DE2527172B2

DE2527172B2 - Signalverstaerkerschaltung mit einer komplementaeren gegentakt-endstufe

Info

Publication number: DE2527172B2
Application number: DE19752527172
Authority: DE
Inventors: Shigeru Fujisawa Kanagawa Todokoro (Japan)
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1974-06-19
Filing date: 1975-06-18
Publication date: 1977-09-08
Also published as: JPS51251A; DE2527172A1; US4000474A

Description

Die Erfindung betrifft eine Signalverstärkerschaltung, bestehend aus einer Komplementär-Gegentekt-Endstufe, deren beiden Transistoren gleichstrommäßig in Reihe zwischen die beiden Klemmen der Gleichspannungsversorgung geschaltet sind und deren Emitteranschlüsse den Ausgang bilden, an den die Last angeschlossen ist, mit einer mit der Gegentakt-Endstufe unmittelbar gekoppelten Treiberstufe, welche als Kollektorlast zwei unterteilte Widerstände aufweist, deren Verbindungspunkt wechselstrommäßig mit dem Ausgang der Endstufe verbunden ist.

Aus der Zeitschrift »Electronics Woirld«, Dezember 1968, Seite 30, Fig. 1 ist eine Signalverstärkerschaltung

mit einer Komplementär-Gegentakt-Endstufe bekannt, die aus zwei Transistoren von entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp gebildet ist. Die Treiberstufe dieses bekannten Signalverstärkers enthält unter anderem einen bipolaren Transistor, dessen Kollektorwiderstand aus mehreren einzelnen bzw. unterteilten Widerständen besteht. Darüber hinaus sind bei dieser bekannten Signalverstärkerschaltung die Basisanschlüsse der Endstufentransistoren direkt mit dem Kollektor des Treibertransistors verbunden. Der Verbindungspunkt der zwei Endstufentransistoren ist auch wechselstrommäßig mit dem Verbindungspunkt zweier Teilwiderstände verbunden, und schließlich ist auch der Treibertransistor in Emitterschaltung und mit der sogenannten Bootstrap-Rückkopplung betrieben.

Ein Feldeffekt-Transistor und ein Bipolartransistor, die bisher als aktive Verstärkerelemente verwendet wurden, besitzen Stromsättigungs-Kennlinien wie bei einer Pentode.

jo Aus der US-PS 38 28 230 ist ein Feldeffekt-Transistor mit der Kennlinie einer stromungesättigten Triode bekanntgeworden, der sich in folgender Weise von einem herkömmlichen Feldeffekt-Transistor unterscheidet: Bei einem stromungesättigten Feldeffekt-Transistör gemäß der US-PS 38 28 230 ist der Abstand zwischen dem Source-Bereich und dem Kanal extrem kurz ausgeführt, und weiter kann sich die Gate-Sperrschicht in einer plattenähnlichen Gestalt ändern, kann also beispielsweise relativ zur Richtung des Stromes, der vom Source-Bereich zum Drain-Bereich fließt, keilförmige Gestalt haben und die Gate-Elektrode mit der plattenförmigen Gestalt usw. ist an einer Stelle angeordnet, an welcher die effektive Kanallänge kurz wird.

Durch die zuvor erwähnte Konstruktion wird der Reihenwiderstand zwischen Source-Bereich und Gate/ Drain-Bereich merklich kleiner als vergleichsv/eise bei einem herkömmlichen Feldeffekt-Transistor, so daß der neuartige stromungesättigte Feldeffekt-Transistor für hohe Leistungen eingesetzt werden kann. Darüber hinaus wird durch den kleinen Reihenwiderstand der Umformungsleitwert sehr viel größer als bei dem bekannten Transistor.

Demgegenüber besitzt also ein herkömmlicher Feldeffekt-Transistor einen großen Reihenwiderstand zwischen Source-Bereich und Gate-Bereich. Wenn die Drain-Source-Spannung erhöht wird, und zwar unter Konstanthaltung der Gate-Sourcespannung, wird der durch den Kanal fließende Strom so lange erhöht, bis die pinch-off-Spannung erreicht ist. Wenn jedoch die Drain-Source-Spannung die pinch off-Spannung überschreitet, wird der Reihenwiderstand größer, und zwar aufgrund der Expansion der Sperrschicht. Beim herkömmlichen Feldeffekt-Transistor wird der Effekt der Stromverminderung aufgrund des erhöhten Reihenwiderstandes, d. h. also der Gegenkopplungseffekt durch den Effekt der Stromerhöhung bei erhöhter Spannung zur Stromsättigung bei einem bestimmten Wert ausgeglichen, was also den stromgesättigten Kennlinien eines sogenannten »Pentodentyps« entspricht.

