DE2527172B2 - Signalverstaerkerschaltung mit einer komplementaeren gegentakt-endstufe - Google Patents
Signalverstaerkerschaltung mit einer komplementaeren gegentakt-endstufeInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Signalverstärkerschaltung, bestehend aus einer Komplementär-Gegentekt-Endstufe,
deren beiden Transistoren gleichstrommäßig in Reihe zwischen die beiden Klemmen der Gleichspannungsversorgung
geschaltet sind und deren Emitteranschlüsse den Ausgang bilden, an den die Last angeschlossen ist, mit einer mit der Gegentakt-Endstufe
unmittelbar gekoppelten Treiberstufe, welche als Kollektorlast zwei unterteilte Widerstände aufweist,
deren Verbindungspunkt wechselstrommäßig mit dem Ausgang der Endstufe verbunden ist.
Aus der Zeitschrift »Electronics Woirld«, Dezember
1968, Seite 30, Fig. 1 ist eine Signalverstärkerschaltung
mit einer Komplementär-Gegentakt-Endstufe bekannt, die aus zwei Transistoren von entgegengesetztem
Leitfähigkeitstyp gebildet ist. Die Treiberstufe dieses bekannten Signalverstärkers enthält unter anderem
einen bipolaren Transistor, dessen Kollektorwiderstand aus mehreren einzelnen bzw. unterteilten Widerständen
besteht. Darüber hinaus sind bei dieser bekannten Signalverstärkerschaltung die Basisanschlüsse der Endstufentransistoren
direkt mit dem Kollektor des Treibertransistors verbunden. Der Verbindungspunkt der zwei Endstufentransistoren ist auch wechselstrommäßig
mit dem Verbindungspunkt zweier Teilwiderstände verbunden, und schließlich ist auch der
Treibertransistor in Emitterschaltung und mit der sogenannten Bootstrap-Rückkopplung betrieben.
Ein Feldeffekt-Transistor und ein Bipolartransistor, die bisher als aktive Verstärkerelemente verwendet
wurden, besitzen Stromsättigungs-Kennlinien wie bei einer Pentode.
jo Aus der US-PS 38 28 230 ist ein Feldeffekt-Transistor
mit der Kennlinie einer stromungesättigten Triode bekanntgeworden, der sich in folgender Weise von
einem herkömmlichen Feldeffekt-Transistor unterscheidet: Bei einem stromungesättigten Feldeffekt-Transistör
gemäß der US-PS 38 28 230 ist der Abstand zwischen dem Source-Bereich und dem Kanal extrem
kurz ausgeführt, und weiter kann sich die Gate-Sperrschicht in einer plattenähnlichen Gestalt ändern, kann
also beispielsweise relativ zur Richtung des Stromes, der vom Source-Bereich zum Drain-Bereich fließt, keilförmige
Gestalt haben und die Gate-Elektrode mit der plattenförmigen Gestalt usw. ist an einer Stelle
angeordnet, an welcher die effektive Kanallänge kurz wird.
Durch die zuvor erwähnte Konstruktion wird der Reihenwiderstand zwischen Source-Bereich und Gate/
Drain-Bereich merklich kleiner als vergleichsv/eise bei einem herkömmlichen Feldeffekt-Transistor, so daß der
neuartige stromungesättigte Feldeffekt-Transistor für hohe Leistungen eingesetzt werden kann. Darüber
hinaus wird durch den kleinen Reihenwiderstand der Umformungsleitwert sehr viel größer als bei dem
bekannten Transistor.
Demgegenüber besitzt also ein herkömmlicher Feldeffekt-Transistor einen großen Reihenwiderstand
zwischen Source-Bereich und Gate-Bereich. Wenn die Drain-Source-Spannung erhöht wird, und zwar unter
Konstanthaltung der Gate-Sourcespannung, wird der durch den Kanal fließende Strom so lange erhöht, bis die
pinch-off-Spannung erreicht ist. Wenn jedoch die Drain-Source-Spannung die pinch off-Spannung überschreitet,
wird der Reihenwiderstand größer, und zwar aufgrund der Expansion der Sperrschicht. Beim
herkömmlichen Feldeffekt-Transistor wird der Effekt der Stromverminderung aufgrund des erhöhten Reihenwiderstandes,
d. h. also der Gegenkopplungseffekt durch den Effekt der Stromerhöhung bei erhöhter
Spannung zur Stromsättigung bei einem bestimmten Wert ausgeglichen, was also den stromgesättigten
Kennlinien eines sogenannten »Pentodentyps« entspricht.
