DE2910243A1

DE2910243A1 - Monostabile multivibratorschaltung und sie verwendende fm-detektorschaltung

Info

Publication number: DE2910243A1
Application number: DE19792910243
Authority: DE
Inventors: Yasuo Kominami; Yukihiko Miyamoto; Takeshi Wada; Tsuneo Yamada
Original assignee: Kenwood KK; Hitachi Ltd
Current assignee: Kenwood KK; Hitachi Ltd
Priority date: 1978-03-15
Filing date: 1979-03-15
Publication date: 1979-09-20
Also published as: US4297601A; JPS54121650A; JPS624895B2

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung bezieht sich auf eine monostabile Multivibrator schaltung, bei weicherein Signalverstärkungstransistor im nichtgesättigten Zustand arbeitet, und richtet sich ferner auf eine FM-Detektorschaltung, welche die monostabile MuItivibratorschaltung verwendet.

Eine monostabile Multivibratorschaltung umfaßt üblicherweise eine Zeitkonstantenschaltung, welche einen Kondensator verwendet, eine Verstärkerschaltung, die eine Eingangsschwellenspannung hat und mit dem Ausgang der Zeitkonstantenschaltung verbunden ist, eine Mitkopplungsschaltung, welche zwischen dem Ausgang der Verstärkerschaltung und dem Eingang der Zeitkonstantenschaltung angeschlossen ist, und einen Triggeranschluß, welcher an einer bestimmten Stelle der Schaltungsschleife angeordnet ist«, Was den in der Verstärkerschaltung oder der Mitkopplungsschaltung verwendeten Signalverstärkungstransistor anbelangt, so fällt, wenn die Kollektor-Emitterspannung unter die Sättigungsspannung abgesunken ist,, die Stromverstärkung ab und die Änderung des auf Änderungen eines Eingangssignal ansprechenden Kollektorstroms verschwindet. Es wird daher unmöglich, einen Treiberstrom scharfer Änderung auf eine mit dem Transistor verbundenen Last zu geben, und die Rechteckform des Ausgangssignals der Schaltung wird rund bzw. stumpf. Wegen der Sättigung kommt es zu einer Ladungsträgeransammlung im Kollektor- und Basisbereich des Transistors. Die angesammelten Ladungsträger verursachen eine vergleichsweise lange Verzögerungszeit des Ausgangssignals.

Es ist wünschenswert, eine geringere Abgerundetheit des Signals und kürzere Verzögerungszeit zu haben.

Bei sogenannten Impulszähl-Detektorschaltungen bei-

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spielsweise, bei welchen ein Impulssignal mit einem der Frequenz eines PM- {frequenzmodulierten} Signals entsprechenden Tastverhältnis durch die monostabile Multivibratorschaltung erzeugt und zur Gewinnung eines demodulierten Signals geglättet wird, erreicht das demodulierte Signal, wenn das Impulssignal abgerundet ist, nicht einen Wert, der genau dem jeweiligen Tastverhältnis entspricht. Bei langer Verzögerungszeit ist das wiederholte Arbeiten in kurzen Zeitabschnitten behindert, und man erhält kein Ansprechen auf FM-Signale hoher Frequenz.

Demgegenüber schafft die Erfindung eine monostabile Multivibratorschaltung, welche eine günstige Ausgangssignalform und eine hohe Ansprechgeschwindigkeit zeigt.

Ferner schafft die Erfindung eine monostabile Multivibratorschaltung, welche einer Impulszähl-Detektorschaltung angepaßt ist.

Ferner schafft die Erfindung eine monostabile Multivibratorschaltung, welche geeignet in beispielsweise einer linearen integrierten Halbleiterschaltung aufgebaut ist.

Darüber hinaus schafft die Erfindung eine FM-Detektorschaltung, welche eine monostabile Multivibratorschaltung verwendet.

Gemäß der Erfindung ist das Kollektorpotential eines in der monostabilen Multivibratorschaltung verwendeten Signalverstärkungstransistors hinsichtlich seines untersten Werts so begrenzt, daß es höher als das Basispotential des Transistors liegt. D. h., der Signalverstärkungstransistor ist auf ein Arbeiten im ungesättigten Bereich beschränkt. Die Folge davon ist, daß die Änderung eines am Kollektor des Signalverstärkungstransistors zu liefernden Signals, welche durch im Kollektor vorhandene

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Streukapazitäten,, wie die Kollektorkapazität und die Vertragungskapazität, begrenzt ist» nicht- durch das Absinken der Stromverstärkung oder die Anhäufung von Ladungsträgern beeinflußt wird, die von der Tatsache herrühren,- daß die Kollektor-Emitterspannung unter die Sättigungsspannung abgefallen ist.