Es ergibt sich somit, daß der stromungesättigte Feldeffekt-Transistor einen extrem kleinen Reihenwiderstand besitzt, wodurch dieser neue Feldeffekt-Transistor von der Erscheinung der Stromsättigung frei wird, die durch Gegenkopplung bei einem herkömmlichen Feldeffekt-Transistor auftritt, so daß dieser neue Feldeffekt-Transistor ungesättigte Stromkennlinien ge-

näß einer Vukuunilriodc besitzt.

Wenn ein derartiger strornungesättigtei Feldeffekt-Transistor als aktives Verstiirkcrelement einer ßootstrap-TrciberschallunB verwendet wird, so fällt der Verstärkungsgrud in der Trclberslufe beträchtlich ab, weil ein Ausgangssignal der Gegentaktschaltung der eier Treiberstufe zugeführten Betriebsgleichspannung überlagert wird, so daß die Gegerctaktschaltung nicht voll ausgesteuert wird.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe ,₀ besteht daher darin, eine Signalverstärkerschaltung der eingangs definierten Art zu schaffen, bei welcher ein stromungcsätiigter Transistor in der Treiberstule für eine komplementäre Gegentakt-Endstufe mit Bootstrap-Rückkopplung auf die Treiberstufe verwendet is;, 1 s wobei die volle Aussteuerung der Endstufe gewährleistet werden soll.

Ausgehend von der Signalverstärkerschaltung der eingangs definierten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Halbleiterverstärkerelement der Treiberschaltung aus einem Feldeffekt-Transistor mit stromungesättigter Trioden-Charakteristik besteht, daß ein weiterer Widerstand als Verbindungselement zwischen der Source-EIektrode des Treiber-Feldeffekttransistors und der Gleichspannungsversorgung und daß eine zweite wechselstrommäßige Rückkopplung vom Ausgang der Gegentakt-Endstufe zur Source-Elektrode des Trübcrfeldeffekt-Transistors vorgesehen sind.

Der Treiber-Feldeffekt-Transistor kann somit allein _1U in Abhängigkeit von einem Eingangssignal die Gegentakt-Endstufe vollständig ansteuern, ohne durch die Rückkopplung eines Ausgangssignals von der Gegentakt-Endstufe beeinflußt zu werden.

Im einzelnen kann die Erfindung dadurch eine vs vorteilhafte Weiterbildung erfahren, daß sie weiterhin eine Vortreiberschaltung zur Anlegung eines Eingangssignals an die Gate-Elektrode des Treiber-Feldeffekt-Transistors aufweist, und daß die Vortreiberschaltung einen ersten Vortreiber-Feldeffekt-Transistor, dessen Drain-Elektrode über einen vierten Widerstand an die Source-Elektrode des Treiber-Feldeffekt-Transistors und direkt an die Gate-Elektrode des Treiber-Feldeffekt-Transistors angeschlossen ist und dessen Source-Elektrode über einen fünften Widerstand mit der Gleichspannungsversorgung sowie über einen sechsten Widerstand mit der Source-EIektrode des Treiber-Feldeffekt-Transistors verbunden ist.

Wenn die ausgewählten Widerstandswerte des fünften und des sechsten Widerstands durch folgende Gleichung

Rb = μ. A₅

ausgedrückt werden, in welcher μ den Verstärkungsfaktor des stromungesättigten Vortrsiber-Feldeffekt-Tran- -ss sistors bedeutet, spricht die Vortreiberschaltung überhaupt nicht auf Änderungen der Betriebsspannung für den Vortreiber-Feldeffekt-Transistor an.

Eine einfache Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung besteht schließlich darin, daß die d"n <«> Ausgang der Gegentakt-Endstufe mit der Source-Elektrode des Treiber-Feldeffekt-Transistors verbindende Einrichtung einen Kondensator aufweist.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es (^ zeigt

Fig. 1 eine schematische Darstellung der Signalverstärkerschaltung,

Fi g. 2 eine graphische Darstellung der Kennlinie des Verhältnisses zwischen Drain-Strom und Drain/Source-Spannung bei einem n-Kanal-Feldeffekttransistor mit den Eigenschaften einer stromungesättigten Triode,

F i g. 3 ein Schaltbild einer Signalverstärkerschaltung gemäß einer abgewandelten Ausführungsform, die Vorspannkreise, eine Vortreiberschaltung und einen Eingangskreis aufweist,

Fig.4 ein Schaltbild der Vortreiberschaltung gemäß F i g. 3 zur Erläuterung ihrer Arbeitsweise und

F i g. 5 ein Schaltbild einer Signalverstärkerschaltung gemäß einer noch weiter abgewandelten Ausführungsform.

