DE2519056C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zur Geräuschunterdrückung entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine Schaltungsanordnung entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist durch die DE-OS 23 26 802 bekannt. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung besteht die Gefahr, daß bei Verwendung eines Verstärkers mit hohem Ausgangssignal ein Einschalt-Knackgeräusch bei Einschaltung der Spannungsquelle hervorgerufen wird.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1 so auszubilden, daß auch bei hohem Ausgangssignal des Verstärkers kein Einschalt-Knackgeräusch beim Einschalten der Spannungsquelle hervorgerufen wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Einige Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung veranschaulicht. Es zeigt

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

Fig. 2 einen Schnitt durch ein Ausführungsbeispiel eines in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 verwendbaren Transistors,

Fig. 3 einen Schnitt durch ein weiteres Ausführungsbeispiel eines in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 verwendbaren Transistors.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 enthält einen Verstärker 10, dessen Eingang mit 10 a und dessen Ausgang mit 10 b bezeichnet ist. Der positive Spannungsanschluß des Verstärkers ist mit 10 c und der negative mit 10 d bezeichnet. Der Ausgang 10 b des Verstärkers 10 steht über eine Impedanz 26 mit einem Ausgangsanschluß 25 in Verbindung. Der Verbindungspunkt zwischen der Impedanz 26 und dem Ausgangsanschluß 25 liegt über die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors 9 an Masse. Die Bezugszeichen 11 a und 11 b bezeichnen positive und negative Spannungsquellen zur Speisung der Anschlüsse 10 c und 10 d über Schalter 12 a, 12 b. Zwischen den Schaltern 12 a und 12 b liegt eine Schaltung 13, die ein der Basis des Transistors 9 zugeführtes Steuersignal bei Ein- oder Ausschaltung der Schalter 12 a, 12 b erzeugt. Die Schaltung 13 dient dazu, den Transistor 9 zeitverzögert nach Einschaltung der Spannungsquelle zu sperren, so daß das Ausgangssignal des Verstärkers 10 erst eine kurze Zeit nach Einschaltung der Spannungsquelle am Ausgangsanschluß 25 auftreten kann.

Die Schaltung 13 enthält einen Widerstand 14, einen Transistor 15, einen Transistor 16, die Parallelschaltung eines Widerstandes 17 und eines Kondensators 18 (angeordnet zwischen der Basis des Transistors 15 und Masse), einen zwischen Basis und Emitter des Transistors 16 geschalteten Kondensator 22, die Reihenschaltung zweier parallel zum Kondensator 22 liegender Widerstände 19, 21 sowie einen Widerstand 20.

Zwischen den Schaltern 12 a und 12 b ist die Reihenschaltung zweier Kondensatoren 23, 24 vorgesehen. Der Verbindungspunkt dieser beiden Kondensatoren ist mit dem Verbindungspunkt der Spannungsquellen 11 a, 11 b sowie mit Masse verbunden. Weiterhin ist der Punkt P (zwischen dem Widerstand 14 und dem Kollektor des Transistors 15) mit der Basis des Transistors 9 verbunden. Der Punkt Q (angeschlossen an den Emitter des Transistors 16) ist mit dem Schalter 12 b sowie dem Verbindungspunkt zwischen Kondensator 22 und Widerstand 21 verbunden.

Wenn die Schalter 12 a und 12 b geschlossen werden, fließt ein Strom über die Spannungsquelle 11 b, die Widerstände 20 und 21 sowie Masse. Während einer durch den Widerstand 19 und den Kondensator 22 bestimmten Zeit gelangt jedoch keine Spannung an die Basis des Transistors 16, so daß dieser Transistor 16 zunächst im nichtleitenden Zustand bleibt. Demgemäß ist auch der Transistor 15 zunächst nichtleitend und die Basis des Transistors 9 ist über den Widerstand 14 mit dem einen Pol der Spannungsquelle 11 a verbunden. Der Transistor 9 wird hierdurch im leitenden Schaltzustand gehalten, so daß ein Einschalt-Knackgeräusch vom Verstärker 10 nicht zum Ausgangsanschluß 25 gelangen kann.