Es ergibt sich somit, daß der stromungesättigte Feldeffekt-Transistor einen extrem kleinen Reihenwiderstand
besitzt, wodurch dieser neue Feldeffekt-Transistor von der Erscheinung der Stromsättigung frei
wird, die durch Gegenkopplung bei einem herkömmlichen Feldeffekt-Transistor auftritt, so daß dieser neue
Feldeffekt-Transistor ungesättigte Stromkennlinien ge-
näß einer Vukuunilriodc besitzt.
Wenn ein derartiger strornungesättigtei Feldeffekt-Transistor
als aktives Verstiirkcrelement einer ßootstrap-TrciberschallunB
verwendet wird, so fällt der Verstärkungsgrud in der Trclberslufe beträchtlich ab,
weil ein Ausgangssignal der Gegentaktschaltung der eier Treiberstufe zugeführten Betriebsgleichspannung
überlagert wird, so daß die Gegerctaktschaltung nicht
voll ausgesteuert wird.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe ,0
besteht daher darin, eine Signalverstärkerschaltung der eingangs definierten Art zu schaffen, bei welcher ein
stromungcsätiigter Transistor in der Treiberstule für
eine komplementäre Gegentakt-Endstufe mit Bootstrap-Rückkopplung auf die Treiberstufe verwendet is;, 1 s
wobei die volle Aussteuerung der Endstufe gewährleistet werden soll.
Ausgehend von der Signalverstärkerschaltung der eingangs definierten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß
dadurch gelöst, daß das Halbleiterverstärkerelement der Treiberschaltung aus einem Feldeffekt-Transistor
mit stromungesättigter Trioden-Charakteristik besteht, daß ein weiterer Widerstand als Verbindungselement
zwischen der Source-EIektrode des Treiber-Feldeffekttransistors und der Gleichspannungsversorgung
und daß eine zweite wechselstrommäßige Rückkopplung vom Ausgang der Gegentakt-Endstufe
zur Source-Elektrode des Trübcrfeldeffekt-Transistors
vorgesehen sind.
Der Treiber-Feldeffekt-Transistor kann somit allein 1U
in Abhängigkeit von einem Eingangssignal die Gegentakt-Endstufe vollständig ansteuern, ohne durch die
Rückkopplung eines Ausgangssignals von der Gegentakt-Endstufe beeinflußt zu werden.
Im einzelnen kann die Erfindung dadurch eine vs
vorteilhafte Weiterbildung erfahren, daß sie weiterhin eine Vortreiberschaltung zur Anlegung eines Eingangssignals an die Gate-Elektrode des Treiber-Feldeffekt-Transistors
aufweist, und daß die Vortreiberschaltung einen ersten Vortreiber-Feldeffekt-Transistor, dessen
Drain-Elektrode über einen vierten Widerstand an die Source-Elektrode des Treiber-Feldeffekt-Transistors
und direkt an die Gate-Elektrode des Treiber-Feldeffekt-Transistors
angeschlossen ist und dessen Source-Elektrode über einen fünften Widerstand mit der
Gleichspannungsversorgung sowie über einen sechsten Widerstand mit der Source-EIektrode des Treiber-Feldeffekt-Transistors
verbunden ist.
Wenn die ausgewählten Widerstandswerte des fünften und des sechsten Widerstands durch folgende
Gleichung
Rb = μ. A5
ausgedrückt werden, in welcher μ den Verstärkungsfaktor
des stromungesättigten Vortrsiber-Feldeffekt-Tran- -ss
sistors bedeutet, spricht die Vortreiberschaltung überhaupt nicht auf Änderungen der Betriebsspannung für
den Vortreiber-Feldeffekt-Transistor an.
Eine einfache Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung besteht schließlich darin, daß die d"n <«>
Ausgang der Gegentakt-Endstufe mit der Source-Elektrode
des Treiber-Feldeffekt-Transistors verbindende Einrichtung einen Kondensator aufweist.
Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es (^
zeigt
Fig. 1 eine schematische Darstellung der Signalverstärkerschaltung,
Fi g. 2 eine graphische Darstellung der Kennlinie des
Verhältnisses zwischen Drain-Strom und Drain/Source-Spannung bei einem n-Kanal-Feldeffekttransistor mit
den Eigenschaften einer stromungesättigten Triode,
F i g. 3 ein Schaltbild einer Signalverstärkerschaltung gemäß einer abgewandelten Ausführungsform, die
Vorspannkreise, eine Vortreiberschaltung und einen Eingangskreis aufweist,
Fig.4 ein Schaltbild der Vortreiberschaltung gemäß
F i g. 3 zur Erläuterung ihrer Arbeitsweise und
F i g. 5 ein Schaltbild einer Signalverstärkerschaltung gemäß einer noch weiter abgewandelten Ausführungsform.