In Fig. 1 ist eine Doppelstromversorgungs-Signalverstärkerschaltung mit einer echt komplementären Gegentakt-Ausgangsschaltung 10 und einer Treiberschaltung 20 dargestellt. Bei der Gegentaktschaltung iO sind die Source-Elektroden eines n-Kanal-Feldeffekttransistors Q] und eines p-Kanal Feldeffekttransistors Qi an einen gemeinsamen Ausgangspunkt A angeschlossen. Zwischen den Ausgangspunkt A und einen Massepunkt B ist eine Lastimpedanz RL, etwa die Schwingspule eines Lautsprechers, eingeschaltet. Stromquellen bzw. -Versorgungen Vi, V2 sind mit der angegebenen Polarität zwischen die Drain-Elektrode des Transistors Q] und den Massepunkt ßbzw. zwischen die Drain-Elektrode des Transistors ζ>₂ und den Massepunkt B eingeschaltet. Die Gate-Elektroden der Transistoren Qi, Q> sind gemeinsam an einen Eingangspunkt Cangeschlossen.

Die Treiberschaltung 20 weist einen n-Kanal-Feldeffekttransistor C>! auf, dessen Drain-Elektrode an den ersten bzw. Lastwiderstand R; angeschlossen ist, welcher seinerseits über einen zweiten Widerstand R? mit der Plusklemme der Stromversorgung V'i verbunden ist. Die Source-EIektrode des Treibertransistors Q₁ ist über einen dritten Widerstand Rj an die Minusklemme der Stromversorgung V₂ angeschlossen. Die Drain-Elektrode oder Ausgangsklemme des Treibertransistors Qj ist unmittelbar an den Eingangspunkt C der Ausgangsschaltung 10 angekoppelt, ohne über einen Gleichstrom-Sperrkondensator zu verlaufen, d. h., sie ist gleichstromleitend geschaltet. Zwischen Gate- und Source-EIektrode des Treibertransistors Qi ist eine Eingangssignalquelle G geschaltet. Für diese Signalquelle G, die ein Eingangssignal zwischen Gate- und Source-EIektrode des Treibertransistors Q3 liefert, wird üblicherweise eine Vortreiberschaltung verwendet. Dabei ist ein erster Kondensator Q zwischen den Ausgangspunkt A und die erste Verzweigung D geschaltet, die sich zwischen den beiden Widerständen R], R2 befindet. Ein zweiter Kondensator C₂ ist zwischen den Ausgangspunkt A und eine zweite Verzweigung E eingeschaltet, die zwischen der Source-EIektrode des Treibertransistors Q₃ und dem dritten Widerstand R3 liegt. Die Werte der beiden Kondensatoren Ci, C₂ sind so gewählt, daß sie für NF-Frequenzen eine sehr geringe Impedanz darstellen.

Im Vergleich zur bisher verwendeten Signalverstärkerschaltung ist die in F i g. 1 dargestellte Signalverstärkerschaltung insofern neuartig und einzigartig, als sie weiterhin mit dem zweiten Kondensator C₂ und dem dritten Widerstand Rj versehen ist. Dieser zweite Kondensator C₂ und der dritte Widerstand R\ sind speziell für die Betätigung des Treibertransistors Qj vorgesehen. Bei der Signalverstärkerschaltung gemäß Fig. 1, deren Ausgangsschaltung 10 die gleiche Anordnung besitzt, wie bei der bekannten Schaltung,

werden als Ausgangstransistoren Q] und Qi vorzugsweise neuartige stromungesättigte Feldeffekttransistoren verwendet. Die Ausgangstransistoren Q], Q sind jedoch nicht auf derartige Feldeffekttransistoren beschränkt, sondern können auch aus herkömmlichen stromgesättigten Feldeffekttransistoren oder aus zweipoligen Transistoren bestehen. Obgleich in F i g. 1 eine mit Doppelstromversorgung versehene, echt komplementäre Gegentakt-Ausgangsschaltung 10 dargestellt ist, kann letztere auch durch eine echt komplementäre Gegentakt-Ausgangsschaltung mit einer einzigen Stromversorgung oder durch eine quasi-komplementäre Gegentakt-Ausgangsschaltung mit einer oder mit zwei Stromversorgungen ersetzt werden.

