DE2362436A1 - Elektrischer signalspeicherstormkreis - Google Patents
Elektrischer signalspeicherstormkreisInfo
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Description
Patentanwalt
Stuttgart n ■ , ,
J.Martens - 33
INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK
Elektrischer SignalspeicherStromkreis
Die Erfindung betrifft einen elektrischen Signalspeicherstromkreis
mit einem Speichermittel und Eingangstorschaltungen zur
Speicherung von Energie in diesem Speichermittel,
Eine derartige Einrichtung ist z.Be in dem Artikel "An experimental
pulse code modulation system for short-haul trunks" von C.G.Davis in "Bell System Technical Journal" vom Januar 1972,
auf den Seiten 1 bis 24 beschrieben. Dieser Teil der Erfindung kann daher auch auf Digital-Analog-Wandler-Systeme, wie z.B.
PCM-Kodiereinrichtungen, bezogen werden. Wie in dem erwähnten Artikel angegeben ist, empfängt der Speicherkondensator nacheinander
analoge Abfragewerte der Kanalamplitude von verschiedenen Sprachfrequenzstromkreisen. Nach der Verstärkung über
einen Kompressor-Verstärker wird jeder Abfragewert, der an dem Speicherkondensator erscheint, in ein PCM-Signal mit mehreren
Binärstellen umgewandelt, d„h,, kodiert. Jeder analoge Amplituden-Abfragewert
wird über eine mit einer Torschaltung
Ti/Mr
23.4.1974
23.4.1974
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in Reihe geschaltete Induktivität dem gemeinsamen Speicherkondensator
zugeführt. Wendet man das Resonanz-übertragungsverfahren
an, dann ist die Torschaltung für die halbe Dauer der Resonanzperiode leitend, die sich aus der Induktivität
und dein Speicherkondensator ergibt. Die Energieübertragung
erfolgt dann praktisch verlustlos. Diese Energieübertragung ist nicht zwingend für die PCM-Kodierung, sie ist jedoch dann
vorteilhaft, wenn der Signalpegel vor der Kodierung so groß wie möglich gehalten werden soll. Der große Signalpegel der
Steuersignale bringt aber Nebensprechprobleme, die auf diese Weise jedoch auf einem vernünftigen Pegel gehalten werden können,
Das gespeicherte Signal soll sich während der Kodierung außerdem nicht ändern, da dies Nebensprechen erzeugen würde. Der
Eingangswiderstand der nachgeschalteten Verstärker sollte so groß wie möglich sein, um die Spannung am Speicherkondensator
während der Kodierung konstant zu halten.
Darüberhinaus sollte ein Teil der zur Verfügung stehenden Zeit dazu verwendet werden, die Restladung des Speicherkondensators
nach der Kodierung abzuleiten. Dies war bis jetzt der einzige Weg, das Nebensprechen zwischen den Kanälen klein zu halten.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, die Speicherkondensator-Anordnung
so zu verbessern, daß der Speicherstromkreis auf
Geräuschsignale immun ist und daß der Ableitstromkreise überflüssig werden.
Dies wird nach der Erfindung dadurch erreicht, daß dieses Speichermittel über einen Ausgleichsstromkreis mit dem Eingangstorschaltungen
gekoppelt ist.
Eine Weiterbildung der Erfindung besteht darin,, daß das
Speichermittel ein Speicherkondensator ist, der mit keinem
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Anschluß mit einem festen Potential verbunden ist.
Eine andere Weiterbildung der Erfindung besteht darin, daß
die Eingangstorschaltungen als Differentialverstärker ausgebildet ist, dessen Eingang mit der Eingangssignalquelle verbunden
ist, daß der Speicherkondensator zwischen die Ausgänge des Differentialverstärkers geschaltet ist und daß die Ausgangsstrome
des Differentialverstärkers unter der Steuerung von torgesteuerten Schaltmittel, die mit diesen Ausgängen verbunden
sind, zum Fließen kommen. Dabei ist zusätzlich vorgesehen, daß die torgesteuerten Schaltmittel einen im wesentlichen
konstanten Strom zu den Ausgangsklemmen leiten, der von einem gemeinsamen Generator geliefert wird.