In Fig. 1 ist eine Doppelstromversorgungs-Signalverstärkerschaltung
mit einer echt komplementären Gegentakt-Ausgangsschaltung 10 und einer Treiberschaltung
20 dargestellt. Bei der Gegentaktschaltung iO sind die Source-Elektroden eines n-Kanal-Feldeffekttransistors
Q] und eines p-Kanal Feldeffekttransistors
Qi an einen gemeinsamen Ausgangspunkt A angeschlossen.
Zwischen den Ausgangspunkt A und einen Massepunkt B ist eine Lastimpedanz RL, etwa die
Schwingspule eines Lautsprechers, eingeschaltet. Stromquellen bzw. -Versorgungen Vi, V2 sind mit der
angegebenen Polarität zwischen die Drain-Elektrode des Transistors Q] und den Massepunkt ßbzw. zwischen
die Drain-Elektrode des Transistors ζ>2 und den Massepunkt B eingeschaltet. Die Gate-Elektroden der
Transistoren Qi, Q>
sind gemeinsam an einen Eingangspunkt Cangeschlossen.
Die Treiberschaltung 20 weist einen n-Kanal-Feldeffekttransistor C>! auf, dessen Drain-Elektrode an den
ersten bzw. Lastwiderstand R; angeschlossen ist, welcher seinerseits über einen zweiten Widerstand R?
mit der Plusklemme der Stromversorgung V'i verbunden
ist. Die Source-EIektrode des Treibertransistors Q1 ist
über einen dritten Widerstand Rj an die Minusklemme
der Stromversorgung V2 angeschlossen. Die Drain-Elektrode
oder Ausgangsklemme des Treibertransistors Qj ist unmittelbar an den Eingangspunkt C der
Ausgangsschaltung 10 angekoppelt, ohne über einen Gleichstrom-Sperrkondensator zu verlaufen, d. h., sie ist
gleichstromleitend geschaltet. Zwischen Gate- und Source-EIektrode des Treibertransistors Qi ist eine
Eingangssignalquelle G geschaltet. Für diese Signalquelle G, die ein Eingangssignal zwischen Gate- und
Source-EIektrode des Treibertransistors Q3 liefert, wird
üblicherweise eine Vortreiberschaltung verwendet. Dabei ist ein erster Kondensator Q zwischen den
Ausgangspunkt A und die erste Verzweigung D geschaltet, die sich zwischen den beiden Widerständen
R], R2 befindet. Ein zweiter Kondensator C2 ist zwischen
den Ausgangspunkt A und eine zweite Verzweigung E eingeschaltet, die zwischen der Source-EIektrode des
Treibertransistors Q3 und dem dritten Widerstand R3
liegt. Die Werte der beiden Kondensatoren Ci, C2 sind
so gewählt, daß sie für NF-Frequenzen eine sehr geringe Impedanz darstellen.
Im Vergleich zur bisher verwendeten Signalverstärkerschaltung ist die in F i g. 1 dargestellte Signalverstärkerschaltung
insofern neuartig und einzigartig, als sie weiterhin mit dem zweiten Kondensator C2 und dem
dritten Widerstand Rj versehen ist. Dieser zweite Kondensator C2 und der dritte Widerstand R\ sind
speziell für die Betätigung des Treibertransistors Qj
vorgesehen. Bei der Signalverstärkerschaltung gemäß Fig. 1, deren Ausgangsschaltung 10 die gleiche
Anordnung besitzt, wie bei der bekannten Schaltung,
werden als Ausgangstransistoren Q] und Qi vorzugsweise
neuartige stromungesättigte Feldeffekttransistoren verwendet. Die Ausgangstransistoren Q], Q sind jedoch
nicht auf derartige Feldeffekttransistoren beschränkt, sondern können auch aus herkömmlichen stromgesättigten
Feldeffekttransistoren oder aus zweipoligen Transistoren bestehen. Obgleich in F i g. 1 eine mit
Doppelstromversorgung versehene, echt komplementäre Gegentakt-Ausgangsschaltung 10 dargestellt ist,
kann letztere auch durch eine echt komplementäre Gegentakt-Ausgangsschaltung mit einer einzigen
Stromversorgung oder durch eine quasi-komplementäre
Gegentakt-Ausgangsschaltung mit einer oder mit zwei Stromversorgungen ersetzt werden.