Vor der Beschreibung der Arbeitsweise der Treiberschaltung unter Verwendung von ungesättigten Treiber-Feldeffekttransistoren sei nunmehr zunächst die Arbeitsweise der herkömmlichen Bootstrap-Treiberschaltung betrachtet, bei welcher nur die Verzweigung D über einen Kondensator Q niedriger Impedanz mit dem Ausgangspunkt A verbunden ist. Da die Verzweigung D über den Kondensator Ci niedriger Impedanz mit dem Ausgangspunkt A verbunden ist, entspricht die Spannung an der Verzweigung D einer Stromversorgungsspannung für den Betrieb des Treibertransistors Qi. An dieser Verzweigung D sind daher eine Gleichspannung einer festen Größe sowie ein von der Ausgangsschaltung 10 rückgekoppeltes Signal einander überlagert. Hierbei variiert die dem Treibertransistor Qi aufgeprägte Speisespannung mit dem Ausgangssignal von der Ausgangsschaltung 10. Wenn der Treibertransistor Q3 aus einem herkömmlichen Feldeffekttransistor oder einem Bipolartransistor mit stromgesättigter Pentoden-Charakteristik besteht, spricht der Arbeitsstrom des Treibertransistors Q₃ nicht auf die durch das von der Ausgangsschaltung 10 zur Verzweigung D rückgekoppelte Ausgangssignal hervorgerufene Änderung der Speisespannung an, sondern nur auf ein Eingangssignal, das zwischen Gate- und Source-Elektrode oder zwischen Basis und Emitter des Treibertransistors Q₃ angelegt wird, so daß letzterer einen vorbestimmten Verstärkungsgrad besitzen kann.

Im folgenden ist nunmehr die Arbeitsweise einer Treiberschaltung erläutert, bei welcher der Treibertransistor Q₃ aus einem stromungesättigten Feldeffekttransistorbesteht.

Der Drain-Strom fo eines Feldeffekttransistors mit der Charakteristik einer stromungesättigten Triode läßt sich, wie im Fall einer Triode etwa durch folgende Gleichung ausdrücken:

in welcher

Vas die Gate/Source-Spannung,

Vns die Drain/Source-Spannung,

μ den Spannungsverstärkungsfaktor und

gm die Steilheit

bedeutet.

Der Drain-Strom //; variiert nämlich gemäß F i g. 2 nahezu linear relativ zu Vds, wobei Vas als Parameter herangezogen wird. Die praktisch parallelen, geraden Linien (a), (b) und (c)in F i g. 2 bezeichnen die Lastlinien des Treibertransistors Q₃ unter verschiedenen Bedingungen. Die.Gradienten bzw. Gefälle dieser Lastlinien entsprechen dem Lastwiderstand R]. Die mittlere Lastlinie (a) veranschaulicht den Fall, in welchem die Gleichspannung an der Verzweigung D zwischen den Widerständen /?,, R₂ (Fig. 1) auf V_m festgelegt ist. Wenn beispielsweise die Gate-Elektrode des Treibertransistors Q₃ relativ zu seiner Source-Elektrode auf — Vcso vorgespannt ist, befindet isich der Arbeitspunkt des Transistors Q₃ am Punkt P auf der mittleren Lastlinie (a). Dabei wird der Dirain-Strom durch Im angegeben.

Im Hinblick darauf, daß

■1)0 ~ 'DO"I

/«ο = gm y~ I⁷GXO τ

gilt, ergibt sich folgende Gleichung:

' nn —

^rD0

in welcher r_p

den Eigenwiderstand des Treibertransistors Q₃ bedeutet. Wenn Vm festgelegt ist, verschiebt sich der Arbeitspunkt des Treibertransistors Q₃ zwischen einem Punkt P₊ und einem Punkt P- auf der mittleren Lastlinie (a)be\ als Mittelpunkt dienendem Punkt P in Abhängigkeit von einer der Vorspannung - Vcso überlagerten Wechselstromsignalkomponente ±λ Vcs- in diesem Fall steigt der Drain-Strom während

der positiven Halbperioden eines Eingangssignals um + älD an, und er nimmt während der negativen Halbperioden des Eingangssignals um —Alpab.