Auf diese Weise erhält man nicht nur eine abgeglichene Einrichtung,
da der Speicherkondensator über die Ausgänge eines Differentialverstärkers gespeist wird, sondern der Differentialverstärker
bleibt auch inaktiv bis die Schaltmittel, die den Strom an die Ausgänge des Differentialverstärkers liefern, eingeschaltet
werden. Dieser Strom kann dann in der einen oder anderen Richtung über den Speicherkondensator fließen. Dies
hängt von der Polarität der Spannung ab, die dem Eingang des Differentialverstärkers aufgedrückt wird. Dabei wird ein
linearer Ladevorgang erreicht, bis die Spannung am Speicherkondensator dem neuen Abfragewert entspricht, der am Eingang
des Differentialverstärkers ansteht.
Zur Vermeidung von Nebensprechen sind daher keine getrennten Ableitstromkreise erforderlich und die Abfragespannung bleibt
am Speicherkondensator stehen, wenn der Differentialverstärker keinen Strom erhält.
Andere Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
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Die Erfindung wird anhand eines in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispieles näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 den Stroälaufplan der Kondensator-Schaltmittel
eines PCM-Kodierers,
Fig. 2 den Stromlaüfplan des Stromschaltkreises
CSW nach Fig.l,
Fig. 3 die Ausgangsverstärker- und Vergleichseinrichtung f die mit den
Kondensator-Speichermitteln der Fig. 1 verbunden sind,
Fig. 4 die Steuersignale, die dem Schaltkreis
nach Fig.1 zugeführt werden und
Fig. 5 die Signale, die beim Speichern eines neuen Abfragewertes an dem
Speicherkondensator auftreten.
Der Eingang IN des Stromkreises nach Fig.1 kommt von der
Vielfachleitung, auf der nacheinander die Abfragewerte von
verschiedenen Kanälen während der zugeordneten Kanalzeitlagen auftreten, Dieser Eingang IN führt auf den Eingang
eines ersten Verstärkers AMP 1, der als Differentialverstärker
mit zwei gleichen NPN-Transistoren Tl und T1I aufgebaut
ist. Die Basis des Transistors Tl ist direkt mit einer Eingangsklemme' verbunden, während die Basis des Transistors
T1I über den Kondensator Cl mit der anderen Eingangsklemme
verbunden ist. Die Basen dieser Transistoren sind über die am Massepotential angeschalteten Widerstände Rl und R1I vorgespannt. Die Kollektoren sind über die Widerstände R2 und R12
und den gemeinsamen Widerstand R3 mit der Spannungsguelle +20V
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verbunden. Ein Kondensator C2 überbrückt die Ausgänge des Verstärkers AMPl, d.h. die Kollektoren der Transistoren Tl
und T1I, um unerwünschte Hochf requenzkoinponenten aus den
verstärkten Abfragewerten zwischen den Kollektoren zu entfernen. Der Verbindungspunkt der drei Widerstände R2, R12
und R3 ist über den Kondensator C3 mit dem Massepotential verbunden. Schließlich sind die Emitter der Transistoren
Tl und T1I über die Emitterwiderstände R4 und R14 mit einer
Steuerleitung des Verstärkers AMPl verbunden.
