DE2928452C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine monolithisch integrierbare Halblei­ terschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches.

Als Stand der Technik kann hier Tietze-Schenk "Halbleiter-Schal­ tungstechnik" (1978), Seite 152 und "Elektronik" (1979), H. 13, S. 65, sowie die US-PS 34 63 975 genannt werden, in denen der Verhinderung der Sättigung eines in Emitterschaltung betriebe­ nen Transistors dienende Schaltungsmittel dieser Art beschrie­ ben sind. Fig. 1 und Fig. 2 zeigen solche dem Stande der Technik entsprechende Schaltungsanordnungen und werden im folgenden noch näher beschrieben. Insbesondere aus der US-PS 34 63 975 sind die Merkmale des Oberbegriffes des Patentanspruches, die in der Fig. 2 gezeigt werden, bekannt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Schaltung der gattungsgemäßen Art sowohl durch Widerstände bedingte Streuungen als auch durch die Elemente der Schaltung bedingte Temperaturgänge zu vermeiden.

Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung nach dem Pa­ tentanspruch gelöst.

Bei schnellen digitalen Bipolarschaltungen sollte die Sättigung wenigstens eines Transistors verhindert werden, weil das Zurückschalten des Transistors aus dem Sättigungsbereich in den gesperrten Bereich relativ viel Zeit beansprucht. Zur Verhinderung des Übergangs in den Sättigungsbereich eines Transistors waren die aus Fig. 1 und Fig. 2 ersichtlichen Möglichkeiten be­ kannt.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Möglichkeit liegt der Signaleingang E an der Basis des als npn-Transistor dargestellten Transistors T, dessen Emitter am Bezugspotential -V liegt, dessen Basis außerdem mit der Anode einer Schottkydiode SD und dessen Kollektor mit der Kathode dieser Schottkydiode verbunden ist. Der Kollektor des Transistors T bildet den Signalaus­ gang A und ist dementsprechend für die Beaufschlagung weiterer Teile der Halbleiterschaltung vorgesehen.

Bei der in Fig. 2 dargestellten bekannten Anordnung führt der Signaleingang E an die Anoden zweier Dioden D₁ und D₂ mit je einem pn-Übergang. Die Kathode der Diode D₁ liegt am Signalausgang A und am Kollektor des npn-Transistors T, dessen Emitter wiederum unmittelbar durch das Bezugspotential -V beaufschlagt ist. Die Ka­ thode der anderen Diode D₂ ist mit der Basis des Tran­ sistors T verbunden.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Möglichkeit verhindert die Schottkydiode SD bei leitendem Transistor T durch Spannungs-Gegenkopplung ein Absinken der Kollektor- Emitterspannung unter einen bei ca. 0,3 V liegenden Wert. Von dieser Tatsache wird bei den sog. Schottky- TTL-Schaltungen Gebrauch gemacht, wodurch die Gatter­ laufzeiten ungefähr um den Faktor 3 reduziert werden. Bei der in Fig. 2 dargestellten Möglichkeit wird auf­ grund der Diode D₂ die Schwelle für den Transistor T angehoben. Jedoch hat diese Schaltung den Nachteil, daß die am Ausgang A des npn-Transistors T liegende nachfolgende Stufe der Schaltung kein Transistor in einfacher Emitterschaltung sein kann, weil die am Aus­ gang A auftretende Spannung für den Zustand "L" (= Low) zu hoch ist. Andererseits verlangt die Herstellung ei­ ner die Möglichkeit gemäß Fig. 1 verwendenden Schaltung einen der Erzeugung der Schottkydiode SD dienenden zu­ sätzlichen Prozeß, den man gern dann vermeiden möchte, wenn in der übrigen Schaltung keine Schottkydioden oder Schottkytransistoren vorgesehen sind.