Der Kondensator 22 wird nach Schließen des Schalters 12 b aufgeladen. Ist die Spannung am Kondensator 22 größer als die Basis-Emitter-Spannung V _BE des Transistors 16, so wird der Transistor 16 leitend. Infolgedessen wird auch der Transistor 15 leitend, so daß die Punkte P und Q kurzgeschlossen sind. Die Basis des Transistors 9 wird damit an die negative Spannungsquelle 11 b angeschlossen, so daß der Transistor 9 in den nichtleitenden Schaltzustand gelangt. Dadurch gelangt die Ausgangsspannung des Verstärkers 10 nunmehr (nach Unterdrückung des Einschalt-Knackgeräusches) an den Ausgangsanschluß 25.

Wenn die Schalter 12 a und 12 b geöffnet werden, hält die im Kondensator 22 gespeicherte Ladung den leitenden Schaltzustand des Transistors 16 aufrecht. Der Transistor 15 wird andererseits durch den Kondensator 18 in Sperrichtung vorgespannt, so daß der Weg zwischen den Punkten P und Q unterbrochen ist. Die Spannung des Kondensators 23 gelangt an die Basis des Transistors 9 und macht ihn leitend, so daß der Ausgangsanschluß 25 mit Masse verbunden wird. Das beim Ausschalten im Verstärker 10 erzeugte Schaltgeräusch wird somit nicht zum Ausgangsanschluß 25 übertragen. Das Verhältnis zwischen dem Wert der Impedanz 26 und der Impedanz des Transistors 9 im leitenden Schaltzustand wird hierbei in geeigneter Weise gewählt, so daß am Ausgangsanschluß 25 kein Ausgangssignal auftritt.

Die Entladezeitkonstante der aus dem Kondensator 18 und dem Widerstand 17 bestehenden Zeitkonstantenschaltung wird größer als die Zeitkonstante der aus dem Kondensator 22 und den Widerständen 19 und 21 bestehenden Zeitkonstantenschaltung gewählt. Auf diese Weise wird vermieden, daß beim Öffnen der Schalter 12 a, 12 b der Transistor 15 wieder in den leitenden Schaltzustand gelangt, während der Transistor 16 leitend ist.

Wenn der Transistor 9 gesperrt ist, liegt die Spannung der negativen Spannungsquelle 11 b über den Schalter 12 b direkt an der Basis des Transistors 9 an. Der Transistor 9 muß hierbei eine große Basis-Emitter-Spannung bei geöffnetem Kollektor aufweisen. Als Transistor mit einer solchen großen Spannung BV _BEO eignet sich ein Transistor, der im folgenden anhand der Fig. 2 und 3 näher erläutert wird.

Der Verstärkungsfaktor h _FE bei geerdetem Emitter bzw. in Emitterschaltung, der als einer der Parameter zur Abschätzung der Charakteristiken eines Transistors herangezogen wird, läßt sich durch folgende Gleichung wiedergeben, wobei der Stromverstärkungsfaktor bei an Masse liegender Basis, d. h. bei Basisschaltung, mit α bezeichnet ist:

Der Stromverstärkungsfaktor ergibt sich dabei wie folgt:

α = α* βγ (2)

wobei α* der Kollektor-Stromverstärkungsfaktor, β der Basis-Übertragungswirkungsgrad und γ der Emitter-Injektionswirkungsgrad sind. Im folgenden wird der Emitter-Injektionswirkungsgrad γ eines NPN-Transistors betrachtet. In diesem Fall ergibt sich γ aus folgender Gleichung:

wobei J _n die Stromdichte entsprechend der vom Emitter in die Basis injizierten Elektronen und J _p die aufgrund der von der Basis in den Emitter injizierten Löcher sich ergebende Stromdichte darstellen.

J _n und J _p ergeben sich aus folgenden Gleichungen:

Es ergibt sich folgende Gleichung:

wobei
k die Boltzmann-Konstante,
T die absolute Temperatur,
L _n die Diffusionslänge der Minoritätsträger in der Basis,
L _p die Diffusionslänge der Minoritätsträger im Emitter,
D _n die Diffusionskonstante der Minoritätsträger in der Basis,
D _p die Diffusionskonstante der Minoritätsträger im Emitter,
n _p die Konzentration der Minoritätsträger in der Basis in deren Gleichgewichtszustand,
p _n die Konzentration der Minoritätsträger im Emitter während des Gleichgewichtszustandes und
V die an die Emitter-Grenzschicht angelegte Spannung
darstellen.