Nachstehend ist nunmehr der Fall erläutert, in

,o welchem ein Ausgangssignal von der Ausgangsschaltung 10 an die Verzweigung D rückgekoppelt wird. Wie aus F i g. 1 hervorgeht, besitzt ein an den Treibertransistor Q₃ angelegtes Treibereingangssignal e, eine gegenüber einem Ausgangssignal eo, das über einer Last RL auftritt, entgegengesetzte Phase. Wenn daher die Gate-Spannung während der positiven Halbperioden des an den Treibertransistor Q₃ angelegten Eingangssignals um aVcs ansteigt, fällt das Ausgangssignal C₀ entsprechend ab, was zu einer Verringerung der Spannung an der Verzweigung D führt. Infolgedessen wird der Drain-Strom h stärker verringert als in dem Fall, in welchem das genannte Ausgangssignal nicht zur Verzweigung D rückgekoppelt wird. Der Arbeitspunkt des Feldeffekttransistors verschiebt sich daher bei unter Vm liegender Speisespannung auf den Punkt P₊' auf der unteren Lastiinie (b). Während der negativen Halbperioden des an den Treibertransistor Q₃ angelegten Eingangssignals steigt dagegen die Spannung an der Verzweigung D an, was eine Erhöhung des Drain-

jo Stroms mit sich bringt. Zu diesem Zeitpunkt verschiebt sich der Arbeitspunkt des Treibertransistors Q₃ bei einer höheren Speisespannung als V_m auf den Punkt PJ auf der oberen Lastlinie (c). Wenn nämlich der Treibertransistor Qj durch die Rückkopplung des genannten

Ausgangssignals beeinflußt wird, zeigt er einen Arbeitspunkt, der sich zwischen dem Punkt PJ auf der unteren Lastlinie (b) und dem Punkt PJ auf der oberen Lastiinie (c) verschiebt, wobei der Punkt P auf der mittleren Lastlinie (a) den Mittelpunkt bildet. Die Größe der zu

do diesem Zeitpunkt im Drain-Strom Ip auftretender Änderung aId ist kleiner als &1d und läßt sich durch die Gleichung

/' \Vos

—

Vos-

ausdrücken, in welcher a Vp eine Ausgangssignalkompo nente bedeutet, die von der Ausgangsschaltung 10 zui Verzweigung Drückgekoppelt wird.

Die genannte, von der Änderung der Speisespannung herrührende Änderung des Drain-Stroms führt zu einer beträchtlichen Verringerung des Verstärkungsgrads des Treibertransistors Q₁. Wenn nämlich der Spannungsgewinn in der Ausgangsschaltung 10 mit G bezeichnet .s wird, fällt dieser Spannungsgewinn im Treibertransistor Qs gegenüber dem Fall, in welchem das Ausgangssignal von der Ausgangsschaltung 10 nicht zur Verzweigung D

rückgekoppelt wird, auf , , ,. ab. Der Gesamtvcrstär-

I -t Ii

kungsgrad von Treiberschaltung und Ausgangsschaltung 10 wird kleiner als der Verstärkungsgrad in der Treiberschaltung, wenn das Ausgangssignal von der Ausgangsschaltung 10 der der Verzweigung D aufgeprägten Spannung nicht überlagert ist. Dies bedeutet, daß dann, wenn ein neuartiger stromungesättigter Feldeffekttransistor in der bekannten Bootstrap-Trciberschaltung verwendet wird, der Verstärkungsgrad in der Ausgangsstufe auf einen unter 1 liegenden Wert abfällt.

Bei der in F i g. 1 dargestellten Signalverstärkerschaltung mit dem Kondensator C₂, welcher den Ausgangspunkt A mit der Source-Elektrode des Treibertransistors Qi vom stromungesättigten Trioden-Typ verbindet, wird eine Ausgangsspannung von der Ausgangsschaltung 10 den sowohl der Drain- als auch der Source-Elektrode des Treibertransistors Qj aufgeprägten Spannungen überlagert. Infolgedessen ändern sich die Spannungen an den Verzweigungen D und E im gleichen Ausmaß und in derselben Richtung, wodurch die Spannungsänderungen bzw. -Schwankungen an den Verzweigungen D und E einander aufheben. Dies entspricht dem Fall, in welchem die Ausgangsspannung von der Ausgangsschaltung 10 nicht der dem Treibertransistor Qi aufgeprägten Speisespannung überlagert wird. Der Arbeitsstrom des Treibertransistors Qi hängt daher ausschließlich von der Spannung eines Eingangssignal ab, so daß die Verringerung des Spannungsgewinns im Treibertransistor Qi verhindert wird. Da die Spannung an den Verzweigungen D und E durch die Kondensatoren Q, C₂ auf einem festen Wert gehalten wird, wird ein Treiberausgangssignal mit ausreichend hoher Amplitude innerhalb eines Bereichs guter Linearität erhalten, so daß die Ausgangstransiistoren Q\, Q2 abwechselnd in den Sättigungszustand gesteuert 4$ werden können.