Zur Begrenzung des untersten Werts des Kollektorpotentials, wie oben beschrieben, ist eine Klemmschaltung an den Kollektor des Signalverstärkungstransistors angeschlossen. Bei Verwendung der Klemmschaltung in dieser Weise erhält der Kollektorstrom des Transistors eine Größe, die über derjenigen eines durch einen Kollektorlastwiderstand fließenden Stroms liegt, so daß die Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten eines Ausgangssignals voneinander verschieden werden. Im einzelnen heißt dies, daß der Anstieg und der Abfall des Ausgangssignals durch die Ladegeschwindigkeit der Streukapazitäten aufgrund des Stroms, der vom KoI-lektorlastwiderstand her während des Abschaltens des Transistors fließt, bzw. durch die Entladegeschwindigkeit der Steukapazitäten durch den Kollektorstrom des Transistors während des Einschaltens desselben bestimmt werden« Da in diesem Fall, wie oben ausgeführt, der Kollektorstrom während des Einschaltens größer gemacht ist als der Strom, der durch den Kollektorlastwiderstand fließt, ist die Entladegeschwindigkeit größer als die Ladegeschwindigkeit, Dementsprechend ist die Abfallgeschwindigkeit des Signals größer als seine Anstiegsgeschwindigkeit.

Wird die oben erwähnte Klemmschaltung nicht verwendet, dann wird die Amplitude des am Kollektorlastwiderstand erscheinenden Signals durch den Kollektorstrom des Transistors

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bestimmt, der wiederrum ein Konstantstrom ist (.welche durch den Basisstrom des Transistors bestimmt wird* so daß die Ladegeschwindigkeit und die Entladegeschwinäigkeit für die Streukapazitäten im wesentlichen gleich sind« Im Falle des Betriebs der monostabilen Multivibratorschaltung mit kurzen Wiederholzeiten, muß die Rücksetzzeit schneller gemacht werden. Die Zeitdauer für das Erzeugen des Ausgangssignals wird durch die Zeitdauer bestimmt, während welcher ein Ausgangssignal der Zeitkonstantenschaltung die Eingangschwellenspannung der Verstärkerschaltung übersteigt.

Gemäß der Erfindung schaltet der nicht in Sättigung arbeitende Signalverstärkungstransistor, welcher mit einem Ausgang einer Mitkopplungsschaltung verbunden ist, vom nichtleitenden in den leitenden Zustand um, wenn ein Triggersignal eingegeben wird. Durch Anordnung der Mitkopplungsschaltung des vorstehenden Aufbaus auf der Eingangsseite der Zeitkonstantenschaltung läßt sich eine monostabile Multivibra tor schaltung gewinnen, welche voll die vorstehend erwähnten wünschenswerten Eigenschaften, die der nicht in Sättigung betriebe Signalverstärkungstransistor zeigt, ausnützt.

Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung baut der Signalverstärkungstransistor eine Differenzverstärkersehaltuncr auf, mit dem Ergebnis, daß die monostabile Multivibratorschaltung für verschiedene Vorspannungen stabil arbeitet. Dieser Aufbau ist einer integrierten Schaltung {IC) angepaßt.

Das Ausgangssignal der Mitkopplungsschaltung wird über eine Trennverstärkerschaltung, welche aus EmitterfοIgertransistoren aufgebaut, auf die Zeitkonstantenschaltung gegeben.

Da die Trennverstärkerschaltung eine niedrige Ausgangsimpe-

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danz hat, verkürzt sich die Rücksetz zeit der monostabilen Multivibratorschaltung.

Im folgenden wird eine Äusführungsform der Erfindung in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung beschrieben» Auf dieser ist bzw. sind

Fig. 1 ein Schaltbild, welches eine Aus führung s form für den Fall zeigt, wo ein monostabiler Multivibrator gemäß der Erfindung bei einer FM-Detektorschaltung des Impulszählsystems angewandt ist_f

Fig. 2A Darstellungen von Arbeitssignalformen bei der in ^iS Fig. 1 gezeigten Äusführungsform der Erfindung,

und
15

Fig. 3 eine graphische Darstellung zur Erläuterung einer Arbeitssignalform im einzelnen.

Im folgenden wird nun eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Die monostabile Multivibratorschaltung gemäß der Erfindung ist, wie oben ausgeführt, für eine Impulszähl-Detektorschaltung, die aus einem Impulssignal ein Analogsignal erzeugt, besonders geeignet. Dementsprechend wird eine Aus führungs form der Erfindung, angewandt auf eine Impulszähl-Detektorschaltung, im folgenden unter Bezugnahme auf die Fig. 1 beschrieben.

In dieser bezeichnet 1 eine Begrenzerschaltung, 2 eine Trigger signaler zeuger schaltung, 3 eine Trennverstärker schaltung, welche eine Amplitudenbegrenzung durchführt, und 4 eine Signalkombinierschaltung. 5 und 9 bezeichnen eine Vor-

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spannung liefernde Schaltungen^ und 6 und 12 Differenzverstärker schaltungen. 7 bezeichnet eine Pegelkleiranschaltung, 8 eine Differentiatortreiber- und Pegelklemmschaltung, 10 eine Zeitkonstantenschaltung, und 11 eine Differentiatorausgangsklemmschaltung« Bei 13 und 14 sind Konstant spannungs schaltungen gezeigt« Für Spannungen ^_cc-tf V_pr,₂ und V_c_₃ an den Ausgängen a, b und c der Konstantspannungschaltung 14 gilt die Beziehung V_cc^ ^- ^_cc2 >^^VCC3* In obiger Schaltung bilden die Schaltungen 4 und 12 die monostabile MuIt!vibratorschaltung.