Wenn die Emitter-Störstellenkonzentration mit N _D und die Basis-Störstellenkonzentration mit N _A bezeichnet werden, läßt sich der Ausdruck p _n /n _p durch N _A /N _D ersetzen; L _n wird durch die Basisbreite W begrenzt und ergibt sich damit zu L _n =W. Infolgedessen wird nachstehende Gleichung erhalten:

Die Diffusionskonstante ist eine Funktion der Trägerbeweglichkeit und der Temperatur und wird als im wesentlichen konstant angesehen.

Aus vorstehenden Gleichungen ergibt sich, daß der Wert von δ in einem normalen Transistor vorzugsweise klein ist, um den Stromverstärkungsfaktor h _FE zu erhöhen.

Aus diesem Grund wird in einem normalen Transistor die Störstellenkonzentration N _D im Emitter ausreichend groß gehalten, um den Wert δ klein zu halten.

Wenn die Störstellenkonzentration im Emitter jedoch ausreichend groß gehalten wird und beispielsweise mehr als 10¹⁹ Atome/cm³ beträgt, wird die Lebensdauer τ _p der von der Basis in den Emitter injizierten Minoritätsträger aufgrund der Ungenauigkeit des Kristalls gekürzt, welches sich durch Gitterfehler, Versetzung und dergleichen und die Emitter-Störstellenkonzentration selbst ergibt.

Die Diffusionslänge L _p der Minoritätsträger (Löcher) wird demnach wegen folgender Gleichung kurz:

Aus der Gleichung (7) ergibt sich, daß der Wert δ nicht so klein gemacht und der Injektionswirkungsgrad γ nicht über einen bestimmten Umfang erhöht werden kann.

Eine Ausführungsform eines Halbleiters, der vorstehende Nachteile nicht umfaßt, wird nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert. Die dargestellte Ausführungsform umfaßt einen NPN-Transistor. Ein Halbleitersubstrat 8 ist bei dieser Ausführungsform mit einem ersten Halbleiterberich oder Emitterbereich 1 eines ersten Leitungstyps, beispielsweise mit N-Leitung, und mit hohem spezifischen Widerstand, mit einem zweiten Halbleiterbereich oder Basisbereich 2 eines zweiten Leitungstyps, beispielsweise mit P-Leitung, und mit hohem spezifischen Widerstand versehen, wobei letzterer Bereich 2 neben dem ersten Bereich 1 angeordnet ist, sowie mit einem dritten Halbleiterbereich oder Kollektorbereich 3 des ersten Leitungstyps bzw. N-Leitung, der in ähnlicher Weise hohen spezifischen Widerstand besitzt und neben dem zweiten Bereich 2 angeordnet ist. Ein erster PN-Übergang bzw. Emitter-Übergang J _e wird zwischen dem ersten und zweiten Bereich 1 bzw. 2 und ein zweiter PN-Übergang oder Kollektor-Übergang J _c zwischen dem zweiten und dritten Bereich 2 bzw. 3 gebildet. Im ersten Bereich 1 wird in einer dem Übergang bzw. der Grenzschicht J _E gegenüberliegenden Anordnung und in einem Abstand zu diesem Übergang J _e , der kleiner als die Diffusionslänge L _p der vom zweiten Bereich in den ersten Bereich injizierten Minoritätsträger (Löcher) ist, eine Potentialbarriere 7 erzeugt, die höher als die Energie der Minoritätsträger oder wenigstens höher als die Wärmeenergie ist. In dieser in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform enthält der erste Bereich 1 einen Bereich 1 a mit hoher Störstellenkonzentration und mit dem gleichen Leitungstyp wie der Bereich 1; in dem Bereich 1 wird ein L-H-Übergang J _H erzeugt.

Auf dem im ersten Bereich 1 vorgesehen Bereich 1 a mit hoher Störstellenkonzentration, dem zweiten Bereich 2 und dem dritten Bereich 3 sind eine erste bzw. zweite bzw. dritte Elektrode, d. h. eine Emitter-, Basis- und Kollektor- Elektrode 5 e bzw. 5 b bzw. 5 c in ohmschen Kontakt zum zugeordneten Bereich aufgebracht; von diesen Elektroden wird ein erster bzw. zweiter bzw. dritter Anschluß, d. h. ein Emitter- bzw. Basis- bzw. Kollektor-Anschluß E bzw. B bzw. C weggeführt.

