanordnung den Impulsgenerator 46, der von Jeder bekannten Art sein kann,
Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel enthält der Impulsgenerator 46 einen Komparator 48, dessen positiver
Eingang mit einer geeigneten +5 V-Spannungsquelle 50 verbunden ist. Der negative Eingang ist
mit dem Emitter eines Transistors 54 verbunden, dessen
Basis mit der Ausgangsleitung 52 des !Comparators 48
verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 54 ist mit einer geeigneten +5 V-Spannungsquelle 56 verbunden.
Der Emitter des Transistors 54 ist außerdem über einen Steuerkondensator 58 mit Masse verbunden. Weiterhin
können geeignete Vorspannungskreise vorgesehen sein, wie es die Komparatorschaltung verlangt. So kann
beispieleweise die Basis des Transistors 54 über einen
Widerstand mit dem Kondensator 58 verbunden sein, der
seinerseits über einen weiteren Widerstand mit dem negativen Eingang des Komparators 48 verbunden ist.
In Abhängigkeit von der zum Laden des Kondensators benötigten Zeit wird ein Impulszug 60 erzeugt. Die
einzelnen Impulse dieses Impulszuges erscheinen, während
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das Potential am negativen Eingang kleiner ist als das Potential am positiven Eingang. Der Impulszug 60
wird über die Ausgangsleitung 52 dem Trigger-Eingang
eines Monoflop 66 zugeführt, das auf die Rückflanken der zugeführten Impulse ansprechen kann. Das Monoflop
kann von jeder beliebigen Art sein und an seine Ausgangsleitungen 68 und 70 komplementäre Impulse liefern.
Die Leitung 68 ist mit dem Rückstelleingang des Zählers 74- verbunden, bei dem es sich beispielsweise um einen
üblichen Digitalzähler handeln kann«, Der Zählerstand wird über geeignete Ausgangsleitungen 76, 78 und 80
einem Digitalkomparator 82 zugeführt, der den Zählerstand mit einem Zahlencode vergleicht, der ihm über
die Leitungen 84, 86 und 88 von einem Zahlengeber 100 zugeführt werden. Der Zahlencode kann entweder in
einem Register des !Comparators 82 oder im Register des Zahlengebers 100 gespeichert sein. Der Zahlengeber
100 kann entweder manuell oder automatisch einstellbar sein, um den gewünschten Zahlencode zur
Synchronisation auf einer ausgewählten Harmonischen zu liefern. Der Digitalkomparator 82 kann von jeder
geeigneten Anordnung gebildet werden, beispielsweise von einer Schaltungsanordnung, die eine Subtraktion
der beiden eingegebenen Zahlen bewirkt und eine 1 am Ausgang oder an den Ausgängen nur dann liefert, wenn
die beiden eingegebenen Zahlen gleich waren. Das Ausgangssignal des Digitalkomparators kann über eine Leitung
104 einem Hauptsteuerglied 106 zugeführt werden,
bei dem es sich um jedes geeignete Verknüpfungsglied
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handeln kann. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel handelt es sich um ein NAND-Glied.
Der Ausgang des NAND-Gliedes 106, das ein niederes Potential nur dann annimmt, wenn alle Eingangssignale
auf einem hohen Potential sind, wird über eine Leitung 110 einem NAND-Glied 112 zugeführt, das als NICHT-Glied
arbeitet und dessen Ausgangssignal über eine Leitung 114 einem Transistor 116 und von dort über
eine Leitung 115 dem Steuereingang des Komparators 4-8
des Impulsgenerators 4-6 zugeführt wird. Ein positives Signal auf der Leitung 114- macht das Ausgangssignal
des Komparators 48 positiv, was dem hohen Potential der Impulse des Impulszuges 60 entspricht.
Der Signalformer 49 spricht auf die negativen Impulse
an, die von dem Hohlraumresonator 34 geliefert und von dem Detektor 38 festgestellt werden, und liefert
auf seiner Ausgangsleitung 118 einen positiven Impuls zum Stellen eines Flipflop 128 und Auslösen des nach
der Erfindung vorgesehenen ZählVorganges· Der Signalformer 49 enthält bei der dargestellten Ausführungsform einen Komparator 120, der mit Hilfe eines Spannungsteilers
122 und einer -12 V-Spannungsquelle am positiven Eingang in geeigneter Weise vorgespannt
ist. Der negative Eingang des Komparator ist über eine Leitung 39 niit dem Ausgang des Detektors 38
verbunden. Ein vom Hohlraumresonator ausgelöster Impuls wird auf der Leitung 118 und entweder über
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einen gestrichelt dargestellten Leitungsabschnitt 118'
oder eine Wählschaltung 124 der Leitung 126 zugeführt;,
die ihrerseits zu dem Flipflop 128 führt, das in Abhängigkeit von dem zugeführten Impuls gestellt wird.
Das Ausgangssignal des Flipflop 128 wird einem NAND-Glied 130 zugeführt, dem auch die üchwebungsnull-Inpulse
von dem Schwebungsnulldetektor 21 auf der
Leitung 132 zugeführt werden. Diese Impulse werden
auch dem Zähleingang des Zählers 74- auf einer Leitung
134· während der Zeit zugeführt, während der das
Flipflop 128 gestellt ist. Das Hauptsteuerglied 106 empfängt ebenfalls die Schwebungsnull-Impulse auf der
Leitung 132, so daß eine Zwangssynchronisierung in Abhängigkeit von einem Schwebungsnull-Impuls erfolgt,
wenn der Zählerstand der eingegebenen Codezahl gleich ist.