Der in der Figur durch eine strichpunktierte Linie umschlossene Bereich wird in eine integrierte Halbleiterschaltung (IC) gesetzt. P- bis P^ stellen äußere Anschlußpunkte des IC dar.

Signalformen an den Punkten Ä bis I der Schaltung sind in den Figuren 2A bis 21 dargestellt.

Ein gesendetes und empfangenes FM-Signal, welche auf eine Zwischenfrequenz vergleichsweise niedrigen Wertes gewandelt worden ist, wird über einen Anschluß IN und einem Koppelkondensator C₁ auf den Anschlußpunkt P₁ gegeben.

Dieses FM-Signal wird durch die Begrenserschaltung 1 geformt, um später ein Triggersignal zu gewinnen. Die Begrenzerschaltung 1 verstärkt das in Fig. 2A gezeigte FM-Eingangssignal und begrenzt die Amplitude des verstärkten Signals. Wie in Fig. 2B dargestellt, wird das Ausgangssignal der Begrenzerschaltung 1 im wesentlichen rechteckförmig und hat die gleichen Perioden wie das FM-Eingangsignal.

Die Triggersignalerzeugerschaltung 2 enthält beispielsweise eine Signalformungsschaltung aus Widerständen und Kondensatoren und eine Verstärkerschaltung (keine von beiden

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ist in der Figur gezeigt). Ansprechend auf das Rechteck-Eingangs signal in Fig. 2B liefert sie das Triggersignal synchron mit dem Anstieg des Eingangssignals. Das Ausgangssignal der Schaltung 2 nimmt die in Fig. 2C dargestellte Form an.

Das Triggersignal wird auf die Trennverstärkerschaltung 3 gegeben. In der Trennverstärkerschaltung 3 arbeiten Transistoren Q₅ bis Q- wegen einer von der Konstantspannungsschaltung 14 gelieferten Basisvorspannung als Konstantstromtransistoren.,

Das Triggersignal wird über einen Emitterfolgertransistor Q₁ und damit in Serie verbundenen Pegelschiebetransistor in Diodenverschaltung Q₂ auf die Basis des einen Differenztransistors Q- gegeben. Das Ausmaß der Pegelverschiebung durch die Transistoren Q₁ und Q₇ ist konstant, da ihre Emitterströme durch den Transistor Q_n. festgelegt sind.

Eine Ausgangsspannung V_cc- der Konstantspannungsschaltung 14 wird über einen Widerstand R₅ und als Dioden verschaltete Transistoren Q„ und Q-, welche in Serie liegen, auf die Basis des anderen Differenztransistors Q. gegeben. Das Basispotential V^₁ des anderen Differenztransistors Q. wird auf einen Zwischenwert im Pegelvariationsbereich des Triggersignals, das auf den einen Differenztransistor Q₃ gegeben wird, eingestellt. Dieser eine Differenztransistor Q₃ führt den Ein-Aus-Vorgang durch, wobei seine Schwellenspannung das Potential V_- ist.

Auf das in Fig. 2C gezeigte Eingangstriggersignal hin liefert dementsprechend die Trennverstärkerschaltung 3 ein

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invertiertes Signal, das, wie in Fig. 2D gezeigt, zu einer festen Amplitude und Dauer geformt, wird«

Das der Impulsformung unterworfene Triggersignal und ein Rückkopplungssignal von der Differenzverstärkerschaltung 12 werden auf die Signalkombinierschaltung 4 gegeben.

Transistoren Q₁₀ und Q₁₁ sowie Transistoren Q₁ ^ und Q₁₃ der Signalkombinierschaltung 4 sind jeweils Darlingtonverbunden. Die Emitter der Transistoren Q₁₁ und Q₁₇ sind zusammengeschaltet und mit dem Kollektor eines Konstant-Stromtransistors Q₁,- über einen Pegel schiebe tr an si stör in Diodenverschaltung Q.. und einen Widerstand R„ verbunden.

Die Transistoren Q^„ und Q₁₁ sowie Q₁₂ und Q₁₃ in Darlington-Verbindung arbeiten wegen der Zusammenschaltung der Emitter als eine Art Schaltelement .für zwei Eingangssignale. Das Potential der zusammengeschalteten Emitter entspricht dem höheren der Basispotentiale der Transistoren Q₁₀ und Q₁₃. Die Transistoren in Darlington-Verbindung arbeiten auch als Pegelschiebeschaltung. Das Ausmaß der Pegelverschiebung, welches zwischen der Basis und dem gemeinsamen Emitter der Darlington-verschalteten Transistoren im Ein-Zustand auftritt, ist gleich der Summe der Basis-Emittervorwärtsspannungen der beiden Transistoren. Dabei wird der Emitterstrom durch den Konstantstromtransistor Q₁₅ konstant gemacht, weshalb die Basis-Emittervorwärtsspannung konstant ist. Entsprechend ist die vorgenannte Pegelverschiebung unabhängig vom Wert des auf die Basis des Darlington-verschalteten Transistors gegebenen Eingangssignals konstant.