Bei der gemäß der Erfindung vorgeschlagenen Möglichkeit wird die benötigte "halbe Schwelle" mittels des Wider­ standes R zwischen dem zweiten Transistor und dem ersten Transistor T eingestellt, wobei der Widerstand R in Ver­ bindung mit der Diode D die Sättigung des npn-Transi­ stors T verhindert. Der zweite Transistor, also der Transistor T₁ bei der aus Fig. 3 bzw. Fig. 4 ersichtli­ chen Schaltung, dient der Außräumung des ersten Transi­ stors T und bildet somit eine wesentliche Voraussetzung für die Wirksamkeit der erfindungsgemäßen Halbleiter­ schaltung.

Um eine in jedem Fall ausreichende Zuverlässigkeit der Schaltung zu gewährleisten ist eine weitere Ausgestal­ tung der Erfindung vorgesehen, bei welcher der längs des Widerstands R sich im Betrieb einstellende Span­ nungsabfall U _R auf einen festen Wert gehalten ist, der einerseits durch die Wahl der Größe des Widerstands R und andererseits durch einen festgehaltenen Wert des über den Widerstand R fließenden Stroms festgelegt ist. Abgesehen von der Möglichkeit der Anwendung einer Regel­ schaltung zur Festlegung des genannten Stromwertes ist hier vor allem die aus Fig. 3 und Fig. 4 ersichtliche Möglichkeit der Anwendung einer Konstantstromquelle in Erwägung zu ziehen, zumal eine solche auch sonst bei digitalen Halbleiterschaltungen häufig Anwendung findet. Dadurch wird die Schaltung selbstjustierend.

Der Strom der Konstantstromquelle muß durch einen Wider­ stand eingestellt werden. Bei Realisierung der Halblei­ terschaltung in monolithischer Integrationstechnik läßt es sich unschwer erreichen, daß vorgesehene Wider­ stände absolut und im Temperaturgang in der gleichen Richtung vom Nennwert abweichen. Dadurch bleibt der ge­ wünschte Spannungsabfall am Widerstand R konstant. Die Temperaturgänge der Basis-Emitter-Schwellen der Transi­ storen T und T₁ und der Temperaturgang der Diode D kom­ pensieren sich ebenfalls. Die "L"-Spannung am Transi­ stor T läßt sich somit genau auf den gewünschten Wert einstellen und bleibt konstant.

Die Erfindung wird nun anhand der Fig. 3 und 4 näher beschrieben. Diese Schaltungen stellen jeweils einen Komparator dar.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 3 bildet der Transistor T, dessen Sättigung verhindert werden soll, zusammen mit einem weiteren npn-Transistor T₄ eine Auskopplungsstufe, indem der Emitter des Transistors T₄ in gleicher Weise wie der Emitter des npn-Transistors T am Bezugspotential -V liegt und seine Basis an den Ausgang des in Emitter­ schaltung betriebenen Transistors T, also an dessen Kollektor ohne Zwischenschaltung weiterer Schaltungs­ glieder angeschlossen ist. Ein zwischen den beiden Transistoren T und T₄ dabei vorgesehener Abzweigungs­ punkt leitet zum Kollektor eines pnp-Transistors T₃, dessen Basis durch ein Steuerpotential "+", z. B. das mit der Umschaltschwelle verknüpfte Potential, zu be­ aufschlagen ist und dessen Emitter mit dem Emitter ei­ nes weiteren pnp-Transistors T₂ sowie mit der durch einen dritten pnp-Transistor T₅ gegebenen Kontaktstrom­ quelle verbunden ist.

Der Transistor T liegt mit seinem Emitter am Bezugspo­ tential -V und mit seiner Basis am Kollektor und an der Basis des zweiten npn-Transistors T₁ und ist mit seinem Emitter in derselben Weise wie der Transistor T durch das Bezugspotential -V versorgt. Kollektor und Basis des npn-Transistors T₁ führen über den Widerstand R einerseits zur Anode der Diode D, andererseits zum Kollektor des pnp-Transistors T₂. Dieser ist an seiner Basis durch ein Steuerpotential "-", z. B. durch das Steuerpotential der Digitalschaltung, gesteuert und - wie bereits bemerkt - mit seinem Emitter mit der Kon­ stantstromquelle und mit dem Emitter des pnp-Transi­ stors T₃ verbunden.