Ein Teil des ersten Bereiches 1 mit Ausnahme des Bereiches 1 a hoher Störstellenkonzentration wird ausgewählt, um eine ganz niedrige Störstellenkonzentration, beispielsweise in der Größenordnung von 10¹⁵ Atome/cm³ aufzuweisen, während der zweite Bereich 2 eine Störstellenkonzentration in der Größenordnung von 10¹⁵ bis 10¹⁸ Atome/cm³ besitzen soll. Der dritte Bereich 3 soll im wesentlichen gleiche Störstellenkonzentration wie der erste Bereich 1, beispielsweise in der Größenordnung von 10¹⁵ Atome/cm³ aufweisen.

Da Teile der jeweiligen Bereiche 1, 2 und 3, welche wenigstens die Grenzschichten J _e und J _c bilden, niedrige Störstellenkonzentration und ausgezeichnete Kristalleigenschaft besitzen, wird die Diffusionslänge L _p der Minoritätsträger im ersten Bereich 1 groß.

Mit dem Bezugszeichen 3 a ist ein niederohmiger Bereich mit hoher Störstellenkonzentration bezeichnet, der im dritten Bereich 3 in Abstand zum Übergang J _e vorgesehen ist; die Bezugsziffer 6 bezeichnet eine Isolierschicht, beispielsweise aus SiO₂, die auf der Oberfläche des Substrats 8 gebildet ist.

Bei der oben beschriebenen Anordnung werden die Anschlüsse E, B und C jeweils mit Spannungen gespeist, so daß die Emitter-Grenzschicht J _e in Durchlaßrichtung vorgespannt und die Kollektor-Grenzschicht J _c in Sperrichtung vorgespannt werden. Auf diese Weise wird der Betrieb des Transistors erreicht. Die vom zweiten oder Basis-Bereich 2 in den ersten oder Emitter-Bereich 1 injizierten Löcher haben aufgrund der niedrigen Störstellenkonzentration des ersten Bereiches 1, der ausgezeichneten Kristalleigenschaft und dergleichen, eine lange Lebensdauer, infolgedessen die Diffusionslänge L _p eines Loches im ersten Bereich 1 groß ist.

Aus den Gleichungen (6) und (3) ergibt sich somit offensichtlich, daß der Emitter-Wirkungsgrad γ groß gemacht werden kann. Obgleich jedoch die Diffusionslänge L _p groß gemacht ist, kann die Diffusionslänge L _p tatsächlich nicht groß werden, wenn die injizierten Löcher praktisch die Substratoberfläche erreichen, um einer Oberflächenrekombination zu unterliegen. Da bei der oben erläuterten Anordnung die Potentialbarriere 7 in dem Emitter-Übergang J _e gegenüberliegender Anordnung und unter Einhaltung eines Abstandes zum Übergang J _e vorgesehen ist, der kleiner als die Diffusionslänge L _p ist, wird die Oberflächenrekombination gering und die Diffusionslänge L _p kann als ausreichend groß angesehen werden.

Da die Potentialbarriere 7 auf diese Weise erzeugt wird, wird die Stromkomponente J _p der vom zweiten Bereich 2 in den ersten Bereich 1 injizierten Löcher effektiv klein gestaltet. Dies bedeutet, daß am L-H-Übergang J _H im ersten Bereich 1 eine Differenz mehrerer Ferminiveaus auftritt, d. h. ein eingeprägtes Feld, welches der Diffusion der Löcher als Minoritätsträger entgegenwirkt. Wenn daher das Niveau sehr hoch ist, werden der sich aufgrund des Konzentrationsgradienten der Löcher ergebende Diffusionsstrom und der sich aufgrund des aufgebauten bzw. eingeprägten Feldes ergebende Driftstrom am L-H-Übergang J _H aufgehoben, um den von der Basis durch den Emitter niedriger Konzentration injizierten Löcherstrom J _p zu reduzieren. Wegen der vorstehend erläuterten Wirkung wird das Verhältnis des Elektronenstroms, der den Kollektor neben der Stromkomponente erreicht, welcher durch den Emitter-Übergang fließt, erhöht, so daß der Wert des Emitter-Injektionswirkungsgrades γ groß wird und der Stromverstärkungsfaktor h _FE groß wird, wie dies aus der Gleichung (3) ersichtlich ist.