Wie gezeigt ist, führt diese Steuerleitung zu dem gesteuerten
Schaltkreis CSW, der in Fig.2 in Einzelheiten dargestellt ist, und der der Steuerleitung einen konstanten Strom
zuführt, wenn der Verstärker AMPl zum Empfang des Eingangs-Abfragewertes
betiebsbereit geschaltet wird. Außerhalb der Einschaltperiode des Verstärkers AMP 1, in der er die Abfragespannung
auf der Vielfachleitung verstärkt, sperrt der Verstärker alle Signale auf der Vielfachleitung,
Um dies zu erreichen, und um gleichzeitig sicherzustellen, daß ein gleicher Betrag der Gleichtakt-Unterdrückung auftritt,
damit Geräusche, die gleichzeitig auf den beiden Eingangsklemmen auftreten, unterdrückt werden, muß nicht nur der Verstärker
AMP 1, sondern auch der Kurzschlußkreis BSC als ähnlicher Differentialverstärker ausgelegt werden. Dieser Kurzschlußkreis
BSC wird über eine Steuerleitung ebenfalls von dem Konstantstrom-Schaltkreis CSW angesteuert und spricht an. Der
Konstantstrom-Schaltkreis CSW spricht an, wenn am Eingang SA 1 eine Steuerspannung angelegt wird, die entweder dem Verstärker
AMP 1, oder dem Kurzschlußkreis BSC einen konstanten Strom zuführt.
—/—
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Der Kurzschlußkreis BSC nach Fig.2 ist ein Differentialverstärker
mit den ΝΡίΊ-Transistoren T2 und T'2, deren 3asen über
die Widerstände R5 und R15 mit -10V vorgespannt sind. Die
Widerstände R5 und R'5 sind ein Teil von Gegenkopplungskreisen mit den Widerständen R6 und R16, die jeweils Kollektor
und Basis eines Transistors miteinander verbinden. Wie beim Verstärker AMP 1 sind die Emitter der Transistoren T2 und
T'2 über individuelle Widerstände R7 und R.17 mit einer vom
Schaltkreis CSW kommenden SteuerLeitung verbunden.
Normalerweise ist der Schaltkreis CSW nach Fig.2 so eingestellt, daß dem Kurzschlußkreis konstanter Strom zugeführt
wird, so daß dieser eingeschaltet ist. Der Ausgangswiderstand zwischen den Kollektoren der Transistoren T2 und T'2
ist ganz klein, aufgrund der zugeführten Parallelrückkopplung, er ist in der Tat gleich der Summe der Emitterwiderstände R7
und R17, einschließlich dar äquivalenten Emitterwiderstände
der Transistoren T2 und T'2 multipliziert mit einem Faktor,
der dem Verhältnis zwischen der Summe der Widerstände R5 und R6 und dem Widerstand R5 entspricht, vorausgesetzt, daß der
Stromkreis symmetrisch ist.
Auf diese io.se kann der Ausgangswiderstand an den Kollektoren
der Transistoren T2 und T'2 ausreichend klein gemacht werden, um den Ausgang des inaktiven Verstärkers AMP I kurzzuschließen.
Dies ist nützlich, da selbst bei inaktivem Verstärker durch Streukapazitäten zwischen den Eingangsklemmen IN und den
Kollektoren der Transistoren Tl und T1I unerwünschte Störsignale
zwischen den Kollektoren auflisten können, Der Grenzwert für die Widerstände R5 und R15 wird durch die Stabiltitätsbedingungen
für den Gegenkopplungsverstärker bestimmt, der den Schaltkreis BSC bildet.
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Wenn der Verstärker AMP I eingeschaltet wird, dann liefert
der Stroraschaltkreis CSW nach Fig,1 einen Strom für die Emitter der Transistoren Tl und T'i anstelle eines Stromes
für die Emitter der Transistoren T2 und T12. Dies geschieht,
wenn an den Steuereingang SAl des Schaltkreises CSW ein entsprechendes Steuersignal angelegt wird.