In der Schaltung der Fig. 1 wird das in Fig. 2D gezeigte Signal auf die Basis des Darlington-verschalteten

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Transistors Q₁ gegeben, während das in Pig; 2E gezeigte Rückkopplungssignal auf die Basis des Transistors Q₁- gegeben wird. Deshalb erscheint das in Fig. 2F gezeigte zusammengesetzte Signal auf den zusammengeschalteten Emittern. Dabei haben sowohl die Versorgungsspannung der Trennverstärkerschaltung 3 als auch die Versorgungsspannung des Transistors Q__g in der Differenzverstärkerschaltung 12 einen Wert, welcher durch die Basisspannungen V ο der Emitterfolgertransistoren Q,g und Q.« bestimmt wird, so daß die hohen Pegel der zwei miteinander in der Kombinierschaltung 4 zu kombinierenden Signale gleich sind. Dementsprechend nimmt der hohe Pegel des zusammengesetzten Signals einen konstanten Wert an, der kaum eine Fluktuationskomponente enthält.

Wie später noch klar wird, wird die monostabile Multivibratorschaltung dieser Ausführungsform durch die Anstiegsflanke der zusammengesetzten Signale getriggert. Da hierbei das zusammengesetzte Signal, wie oben ausgeführt, kaum eine Fluktuationskomponente enthält, arbeitet die Schaltung stabil.

Das zusammengesetzte Signal wird über eine Pegelschiebeschaltung, welche aus dem diodenverschalteten Transistor Q₁₄ und dem Widerstand Rg besteht, auf die Differenzverstärkerschaltung 6 gegeben. Die Differenzverstärkerschaltung 6 besteht aus Differenztransistoren Q₁₈ und Q^g/ einem Konstantstromtransistor Q₂₀ und einem Lastwiderstand R₁₃ und invertiert und verstärkt das eingegebene zusammengesetzte Signal. Das Ausgangssignal am Ausgang der Differenzverstärkerschaltung 6 ist hinsichtlich seines hohen und seines niedrigen Pegels durch die Klemmschaltung 7 be-

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grenzt. Da bei der Klemmschaltung 7 der Emitter des Transistors Q₂₁ mit dem Ausgang b der Konstantspannungsschaltung 14 verbunden ist, wird der hohe Pegel ν__Η durch die Spannung V-,_r2 und die Basis-Emitter-Vorwärtsspannung des Transistors Q₂₁ - bestiitcit. Da die Basis'des Transistors Q₂" über einen Widerstand R₁₁- vergleichsweise kleinen Werte eine Konstantspannung von der eine Vorspannung liefernden Schaltung 9 erhält, wird der niedrige Pegel V_CLL durch die Konstantspannung und die Basis-Emittervorwärtsspannung des Transistors Q₂₂ bestinmfc. Der ifert der Spannung ^₃Q₂ liegtlniedriger als der der Versorgungsspannung V_r_^ der Differenzverstärkerschaltung 6. Der untere Klemmpegel wird zurückgehend auf den Transistor Q₂₂ vergleichsweise hoch gemacht, damit das Kollektorpotential des Differenztransistors Q-_Q nicht niedriger wird als sein Basispotential.

Die Änderung eines Ausgangssignals V_n der Differenzverstärkerschaltung 6 ist in Fig. 3 dargestellt. Im Zeitpunkt t₁₀ wird der Transistor Q₁Q durch sein Eingangssignal aus dem nichtleitenden Zustand in den leitenden Zustand

umgeschaltet. Danach beginnt der Kollektorstrom I des Konstantstromtransistors Q₂₀ in den Transistor Q_1g zu fließen und das Potential an einem Ausgangsanschluß G vom hohen Klemmpotential V_„ aus abzusinken. Wenn R den Widerstandswert des Kollektorlastwiderstands R₁₃ und C die (nicht gezeigte) Ausgangskapazität am Anschluß G bezeichnen, genügt dabei das Ausgangssignal V_Q der folgenden Gleichung (1):

_t_ - R-I (1 - e/-^K) ... (1)

Die Änderung entsprechend Gleichung (1) hält an, bis

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das Ausgangssignal V_Q das untere Klemmpotential V_CLL erreicht.

Wenn umgekehrt der Transistor Q_1g vom leitenden in den nichtleitenden Zustand umgeschaltet hat_f wird die Ausgangskapazität, die auf dem Potential V _TT gewesen ist, über den Widerstand R₁₃ durch die Versorgungsspannung V₁ aufgeladen. Daher ändert sich die Ausgangsspannung V_n entsprechend folgender Gleichung (2):

_t_ ""pt?

^Vo - ^VCLL ⁺ <^VCC1 - WI¹ - ^e > '·· W

Die Änderung entsprechend Gleichung (2) dauert zwischen einer Zeit t₁₃ und einer Zeit t... an.

Der Wert R-I in Gleichung {1} wird größer als der Wert von (Vp₀₁ - Vp-. j.) iⁿ Gleichung (2} gemacht, womit der niedrige Klemmpegel V bestimmt wird. In Fig. 3 ist dementsprechend die Abfallgeschwindigkeit des Signals höher als seine Anstiegsgeschwindigkeit.

Die Differenzverstärkerschaltung 6 liefert ansprechend auf das Fig. 2F gezeigte Eingangssignal an ihrem Ausgang ein invertiertes Signal, wie es in Fig. 2G gezeigt ist.

