DE2363599B2 - FM-Demodulatorschaltung - Google Patents
FM-DemodulatorschaltungInfo
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Description
zu einer Zweiweg-Gleichrichterschaltung 10, die im dargestellten Beispiel durch drei Transistoren 11, 12
und 13 gebildet ist, jedoch auch anders verwirklicht sein kann. Die Emitter der Transistoren 1 und 2 sind
mit den Basen der Transistoren 11 bzw. 12 verbunden, während deren Kollektoren an eine Gleichstromquelle
+ Vcc angeschlossen sind. Der Kollektor des weiteren Transistors 13 ist einmal über einen Widerstand
118 an die Gleichstromquelle + Vcc und zum anderen an ein Tiefpaßfilter 16 angeschlossen, au dessen
Ausgangsklemme 17 das gewünschte demodulierte Gleichstrom-Ausgangssignal abgreifbar ist. An
der Basis 14 des Transistors 13 liegt eine Gleich-Bezugsspannung.
Die Emitter der Transistoren 11, 12 und 13 sind durchverbunden und liegen über eine
Konstantstromquelle 15 am Bezugspotential.
Die Arbeitsweise dieser Schaltung wird nachfolgend an Hand von Fig. 2 erläutert:
Wird an die Basen der Differenzverstärkertransistoren 6 und 7 ein frequenzmoduliertes Signal mit einer
der Eigenfrequenz des Multivibrators entsprechenden Trägerfrequenz angelegt, so schaltet der
Transistor 6 während einer Zeitspanne T1 durch, während der Transistor 7 gesperrt bleibt. Diesen Zustand
und das abwechselnde Ein- und Ausschalten der Transistoren 6 und 7 zeigen die Fi g. 2 A und 2 B. Wird
im anfänglichen Zustand dann der Transistor 1 des Multivibrators leitend, so fließt ein Strom von der
Stromquelle + Vcc über die Diode 4 und über die Kollektor-Emitterstrecken der Transistoren 1 und 6 Jo
zur Konstantstromquelle 9. Unter dieser Bedingung werden die Transistoren 1 und 2 des Multivibrators
nicht vom Durchschalt- in den Sperrzustand geschaltet.
Als nächstes treibt dann im Zeitpunkt tx das frequenzmodulierte
Signal den Transistor 7 in den Durchschaltzustand, d. h., die Basis wird gegenüber
dem Emitter positiv. Hierbei wird infolge der Differenzschaltung der Transistoren 6 und 7 der Transistor
6 gesperrt, so daß ein Strom während einer Zeitspanne T2 nur von der Stromquelle + Vcc über die
Diode 4., die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors
1, den Kondensator 3 und die Kollektor-Emitterstrecllce
des Transistors 7 zur Konstantstromquelle 91 fließen kann. Während der Zeitspanne T2
verringert sich das Potential am Emitter des Transistors 2 allmählich. Der Kondensator 3 wird in dieser
Zeitspanne so lange aufgeladen, bis das Potential am Emitter des Transistors 3 den Wert ( Vct — 2 Vbe) erreicht,
wobei mit Vbe die Basis-Emitterspannung ei- so nes der Transistoren bezeichnet ist. Sobald das Potential
am Emitter des Transistors 2 zum Zeitpunkt I2
stärker negativ ist als das Potential ( Vcc — 2 Vbe), wird der Transistor 2 durchgeschaltet, während umgekehrt
der Transistor 1 schlagartig in deji Sperrzustand schaltet. Sodann steigt das Potential am Emitter des
Transistors 1 gemäß Fig. 2C auf das Potential Vcc an, und die Spannung über dem aufgeladenen Kondensator
3 beträgt nun Vbe. Ein Strom fließt nunmehr von der Stromquelle Vcc über die Diode 4', die KoI-lektor-Emitterstrecke
des Transistors 2 und die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 7 zur Konstantstroinquelle
9. Während dieser Zeitspanne T3 von Zeitpunkt i2 bis zum Zeitpunkt I3 wird der Ladestrom
für den Kondensator 3 zu Null (vgl. Fig. 2G).
Während der nächstfolgenden Zeitspanne Ί\
schaltet das frequenzmodulierte Signal den Transistor 6 durch und der Transistor 7 wird gesperrt, so
daß der Ladestrom für den Kondensator 3 in entgegengesetzter Richtung fließt (vgl. Fig. 2G). Das Potential
am Emitter des Transistors 1 fällt jetzt infolge der steigenden Ladespannung am Kondensator 3 allmählich
vom Potential Vcc aus ab. Zum Zeitpunkt /„ erreicht das Potential am Emitter des Transistors 1
den Wert (Vcc-2Vbe), so daß dieser Transistor durchschaltet und der Transistor 2 schlagartig sperrt,
so daß ein Strom von der Stromquelle über die Diode 4, die Kollektor-Emitterstrtcke des Transistors
1 und die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 6 zur Konstantstromquelle 9 fließt. Die Demodulatorschaltung
steht nun wieder im Ausgangszustand und der Zyklus wiederholt sich.