Es ist erforderlich, daß die Niveaudifferenz (die Höhe der Potentialbarriere) größer als die Lochenergie und wenigstens größer als die Wärmeenergie gewählt wird. Die Wärmeenergie wird näherungsweise durch kT wiedergegeben und die genannte Niveaudifferenz soll größer als 0,1 eV sein. In dem Übergangsbereich dieses Potentials soll die Diffusionslänge der Löcher nicht innerhalb des Bereiches enden. Mit anderen Worten bedeutet dies, daß die Diffusionslänge L _p der Löcher größer als die Breite dieses Übergangsbereiches sein sollte. Bei einem L-H-Übergang, wie er in Fig. 2 veranschaulicht ist, läßt sich die Potentialbarriere mit 0,2 eV durch geeignete Festlegung des Betrages an Störstellen und des Gradienten des Bereiches 1 a hoher Störstellenkonzentration erzeugen.

In Fig. 3 ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung dargestellt, wobei die in Fig. 2 gezeigten Elemente mit gleichen Bezugsziffern versehen sind und nicht nochmals erläutert werden. Der Bereich 1 a mit hoher Störstellenkonzentration ist gemäß Fig. 3 im ersten Bereich 1 angeordnet, um die erwähnte Potentialbarriere 7 zu erzeugen; ein zusätzlicher Bereich 4 mit P-Leitung liegt im ersten Bereich 1 gegenüber der ersten Grenzschicht J _e , um einen PN-Übergang J _s zu erzeugen. Der Abstand zwischen dem PN- Übergang J _s des Bereiches 4 und dem Übergang J _e wird in diesem Fall in ähnlicher Weise kürzer gewählt als die Diffusionslänge L _p der Minoritätsträger im ersten Bereich 1. Die in den ersten Bereich 1 injizierten Löcher erreichen damit effektiv den zusätzlichen Bereich 4, weil die Diffusionslänge groß ist, wie dies oben erwähnt ist, und werden dann in dem zusätzlichen P-Bereich 4 absorbiert. Wenn der zusätzliche Bereich 4 elektrisch isoliert ist, ist dessen Potential aufgrund der Zunahme der Löcher erhöht, um den PN-Übergang J _s , der zwischen dem zusätzlichen Bereich 4 und dem ersten Bereich 1 liegt, auf praktisch seine Anstiegsspannung in Durchlaßrichtung vorzuspannen; die Löcher werden in den ersten Bereich 1 zurückinjiziert. Die Konzentration der Löcher in der Nähe des zusätzlichen Bereiches 4 des ersten Bereiches 1 ist daher erhöht. Die Konzentrationsverteilung der Löcher zwischen den Übergängen J _e und J _s des ersten Bereiches 1 wird daher gleich, damit dessen Gradient gering, d. h. die Steigung gering und der Diffusionsstrom J _p vom zweiten Bereich 2 in den ersten Bereich 1 verringert wird.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 3 hat der zusätzliche Bereich 4 gleiche Leitung wie der zweite Bereich 2 und ist in Abstand zum zweiten Bereich 2 vorgesehen. Es ist zu beachten, daß der zusätzliche Bereich 4 derart aufgebaut sein kann, daß er sich an den Bereich 2 anschließt.

In den erläuterten Ausführungsformen werden der erste bzw. zweite bzw. dritte Bereich 1 bzw. 2 bzw. 3 als Emitter bzw. Basis bzw. Kollektor betrieben. Der erste und dritte Bereich 1 bzw. 3 der erwähnten Halbleiter sind derart gewählt, daß sie in gleichem Umfang gegenüber dem zweiten Bereich 2 niedrige Störstellenkonzentration aufweisen, wobei der zweite Bereich 2 zwischen ihnen liegt; diese Halbleiterelemente haben daher - vom Bereich 2 aus gesehen - symmetrischen Aufbau. Wenn sie demzufolge als Backward- Transistor verwendet werden, so daß der erste bzw. zweite bzw. dritte Bereich 1, 2, 3 jeweils als Kollektor bzw. Basis bzw. Emitter arbeiten, läßt sich ein hervorragender Transistorbetrieb erreichen. Der erfindungsgemäße Transistor besitzt demnach ausgezeichnete elektrische Symmetrieeigenschaften gegenüber einem bidirektionalen Transistor für Durchlaß- und Sperrbetrieb.