Der 3chwebungsnulldetektor 21 führt in Abhängigkeit
von dem Phasenkomparator 18 negative "jipulse einem
Signalformer 51 zu, der bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel
einen Komparator 140 enthält, dessen negativer Eingang mit dem Schwebungsnulldetektor 21
gekoppelt ist, wogegen sein positiver Hingang von einer +5 V-Spannungsquelle über einen Spannungsteiler
eine geeignete Vorspannung erhält. Außerdem ist eine +5 V-Spannungsquelle über einen Widerstand
mit der Ausgangsleitung 132 verbunden.
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Die Steuerschaltung 45, der das Ausgangssignal des
Hauptsteuergliedes 106 über die Leitung 114 zugeführt wird, enthält einen Kondensator 46, dessen
eine Seite mit einem Anschluß eines Feldeffekttransistors (FET) verbunden ist, dessen anderer
Anschluß mit der Steuerleitung 14 des VCO 12 verbunden ist. Der Gate-Anschluß des PET 148 ist über
einen Widerstand 150 mit dem Kollektor eines npn-Transistors
152 verbunden, dessen Emitter mit der Klemme 154- einer —12 V-Spannungsquelle verbunden
ist. Der Kollektor des Transistors 152 ist weiterhin
über einen geeigneten Widerstand mit der Klemme 156 einer +25 V-Spannungsquelle verbunden. Die Basis
ist über einen Widerstand 158 an die Klemme 154 sowie
über einen V/iderstand 160 mit dem Kollektor eines pnp-Traiisistors 164 verbunden. Der Emitter des Transistors
164 ist an Masse angeschlossen, während die Basis über einen geeigneten Widerstand mit der Klemme
154 der -12 V-Spannungsquelle und einen Widerstand mit der Leitung 114 verbunden ist, die weiterhin über
einen Widerstand 168 mit der Klemme 170 einer +5 V-Spannungaquelle
verbunden ist. Die andere Seite dea Kondensators 146 ist über eine Leitung 174 mit dem
Zweirichtungs-Stromdetektor 55 verbunden, der seinerseits mit einem Zweirichtungs-Impulsdetektor 57 verbunden
ist. Der Zweirichtungs-Stromdetektor 55 enthält einen Widerstands-Serienkreis 176 und einen
Widerstands-Serienkreis 178. Beide Serienkreise sind zwischen die Klemme 180 einer -12 V-Spannungsquelle
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und die Klemme 182 einer +5 V-Spannungsquelle geschaltet. Die kitte der Serienschaltung 176 ist
mit der Leitung 174- verbunden, wogegen die Mitte der Serienschaltung 178 mit Masse verbunden ist.
Zwischen die oberen Teile des 'Widerstands-Serienschal tungen 176 und 178 ist eine Diode 184 geschaltet,
die außerdem über einen Widerstand 186 mit dem negativen Hingang des Komparators 57 verbunden
ist. Im unteren Teil sind die beiden Widerstands-Serienschaltungen
176 und 178 durch eine Diode 188 verbunden, die eine zur Diode 184 entgegengesetzte
Polarität aufweist und deren Kathode mit der Serienschaltung 176 und deren Anode mit der
Serienschaltung 178 sowie über einen Widerstand mit der positiven Klemme des Komparators 57 verbunden
ist. Im Betrieb fließt bei einem positiven Potential auf der Leitung 174- ein Strom über die Diode 184
zu der -12 V-Spannungsquelle und es kann das Potential an dem negativen Eingang über das Potential am positiven
Eingang ansteigen· In diesem Fall liefert der Komparator einen Ausgangsimpuls. Entsprechend kann bei einem
negativen Potential auf der Leitung 174 Strom über die
Diode 188 von der Klemme 182 der +5 V-Spannungsquelle fließen, so daß die Spannung am positiven Eingang
über das Potential am negativen Eingang ansteigt und ebenfalls ein Aus gangs impuls geliefert wird,, Die
V/iderstände sind also so gewählt, daß bei einem Stromfluß zu oder vom Kondensator 146 die Polarität
der Signale, die dem Komparator 57 zugeführt werden,
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-Inkonstant
bleibt, so daß am Ausgang des Komparators auf der Leitung 220 ein negativer Impuls 222 geliefert
wird.
Ein negativer Impuls 222 auf der Leitung 220 stellt ein Flipflop 59» das in gestelltem Zustand auf der
Ausgangsleitung 226 ein Signal mit hohem Potential
liefert, um einen neuen Durchstiiaiuzyklus des VCO
auszulösen. Das Flipflop 59, das von jeder geeigneten Art sein kann, umfaßt bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel
zwei NAND-Glieder 230 und 232, die zu einer üblichen, stellbaren und rücküteilbaren Anordnung
verknüpft sind. Eine zu einem Eingang des NAND-Gliedes 232 führende Leitung 2J4 bildet einen
Hückstell-Eingang, wogegen der Eingang 238 des NAND-Gliedes
230 einen Stelleingang bildet, der mit der Leitung 220 verbunden ist.