Wird nun das frequenzmodulierte Signal nun eine wesentlich höhere Frequenz angenommen, so verkürzen
sich die Zeitspannen zwischen dem Durchschalt- und dem Sperrzustand der Transistoren 6 und 7 gegenüber
der normalen Periode, so daß die Ladedauer für den Kondensator 3 ebenfalls kürzer wird, wie dies
in Fig. 2G für einen auf die Zeitspanne T4 folgenden
Zyklus dargestellt ist. Der Ladestrom von dem Kondensator 3 fließt also nur in Abhängigkeit vom frequenzmodulierten
Signal. Die über dem Kondensator 3 aufgebaute Spannung wird durch die Zweiweg-Gleichrichterschaltung
10 gleichgerichtet und ergibt am Kollektor des Transistors 13 das in Fig. 2H in
ausgezogener Linienführung angegebene Schaltsignal, das über das Tiefpaßfilter 16 demoduliert wird.
Während der angegebenen Perioden D1 bzw. D2 usw.
steigt das Emitterpotential an den Transistoren lbzw.
2 über das Gleichspannungsbezugspotential, und entsprechend wird der Transistor 13 in diesen Perioden
nicht leitend, d. h. das Kollektorpotential am Transistor 13 steigt annähernd auf den Wert der Versor
gungsspannung Vcc.
Es läßt sich zeigen, daß eine solche mit einem durch Injektionssynchronisation gesteuerten Multivibrator
ausgerüstete Demodulatorschaltung in einem weiten Frequenzbereich, und zwar theoretisch im Bereich
von annähernd Nulltois zum Doppelten der Eigenfrequenz
des Multivibrators linear arbeitet. Dementsprechend läßt sich auch das demodulierte Signal als
lineare Funktion der Frequenz über einen weiten Frequenzbereich hinweg erhalten.
Ein Problem bei solchen Frequenzdemodulatorschaltungen, bei denen die Bezugsfrequenz durch den
monostabilen Multivibrator erzeugt wird, dessen Einsatzpunkte durch die Ausgangssignale eines Differenzverstärkers
bestimmt sind, ist jedoch die ungenügende Temperatur- und damit Frequenzstabilität des
Multivibrators. Da bei dem Multivibrator etwa nach Fig. 1 die Basis-Emitterspannung Vbe durch die
Ausgangsspannungen des Differenzverstärkers beeinflußt werden, die insbesondere im Schwellenbereich,
also im Bereich, da der Transistor Strom zu ziehen beginnt, relativ stark temperaturabhängig sind,
erscheinen Maßnahmen wünschenswert, mit denen sich die Eigenfrequenz des Multivibratois stabilisieren
läßt und überdies Exemplarstreuungen verhindert werden.
Der Erfindung liegt damit die Aufgabe zugrunde, eine Frequenzdemodulatorschaltungder an Hand von
Fig. 1 erläuterten Art, insbesondere für die Auslegung als integrierter Schaltkreis so zu verbessern, daß
eine hohe Temperatur und damit Frequenzstabilität des Multivibrators gewährleistet werden kann und geringfügige,
fast unvermeidliche Exemplarstreuungen
eliminiert werden.
Die Lösung dieser technischen Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß nach der Lehre des Patentanspruchs.
Vorteilhafte Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen angegeben.
Durch die erfindungsgemäßen Schaltungsmaßnahmen wird erreicht, daß die Abhängigkeit der Eigenfrequenz
des Multivibrators von der Basis-Emitterspannung seiner Transistoren eliminiert wird, die
besonders temperaturabhängig ist.
Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezug auf die Zeichnung in einer beispielsweisen Ausführungsform näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 das bereits beschriebene Schaltbild eines FM-Demodulators, der als wesentliche Baugruppen
einen durch Injektionssynchronisation über einen Differenzverstärker gesteuerten monostabilen Multivibrator
und einen nachgeschalteten Doppelweg-Gleichrichter enthält,
Fig. 2 die zeitkorrelierte graphische Darstellung von Signalverläufen an verschiedenen Punkten der
Schaltung nach Fig. 1 und
Fig. 3 das Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung, das hinsichtlich der erfindungsgemäß von
der Schaltung nach Fig. 1 abweichenden Schaltungsergänzungen nachfolgend ebenfalls in Verbindung mit
Fig. 2 erläutert wird:
Die Schaltung gemäß Fig. 3 ist gegenüber derjenigen nach Fig. 2 dadurch abgewandelt, daß die Dioden
4, 4' und die Widerstände 5, 5' weggelassen sind und die Ankopplung der Kollektoren der Transistoren
1 bzw. 2 an die Gleichstromquelle + Vcc über die Kollektor-Emitterstrecken von Transistoren 20 bzw.
21 erfolgt, während Widerstände 22 und 23 zwischen den Kollektoren der Transistoren 1 und 2 liegen und
ihr Verbindungspunkt über die Kollektor-Emitterstrecke eines weiteren Transistors 24 an die Gleichstromquelle
+ Vcc angeschlossen ist. Widerstände 25, 26 und 27 dienen zur Lieferung einer Vorspannung
für die Transistoren 20, 21 und 24. Die Basen der Transistoren 20 und 21 sind an den Verbindungspunkt A der Widerstände 26 und 27 angeschlossen,
während die Basis des Transistors 24 mit dem Verbindungspunkt B zwischen den Widerständen 25 und 26
verbunden ist.
Bei dieser Schaltungsanordnung wird die Spannung über den Lastwiderständen 22 und 23 durch die Spannung
über dem Widerstand 26 bestimmt, so daß die Amplitude des Ausgangssignals unabhängig von einer
Temperaturänderung wird; die Gründe dafür sind nachfolgend erläutert:
Es sei zunächst angenommen, daß die Transistoren 1 und 7 beide leitend sind. Dies gilt während des
in Fig. 2 angegebenen Zeitintervalls T2. Der den
Kondensator 3 aufladende Strom fließt dann über den in Fig. 3 durch gestrichelte Pfeillinie 46 angegebenen
Weg, als« über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 20, als auch über die Kollektor-Emitterstrecke
der Transistoren 1 und 7. Auf Grund des Spannungsabfalls über den Widerständen 25 und 26
ergibt sich die Spannung an der Basis des Transistors 20 /u ( Vcc- VA). Die Basis-Emitterspannung aller
Transistoren wird dabei als im wesentlichen gleich angenommen; sie ist in Fig. 3 ebenfalls mit Vbe bezeichnet.
Die Spannung am Emitter des Transistors 20 ergibt sich damit zu (Vcc— VA— Vbe).
Während der Intervalle, da ein Strom über den Transistor 20 fließt, zieht der Transistor 21 keinen
Strom. Die Spannung am Emitter des Transistors 24 beträgt ( Vcc— V8 — Vbe); sie ist positiv in bezug auf
die Spannung ( Vcc— VA) an der Basis des Transistors
21, so daß letzterer nichtleitend bleibt.
Die Emitterspannung am Transistor 28 liegt um Vbe unter der Basisspannung dieses Transistors; sie
ίο beträgt damit (Vcc- VA-2Vbe). In diesem Fall fließt
kein Strom über den Widerstand 23, so daß die Emitterspannung des Transistors 24 im wesentlichen gleich
der Basisspannung des Transistors 29 ist. Entsprechend gilt, daß die Emitterspannung des Transistors
29 um Vbe unter der Basisspannung für diesen Transistor liegt, d. h. auf einem Potentialwert
( Vcc— VB — Vbe). Dieser letzgenannte Spannungswert
entspricht auch der Basisspannung des Transistors 1, und damit entspricht die Emitterspannung des Transistors
1 dem Wert (Vcc-VB-3Vbe).
Lädt sich der Kondensator 3 auf, so erreicht das Potential an seiner rechten Anschlußklemme in
Fig. 3, die mit dem Emitter des Transistors 2 verbunden ist, einen Pegel, bei dem der Transistor 2 leitend
wird. Dieser Pegel liegt um Vbe unter der Basisspannung, die ( Vcc— VA—2Vbe) beträgt, wie angegeben.