Die Konstantstromquelle, die am ersten Betriebspotential +V liegt, besteht im Beispielsfall nur aus dem pnp- Transistor T₅, dessen Kollektor mit den Emittern der beiden pnp-Transistoren T₂ und T₃ und dessen Emitter mit dem Versorgungsanschluß für das Bezugspotential -V verbunden ist, während seine Basis an einem die Stärke des von der Kosntantstromquelle gelieferten Stroms bestimmenden und auf das Bezugspotential -V abgestellten Hilfspotential V _B liegt.

Die Kathode der Diode D ist mit dem Kollektor des Tran­ sistors T verbunden. Wird, wie wohl in den meisten Fällen, die Diode D durch einen Transistor D vom Typ des ersten Transistors T dargestellt, so empfiehlt es sich, den Emitter dieses Transistors D mit dem Kollektor des Transistors T zu verbinden, während Basis und Kollektor des Transistors D am Widerstand R und bei der Schaltung gemäß Fig. 4 am Kollektor des pnp-Transistors T₂ des Komparators liegen.

Sind nun die beiden über die Basisanschlüsse der beiden pnp-Transistoren T₂ und T₃ jeweils zuzuführenden Schalt­ zustände "L" bzw. "H" aktiviert, so wird der Transistor T auf das erforderliche Maß durchgesteuert. Er gelangt aber dank der gemäß der Erfindung vorgesehenen Maßnahmen auf keinen Fall in den Sättigungszustand. Ferner kompensieren sich die Streuungen am Widerstand R mit der Streuung am inneren Widerstand der Stromquelle T₅. Schließlich kompensiert sich der Temperaturgang des von der Konstantstromquelle T₅ gelieferten Stromes mit dem Temperaturgang des Spannungsabfalls U _R am Wider­ stand R und der Temperaturgang der Transistoren T und T₁ mit dem der Diode D, insbesondere dann, wenn letzte­ re durch einen Transistor vom Typ der beiden Transisto­ ren T und T₁ gegeben ist.

Abschließend ist zu bemerken, daß die Transistoren T, T₁ und T₄ auch vom pnp-Typ sein können. Dann müssen für die Transistoren T₂, T₃ und T₅ npn-Transistoren verwendet und die zwischen den Versorgungsanschlüssen der Schaltung liegenden Spannung umgepolt werden.

Claims (1)

1. Monolithisch integrierbare Halbleiterschaltung mit einem Signal­ eingang, einem Signalausgang, einem Eingang für ein erstes Betriebspotential und einem Eingang für ein als Bezugspotential (Masse) geschaltetes zweites Betriebspotential, mit einem in Emitterschaltung betriebenen Transistor (T), dessen Sättigung verhindert werden soll und mit einer zwischen Kollektor und Ba­ sis des Transistors (T) gekoppelten ersten Diode (D), dadurch gekennzeichnet, daß die Kathode der ersten Diode (D) unmittelbar mit dem Kollektor des Transistors (T) und die Anode dieser Diode (D) sowie ein Anschluß eines Wi­ derstandes (R) an einem Schaltungsknoten unmittelbar miteinan­ der verbunden sind, daß der andere Anschluß des Widerstandes (R) unmittelbar mit der Basis des Transistors (T) verbunden ist, daß die Anode einer zweiten Diode, die durch einen Tran­ sistor (T₁), dessen Kollektor und Basis zusammengeschaltet sind, realisiert ist, mit der Basis des Transistors T und die Kathode der zweiten Diode und der Emitter des Transistors (T) unmittelbar miteinander verbunden sind und daß der Schaltungs­ knoten mit einem Konstantstrom beaufschlagt ist.