Um in diesem Fall wesentlich bessere h _FE -Eigenschaften gegenüber einem Backward-Transistor zu erhalten, ist der niederohmige Bereich 3 a des dritten Bereiches 3 derart vorgesehen, daß er sich zu der peripheren Seitenfläche des Substrats 8 erstreckt, um die Oberflächenrekombination an der peripheren Seitenfläche des Substrats 8 zu verhindern. Der Abstand zwischen dem niederohmigen Bereich 3 a und dem zweiten Bereich 2 ist derart gewählt, daß er in jedem Abschnitt kleiner als die Diffusionslänge der in den dritten Bereich injizierten Minoritätsträger ist; die Potentialbarriere liegt höher als die Energie der Minoritätsträger und befindet sich zwischen den Bereichen 3 und 3 a.

Der oben beschriebene Halbleiter besitzt folgende Vorteile:

• 1. Der Stromverstärkungsfaktor h _FE ist hoch und kann mehr als 3000 betragen.
• 2. Der Faktor h _FE ist in geringerem Maße ungleichmäßig. Dies bedeutet, daß bisher bei einem normalen Transistor zur Erhöhung des Emitter-Injektionswirkungsgrades die Konzentration des Emitterbereiches stark erhöht wurde. Kurz gesagt, wurde der Emitter-Injektionswirkungsgrad in Abhängigkeit von der Differenz zwischen den Konzentrationen in Abschnitten im Emitter-Basis-Bereich in der Nähe des Übergangs zwischen beiden erhöht. Daher mußte die Festlegung der Konzentrationen u. dgl. beider Bereiche relativ ausgewählt werden. Demgegenüber wird in dem oben erläuterten Halbleiterbauelement die Stromkomponente der Minoritätsträger, die in den ersten Bereichen injiziert werden, unterdrückt, um den Emitter-Injektionswirkungsgrad durch Erzeugung einer Potentialbarriere im ersten Bereich 1, die dem ersten Übergang J _e gegenüberliegt, zu erhöhen, so daß der erste und zweite Bereich 1, 2 sich gegenseitig in Verbindung mit der Tatsache weniger beeinträchtigen, daß der erste Bereich 1 mit relativ niedriger Konzentration gewählt werden kann und die Breite des Bereiches 2, die Konzentrationsverteilung u. dgl. ohne Streuung entsprechend seinem Aufbau festlegbar ist. Die Streuung des Faktors h _FE kann demzufolge gering sein.
• 3. Da der Einfluß der Oberflächenrekombination vermieden wird, ist der Faktor h _FE auch im Falle eines kleinen Stroms groß.
• 4. Es tritt nur ein geringes Rauschen bzw. Geräusch auf. Da die Hauptteile des ersten und zweiten Übergangs J _e und J _c jeweils in P- und N-Bereichen niedriger Störstellenkonzentration liegen, ist der Kristallfehler bzw. Kristalldefekt klein. Beispielsweise wird die Störstellenkonzentration des zweiten Bereiches 2 in der Nähe der zweiten Elektrode 5 b hoch gestaltet, so daß die Querstromkomponente des Emitter-Basis-Stroms im Falle eines Transistors entlang der Substratoberfläche verringert werden kann. Das Funkelrauschen oder 1/f- Rauschen kann auf diese Weise reduziert werden. Das Burst-Rauschen und das 1/f-Rauschen können auch aufgrund eines hohen Faktors h _FE verringert werden. Wenn außerdem der Basis-Verteilungswiderstand r _bb kleingehalten wird, wird das Rauschen auch bei einer niedrigen Signalquellenimpedanz verringert.
• 5. Die Temperaturkennlinie des Stromverstärkungsfaktors h _FE ist gut.
• 6. Die sich auf einen positiven und negativen bidirektionalen Transistor beziehenden Eigenschaften sind symmetrisch.
• 7. Die Störstellenkonzentrationen in der Nähe des ersten und zweiten Übergangs J _e und J _c sind niedrig, die Basis-Emitter-Stehstoßspannung BV _BEO bei geöffnetem Kollektor ist gegenüber einem positiven und negativen bidirektionalen Transistor hoch.
• 8. Im Falle einer Anwendung bei einem Leistungstransistor ist die Emission aufgrund des verteilten Widerstandes im Emitter gleichmäßig, so daß die Widerstandsfähigkeit bzw. Stabilität hoch ist.
• 9. Die Sättigungseigenschaften bzw. die Sättigungskennlinien sind gut.
• 10. Wenn der Bereich 4 zur Bewirkung einer Injektion oder Re-Injektion vorgesehen ist, ist der Äquivalenzwiderstand der Basis verringert.