Der Differenztransistor Q₁_ arbeitet nicht in Sättigung, weil die üntergrenze seines Kollektorpotentials durch die Klemmschaltung 7 festgesetzt ist. Dementsprechend arbeitet er mit hoher Geschwindigkeit. Wenn dagegen die Untergrenze für das Kollektorpotential nicht festgelegt ist, arbeitet der Transistor Q_1n in Sättigung, wenn ansprechend

ι y

auf das Eingangssignal das Kollektorpotential niedriger als das Basispotential geworden ist. Da die Stromverstärkung des Transistors in Sättigung klein wird, kommt es zu einer Ver-

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rundung des Ausgangssignals,, wie es durch eine unt.erbroch.ene Linie 1 in Fig. 2G angedeutet ist« Daneben hinkt es, wie durch eine unterbrochene Linie 2 in Fig. 2G-angedeutet, wegen der Anhäufung von Ladungsträgern in der Basis und dem Kollektor nach.

Das Ausgangssignal der Differen2verstärkerschaltung 6 wird auf die Differentiatortreiberschaltung gegeben, welche Emitterfolgertransistoren Q₃₃ und Q₂₄ in Darlingtonschaltung aufweist. Die Differentiatortreiberschaltung weist eine Klemmschaltung auf, welche aus Transistoren Q₂^ und Q₃₆ aufgebaut ist. Der untere Grenzwert des Emitterpotentials des Transistors Q₃₄ wird durch diese Klemmschaltung festgelegt* Das Ausgangssignal der Trennverstärkerschaltung 8 wird über einen äußeren Änschlußpunkt P_ auf die Zeitkonstantenschaltung 10 gegeben, welche aus einem Kondensator C₃ und einem Widerstand R_,- aufgebaut ist. Das Ausgangssignal der Zeitkonstantenschaltung wird über einen äußeren Anschlußpunkt P^

sowie die Differentiatorausgangsklemmschaltung 11 auf die Differenzverstärkerschaltung 12 gegeben.

Ein Ende des Widerstands R₃₆ der Zeitkonstantenschalfcung 10 ist mit einem Glättungskondensator C. und einem Ausgangsanschluß f der Konstantspannungsschaltung 14 verbunden. Im stabilen Zustand der monostabilen Multivibratorschaltung ist. der Basis-Emitterpfad des pnp-Transistors Q₃₅ der Differentiatorausgangsklemmschaltung 11 durch einen Strom vom Widerstand R₃₆ her vorwärtsvorgespannt. Dementsprechend ist das Emitterpotential des Transistors Q,_ höher als sein Basispotential. Wegen der genannten Potentiale der Differentiatorausgangsklemmschaltung 11 ist ein Transistor Q₃, der Differenzverstärleerschaltung Jm Ein-Zustand und ein Transistor Q₃., derselben im Aus-Zustand.

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Der niedrige Pegel des Kollektorpotentials jedes der Transistoren Q-,- und Q__ ist durch einen beschränkten Strom von einem Kon-

Jb i I

stantstromtransistor Q^₈ höher als deren Basispotentiale gemacht.

Die Zeitkonstantenschaltung 10 liefert ein in Fig. 2H gezeigtes Signal, während die Differenzverstärkerschaltung 12 ein in Fig. 21 gezeigtes Signal an ihrem Ausgang I liefert. Der Kollektor des Transistors Q₃₇ der Differenzverstärkerschaltung 12 ist über einen Lastwiderstand R__o insbesondere mit demjenigen Ausgang a der Konstantspannungsschaltung 14 verbunden, welcher noch über den Spannungen v"_cc2 und V . liegende Spannung V .. liefert. Daher kann der Wert des Lastwiderstands R₃₀ so gewählt werden, daß der Transistor Q₃₇ nicht in Sättigung betrieben wird, und die Amplitude des Ausgangssignals am Ausgangsanschluß I groß gemacht werden. Dies ermöglicht es, in einfacher Weise eine gewünschte Spannung an eine Schaltung 15 zu liefern, welche die Detektorschaltung benützt. Ferner optimiert dies, die Arbeitsbedingungen des Transistors Q-,,. Dies heißt im einzelnen, da die Kollektorausgangsspannung (die Spannung am Anschluß E) des Transistors

Q,,., der die Zeitkonstantenschaltung 10 als seine Eingangs-Jb

schaltung hat, eine für das Betreiben der Mitkopplungsschaltung ausreichende kleine Spannung (beispielsweise 1/10 der Spannung vom Anschluß I) sein kann, daß der Transistor Q₃₆ in einem ausreichend ungesättigten Zustand betrieben werden kann. Die Folge davon ist, daß die Basiseingangsspannung des Transistors Q₃₆# selbst wenn sie im Übergangszustand beim Einschalten dieses Transistors hoch wird, nicht über die Kollektorspannung des Transistors Q₃₆ hinaus ansteigt und ihn in Sättigung bringt.

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Auf diese Weise ist es sehr wirkungsvoll/ die Ausgangsspannung am Transistor Q₃₇ abzunehmen, der dem Transistor Q₃₆, der die Zeitkonstantenschaltung 10 als seine Eingangsschaltung hat, gegenüberliegt.