Vor der Beschreibung der Arbeitsweise der Treiberschaltung unter Verwendung von ungesättigten Treiber-Feldeffekttransistoren
sei nunmehr zunächst die Arbeitsweise der herkömmlichen Bootstrap-Treiberschaltung
betrachtet, bei welcher nur die Verzweigung D über einen Kondensator Q niedriger Impedanz mit
dem Ausgangspunkt A verbunden ist. Da die Verzweigung D über den Kondensator Ci niedriger Impedanz
mit dem Ausgangspunkt A verbunden ist, entspricht die Spannung an der Verzweigung D einer Stromversorgungsspannung
für den Betrieb des Treibertransistors Qi. An dieser Verzweigung D sind daher eine
Gleichspannung einer festen Größe sowie ein von der Ausgangsschaltung 10 rückgekoppeltes Signal einander
überlagert. Hierbei variiert die dem Treibertransistor Qi
aufgeprägte Speisespannung mit dem Ausgangssignal von der Ausgangsschaltung 10. Wenn der Treibertransistor
Q3 aus einem herkömmlichen Feldeffekttransistor
oder einem Bipolartransistor mit stromgesättigter Pentoden-Charakteristik besteht, spricht der Arbeitsstrom des Treibertransistors Q3 nicht auf die durch das
von der Ausgangsschaltung 10 zur Verzweigung D rückgekoppelte Ausgangssignal hervorgerufene Änderung
der Speisespannung an, sondern nur auf ein Eingangssignal, das zwischen Gate- und Source-Elektrode
oder zwischen Basis und Emitter des Treibertransistors Q3 angelegt wird, so daß letzterer einen
vorbestimmten Verstärkungsgrad besitzen kann.
Im folgenden ist nunmehr die Arbeitsweise einer Treiberschaltung erläutert, bei welcher der Treibertransistor
Q3 aus einem stromungesättigten Feldeffekttransistorbesteht.
Der Drain-Strom fo eines Feldeffekttransistors mit
der Charakteristik einer stromungesättigten Triode läßt sich, wie im Fall einer Triode etwa durch folgende
Gleichung ausdrücken:
in welcher
Vas die Gate/Source-Spannung,
Vns die Drain/Source-Spannung,
μ den Spannungsverstärkungsfaktor und
gm die Steilheit
bedeutet.
Der Drain-Strom //; variiert nämlich gemäß F i g. 2 nahezu linear relativ zu Vds, wobei Vas als Parameter
herangezogen wird. Die praktisch parallelen, geraden Linien (a), (b) und (c)in F i g. 2 bezeichnen die Lastlinien
des Treibertransistors Q3 unter verschiedenen Bedingungen.
Die.Gradienten bzw. Gefälle dieser Lastlinien entsprechen dem Lastwiderstand R]. Die mittlere
Lastlinie (a) veranschaulicht den Fall, in welchem die Gleichspannung an der Verzweigung D zwischen den
Widerständen /?,, R2 (Fig. 1) auf Vm festgelegt ist.
Wenn beispielsweise die Gate-Elektrode des Treibertransistors Q3 relativ zu seiner Source-Elektrode auf
— Vcso vorgespannt ist, befindet isich der Arbeitspunkt
des Transistors Q3 am Punkt P auf der mittleren Lastlinie (a). Dabei wird der Dirain-Strom durch Im
angegeben.
Im Hinblick darauf, daß
■1)0 ~ 'DO"I
/«ο = gm y~ I7GXO τ
gilt, ergibt sich folgende Gleichung:
' nn —
rD0
in welcher rp
den Eigenwiderstand des Treibertransistors Q3 bedeutet. Wenn Vm festgelegt ist,
verschiebt sich der Arbeitspunkt des Treibertransistors Q3 zwischen einem Punkt P+ und einem Punkt P- auf
der mittleren Lastlinie (a)be\ als Mittelpunkt dienendem Punkt P in Abhängigkeit von einer der Vorspannung
- Vcso überlagerten Wechselstromsignalkomponente ±λ Vcs- in diesem Fall steigt der Drain-Strom während
der positiven Halbperioden eines Eingangssignals um + älD an, und er nimmt während der negativen
Halbperioden des Eingangssignals um —Alpab.