Das dem Steuereingang SAl zugeführte Steuersignal ist in Fig.4 zusammen mit zwei anderen Kurzven gezeigt. Die mit
HW bezeichnete Kurve zeigt, wie die Amplituden-Abfragewerte auf der Vielfachleitung auftreten. Wie gezeigt, ist jede
Kanalperiode in acht Zeitlagen eingeteilt, von denen die letzten drei, dih. N6, N7, N8, für die IJ-te Abtastung und
die ersten beiden, d.h. (N+l), (N+l)2, für die (N+l)-te Abtastung
dargestellt sind. Diese Zeitlagen entsprechen den 8 Bits, die zur Kodierung des Amplituden-Abfragewertes als
PCM-Signal verwendet werden und dies in Übereinstimmung mit bekannten Verfahren. .
Das Steuersignal SA steht für die Dauer von 2 aus den 8 Zeitlagen an und zwar am Ende einer Kanalzeit, die dem Auftreten
eines Amplituden-Abfragewertes auf der gemeinsamen Vielfachleitung zugeordnet ist. Während dieser Zeit wird die Spannung
auf der Vielfachleitung verstärkt und über den Verstärker
AMP I anderen Stromkreisen zugeführt. Außerhalb dieser Dauer, in der das Steuersignal SA ansteht, wird der Verstärker AMP I
gesperrt, wie bereits erklärt worden ist. Diese Sperrung.muß wirklich und ausreichend erfolgen, um am Ausgang des Verstärkers
das Auftreten von Störsignalen zu vermeiden. Im anderen Falle könnte im nachfolgenden (N+l)-ten Zeitintervall
der (M+l)-te Amplituden-Abfragewert, der dann auf der Viel-
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fachleitung ansteht, mit der Kodierung des vorausgehenden N-ten Abfragewertes, der von der Vielfachleitung abgegriffen
und gespeichert worden ist, interferieren. Die Speicherung ist erforderlich, um die·Kodierung des Amplituden-Abfragewertes
in ein PCM-Signal mit 8 Bit zu ermöglichen. Die Art der Speicherung wird später beschrieben.
Wenn der Verstärker AMP l über das ansteigende Steuersignal
SA eingeschaltet wird, dann wird, der Ausgangswiderstand an
den Kollektoren nicht mehr durch den Schaltkreis BSG, sondern durch den Ausgangswiderstand des Verstärkers AMP I bestimmt,
der im wesentlichen gleich der Summe der Kollektorwiderstände R2 und R12 ist. Zu dieser Zeit ist die Verstärkung des Verstärkers
AMPl gleich dem Verhältnis zwischen dem Kollektorwiderstand,
d.h. R2 = R'2, und dem Emitterwiderstand, d.h. R4 plus dem äquivalenten Emitterwiderstand des Transistors Tl,
Fig.2 zeigt den Stromlaufplan des Schaltkreises CSW, der
eine Konstantstromquelle bildet, welche unter der Steuerung des Steuersignals SA entweder auf den Verstärker AMP I oder
den Kurzschlußkreis BSC geschaltet werden kann. Das Steuersignal an dem Steuereingang SAl erreicht die Basis des Transistors
T3 über den Widerstand R8, wenn das Steuersignal niedrig ist, d.h. eine negative Spannung gegenüber dem Massepotential
aufweist, so daß der Transistor T'3 leitend wird, dessen Basis über den Widerstand R18 am Massepotential angeschaltet
ist. Dies bedeutet, daß der konstante Strom, der vom Kollektor des NPN-Transistors T4 geliefert wird, über den Transistor T13
fließen kann, so daß der Kurzschlußkreis BSC der Fig.l angesteuert
wird. Die Basen der Transistoren T3 und T13 sind über
die Widerstände R9 und R19 mit dem -1OV—Potential verbunden,
welche wechselstrommäßig durch die Kondensatoren C4 und C*4
überbrückt sind.
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Die Transistoren T3 und T13 erhalten den konstanten Strom
vom Kollektor des NPN-Transistors T4, dessen Basis über einen
Widerstands-Spannungsteiler vorgespannt ist, der aus den in Reihe geschalteten Widerständen RIO und RIl und der so gepolten
Diode Dl besteht und der zwischen dem -10-V-Potential
und dem Massepotential eingeschaltet ist. Der Emitter des Transistors T4 ist über den Widerstand R12, der dirch den Kondensator
C5 überbrückt ist, mit dem Potential -10V verbunden.