Die vorstehend erläuterten Ausführungsformen führen einen Transistorbetrieb eines NPN-Transistors aus. Es ist ferner möglich, den Betrieb eines PNP-Transistors zu bewirken, wobei die Leitungs-Typen jedes Bereiches gegenüber den Darstellungen in den Fig. 2 und 3 entgegengesetzt sind.

Claims (5)

1. Schaltungsanordnung zur Geräuschunterdrückung, enthaltend

• a) einen mit Eingangs- und Ausgangsanschlüssen (10 b bzw. 25) versehenen Signalübertragungsweg auf der Eingangs- oder Ausgangsseite eines Verstärkers (10),
• b) eine zwischen dem Eingangs- und Ausgangsanschluß (10 b, 25) angeordnete Impedanz (26),
• c) einen ersten Transistor (9) mit einem Emitterbereich (1), einem Basisbereich (2) und einem Kollektorbereich (3), wobei diese Bereiche jeweils mit einer Emitter-, Basis- und Kollektor- Elektrode verbunden sind, von denen die Emitterelektrode an einen Bezugspunkt angeschlossen und die Kollektorelektrode mit dem Verbindungspunkt zwischen der Impedanz (26) und dem Ausgangsanschluß (25) verbunden ist,
• d) eine Schaltung (13) zur Erzeugung eines der Basis des ersten Transistors (9) zugeführten Steuersignals bei Ein- oder Ausschaltung einer den Verstärker (10) mit Betriebsspannung versorgenden Spannungsquelle (11 a, 11 b ), wobei der erste Transistor (9) zeitverzögert nach Einschaltung der Spannungsquelle gesperrt wird,

gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• e) der Emitterbereich (1) des ersten Transistors (9) besitzt eine niedrige Störstellenkonzentration, die etwa gleich groß wie die Störstellenkonzentration des Kollektorbereiches (3) ist,
• f) eine Potentialbarriere (7) ist gegenüber dem Emitter-Basis-Übergang (J _e ) in einem Abstand vorgesehen, der kleiner als die Diffusionslänge (L _p ) der Minoritätsträger des Basisbereiches (2) ist,
• g) der negative Signalpegel des nach Einschaltung der Spannungsquelle (11 a, 11 b ) der Basiselektrode des ersten Transistors (9) zugeführten Steuersignals entspricht der negativen Betriebsspannung der Spannungsquelle (11 a, 11 b ).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• a) die beiden Pole der den Verstärker (10) mit Betriebsspannung versorgenden Versorgungsquelle (11 a, 11 b ) sind über je einen Schalter (12 a, 12 b ) mit dem Verstärker verbunden;
• b) die Schaltung (13) zur Erzeugung eines Steuersignals enthält einen zweiten und einen dritten Transistor (15 bzw. 16), deren Kollektor-Emitter- Strecken über einen Widerstand (14) zwischen die beiden Schalter (12 a, 12 b ) geschaltet sind;
• c) der Verbindungspunkt (P ) zwischen dem Widerstand (14) und dem Kollektor des zweiten Transistors (15) ist an die Basis des ersten Transistors (9) angeschlossen;
• d) eine erste Zeitkonstantenschaltung (17, 18) ist zwischen die Basis des zweiten Transistors (15) und den Bezugspunkt geschaltet;
• e) eine zweite Zeitkonstantenschaltung (19, 21, 22) ist zwischen die Basis des dritten Transistors (16) und den Bezugspunkt geschaltet.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• a) die erste Zeitkonstantenschaltung enthält einen Widerstand (17) und einen Kondensator (18), die parallel zueinander angeordnet sind;
• b) die zweite Zeitkonstantenschaltung enthält einen zwischen Basis und Emitter des dritten Transistors (16) angeordneten Kondensator (22) sowie zwei in Reihe zueinander parallel zu diesem Kondensator (22) angeordnete Widerstände (19, 21), wobei zwischen den Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände (19, 21) und den Bezugspunkt ein weiterer Widerstand (20) geschaltet ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitterbereich (1) des ersten Transistors (9) einen zusätzlichen Halbleiterbereich (4) enthält, der aus dem gleichen Material (P ) wie der Basisbereich (2) besteht, und daß eine Seite des zusätzlichen Halbleiterbereiches (4) dem Emitter- Basis-Übergang (J _e ) in einem Abstand gegenüberliegt, der kleiner als die Diffusionslänge (L _p ) der Minoritätsträger des Basisbereiches (2) ist.