Nachstehend ist nunmehr der Fall erläutert, in
,o welchem ein Ausgangssignal von der Ausgangsschaltung
10 an die Verzweigung D rückgekoppelt wird. Wie aus F i g. 1 hervorgeht, besitzt ein an den Treibertransistor
Q3 angelegtes Treibereingangssignal e, eine gegenüber
einem Ausgangssignal eo, das über einer Last RL
auftritt, entgegengesetzte Phase. Wenn daher die Gate-Spannung während der positiven Halbperioden
des an den Treibertransistor Q3 angelegten Eingangssignals
um aVcs ansteigt, fällt das Ausgangssignal C0
entsprechend ab, was zu einer Verringerung der Spannung an der Verzweigung D führt. Infolgedessen
wird der Drain-Strom h stärker verringert als in dem Fall, in welchem das genannte Ausgangssignal nicht zur
Verzweigung D rückgekoppelt wird. Der Arbeitspunkt des Feldeffekttransistors verschiebt sich daher bei unter
Vm liegender Speisespannung auf den Punkt P+' auf der
unteren Lastiinie (b). Während der negativen Halbperioden des an den Treibertransistor Q3 angelegten
Eingangssignals steigt dagegen die Spannung an der Verzweigung D an, was eine Erhöhung des Drain-
jo Stroms mit sich bringt. Zu diesem Zeitpunkt verschiebt
sich der Arbeitspunkt des Treibertransistors Q3 bei einer
höheren Speisespannung als Vm auf den Punkt PJ auf
der oberen Lastlinie (c). Wenn nämlich der Treibertransistor Qj durch die Rückkopplung des genannten
Ausgangssignals beeinflußt wird, zeigt er einen Arbeitspunkt, der sich zwischen dem Punkt PJ auf der unteren
Lastlinie (b) und dem Punkt PJ auf der oberen Lastiinie
(c) verschiebt, wobei der Punkt P auf der mittleren Lastlinie (a) den Mittelpunkt bildet. Die Größe der zu
do diesem Zeitpunkt im Drain-Strom Ip auftretender
Änderung aId ist kleiner als &1d und läßt sich durch die
Gleichung
/' \Vos
—
Vos-
ausdrücken, in welcher a Vp eine Ausgangssignalkompo
nente bedeutet, die von der Ausgangsschaltung 10 zui Verzweigung Drückgekoppelt wird.
Die genannte, von der Änderung der Speisespannung herrührende Änderung des Drain-Stroms führt zu einer
beträchtlichen Verringerung des Verstärkungsgrads des Treibertransistors Q1. Wenn nämlich der Spannungsgewinn
in der Ausgangsschaltung 10 mit G bezeichnet .s
wird, fällt dieser Spannungsgewinn im Treibertransistor Qs gegenüber dem Fall, in welchem das Ausgangssignal
von der Ausgangsschaltung 10 nicht zur Verzweigung D
rückgekoppelt wird, auf , , ,. ab. Der Gesamtvcrstär-
I -t Ii
kungsgrad von Treiberschaltung und Ausgangsschaltung 10 wird kleiner als der Verstärkungsgrad in der
Treiberschaltung, wenn das Ausgangssignal von der Ausgangsschaltung 10 der der Verzweigung D aufgeprägten
Spannung nicht überlagert ist. Dies bedeutet, daß dann, wenn ein neuartiger stromungesättigter
Feldeffekttransistor in der bekannten Bootstrap-Trciberschaltung verwendet wird, der Verstärkungsgrad in
der Ausgangsstufe auf einen unter 1 liegenden Wert abfällt.
Bei der in F i g. 1 dargestellten Signalverstärkerschaltung mit dem Kondensator C2, welcher den Ausgangspunkt
A mit der Source-Elektrode des Treibertransistors Qi vom stromungesättigten Trioden-Typ verbindet,
wird eine Ausgangsspannung von der Ausgangsschaltung 10 den sowohl der Drain- als auch der
Source-Elektrode des Treibertransistors Qj aufgeprägten
Spannungen überlagert. Infolgedessen ändern sich die Spannungen an den Verzweigungen D und E im
gleichen Ausmaß und in derselben Richtung, wodurch die Spannungsänderungen bzw. -Schwankungen an den
Verzweigungen D und E einander aufheben. Dies entspricht dem Fall, in welchem die Ausgangsspannung
von der Ausgangsschaltung 10 nicht der dem Treibertransistor Qi aufgeprägten Speisespannung überlagert
wird. Der Arbeitsstrom des Treibertransistors Qi hängt
daher ausschließlich von der Spannung eines Eingangssignal ab, so daß die Verringerung des Spannungsgewinns
im Treibertransistor Qi verhindert wird. Da die
Spannung an den Verzweigungen D und E durch die Kondensatoren Q, C2 auf einem festen Wert gehalten
wird, wird ein Treiberausgangssignal mit ausreichend hoher Amplitude innerhalb eines Bereichs guter
Linearität erhalten, so daß die Ausgangstransiistoren Q\,
Q2 abwechselnd in den Sättigungszustand gesteuert 4$
werden können.
Gemäß F i g. 1 kann entweder der erste Kondensator Q oder der zweite Kondensator C2 zwischen die
Verzweigungen Dona ^eingeschaltet sein.