Zur weiteren Steuerung des Hauptsteuergliedes 106 dient ein NAND-Glied 24-8, das einen mit der Leitung
verbundenen und einen zweiten, mit den Ausgang des Monoflop 61 verbundenen Eingang aufweist. Das Monoflop
61 hat einen Stelleingang, der über eine Leitung 254 mit dem Ausgang des HauptSteuergliedes
verbunden ist. Das NAND-Glied 248 hält in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen des Flipflop 59 und des
Monoflop 61 ein Signal mit hohem Pegel an einem Eingang des Hauptsteuergliedes 106 aufrecht, bevor
die Zwangssynchronisierung eingesetzt hat und während
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der Ansprechzeit des Zweirichtungs-Stromdetektors»
Es liefert Jedoch ein Signal mit niedrigem Pegel, wenn das Flipflop 59 durch einen Ausgangsimpuls des
Komparators 57 gestellt worden ist und der Ausgangsimpuls des Monoflop 61 beendet ist. Eine Funktion
des NAND-Gliedes 24-8 besteht darin, einen zweiten DurchStimmvorgang auszulösen, um zu gewährleisten,
daß die Zwangssynchronisierung auf die richtige Harmonische erfolgt ist.
Der Durchstimmsignalgenerator 53 enthält einen Kondensator
260, dessen eine Seite mit Masse und dessen andere Seite mit einer Leitung 262 verbunden ist,
die zu der Basis eines pnp-Transistors 264 führt.
Der Kollektor dieses Transistors ist mit Masse verbunden, während sein Emitter über Widerstände 266
und 268 mit dem Emitter eines npn-Transistors 270
verbunden ist, dessen Kollektor mit der Klemme einer +25 V-Spannungsquelle und dessen Basis mit
einer Leitung 274- sowie über die Anoden-Kathoden-Strecken
von Dioden 276 und 278 mit der Leitung verbunden ist. Die Dioden stellen eine konstante
Spannungsdifferenz her. Ein Feldeffekttransistor (FET) 280 ist mit einem Anschluß mit einem Punkt zwischen
den V/iderständen 266 und 268 und mit einem zweiten Anschluß an die Steuerleitung 14 des VCO angeschlossen.
Der Gatt-Anschluß ist über einen Widerstand mit dem Kollektor eines pnp-Transistors 300 verbunden.
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Zum Auslösen eines Durchstimmvorganges ist die Leitung 254 mit einem Spannungsteiler 290 verbunden,
von dem aus auch eine Verbindung aur iiasis eines npn-Transistors 292 führt. Der Emitter dieses
Transistors ist mit Masse verbunden, wogegen sein Kollektor über einen geeigneten Spannungsteiler mit
der Basis eines pnp-Transistors 294- verbunden ist.
Der Emitter des Transistors 294 ist mit der Klemme
der +25 V-Spannuiigsquelle über einen Widerstand 273
verbunden. Sein Kollektor ist mit der Leitung 274 verbunden und steuert die Basis des Transistors 290„
Der Kollektor des Transistors 292 ist weiterhin über einen geeigneten Widerstand mit der Basis eines
pnp-Transistors 300 verbunden, dessen Emitter mit der Klemme 302 einer +25 V-Spannungsquelle und dessen
Kollektor mit einem Widerstand 282 und über einen Widerstand 400 mit der Klemme 284 einer -12 V-Spannungsquelle
verbunden ist. Daher bewirkt eine positive Spannung auf der Leitung 254, daß die Transistoren
und 294 leiten, was wiederum bewirkt, daß die Transistoren
270 und 264 in zunehmendem Maße leiten, während
der Kondensator 260 geladen wird. Der Widerstand 273 bildet eine Konstantstromquelle, so daß die Spannung
am Kondensator einen linearen Anstieg der Durchstimmspannung bewirkt.
Zum Wiederauslösen des Durchstimmvorganges erhält eine Leitung 310 ein Signal von der Leitung 68, das über
einen Spannungsteiler 312 übertragen wird, der zwischen
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die Klemme 314 einer +5 V-Spannungsquelle und die
Klemme 316 einer -12 V-Spannungsquelle geschaltet
ist. Der Spannungsteiler 312 umfaßt Widerstände 318, 320 und 322. Die Leitung 310 ist zwischen die Widerstände
318 und 320 angeschlossen. Zwischen die Widerstände 320 und 322 ist die Basis eines npn-Transistors
324 angeschlossen, dessen Kollektor über einen Widerstand 326 mit der Klemme 314- einer +5 V-Spannungsquelle
verbunden ist. Der Emitter des Transistors 324 ist über einen Widerstand 328 mit Masse sowie unmittelbar
mit der Basis eines npn-Transistors 330 verbunden, dessen Emitter mit Masse und dessen Kollektor über einen
Widerstand 332 mit der einen Seite des Kondensators verbunden ist, um den Kondensator zu entladene Demnach
ist im Betrieb der Transistor 292 als leitender Schalter vorgespannt, um einen bekannten Stromfluß durch
den Widerstand 273, über den Transistor 294 und durch
die Leitung 274, über die Dioden 276 und 278, die einen bekannten Spannungsabfall verursachen, und auf die Platte
des Kondensators 260 bewirken. Die Transistoren 264 und 270 bewirken eine Verstärkung für die Durchstimmspannung,
die über das Tor 280 übertragen wird. Die Durchstimmspannung steigt an, bis sie von dem Transistor
330 zurückgestellt wird, der zur Entladung des
Kondensators 260 leitend gemacht wird. Der FET 280 ist in leitendem Zustand, solange der Transistor 292
im leitenden Zustand ist, weil dem Gatt-Anschluß des B1ET 280 die Kollektorspannung des Transistors 300
zugeführt wird·
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Fig. 2 zeigt den Schnitt durch einen Hohlraumresonator $4, der als Bandfilter für eine ausgewählte
Resonanzfrequenz ist, die den Beginn des Zählvorganges bei einer vorbestimmten Harmonischen
des Bezugssignals auslöst. Der Hohlraum-Resonator 3^·
hat eine zylindrische Gestalt und weist ebene Endflächen J4-7 und 34cj sowie eine zylindrische Mantelfläche
351 auf. In dem umschlossenen Hohlraum 350
wird von einer Eingangs sonde 35<->
die in nicht näher dargestellter Weise mit der Eingangsleitung 37 verbunden
ist, ein TEM-Schwingungsmodus angeregt, wie
es in der Technik bekannt ist. Das Ausgangssignal
des abgestimmten Hohlraum-Resonators wird von einer Sonde 35^- erfaßt und über eine Ausgangsleitung dem
Detektor 38 zugeführt. Wie bekannt wird die Resonanzfrequenz
im wesentlichen durch die Länge des Innenleiters 356 und einer äußeren Abstimmschraube 358
bestimmt. Die Impulsbreite des abgestimmten Holilraum-Resonators
wird im wesentlichen durch das Verhältnis der Durchmesser von Innenleiter und Außenleiter bestimmt.