Gemäß F i g. 1 kann entweder der erste Kondensator Q oder der zweite Kondensator C₂ zwischen die Verzweigungen Dona ^eingeschaltet sein.

Fig.3 veranschaulicht eine Signalverstärkerschaltung gemäß einer abgewandelten Ausführungsform mit einer Vortreiberschaltung 30, die unmittelbar an die Treiberschaltung 20 angekoppelt sein kann. Die den Teilen von Fig. 1 entsprechenden Teile gemäß Fig.3 sind mit denselben Bezugsziffern bezeichnet und daher -,5 nicht mehr näher erläutert. Eine Vortrciberschaltung, die einen stromungesättigten Feldeffekttransistor verwendet und die dennoch unmittelbar an die Treiberschaltung 20 angeschlossen sein kann, sollte frei sein von den Einflüssen der Spannungsänderung, die an der («> Source-Elektrode des in die Treiberschaltung 20 einbezogenen Treibertransistors Qi aus dem Grund auftritt, daß eine Ausgangsspannung der Ausgangsschaltung 10 der der Source-Elektrode des Treibertransistors Qj aufgeprägten Spannung überlagert wird. Die (15 Ausführungsform gemäß Fig.3 ist mit einer Vortreiberschaltung 30 versehen, welche diesem Erfordernis genügt.

Die Drain-Elektrode eines in der Vortreiberschaltung 30 angeordneten stromungesättigten p-Kanal-Feldeffekttransistors Qa ist über einen Lastwiderstand Ra an die Verzweigung fangeschlossen. Die Source-Elektrode des Transistors Qa ist über einen Widerstand Rs mil der Plusklemme der Stromversorgung V\ verbunden Ein Widerstand R_b ist zwischen die Source-Elektrode des Transistors Qa und die Verzweigung feingeschaltet Die Drain-Elektrode des Transistors Qa ist unmittelbar an die Gate-Elektrode des Treibertransistors Qj angeschlossen.

Bei 40 ist eine Eingangsstufe mit n-Kanal-Feldeffekttransistoren Qs, Q₀ dargestellt, die in Source-Schaltung angeordnet sind. Die Drain-Elektroden der Transistoren Q₅, Q₀ sind über Widerstände Ri bzw. A₈ mit der Plusklemme der Stromversorgung V| verbunden. Die zusammengeschalteten Source-Elektroden der Transistoren Qs, Qb sind über einen Widerstand A₉ mit der Minusklemme der Stromversorgung V₂ verbunden. Die Gate-Elektrode des Transistors Qs ist über einen Widerstand Rw an Masse angeschlossen und zur Aufnahme eines Eingangssignals geschaltet. Die Gate-Elektrode des Transistors Q₀ ist über einen Widerstand R₁ 1 mit dem Ausgangspunkt A verbunden und außerdem über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand Ru und einem Kondensator Cz an Masse angeschlossen. Die Drain-Elektrode des Transistors Q₆ ist unmittelbar an die Gate-Elektrode des Vortreibertransistors Qt angekoppelt. Zwischen die Drain-Elektrode des Treibertransistors Qj und den Lastwiderstand R\ ist eine Zenerdiode Z geschaltet, die zwischen den Gate-Elektroden der Transistoren Qi, Q; einen vorbestimmten Spannungspegel für B-Verstärkung gewährleistet. Die Zenerdiodc 2 kann auch durch ein anderes Konstantspannungselement oder durch eine Konstantspannungsschaltung mit einem oder mehreren Konstantspannungselementen ersetzt werden.

Eine automatische Vorspannschaltung aus einem Widerstand Rs und einem Kondensator Cs ist so zwischen die Source-Elektrode des Treibertransistors Qj und den Widerstand R_} geschaltet, daß sie die Gate-Elektrode des Transistors Qj gegenüber seiner Source-Elektrode negativ bzw. in Gegenrichtung vorspannt.

Im folgenden ist anhand von Fig.4 die Arbeitsweise der Vortreiberschaltung 30 erläutert, die zwischen die + V'/rSpieiseklemme und Masse geschaltet ist und einen η-Kanal Feldeffekttransistor aufweist.

Wenn die mit Id, In bezeichneten Ströme über die Widerstände Ra bzw. R_b fließen, läßt sich die Gate/Sourcc-Spannung V₍;_S des Transistors Qa durch folgende Gleichung ausdrücken:

Vas= V₀ -R₅ (/„+/„).