Fig.3 veranschaulicht eine Signalverstärkerschaltung
gemäß einer abgewandelten Ausführungsform mit einer Vortreiberschaltung 30, die unmittelbar an die
Treiberschaltung 20 angekoppelt sein kann. Die den Teilen von Fig. 1 entsprechenden Teile gemäß Fig.3
sind mit denselben Bezugsziffern bezeichnet und daher -,5 nicht mehr näher erläutert. Eine Vortrciberschaltung,
die einen stromungesättigten Feldeffekttransistor verwendet und die dennoch unmittelbar an die Treiberschaltung
20 angeschlossen sein kann, sollte frei sein von den Einflüssen der Spannungsänderung, die an der («>
Source-Elektrode des in die Treiberschaltung 20 einbezogenen Treibertransistors Qi aus dem Grund
auftritt, daß eine Ausgangsspannung der Ausgangsschaltung 10 der der Source-Elektrode des Treibertransistors
Qj aufgeprägten Spannung überlagert wird. Die (15
Ausführungsform gemäß Fig.3 ist mit einer Vortreiberschaltung 30 versehen, welche diesem Erfordernis
genügt.
Die Drain-Elektrode eines in der Vortreiberschaltung
30 angeordneten stromungesättigten p-Kanal-Feldeffekttransistors
Qa ist über einen Lastwiderstand Ra an
die Verzweigung fangeschlossen. Die Source-Elektrode
des Transistors Qa ist über einen Widerstand Rs mil
der Plusklemme der Stromversorgung V\ verbunden Ein Widerstand Rb ist zwischen die Source-Elektrode
des Transistors Qa und die Verzweigung feingeschaltet
Die Drain-Elektrode des Transistors Qa ist unmittelbar an die Gate-Elektrode des Treibertransistors Qj
angeschlossen.
Bei 40 ist eine Eingangsstufe mit n-Kanal-Feldeffekttransistoren
Qs, Q0 dargestellt, die in Source-Schaltung
angeordnet sind. Die Drain-Elektroden der Transistoren Q5, Q0 sind über Widerstände Ri bzw. A8 mit der
Plusklemme der Stromversorgung V| verbunden. Die zusammengeschalteten Source-Elektroden der Transistoren
Qs, Qb sind über einen Widerstand A9 mit der
Minusklemme der Stromversorgung V2 verbunden. Die Gate-Elektrode des Transistors Qs ist über einen
Widerstand Rw an Masse angeschlossen und zur Aufnahme eines Eingangssignals geschaltet. Die Gate-Elektrode
des Transistors Q0 ist über einen Widerstand R1 1 mit dem Ausgangspunkt A verbunden und außerdem
über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand Ru
und einem Kondensator Cz an Masse angeschlossen. Die Drain-Elektrode des Transistors Q6 ist unmittelbar an
die Gate-Elektrode des Vortreibertransistors Qt angekoppelt. Zwischen die Drain-Elektrode des Treibertransistors
Qj und den Lastwiderstand R\ ist eine Zenerdiode
Z geschaltet, die zwischen den Gate-Elektroden der Transistoren Qi, Q; einen vorbestimmten Spannungspegel
für B-Verstärkung gewährleistet. Die Zenerdiodc 2
kann auch durch ein anderes Konstantspannungselement oder durch eine Konstantspannungsschaltung mit
einem oder mehreren Konstantspannungselementen ersetzt werden.
Eine automatische Vorspannschaltung aus einem Widerstand Rs und einem Kondensator Cs ist so
zwischen die Source-Elektrode des Treibertransistors Qj und den Widerstand R} geschaltet, daß sie die
Gate-Elektrode des Transistors Qj gegenüber seiner Source-Elektrode negativ bzw. in Gegenrichtung
vorspannt.
Im folgenden ist anhand von Fig.4 die Arbeitsweise
der Vortreiberschaltung 30 erläutert, die zwischen die
+ V'/rSpieiseklemme und Masse geschaltet ist und einen
η-Kanal Feldeffekttransistor aufweist.
Wenn die mit Id, In bezeichneten Ströme über die
Widerstände Ra bzw. Rb fließen, läßt sich die Gate/Sourcc-Spannung
V(;S des Transistors Qa durch folgende
Gleichung ausdrücken:
Vas= V0 -R5 (/„+/„).