Hohlraum-Resonatoren, die eine bestimmte Bandpaßcharakteristik haben, sind bekannt und brauchen
hier nicht im Detail behandelt zu werden. Der Detektor 38 enthält bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel
einen Kondensator 362, dessen eine Seite an den Ausgang des Hohlraum-Resonators 34- angeschlossen und dessen
andere Seite über eine Mikrowellen-Diode 364· mit Masse
verblenden ist. Diese andere Seite des Kondensators ist außerdem über eine Drossel 366 mit der Leitung
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verbunden. Das festgestellte Signal wird dann dem zugeordneten Signalformer 49 zugeführt.
Der in -Fig. 5 als Beispiel dargestellte Komparator
stellt eine Grundeinheit dar, wie sie in dem Impulsgenerator 46, den Signalformern 49 ui:· i 51 und in
Verbindung mit dem Zweirichtungs-Stromdetektor 55 verwendet werden kann. Der Komparator weist einen
positiven, nichtinvertierenden Eingang 370 und einen negativen, invertierenden Eingang 372 auf. Diese
beiden Eingänge sind jeweils mit der Basis eines npn-Transistor 374 bzw. 376 verbunden. Die Emitter
dieser beiden Transistoren sind gemeinsam über einen Widerstand 378 mit der Klemme 380 einer -12 V-Spannungsquelle
verbunden. Der Kollektor des Transistors 274· is* mit der Klemme 384 einer +5 V-Spannungsquelle
verbunden, während der Kollektor des Transistors über einen Widerstand 386 mit der Basis eines pnp-Transistors
388 verbunden ist. Diese Basis ist auch über einen Widerstand 390 mit der Klemme 384 der
+5 V-Spannungsquelle verbunden. Der Emitter des
Transistors 388 ist unmittelbar mit der Klemme 384 verbunden, während der Kollektor dieses Transistors
über einen Widerstand 392 mit der Basis eines npn-Transistors
394 verbunden ist, die weiterhin über einen Widerstand 396 an Masse gelegt ist. Der Emitter
des Transistors 394- ist unmittelbar mit Masse verbunden,
wogegen der Kollektor mit einer Ausgangsleitung 398 verbunden ist, welche den Ausgang des Komparators
bildet. Die Basis des Transistors 394 ist
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weiterhin mit einer Leitung 115 verbunden, die in dem ImpulsRenerator 46 die Steuerklemiae für den
Impulsbetrieb bildet.
Im Impulsgenerator 46 wird der positiven Klemme eine positive Rückkopplung vom Ausgang zugeführt, während
die negative Klemme einen wechselnden Wert zum Vergleich erhält, was zur Bildung von Impulsen führt.
Der Kondensator 58 bildet eine Zeitsteuerung, welche
die Impulsbreite und den Impulsabstand bestimmt. Im Signalformer 49 für die von dem Hohlraumresonator 34-gelieferten
Signale bildet die negative Klemme einen Schwellenwert. Wenn das von dem Hohlraumresonator
auf der Leitung 39 erzeugte Signal den Schwellenwert überschreitet, wird ein Impuls erzeugt. In dem Signalformer für den Schwebungsnulldetektor 21 wird an der
positiven Klemme eine Vorspannung erzeugt. Wenn der Schwebungsnulldetektor einen negativ gehenden Impuls
erzeugt, der die Vorspannung unterschreitet, auch wenn er noch positiv ist, wird ein Impuls gebildet.
Von dem Komparator 57» der dem Zweirichtungs-ütromdetektor
zugeordnet ist, wird immer dann, wenn die Spannung am negativen Anschluß oder die Spannung am
positiven Anschluß die andere kreuzt, auf der Ausgangsleitung 220 ein negativer Impuls gebildet. Die
Wirkungsweise dieser Art impulsformender Schaltungen ist bekannt und braucht nicht noch detaillierter behandelt
zu werden.