Im selben Augenblick, da die über dem Kondensator 3 stehende Spannung einen Pegel erreicht, der ein
Leitendwerden des Transistors 2 bewirkt, entspricht die Kondensatorspannung dem Unterschied zwischen
den Emitterspannungen der Transistoren 1 und 2. Diese Spannungsdifferenz beträgt nach dem oben Gesagten:
( Vcc- VA -3Vbe) - ( Vcc- VB-3Vbe) = VB-VA Ersichtlicherweise ist damit die Abhängigkeit von der Basis-Emitterspannung eliminiert, die bekanntermaßen temperaturabhängig ist. Die Ladespannung für den Kondensator, nämlich (VB—VA) kann unabhängig von Temperaturschwankungen der Schaltung gehalten werden. Damit ist für jeden Arbeitszyklus sichergestellt, daß das Ladeintervall immer gleich bleibt, da der Ladestrom nur bestimmt ist durch die Konstantstromschaltung 9 und den konstanten Kapazitätswert des Kondensators 3. Die Ladespannung ist also nicht mehr abhängig von der temperaturabhängigen Spannung Vbe.
( Vcc- VA -3Vbe) - ( Vcc- VB-3Vbe) = VB-VA Ersichtlicherweise ist damit die Abhängigkeit von der Basis-Emitterspannung eliminiert, die bekanntermaßen temperaturabhängig ist. Die Ladespannung für den Kondensator, nämlich (VB—VA) kann unabhängig von Temperaturschwankungen der Schaltung gehalten werden. Damit ist für jeden Arbeitszyklus sichergestellt, daß das Ladeintervall immer gleich bleibt, da der Ladestrom nur bestimmt ist durch die Konstantstromschaltung 9 und den konstanten Kapazitätswert des Kondensators 3. Die Ladespannung ist also nicht mehr abhängig von der temperaturabhängigen Spannung Vbe.
Bei dieser Ausführungsform der Erfindung sind außerdem* die Basen der Transistoren 1 und 2 über
die Basis-Emitterstrecken von Transistoren 28 und 29 an die Kollektoren der Transistoren 2 bzw. 1 angekoppelt.
Diese Transistoren 28 und 29 verhindern, daß die Transistoren 1 und 2 während ihres Durchschaltzustands
in die Sättigung getrieben werden, so daß die Schaltgeschwindigkeit der Transistoren 1 und
2 wesentlich verbessert wird.
Weiterhin kann die Schaltung gemäß Fig. 3 an Stelle der Zweiweg-Gleichrichterschaltung nach
Fig. 1 eine Multiplikatorschaltung 20 als Ausgangskreis aufweisen. Die Multiplikatorschaltung multipli-
fto ziert die Basispotentiale der Transistoren 1 und 2 mit
denen der Transistoren 6 und 7, so daß das demodulierte Signal am Ausgang dieser Schaltung in Abhängigkeit
vom Phasenunterscheid zwischen dem frequenzmodulierten Signal und dem Oszillatorsignal
μ abgegriffen werden kann.
Blatt Zeichnungen
Claims (3)
1. FM-Demodiiiatorschaltung mit
- einem aus zwei emitterseitig über einen Kondensator
verbundenen Transistoren aufgebauten Multivibrator, bei dem mindestens die Basis des einen mit dem Kollektor des
anderen Transistors verbunden ist;
- einem Differenzverstärker, dessen erste Ausgangsklemme mit dem Emitter des zweiten
Transistors verbunden ist und an dessen Eingangsklemmenpaar ein freqaenzmoduliertes
Signal differentiell zuführbar ist sowie mit
- einer mit dem Multivibrator und dem Differenzverstärker verbundenen Umformerschaltung,
an deren Ausgang ein demoduliertes Signal abgreifbar ist, dessen Amplitude proportional ist zur Phasendifferenz
zwischen dem frequenzmodulierten Signal und dem durch die Multivibratoreigenfrequenz
festgelegten Signal, gekennzeichnet durch
- ein zur Temperaturstabilisierung für den Multivibrator (1, 2, 3) bestimmtes Transistorpaar
mit einem dritten, mit der Emitter-Kollektorstrecke zwischen den Kollektor des
ersten (1) und die Betriebsspannung ( Vcc) geschalteten Transistor (20) und einem vierten,
mit der Emitter-KoHektorstrecke zwischen den Kollektor des zweiten (2) und die
Betriebsspannung ( Vcc) geschalteten Transistor (21)
- einen fünften Transistor (24), dessen Kollektor an der Betriebsspannung ( Vcc) liegt und
dessen Emitter über eine erste Impedanz (22) mit dem Emitter des dritten (20) und
über eine zweite Impedanz (23) mit dem Emitter des vierten Transistors (21) verbunden
ist und durch
- eine Vorspannungs-Versorgungsschaltung (25, 26, 27), über die der Basis des fünften
Transistors (24) eine erste und den Basen des dritten bzw. vierten Transistors eine zweite
gemeinsame Vorspannung zuführbar ist.