Die Drain/Sourec-Spannung V_ns läßt sich wie folgi ausdrücken:

Vas=

Uo+Ih) R>·

I₁₁ bestimmt sich wie folgt:

'I) 'I) "5

709 536/41C

215 27 172

ίο

Wenn die obigen Gleichungen (4), (5) und (6; in Gleichung (I) eingesetzt werden, läßt sich /„ wie folgt ausdrucken:

Wenn mithin R_b, /?-, mit solchen Werten gewühlt werden, daß sie der Gleichung R_b = μRr, innerhalb des die Aufstellung der obigen Gleichungen (4), (5) und (6) zulassenden Bereiches genügen, besitzt der Drain-Strom Id des Transistors Q₄ einen vom Wert von Vd unabhängigen Wert. Als Ergebnis variiert l_D ersichtlicherweise allein in Abhängigkeit von einem Eingangssignal, ohne durch Änderungen der Speisespannung V« beeinflußt zu werden. Dies ist darauf zurückzuführen, daß eine Änderung der Speisespannung Vd, die zur Drain-Elektrode des Transistors Q₄ übertragen wird, um dessen Arbeitsstrom zu erhöhen, auch über den Widerstand A₆ zu «einer Source-Elektrode übertragen wird, um den Arbeitsstrom des Transistors Q* zu verringern, und umgekehrt. Im Fall von R_b = (J.R5 sind Anstieg und Abfall des Arbeitsstroms des Transistors Q₄ ausgeglichen, so daß der Arbeitsstrom unabhängig von Änderungen der Speisespannung Vd wird.

Infolgedessen wird die Vortreiberschaltung 30 gemäß F i g. 3 mit dem Vortreiberiransistor Qi, dessen Source- und Drain-Elektroden gleichstrommäßig über die zugeordneten Widerstände Rt bzw. Rs mit der Source-Elektrode des Treibertransistors Qi verbunden sind, unempfindlich gegenüber den an der Source-Elektrode des Treibertransistors Qi auftretenden Änderungen der Spannung, die durch die Überlagerung der Ausgangsspannung von der Ausgangsschaltung 10 an der Verzweigung E verursacht werden. Trotz der Verwendung eines stromungesättigten Feldeffekttransistors kann mithin die Vortreiberschaltung 30 gemäß Fig.3, wie aus den vorstehenden Erläuterungen ersichtlich sein dürfte, unmittelbar an die Treiberschaltung 20 angeschlossen werden.

Wenn der Widerstand Rb bei der Schaltung gemäß F i g. 3 weggelassen wird, wird der über den Vortreibertransistor Qa fließende Signalstrom durch den Gcsamtverstärkungsgrad der Treiberschaltung 20 und der Ausgangsschaltung 10 beeinflußt, so daß möglicherweise Schwingung auftritt. Bei der, mit dem Widerstand Rt, versehenen Vortreiberschaltung 30 wird dagegen infolge des Verhältnisses Rb = μR', der über den Transistor Q* fließende Wechselstrom frei vom Einfluß des Gesamtvfrrstärkungügrads der Treiberschaltung 20 und der Ausgangsschaltung 10, so dal) die Möglichkeit für Schwingung ausgeschaltet wird. Die Beziehung Wt, = μR', brauch*, nicht starr zu sein, sondern muß nur so bestimmt sein, daß der Einfluß der Spciscspannungsänderung auf den Transistor Q₄ und die Möglichkeit füi die genannte Schwingung vermindert werden. Dei Widerstand Rb braucht nicht, wie der Widerstand R₄, ar die Verzweigung Fangeschlossen zu sein, sondern kanr

> mit einem Punkt verbunden sein, an welchem die Spannung mit der gleichen Phase variiert wie an dei Verzweigung E, z. B. mit dem Ausgangspunkt A, der ar die Source-Elektrode des Treibertransistors Q\ angeschlossen ist.

Gemäß F i g. 3 ist der Widerstand Rw, welcher di( Gate-Elektrode des in der Eingangsstufe bzw. in Differentialverstärker 40 vorgesehenen Transistors Q mit Masse verbindet, vorgesehen, um die Gate-Elektro de des Transistors Qs auf Massepotential zu halten. Ar die Gate-Elektrode des anderen, in der Eingangsstufe 4C vorgesehenen Transistors Qb ist der Ausgang dei Gegentakt-Ausgangsschaltung 10 über ein Signal- unc Gleichstrom-Rückkopplungsnetz mit Widerständen /?ι ι R\2 und dem Kondensator Ci angeschlossen, um eint Gegenkopplung der Eingangsstufe zu gewährleisten Die Gegenkopplung von der Ausgangsstufe 10 zu: Eingangsstufe 40 über den Widerstand R_u legt der Ausgangspunkt A auf Massepotential fest.