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Das in Fig. 4 dargestellte -Beispiel eines Schwebungsnulldetektors
arbeitet als Hochpaßfilter, der einen Zustand der Phasensynchronisation in der VCO-Steuerschleife
feststellt. Das Ausgangssignal des Phasenkoinparators
18 wird über die Leitung 23 dem Kondensator 409 eines Hochpaßfilters zugeführt, an dessen
Ausgang ein HF-Verstärker 4-11 angeschlossen ist. Das
Hochpaßfilter enthält einen Uiderstand 412, der zwischen
den Eingang des Verstärkers 411 und Masse geschaltet ist· Das Ausgangssignal des Verstärkers 411
wird über eine Diode 414 eines Spitzenwertdetektors der Ausgangsleitung 25 zugeführt. Der Üpitzenwertdetektor
enthält auch einen Kondensator 416 und einen Widerstand 417» die beide zwischen die Leitung 25
und Masse geschaltet sind. Wenn keine Phasensynchronisation besteht, enthält das .ausgangssignal des Phasenkomparators
18 eine erhebliche Anzahl von Schwebungsfrequenzen, so daß das Ausgangssignal einen relativ
hohen Pegel hat, wie es die Kurve 418 zeigt· V/enn jedoch eine Phasensynchronisation eintritt, geht
der Pegel zurück, so daß am ausgang des Schwebungsnulldetektors
ein Impuls 419 erscheint.
Fig. 5 zeigt ein Beispiel für die Wählschaltung 124,
die es der Schaltungsanordnung nach 3?ig. 1 gestattet,
das Zählen entweder nach Erscheinen der Vorderflanke oder der Rückflanke des vom Hohlraumresonator geieferten
Impulses zu beginnen» Diese Wahlmöglichkeit kann im Hinblick auf die Lage gewisser Harmonischer
609813/0661
253676?
zur Eigenfrequenz des Hohlraumresonators erforderlich sein. V/ie aus Pig. 5 ersichtlich, ist die
Leitung 118 mit einem NICHT-Glied 440, dessen Ausgang mit dem Eingang eines NAND-Gliedes 442 verbunden
ist, sowie unmittelbar mit dem Eingang eines NAND-Gliedes 444 verbunden. Die Ausgangssignale der
NAND-Glieder 442 und 444 werden einem weiteren NAND-Glied 446 als Eingangssignale zugeführt. Das Ausgangssignal
des NAND-Gliedes 446 wird auf die Ausgangsleitung 126 gegeben. Ein zu Steuerzwecken
dienendes NAND-Glied 458 arbeitet als NICHT-Glied und führt sein Ausgangssignal einem Eingang des
NAND-Gliedes 444 zu. Das Eingangssignal des NAND-Gliedes 448 wird außerdem über eine Leitung 450
unmittelbar dem zweiten Eingang des NAND-Gliedes zugeführt. Das Eingangssignal wird von einem Polaritätswähler 452 geliefert. Durch einen Wählvorgang im Polaritätswähler,
der manuell oder automatisch erfolgen kann, kann auf die Leitung 450 wahlweise ein hohes
oder ein niedriges Potential gegeben werden. Bei Vorliegen eines hohen Potentials entsteht auf der
Ausgangsleitung ein Impuls, der von einem hohen Potential zum Nullpotential führt, wogegen bei einem
niedrigen Potential auf der Leitung 450 der Ausgangsimpuls
auf der Leitung 126 vom Nullpotential zu einem hohen Potential geht. Da das Plipflop 128 bei einer
ins Negative gehenden Planke des zugeführten Signals gestellt wird, hat die Änderung des Potentials auf
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der Leitung 4-50 zur Folge, daß die οchaltungsanordnung
das Zählen der Harmonischen von der anderen Flanke des beim überstreichen des Hohlraumresonator^ entstehenden
Signals beginnt, was für manche Betriebsfrequenzen von Vorteil sein kann.
Fig, 6 veranschaulicht ein Spektrum, das zur weiteren
Erläuterung der Funktion der beschriebenen Schaltungsanordnung und insbesondere zur Erläuterung des Durchstimmens
des VCO dient. ü.1s Beispiel sei angenommen,
daß ein Bezugssignal mit einer Frequenz von 100 MHz
verwendet wird, so daß der VCO auf eine Frequenz von N χ 100 abzustimmen ist, wenn IT eine ganze Zahl ist.
Ferner sei angenommen, daß für den gewünschten Betriebsbereich N die Werte %, 97 und 98 hat. Demgemäß gibt
das Diagramm nach Fig9 6 den Spektralbereich von 9»0
bis 10,0 GHz wieder, das die Bezugsharmonischen 9>0,
9,1, 9j2 usw. bis 10,0 GHz umfaßt. Die auszuwählenden
Betriebsfrequenzen sollen über 9»3 GHz betragen. Demgemäß
kann der VCO auf eine Frequenz von beispielsweise 9*0 GHz eingestellt und dann in iiichtung steigender
Frequenzen durchgestiinmt werden, wie es der Pfeil 460 in Fig. 6 zeigt. Dabei überschreitet die
Frequenz die Eigenfrequenz des Hohlraumresonators 34, was durch den lie sonat or impuls 4-52 angezeigt wird. In
Abhängigkeit von dem Resonatorimpuls 452 wird der
Zähler zum Zählen der Harmonischen beim weiteren Durchstimmen des VCO freigegeben. Venn es beispielsweise
erwünscht ist, bei 9j8 GHz zu arbeiten, wie es
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der Pfeil 454 anzeigt, wird das System eine Zwangssynchronisierung
des VCO bewirken, wenn der Zähler den Stand 5 erreicht hat. Durch Eingeben eines beliebigen
Zahlencode in das System kann Jede der Harmonischen, die dem Resonatorimpuls 452 folgt,
ausgewählt werden. Bei anderen Bezugsfrequenzen, die ausgewählt werden können, ist es möglich, daß
die Stellung einer Harmonischen mit der Stellung des Resonatorimpulses zusammenfällt. In diesem Fall kann
die Vorderflankö oder die Kückflanke des Resonatorimpulses
zum Auslösen des Zählvorganges ausgewählt werden, wie es oben beschrieben worden ist. Sobald
eine spezielle Harmonische ausgewählt ist, ist die phasenstarre Schleife wirksam und bleibt der VCO auf
dieser Harmonischen zwangssynchronisiert, sofern
nicht ein Stör- oder Rauschsignal einen "Verlust der Zwangssynchronisierung bewirkt. In diesem Fall wird
der Abstimmvorgang automatisch wiederholt, um eine Zwangssynchronisierung auf der gewünschten Harmonischen
zu bewirken.