In der Schaltung 9 zur Lieferung einer Vorspannung dient ein Kondensator C„, welcher zwischen einem Anschluß P„ und einem Erdungspunkt der Schaltung angeordnet ist, der Glättung.

Bei der oben beschriebenen Anordnung fällt basierend auf dem Anstieg des in Fig. 2D gezeigten Triggersignals, welches auf die Basis des Transistors Q₁₀ der Signalkonibinierschaltung gegeben wird, das Eingangssignal der Zeitkonstantenschaltung 10 auf eine Zeit t_n, und ihr Ausgangssignal fällt auf das Abklingen dieses Eingangssignals.

Durch das Äusgangssignal der Zeitkonstantenschaltung wird das Basispotential des Transistors Q--_ß der Differenzverstärkerschaltung niedriger als das Basispotential des Transistors Q₀-, so daß der Transistor Q₀,, vom Ein-Zustand in den Aus-Zustand und der Transistor Q__ vom Aus-Zustand in den Ein-Zustand übergeht. Dementsprechend nimmt das Kollektorpctential des Transistors Q__fi den hohen Wert an. Das Potential dieses hohen Wertes wird auf die Kombinierschaltung 4 gegeben. Als Folge der Rückkopplung durch die Schaltungen 4, 6 und 8 bleibt das Signal der Zeitkonstantenschaltung 10 so lange auf dem niedrigen Wert, bis der Transistor Q__ der Differenzverstärkerschaltung 12 im Aus-Zustand ist.

Der Kondensator C₃ der Zeitkonstantenschaltung 10 wird über den Widerstand R₃₆ durch die Konstantspannungsschaltung 14 geladen. Deshalb nimmt das Potential am Ausgang der Zeitkonstantenschaltung 10 in der in Fig. 2H gezeigten Weise

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entsprechend ihrer Zeitkonstanten zu.

Das Basispotential des Transistors Q₃g der Differenzverstärkerschaltung 12 überschreitet wegen des Ausgangspotentials der Zeitkonstantenschaltung 10 im Zeitpunkt t₃ das Basispotential des Transistors Q₃₇-

Als Folge davon kehrt der Transistor Q,_fi wieder in den Ein-Zustand zurück. Mit Zunahme des Kollektorpotentials des Transistors Q__fi steigt das Eingangssignal der Zeitkonstantenschaltung 10 über die Schaltungen 4, 6 und 8 in einem Zeitpunkt t. an.

Mit dem Anstieg des Eingangssignals der Zeitkonstantenschaltung 10 steigt auch ihr Ausgangssignal an. Dabei wird das Ausgangssignal durch den Transistor Q₃₅ begrenzt, weil der Basis-Emitterpfad des Transistors Q₃₅ der Differentiatorausgangsklemmschaltung 11 durch dieses Signal vorwärtsvorgespannt ist.Da der Emitteranschluß des Transistors Q₃₅ eine ausreichend niedrige Impedanz zeigt/ werden im Kondensator C₃ der Zeitkonstantenschaltung 10 gespeicherte Ladungen über den Transistor Q₃₅ rasch entladen.

Die monostabile Multivibratorschaltung, bestehend aus den Schaltungen 4 bis 12, führt auf das nächste Triggersignal hin die gleiche Operation durch wie oben beschrieben.

In der Schaltung der Fig. 1 liefert die monostabile MuI-tivibratorschaltung ein Impulssignal fester Dauer, wie in Fig. 21 gezeigt, für jede Periode des in Fig.2A gezeigten FM-Signals.

Dieses Signal wird auf den Anschluß P₄ und die Tiefpaßfilterschaltung 15 gegeben. An der Tiefpaßfilterschaltung 15 wird ein demoduliertes Signal gewonnen. Das demodulierte Signal wird durch eine Verstärkerschaltung 16 verstärkt.

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Bei dieser Ausführungsform sind das Triggersignal und das Rückkopplungssignal über die Emitterfolgertransistoren kombiniert, so daß die elektrische gegenseitige Beeinflussung von Rückkopplungssignalanschluß und Triggersignalan-Schluß auf ein vernachlässigbaresÄusmaß abnimmt. Da der Triggeranschluß nur das Signal der Trennverstärkerschaltung 3 erhält und dieses Signal keine Wertänderung durch diese Beeinflußung durchmacht, triggert es den monostabilen Multivibrator selbst bei einer anderen Triggerperiode stabil.

Der Rückkopplungsanschluß erhält nur das Signal der Differenzverstärkerschaltung 12, und dieses Signal ist nicht durch den Triggeranschluß usw. beeinflußt« Infolgedessen bewirkt die Differenzverstärkerschaltung 12 keinerlei Verzerrung, die einer Beeinflussungdurch das Triggersignal zuschreibbar wäre.