Die Drain/Sourec-Spannung Vns läßt sich wie folgi
ausdrücken:
Vas=
Uo+Ih) R>·
I11 bestimmt sich wie folgt:
'I) 'I) "5
709 536/41C
215 27 172
ίο
Wenn die obigen Gleichungen (4), (5) und (6; in Gleichung (I) eingesetzt werden, läßt sich /„ wie folgt
ausdrucken:
Wenn mithin Rb, /?-, mit solchen Werten gewühlt
werden, daß sie der Gleichung Rb = μRr, innerhalb des
die Aufstellung der obigen Gleichungen (4), (5) und (6) zulassenden Bereiches genügen, besitzt der Drain-Strom
Id des Transistors Q4 einen vom Wert von Vd
unabhängigen Wert. Als Ergebnis variiert lD ersichtlicherweise
allein in Abhängigkeit von einem Eingangssignal, ohne durch Änderungen der Speisespannung V«
beeinflußt zu werden. Dies ist darauf zurückzuführen, daß eine Änderung der Speisespannung Vd, die zur
Drain-Elektrode des Transistors Q4 übertragen wird, um
dessen Arbeitsstrom zu erhöhen, auch über den Widerstand A6 zu «einer Source-Elektrode übertragen
wird, um den Arbeitsstrom des Transistors Q* zu
verringern, und umgekehrt. Im Fall von Rb = (J.R5 sind
Anstieg und Abfall des Arbeitsstroms des Transistors Q4
ausgeglichen, so daß der Arbeitsstrom unabhängig von Änderungen der Speisespannung Vd wird.
Infolgedessen wird die Vortreiberschaltung 30 gemäß F i g. 3 mit dem Vortreiberiransistor Qi, dessen Source-
und Drain-Elektroden gleichstrommäßig über die zugeordneten Widerstände Rt bzw. Rs mit der Source-Elektrode
des Treibertransistors Qi verbunden sind, unempfindlich gegenüber den an der Source-Elektrode
des Treibertransistors Qi auftretenden Änderungen der
Spannung, die durch die Überlagerung der Ausgangsspannung von der Ausgangsschaltung 10 an der
Verzweigung E verursacht werden. Trotz der Verwendung eines stromungesättigten Feldeffekttransistors
kann mithin die Vortreiberschaltung 30 gemäß Fig.3,
wie aus den vorstehenden Erläuterungen ersichtlich sein dürfte, unmittelbar an die Treiberschaltung 20 angeschlossen
werden.
Wenn der Widerstand Rb bei der Schaltung gemäß
F i g. 3 weggelassen wird, wird der über den Vortreibertransistor Qa fließende Signalstrom durch den Gcsamtverstärkungsgrad
der Treiberschaltung 20 und der Ausgangsschaltung 10 beeinflußt, so daß möglicherweise
Schwingung auftritt. Bei der, mit dem Widerstand Rt,
versehenen Vortreiberschaltung 30 wird dagegen infolge des Verhältnisses Rb = μR', der über den
Transistor Q* fließende Wechselstrom frei vom Einfluß des Gesamtvfrrstärkungügrads der Treiberschaltung 20
und der Ausgangsschaltung 10, so dal) die Möglichkeit
für Schwingung ausgeschaltet wird. Die Beziehung Wt, = μR', brauch*, nicht starr zu sein, sondern muß nur
so bestimmt sein, daß der Einfluß der Spciscspannungsänderung
auf den Transistor Q4 und die Möglichkeit füi
die genannte Schwingung vermindert werden. Dei Widerstand Rb braucht nicht, wie der Widerstand R4, ar
die Verzweigung Fangeschlossen zu sein, sondern kanr
> mit einem Punkt verbunden sein, an welchem die
Spannung mit der gleichen Phase variiert wie an dei Verzweigung E, z. B. mit dem Ausgangspunkt A, der ar
die Source-Elektrode des Treibertransistors Q\ angeschlossen ist.
Gemäß F i g. 3 ist der Widerstand Rw, welcher di(
Gate-Elektrode des in der Eingangsstufe bzw. in Differentialverstärker 40 vorgesehenen Transistors Q
mit Masse verbindet, vorgesehen, um die Gate-Elektro
de des Transistors Qs auf Massepotential zu halten. Ar die Gate-Elektrode des anderen, in der Eingangsstufe 4C
vorgesehenen Transistors Qb ist der Ausgang dei
Gegentakt-Ausgangsschaltung 10 über ein Signal- unc Gleichstrom-Rückkopplungsnetz mit Widerständen /?ι ι
R\2 und dem Kondensator Ci angeschlossen, um eint
Gegenkopplung der Eingangsstufe zu gewährleisten Die Gegenkopplung von der Ausgangsstufe 10 zu:
Eingangsstufe 40 über den Widerstand Ru legt der
Ausgangspunkt A auf Massepotential fest.