Bei der als Ausführungsbeispiel beschriebenen und dargestellten Schaltungsanordnung wird der Abstimmvorgang
zweimal vorgenommen, um automatisch zu gewährleisten, daß die korrekte Harmonische ausgewählt
wurde. Es sei auch bemerkt, daß eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung nicht notwendig im Sinn
steigender Frequenzen durchgestimmt werden muß, sondern
daß es auch möglich ist, das Durchstimmen bei
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einer hohen Frequenz zu "beginnen und über die Eigenfrequenz
des Hohlraumresonators hinweg in Richtung niedrigerer Frequenzen abzustimmen, bis die gewünschte
Harmonische erreicht ist. Diese Möglichkeit ist in Fig. 6 durch den gestrichelten ^esonatorimpuls
458 und den eine absteigende Durchstimmrichtung
angebenden Pfeil 451 angedeutet.
Anschließend soll die Funktion der beschriebenen Schaltungsanordnung anhand der Diagramme nach Fig. 7
noch mehr im einzelnen erläutert werden. Der Impulsgenerator 46 erzeugt Impulse 60 auf deren Rückflanken
das Monoflop 66 anspricht, um positive Impulse 470
auf der Leitung 68 und dazu invertierte, nicht dargestellte Impulse auf der Leitung 70 zu erzeugen.
Ein Impuls auf der Leitung 68 stellt den Zähler 74-auf
KuIl zurück, während der auf der Leitung 310
übertragene Impuls die Transistoren 324 und 330
in dem Durchstiiainsignalgenerator 53 in den leitenden
Zustand versetzt, um die Durchstimmspannung auf einen
Ausgangawert zu bringen, wie es die Kurve 472 zeigt.
Der Impuls auf der Leitung 70 bewirkt ein Rückstellen
des Flipflop 59» wie es die Kurve 476 zeigt, so daß
auf die Leitung 226 ein niedriges Potential gegeben wird. Am Ende des ersten Durchstimmintervalles nimmt"
das Ausgangssignal 474 des Monoflop 61 auf der Leitung 251 ein niedriges Potential an, um am Ausgang
des Tores 248 einen hohen Impuls 480 zu erzeugen.
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Das Hauptsteuerglied 106 bleibt während des Durchstimmens
auf hohem Potential, wie es die Kurve 482 zeigt, und es bleibt die Ladung des Kondensators 146
während des Durchstimmens unverändert, wie es die Kurve 484 zeigt»
Nach Erscheinen der Rückflanke den Impulses 470
beginnt die Schaltungsanordnung erst zu zählen, nachdem
ein Resonatorimpuls 488 erschienen ist. Das Flipflop
128 wird erst von dem auf die Leitung 126 gegebenen Resonatorimpuls 488 gestellt, wie es die Kurve
zeigt. Das Stellen findet gemäß dem Zustand der Wählschaltung 124 entweder an der Vorder- oder der Rückflanke
des ^esonatorimpulses 488 statt, wie es die
gestrichelten Linien 493 und 494 andeuten. Wenn der in Abhängigkeit von dem Impuls 470 ausgelöste Durchstimmvorgang
andauert, wird bei Erreichen eines phasensynchronen Zustandes bei jeder Harmonischen,
was durch Impulse 496 auf der Leitung 132 angezeigt wird, ein Steuerimpuls dem Hauptsteuerglied 106
zugeführt, so daß dem Zähler 74 auf der Leitung 134 ein Zählimpuls zugeführt wird. Wenn der Komparator 82
eine Gleichheit .zwischen dem Stand des Zählers 74
und dem von dem Zahlengeber 100 eingegebenen Zahlencode feststellt, nimmt das Ausgangssignal des Komparators
auf der Leitung 104 ein hohes Potential an, wie es die Kurve 500 zeigt.
o/.
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In diesem Augenblick ist das von dem Bignalformer 51
gelieferte Ausgangssignal des Schwebungsnulldetektors, das .Misgangssignal auf der Leitung 104 und das Ausgangssignal
des NAND-Gliedes 248 auf hohem Potential, so daß das Ausgangssignal des Hauptsteuergliedes 106
auf der Leitung 110 ein niedriges Potential annimmt, was dem Zustand der Zwangssynchronisierung entspricht.
Damit ist auch der Durchstimmvorgang gemäß Kurve 472
"beendete Der FET 280 öffnet, der Durchstimmsignalgenerator
wird stillgesetzt und das Tor 148 geschlossen· Der Impulsgenerator 46 wird ebenfalls
stillgesetzt, das Monoflop 61 gestellt, der Impuls auf der Leitung 251 nimmt ein niedriges Potential an
und "bewirkt dadurch, daß das Aus gangs signal des NAND-Gliedes 248 ein hohes Potential annimmt, was für die
2wangssynchronisierung charakteristisch ist.