Im Gegensatz dazu ist beispielsweise dort, wo der Triggeranschluß durch den Rückkopplungsanschluß beeinflußt ist, der Wert am Triggeranschluß hoch, solange der Wert am Rückkopplungsanschluß hoch ist, und geht auf niedrigen Wert, wenn der Rückkopplungsanschluß den niedrigen Wert angenommen hat. Dabei ist die Änderung des Signals am Triggeranschluß durch die Streukapazität C₀₁ des Triggeranschlusses d.-'h.;.des Ausgangsanschlusses der Trennverstärkerschaltungr beschränkt, und daher nimmt der wegen der gegenseitigen Beeinflussung am Triggeranschluß erschienene Signalwert nicht sofort ab. Die Folge davon ist, daß bei schwankender Triggersignaldauer sich der Triggersignalpegel ändert, weil der am Triggeranschluß bewirkte Signalwert durch die gegenseitige Beeinflussung schwankt.

Bei der beschriebenen-Ausführungsform-der Erfindung ist die gegenseitige Beein-

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flussung von Rückkopplungsanschluß und Triggeranschluß durch die Kombinierschaltung, wie oben beschrieben, vermindert. Wie in Fig. 1 dargestellt, ist der Ausgang der monostabilen Multivibratorschaltung mit dem Kollektor des Differenztransistors Q₃- verbunden und vom Rückkopplungsanschiuß getrennt. Dementsprechend leckt das Triggersignal nicht über den Rückkopplungsanschluß in den Ausgangsanschluß.

Die Emitterfolgertransistoren der Kombinierschaltung 4 haben ausreichend niedrige Ausgangsimpedanzen und können infolgedessen die Anstiegsgeschwindigkeit des zusammengesetzten Signals ausreichend hoch machen. Wenn der Triggeranschluß und der Rückkopplungsanschluß direkt verbunden sind, werden Streukapazitäten C₀₁ bis C₀-,, zu denen die Kollektorkapazitäten der Transistoren Q₃, Q₁₅ und Q₃₆ etc.

gehören,am Punkt der direkten Verbindung zu einem vergleichsweise hohen Wert kombiniert. Die Emitterfolgertransistoren der Kombinierschaltung 4 machen die Kapazitäten voneinander unabhängig. Deshalb bleiben die Kapazitäten des Triggeranschlussesund des Rückkopplungsanschlussesklein und ermöglichen ausreichend rasche Signaländerungen an diesen Anschlüssen.

Gemäß der vorstehenden Ausführungsform der Erfindung läßt sich ein Impulssignal fester Impulsbreite gewinnen. Wenn daher der monostabile Multivibrator gemäß der Erfindung für die FM-Detektorschaltung des Irapulszählsystems verwendet werden, läßt sich ein Sprechsignal sehr geringer Verzerrung wiedergeben. Im einzelnen heißt dies, daß Impulssignale mit der in Fig. 21 gezeigten festen Impulsdauer "C synchron mit den Phasen entsprechender Perioden des in Fig. 2A gezeigten FM-Modulationssignals erhalten werden

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können. Deshalb kann durch Integration der Impulssignale mit der Tiefpaßfilterschaltung 15 das übertragene Sprechsignal mit hoher Wiedergabetreue reproduziert werden.

Die Erfindung ist besonders wirkungsvoll angewandt, wenn die zusätzliche Inversionsausgangsschaltung 6 in der Mitkopplungsschaltung in einem Fall erforderlich ist, wo die durch die Zeitkonstantenschaltung 10 zu treibende Verstärkerschaltung 12 das Phaseninversionsausgangssignal an die Mitkopplungsschaltung liefert, d. h., wo das Kollektorausgangssignal des Transistors Q-.^ an die Mitkopp lungs schaltung geliefert wird. Der Grund liegt darin, daß die Emitterfolgerschaltung, welche das Transistorenpaar Q_1n und Q₁₃ enthält, welche die oben angegebenen Wirkungen haben und gleichphasige Ausgangsignale liefern, auf die Triggersignaleingangsschaltung (Kombinierschaltung) 4 anwendbar ist,und daß die Emitterfolgerschaltung, welche die niedrige Ausgangsimpedanz zeigt und die Charakteristik gleichphasiger Ausgangssignale hat, als Treiberschaltung für die Zeitkonstantenschaltung 10 verwendbar ist.

Ki/s

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-ZV-

Leerseite

Claims

PATENTANWÄLTE SCHIFF ν. FÜNER STREHL SCHÜBEL-HOPF EeBiNGHAUG FJNCK. MARIAHILFPLATZ 2 & 3, MÖNCHEN SO .O Q Λ POSTADRESSE: POSTFACH 95O16Q, D-8OOO MÖNCHEN 95 *V l Hitachi,, Ltd. Torio Kabushiki Kaisha DEA-5787 15. März 1979 Monostabile Multivibratorschaltung und sie verwendende FM-Detektorschaltung PATENTANSPRÜCHE

1. Monostabile Multivibratorschaltung mit einer einen Kondensator enthaltenden Zeitkonstantenschaltung, einer Verstärkerschaltung, welche einen Signalverstärkungstransistor enthält und ein Ausgangssignal der Zeitkonstantenschaltung empfängt, einer Mitkopplungsschaltung, welche einen Signalverstärkungstransistor enthält und zwischen einem Ausgang der Verstärkerschaltung und einem Eingang der Zeitkonstanten-

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schaltung angeschlossen ist, und einem Triggereingangsanschluß, welchermit einer aus der Zeitkonstantenschaltung, der Verstärkerschaltung und der Mitkopplungsschaltung bestehenden Schaltungsschleife verbunden ist und auf welchen ein Triggersignal gegeben wird, dadurch gekennzeichnet _f daß die in der Verstärkerschaltung (12) und der Mitkopplungsschaltung enthaltenen Signalverstärkungstransistoren (36, 19) in nicht gesättigten.. Zuständen arbeiten und daß ein von der Mitkopplungsschaltung auf die Zeitkonstantenschaltung (10) synchron mit dem Triggersignal gegebenes Rückkopplungssignal ein Signal ist, welches be±n übergang des Signalverstärkungstransistors der Mitkopplungsschaltung aus einem nichtleitenden Zustand in einen leitenden Zustand erzeugt wird.