Fig.5 veranschaulicht eine Signalverstärkerschal tung gemäß einer noch weiter abgewandelten Ausfüh rungsform bei welcher die Vortreiberschaltung 30 au; einem Differentialverstärker besteht. Die den Teiler von F i g. 3 entsprechenden Teile von F i g. 5 sind dabe mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet und dahei nicht näher erläutert. Bei der Vortreiberschaltung 3( von Fig.5 sind die Source-Elektroden von p-Kanal Feldeffekttransistoren Q₁, Q₁ über eine Stromquelle /ar die Plusklemme der Stromversorgung V\ angeschaltet Die Drain-Elektroden der Differentialtransistoren Q₁

.15 Q& sind über zugeordnete Lastwiderständc Ri bzw. R» ar die Verzweigung fangeschlossen. Die Drain-Elektrod< des Transistors Q₁ ist unmittelbar mit der Gate-Elektro de des Treibertransistors Qi verbunden. Da du Feldeffekttransistoren Q₁, Q» in Differcntialschaltung

•to angeordnet sind, ist die Vortreiberschaltung 30 gemäL Fig.5 gegenüber Spannungsschwankungen an dei Verzweigung E immun. Wenn die Vortrciberschaltunf 30 aus einem Diffcrentialverstärker in Form vor stromungesättigten Feldeffekttransistoren besteht

•is kann die Vortreiber-Eingangsstufe ersichtlichcrweisc ohne weiteres unmittelbar an die Treiberschaltung 2( angeschlossen werden. Es sind jedoch die Differential Vortreibertransistoren nicht auf stromungcsättigti Feldeffekttransistoren beschrankt, vielmehr können sit

Vi auch aus herkömmlichen Feldeffekttransistoren odei Bipolartransistoren bestehen.

Die bei der Signalverstärkcrschaltung vorgesehener Widerstände brauchen nicht unbedingt Widcrstandsele mente zu sein, vielmehr können sie auch durch ändert

ss aktive oder passive Elemente mit einem elektrisch™ Widerstand ersetzt werden.

Hierzu 2 Blüli Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

I. Signalverstärkerschaltung, bestehend aus einer Komplementär-Gegentakt-Endstufe, deren beiden Transistoren gleichstrommäßig in Reihe zwischen die beiden Klemmen der Gleichspannungsversorgung geschaltet sind und deren Emitteranschlüsse den Ausgang bilden, an den die Last angeschlossen ist, mit einer mit der Gegentakt-Endstufe unmittelbar gekoppelten Treiberstufe, welche als Kollektorlast zwei unterteilte Widerstände aufweist, deren Verbindungspunkt wechselstrommäßig mit dem Ausgang der Endstufe verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Halbleiter-Verstärkereiement (Q₃) der Treiberschaltung (20) aus einem Feldeffekttransistor mit Strom ungesättigter Trioden-Oharakteristik besteht, daß ein weiterer Widerstand (Rj) als Verbindungselement zwischen der Source-Eleklrode des Treiber-Feideffekttransistors (Qi) und der Gleichspannungsversorgung und daß eine zweite wechselstrommäßige Rückkopplung (C₂) vom Ausgang (A) der Gegentakt-Endstufe (10) zur Source-Elektrode des Treiber-Feldeffekttransistors (Q)) vorgesehen sind.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie weiterhin eine Vortreiberschaltung (30) zur Anlegung eines Eingangssignals an die Gate-Elektrode des Treiber-Feldeffekttransistors (Qi) aufweist und daß die Vortreiberschaltung einen ersten Vortreiber-Feldeffekttransistor (Q<), dessen Drain-Elektrode über einen vierten Widerstand (R*) an die Source-Elektrode des Treiber-Feldeffekttransistors (Qi) und direkt an die Gate-Elektrode des Treiber-Feldeffekttransistors angeschlossen ist und dessen Source-Elektrode über einen fünften Widerstand (Ri) mit der Gleichspannungsversorgung (Ti. V₂) sowie über einen sechsten Widerstand (K₆) mit der Source-Elektrode des Treiber Feldeffekttransistors (Qj) verbunden ist.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert des sechsten Widerstandes (R₆) praktisch dem Widerstandswert des fünften Widerstandes (Rs), multipliziert mit dem Verstärkungsfaktor des Vortreiber-Feldeffekttransistors (R4) entspricht.
4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die den Ausgang (A) der Gegentakt-Endstufe (10) mit der Source-Elektrode des Treiber-Feldeffekttransistors (Qi) verbindende Einrichtung einen Kondensator (Cj) aufweist.