Nach Schließen des Tores 148 nimmt der dem Kondensator 146 zufließende Strom vorübergehend ab oder zu,
wie es die -^urve 484 zeigt, weil die zu dieser Seit
gespeicherte Spannung von der Steuerspannung für den VGO auf der Leitung 14 abweicht. In Abhängigkeit
von dem durch die Kurve 484 dargestellten Impuls liefert der Komparator 57 des Zweirichtungs-Stromdetektors
auf die Leitung 220 einen negativen Impuls 508, der dem Flipflop 59 zugeführt wird. Das Flipflop
wird hierdurch gestellt und liefert ein Signal mit hohem Potential auf die Leitung 226. V/enn der Impuls
474 das Monoflop 61 endet, bewirken die hohen Potentiale
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an den Eingängen des NAND-Gliedes 248, daß dessen Ausgangssignal ein niederes Potential annimmt, wie
es die Kurve 480 zeigt. Dadurch wird der verriegelte Zustand gelöst und bewirkt, daß das Ausgangssignal
des Impulsgenerators 46 ein niederes Potential annimmt, wie es die Kurve 60 zeigt, wodurch wiederum
das Monoflop 66 ausgelöst wird und der ganze Abstimmvorgang erneut beginnt. Infolgedessen werden
der Zähler 7^·» der Durchstimmsignalgenerator 53 >
das i'lipflop 59 und das Monoflop 61 zurückgestellt.
Nach Erscheinen des -^osonatorimpulses wird das Flipflop
128 gestellt und es werden anschließend die Impulse des Schwebungsnulldetektors über das NAND-Glied
150 dem Zähler 7^ zugeführt. Wenn festgestellt
wird, daß der Zählerstand mit dem dem Digitalkomparator 82 zugeführten Zahlencode übereinstimmt, nimmt
das Ausgangssignal des Hauptsteuergliedes 106 ein
niedriges Potential an. Dadurch wird das System verriegelt, der Durchstimmsignalgenerator angehalten,
der Impulsgenerator 46 stillgesetzt, das Tor 280 geöffnet und daa Tor 148 geschlossen. Wie die Kurve
484 zeigt, besteht jetzt keine wesentliche Differenz zwischen der Spannung am Kondensator 148 und der
Abstimmspannung auf der Leitung 14. Demgemäß wird kein negativer oder positiver Impuls gebildet, der
erneut einen Abstimmvorgang auslösen könnte. Wenn jedoch die Schaltungsanordnung auf eine falsche
Harmonische oder eine andere Harmonische als beim
./ ♦
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vorhergehenden Abstimmvorgang eingerastet hätte,
dann würde auf der Leitung 174 beim Schließen des
Tores 148 entweder ein negativer oder ein positiver
Impuls gemäß Kurve 484- erscheinen, der den Durchstimmvorgang erneut auslösen würde. Demgemäß wird
das Durchstimmen solange fortgesetzt, bis bei zwei aufeinanderfolgenden DurchStimmvorgängen die richtige
Harmonische erreicht worden ist, was als Zeichen dafür angesehen wird, daß der VCO tatsächlich auf
die gewünschte Harmonische und nicht auf Stör- oder Rauschsignale abgestimmt ist. Im abgestimmten oder
zwangssynchronisierten Zustand bleibt das Tor 48 offen, so daß jede plötzliche, insbesondere durch
Störsignale bedingte Änderung der VCO-AbStimmspannung
festgestellt wird, weil sie einen Impuls auslöst, der das Flipflop 59 stellt und bewirkt, daß das Ausgangssignal
des NAND-Gliedes 248 ein niedriges Potential annimmt und dadurch die Verriegelung löst. Als Folge
davon wird die Schaltungsanordnung zwei vollständige Abstimmvorgänge mit Harmonischen-Auswahl durchführen.
Es wurde auch die Möglichkeit vorgesehen, dem Hauptsteuerglied 106 von Hand einen Abstimmbefehl zuzuführen,
der dazu dienen kann, die richtige Abstimmung und Zwangssynchronisierung beliebig oft zu kontrollieren»
Jedesmal, wenn das den Abstimmbefehl bildende Signal vorübergehend ein niedriges Potential annimmt,
wird die Verriegelung gelöst, die Abstimmung erneut durchgeführt und der Btromfluß im Kondensator 146 in
der beschriebenen Weise geprüfte
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Bei einer Wahl verschiedener Bezugssignale, beispielsweise mit Hilfe der Quellen 28 oder 30, die bei
verschiedenen Frequenzen arbeiten, ändert sich das Spektrum der Harmonischen und es kann eine Zwangssynchronisierung
bei jedem mit Hilfe des Zahlengebers 100 eingegebenen Zahlencode erfolgen. Die Zahlencode
können vorbestimmt und mittels des Zahlengebers 100 automatisch oder auch von Hand eingegeben werden.