2. FM-Demodulatorschaltung nach Anspruch
1, dadurch gekennzeichnet, daß die Basiselektroden der Transistoren (1, 2) des Multivibrators
über einen PN-Übergang (z. B. Basis-Emitterstrecke der Transistoren 28, 29) an den
Kollektor des jeweils anderen dieser Transistoren angeschlossen sind.
3. FM-Demodulatorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Gewinnung
eines Phasenvergleichs zwischen dem an den Basiselektroden der Transistoren (1, 2) des Multivibrators
anliegenden Signal und dem frequenzmodulierten Eingangssignal eine Multiplikatorschaltung
(30) vorgesehen ist, die in Abhängigkeit vom Phasenunterschied zwischen diesen Signalen
an einem Ausgang (31) ein demoduliertes Ausgangssignal abgibt.
Die Erfindung betrifft eine FM-Demodulatorschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs
1.
Bei bisher üblichen FM-Demodulatorsehaltungen,
insbesondere für Video-Bandgeräte, wird im allgemeinen eine als Phasendetektor arbeitende Demodulatorschaltung
in Verbindung mit einem Impulszähler oder einer Verzögerungsleitung verwendet, um das
Verhältnis der Frequenzabweichung zur Trägerfrequenz des frequenzmodulierten Signals im Vergleich
zu anderen möglichen Demodulatorschaltungen dieses Typs auf einem günstigen Wert zu halten. Demodulatorschaltungen
mit Impulszähler bzw. einer Verzögerungsleitung haben jedoch den Nachteil einer nur
relativ begrenzten Grenzfrequenz, d. h., das Ansprechverhalten ist nur begrenzt linear, so daß das
Ausgangssignal nicht als lineares Verhältnis über einen weiten Frequenzbereich hinweg erhalten werden
kann. Weiterhin hat sich gezeigt, daß leicht Fehlerspannungen im Gleichstrom-Ausgangssignal entstehen,
wenn aus irgendwelchen Gründen Amplitudenänderungen im frequenzmodulierten Signal auftreten.
Auch eignen sich solche Demoduiatorschaltungen nicht oder nur schlecht für die Herstellung als integrierter
Schaltkreis.
Einen wesentlich größeren linearen Frequenzdynamikbereich und auch den Vorteil der guten Herstellbarkeit
in integrierter Technik weist eine bekannte FM-Demodulatorschaltung auf, die als wesentliche
ίο Bauteile einen aus zwei emitterseitig über einen Kondensator
verbundenen Transistoren aufgebauten monostabilen Multivibrator, dessen Eigenfrequenz auf
die Trägerfrequenz des zu demodulierenden Signals abgestimmt ist, und einen Differenzverstärker enthält,
dessen erster Ausgang mit dem Emitter des einen und dessen anderer Ausgang mit dem Emitter des anderen
Transistors des Multivibrators verbunden ist (vgl. beispielshalber US-PS 3371289). Um den Ausgangspunkt
für die Erfindung besser verständlich zu machen, sei eine Ausführungsform einer solchen
Schaltung unter Bezug auf die beigefügte Fig. 1 erläutert:
Der Multivibratorteil dieser Schaltung weist beispielsweise
zwei NPN-Transistoren 1 und 2 auf; die Basis des einen Transistors ist jeweils mit dem Kollektor
des anderen Transistors verbunden. Die Emitter der Transistoren 1 und 2 sind an die gegenüberliegenden
Enden eines Kondensators 3 angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren sind jeweils über die
so Parallelschaltung aus einem Widerstand 5 bzw. 5' und einer Diode 4 bzw. 4', deren Kathoden an die Kollektoren
angeschlossen sind, mit einer Gleichstromquelle für die Kollektorspannungen der Transistoren 1 und
2 verbunden.
Der gemeinsame Anschlußpunkt des Transistors 1 und des Kondensators 3 ist mit dem Kollektor eines
NPN-Transistors 6 verbunden, während der Anschlußpunkt am Emitter des Transistors 2 mit dem
Kondensator 3 an den Kollektor eines NPN-Transistors 7 angeschlossen ist. Die Transistoren 6 und 7
sind als Differenzverstärker geschaltet, d. h. emitterseitig verbunden und über eine Konstantstromquelle
9 auf ein Bezugspotential, z. B. Masse, gelegt. Eine Eingangssignalquelle, die das frequenzmodulierte
und zu demodulierende Signal liefert, liegt zwischen den beiden Eingängen des Differenzverstärkers
6, 7.
Vom Multivibrator führen zwei Ausgänge 31, 32
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Family Applications (1)
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C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
EI | Miscellaneous see part 3 |