2. Monostabile Multivibratorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn ζ eichnet , daß die Mitkopplungsschaltung eine Einrichtung zum Klemmen des Kollektorausgangspotentials des Signalverstärkungstransistors (19) in seinem leitenden Zustand auf einem über seinem Basiseingangspotential liegenden bestimmten ersten Potential und eine Einrichtung zum Klemmen des Kollektorausgangspotentials dieses Signalverstärkungstransistors in seinem nichtleitenden Zustand auf einem über dem bestimmten ersten Potential liegenden bestimmten zweiten Potential umfaßt, wobei beide Klemmeinrichtungen mit dem Kollektor des Signalverstärkungstransi-

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stors in der Mitkopplungsschaltung verbunden sind,

3. Monostabile Multivibratorschaltung nach Anspruch 2_f dadurch gekennzeichnet , daß der Signal-Verstärkungstransistor (19) der Mitkopplungsschaltung mit dem Emitter eines weiteren Transistors (18) zur Bildung einer Differenzschaltung zusammengeschaltet ist.

4. Monostabile Multivibratorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet., daß eine Emitterfolgerschaltung (8) mit einem weiteren Signalverstärkungstransistor (Q₂3) zwischen den Ausgang des Signalverstärkungstransistors (19) der Mitkopplungsschaltung und dem Eingang der Zeitkonstantenschaltung (10) vorgesehen ist, so daß die monostabile Multivibratorschaltung aus einem metastabilen in einen stabilen Zustand zurückgesetzt werden kann, wenn sich ein Ausgangssignal der Emitterfolgerschaltung in Richtung steigenden EmitterStromsentsprechend dem übergang des Signalverstärkungstransistors der Mitkopplungsschaltung aus dem nichtleitenden Zustand in den leitenden Zustand geändert hat.

5. Monostabile Multivibratorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß als Triggersignal ein Triggersignal einer einer Frequenz eines ΗΊ-Signals

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entsprechenden Periode auf den Triggereinganganschluß gegeben wird, wobei ein Impulssignal mit einem der Frequenz des FM-Signals entsprechenden Tastverhältnis geliefert wird,

6. Monostabile Multivibratorschaltung_f gekennzeichnet durch ein Paar von Transistoren CQ₃₅ ΙΟ-,,) zur Differenzverstärkung, deren Emitter zusammenge-

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schaltet sind; eine Zeitkonstantenschaltung (10), welche einen Kondensator (C₃) enthält und mit der Basis eines der beiden Transistoren zur DifferenzverStärkung verbunden ist; eine Mitkopplungsschaltung, welche zwischen dem Kollektor eines der Transistoren zur Differenzverstärkung und der Zeitkonstantenschaltung angeschlossen ist^ wobei die Mitkopplungsschaltung einen Signalverstärkungstransistor (19) enthält, dessen Basis auf ein vom Kollektor des einen Transistors zur Differenzverstärkung geliefertes Signal anspricht und dessen Kollektor mit der Zeitkonstantenschaltung verbunden ist; eine Klemmschaltung (7), welche mit dem Kollektor des Signalverstärkungstransistors der Mitkopplungsschaltung verbunden ist und das Kollektorpotential dieses Transistors während des Einschaltens auf einem über seinem Basispotential liegenden Potential und auch während des Ausschaltens auf einem bestimmten Potential klemmt; und eine Triggereingangsschaltung (2), welche mit der Mitkopplungsschaltung verbunden ist und mit Anlegen eines Triggersignals

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den Signalverstärkungstransistor der Mitkopplungsschaltung aus einem nichtleitenden Zustand in einen leitenden Zustand schiebt, wodurch die monostabile Multivibratorschaltung von einem stabilen Zustand in einen metastabilen Zustand gebracht wird«.

7, Monostabile Multivibratorschaltung nach Anspruch 6, dadurch g e k e η η .ζ eichnet, daß die Mitkopplungsschaltung eine erste Emitterfolgertransistorschaltung

(8) enthält, welche zwischen den Signalverstärkungstransistor (19) und die Zeitkonstantenschaltung (10) geschaltet ist.

8. Monostabile Multivibratorschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Mitkopplungsschaltung eine zweite Emitterfolgertransistorschaltung (4) enthält, welche zwischen dem Kollektor des einen Transistors (Q₃₆) zur Differenzverstärkung und die Basis des Signalverstärkungstransistors (191 geschaltet ist und mit weleher die Triggereingangsschaltung (2) verbunden ist.

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