Fig.5 veranschaulicht eine Signalverstärkerschal tung gemäß einer noch weiter abgewandelten Ausfüh
rungsform bei welcher die Vortreiberschaltung 30 au; einem Differentialverstärker besteht. Die den Teiler
von F i g. 3 entsprechenden Teile von F i g. 5 sind dabe mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet und dahei
nicht näher erläutert. Bei der Vortreiberschaltung 3( von Fig.5 sind die Source-Elektroden von p-Kanal
Feldeffekttransistoren Q1, Q1 über eine Stromquelle /ar
die Plusklemme der Stromversorgung V\ angeschaltet Die Drain-Elektroden der Differentialtransistoren Q1
.15 Q& sind über zugeordnete Lastwiderständc Ri bzw. R» ar
die Verzweigung fangeschlossen. Die Drain-Elektrod<
des Transistors Q1 ist unmittelbar mit der Gate-Elektro
de des Treibertransistors Qi verbunden. Da du Feldeffekttransistoren Q1, Q» in Differcntialschaltung
•to angeordnet sind, ist die Vortreiberschaltung 30 gemäL
Fig.5 gegenüber Spannungsschwankungen an dei
Verzweigung E immun. Wenn die Vortrciberschaltunf 30 aus einem Diffcrentialverstärker in Form vor
stromungesättigten Feldeffekttransistoren besteht
•is kann die Vortreiber-Eingangsstufe ersichtlichcrweisc
ohne weiteres unmittelbar an die Treiberschaltung 2( angeschlossen werden. Es sind jedoch die Differential
Vortreibertransistoren nicht auf stromungcsättigti Feldeffekttransistoren beschrankt, vielmehr können sit
Vi auch aus herkömmlichen Feldeffekttransistoren odei
Bipolartransistoren bestehen.
Die bei der Signalverstärkcrschaltung vorgesehener Widerstände brauchen nicht unbedingt Widcrstandsele
mente zu sein, vielmehr können sie auch durch ändert
ss aktive oder passive Elemente mit einem elektrisch™
Widerstand ersetzt werden.
Hierzu 2 Blüli Zeichnungen
Claims (4)
- Patentansprüche:I. Signalverstärkerschaltung, bestehend aus einer Komplementär-Gegentakt-Endstufe, deren beiden Transistoren gleichstrommäßig in Reihe zwischen die beiden Klemmen der Gleichspannungsversorgung geschaltet sind und deren Emitteranschlüsse den Ausgang bilden, an den die Last angeschlossen ist, mit einer mit der Gegentakt-Endstufe unmittelbar gekoppelten Treiberstufe, welche als Kollektorlast zwei unterteilte Widerstände aufweist, deren Verbindungspunkt wechselstrommäßig mit dem Ausgang der Endstufe verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Halbleiter-Verstärkereiement (Q3) der Treiberschaltung (20) aus einem Feldeffekttransistor mit Strom ungesättigter Trioden-Oharakteristik besteht, daß ein weiterer Widerstand (Rj) als Verbindungselement zwischen der Source-Eleklrode des Treiber-Feideffekttransistors (Qi) und der Gleichspannungsversorgung und daß eine zweite wechselstrommäßige Rückkopplung (C2) vom Ausgang (A) der Gegentakt-Endstufe (10) zur Source-Elektrode des Treiber-Feldeffekttransistors (Q)) vorgesehen sind.
- 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie weiterhin eine Vortreiberschaltung (30) zur Anlegung eines Eingangssignals an die Gate-Elektrode des Treiber-Feldeffekttransistors (Qi) aufweist und daß die Vortreiberschaltung einen ersten Vortreiber-Feldeffekttransistor (Q<), dessen Drain-Elektrode über einen vierten Widerstand (R*) an die Source-Elektrode des Treiber-Feldeffekttransistors (Qi) und direkt an die Gate-Elektrode des Treiber-Feldeffekttransistors angeschlossen ist und dessen Source-Elektrode über einen fünften Widerstand (Ri) mit der Gleichspannungsversorgung (Ti. V2) sowie über einen sechsten Widerstand (K6) mit der Source-Elektrode des Treiber Feldeffekttransistors (Qj) verbunden ist.
- 3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert des sechsten Widerstandes (R6) praktisch dem Widerstandswert des fünften Widerstandes (Rs), multipliziert mit dem Verstärkungsfaktor des Vortreiber-Feldeffekttransistors (R4) entspricht.
- 4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die den Ausgang (A) der Gegentakt-Endstufe (10) mit der Source-Elektrode des Treiber-Feldeffekttransistors (Qi) verbindende Einrichtung einen Kondensator (Cj) aufweist.
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