Demnach wurde vorstehend eine verbesserte Htf-Signalquelle
beschrieben, die von einem spannungsabgestimmten Oszillator mit einer phasenstarren Schleife und einer
Steuereinrichtung Gebrauch macht, die bewirkt, daß der VCO automatisch auf jede beliebige, ausgewählte Harmonische
einer Bezugssignalquelle zwangssynchronisiert
wird. Die Schaltungsanordnung garantiert auch, daß es sich bei der Harmonischen, auf die der VCO mittels
der phasenstarren Schleife zwangssyiichronisier't wird, die richtige Harmonische ist, .und setzt das Abstimmen
auf die gewünschte Harmonische fort, bis bei zwei aufeinanderfolgenden Kontroll abs timmungen die Abstimmung
auf die gleiche Harmonische erfolgt ist. Das System hält auch einen Zustand aufrecht, der einen Schutz
gegen die Wirkung von Störsignalen auf die Abstimmung des VCO gewährleistet, wie beispielsweise von vorübergehenden
Bauschsignalen, Bei Auftreten solcher Störsignale werden automatisch neue Abstimmvorgänge ausgelöst,
um den VCO auf die gewünschte und ausgewählte Harmonische abzustimmen, indem das System zweier
609813/0661
aufeinanderfolgender Abstimmvorgänge rait automatischem Vergleich, benutzt wird,, Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
bietet die Sicherheit, daß die richtige Betriebsfrequenz benutzt wird, beispielsweise in
Radar-, Kommunikations- oder sonstigen Systemen, bei denen eine sehr stabile Bezugssignalquelle benötigt
wird, jedoch mit einer Harmonischen der Frequenz des Bezugssignals gearbeitet werden muß, die sehr viel
höher ist als die Frequenz des Bezugssignals. Die erfindungs gemäße "Vorrichtung erlaubt die Auswahl einer
beliebigen von vielen zur Verfügung stehenden Harmonischen einer stabilen Bezugssignalquelle und auch für eine
beliebige von mehreren, wählbaren Bezugssignalquellen. Es ist nicht erforderlich, daß bei der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung der spannungsabgestimmte Oszillator in üichtung höherer Frequenzen durchgestimmt
werden muß, sondern es ist auch möglich, das Durchstimmen in Richtung tieferer Frequenzen zuzunehmen,
wenn die Polarität der Abstimmspannung und die Eigenfrequenz des Hohlraumresonators entsprechend
gewählt werden.
ÖUS81 3/0661
Claims (1)
- - 52 -PatentansprücheSchaltungsanordnung zur Zwangssynchronisierung eines spannungsabgestimrnten Oszillators auf eine ausgewählte Harmonische einer Bezugssignalquelle, mit einem Phasenkomparator, dem die Signale des Oszillators und der Bezugssignalquelle zugeführt werden und der ein Abstiinmsignal für den Oszillator liefert, und mit einem mit dem Steuereingang dea Oszillators verbundenen Durchstimmsignalgenerator, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem .ausgang des Phasenkomparator (18) ein Schwebungsnulldetektor (21) und mit dem Ausgang des Oszillators (12) ein Hohlraumresonator (34-) verbunden ist und die Ausgangssignale des Schwebungsnulldetektors (21) und des Hohlraumresonators (34) einem Zähler (74·) zugeführt werden, der beim Durchstimmen des Oszillators (12) von dem Ausgangssignal des Hohlraumresonators (34-) zum Zählen der vom Schwebungsnulldetektor (21) festgestellten Nulldurchgänge freigegeben wird, und daß mit dem Durchstimmsignalgenerator (53) und dem Zähler (74) eine Steuer-? einrichtung (4-5, 55, 82, 106) gekoppelt ist, die den Durchstimiasignalgenerator veranlaßt, dem Oszillator ein Durchstimmsignal zuzuführen, und die das Durchstimmen beendet, wenn der Zähler (74) einen vorbestimmten Stand erreicht hat).2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (45, 55 > 82, 106) einen Digitalkomparator (82) zum Vergleich6098 13/0 661des Zählerstandes mit einem Eingangscode umfaßt und bei Übereinstimmung ein Ausgangssignal zur Beendigung des Durchstimmens liefert.3« Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Hohlraumresonator (34-) lind den Zähler (74) ein Detektor (38) geschaltet ist, der einen den Zähler (7^) freigebenden Impuls liefert, wenn die Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators (12) gleich der Hesonanzfrequenz des Hohlraumresonators (34) ist.4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (4-5, 55, 82, 106) einen Kondensator (146) umfaßt, der am Ende jedes Durchstimmvorganges mit dem Steuereingang des Oszillators (12) verbunden wird, um einen Hückstellimpuls zu liefern, wenn die Spannung am Steuereingang von derjenigen am Ende des vorhergehenden Durchstiminvorganges verschieden ist, und daß der Rucksteilimpuls die Steuereinrichtung (4-5» 55» 82, 106) veranlaßt, ein neues Durchstimmen des Oszillators auszulösen.5· Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Hohlraumresonator (34) und den Zähler (74) ein Flipflop (128) geschaltet ist, das von dem6Ü9813/0661Ausgangssignal des Hohlraumresonators (34) bzw. des nachgeschalteten Detektors (38) gestellt wird.ξ>ο Schaltungsanordnung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Hohlraumresonator (34-) und das damit gekoppelte Flipflop (128) eine Wählschaltung (124) geschaltet ist, welche ein Einstellen des Ansprechens des Flipflops (128) wahlweise auf die Vorder- oder die Kückflanke des von dem Hohlraumresonator (34) abgeleiteten Signals ermöglicht.7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Steuereinrichtung (45, 55, 82, 106) und dem Durchstimmsignalgenerator (53) ein Steuer-Flipflop (59) zum Auslösen eines Durchstimmvorganges gekoppelt ist.8. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 4 und 7i dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (146) mit dem Steuer-Flipflop (59) gekoppelt ist und das Steuer-Flipflop zum Auslösen eines Durchstimmvorganges zurückstellto9· Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (146) mit dem Steuereingang des Oszillators (12) über ein Schaltglied (148) verbunden ist, das von der Steuereinrichtung (45, 55j 82, 106) zu Beginn eines Durchstiimnvorganges geöffnet und am Ende des Durchstimmvorganges geschlossen wirdo60981 3/066 1Leerseite
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