Wird das Steuersignal SA hoch, d.h. nimmt es eine positive
Spannung an, dann wird der Transistor T3 leitend, während der Transistor T'3 gesperrt wird. Der vom Transistor T4 gelieferte
konstante Strom wird auf den Verstärker AMP 1 geschattet, der dadurch ein verstärktes Abbild der analogen Spannung auf der
Vielfachleitung abgibt.
Diese verstärkte Spannung an den Kollektoren der Transistoren
Tl und T'l (Fig.l) wird dem Differentialverstärker AlIP 2 zugeführt,
der ebenfalls ein mit konstantem Strom gespeister, torgesteuerter Verstärker ist. Der konstante Strom kommt aus dem
symmetrischen Schaltkreis BCS, der am Eingang TSl über ein Steuersignal TS gesteuert wird, welches in Fig.4 gezeigt ist.
Wie Fig.l erkennen läßt, enthält der Differentialverstärker
AMP 2 Paare von NPN-Transistoren, T5 und T"5 bzw, T6 und T16,
die als Kaskadenverstärker in Emitterschaltung geschaltet sind, wobei die Emitter der Transistoren T5 und T15 mit den Basen
der Transistoren T6 und T16 direkt verbunden sind, die über
die Widerstände R13 und R'13 mit dem Massepotential verbunden sind. Alle vier Kollektoren sind direkt mit dem Potential +20V
verbunden. Die Emitter der Transistoren T6 und T'6 stellen die Ausgangsklemmen dar, die mit dem Speicherkondensator C
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gekoppelt sind. Diese Emitter erhalten Strom über die Transistoren
T7 und T'7, die ebenfalls NPN-Transistoren sind
und in dem Schaltkreis BCS enthalten sind. Die Basen dieser Transistoren T7 und T17 sind direkt am Massepotential angeschaltet,
während die Emitter gemeinsam am Kollektor eines NPN-Transistors T3 angeschlossen sind. Der Transistor T8
ist der Ausgangstransistor einer Konstantstromeinrichtung,
die auch den PMP-Transistor T9 enthält.
Die Konstantstromeinrichtung wird am Eingang TSl des Schaltkreises
BCS durch das in Fig.4 gezeigte Steuersignal TS gesteuert. Der Steuereingang TSl ist über den Widerstand
Rl4, der durch den Kondensator C6 überbrückt ist, mit der
Basis des Transistors T9 verbunden, dessen Basis über den Widerstand R15 aia Potential -JOV angeschaltet ist, während
dessen Emitter direkt auf das Massepotential gelegt ist. Solange das Steuersignal TS hoch ist, wird der Transistor
T9 gesperrt. Da der Kollektor über die Widerstände Rl6 und
R17 ebenfalls auf dem Potential -JOV liegt, führt auch der Verbindungspunkt dieser Widerstände und damit die Basis des
Transistors T8 dieses Potential. Der NPN-Ausgangstransistor
T8 ist daher normalerweise auch gesperrt.
Wird das Steuersignal TS niedrig (Fig,4) im gleichen Augenblick
wie das Steuersignal SA hoch wird, um den Verstärker AMPl einzuschalten, dann wird auch der Verstärker AMP 2 eingeschaltet,
da sowohl der Transistor T9, als auch der Transistor T8 leitend werden. Am Kollektor des Transistors T8
tritt konstanter Strom auf, der sich auf die durch die Transistoren T7 und T17 gebildeten Stromzweige aufteilt«, Da die
Spannung am Eingang TSl abgesenkt worden ist,, dient der
Kondensator C6 zur Beschleunigung des Einschaltvorganges des
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Transistors T9. Der Emitter des Transistors T8 ist nicht nur über den Widerstand Rl8, sondern auch über die Reihenschaltung
aus dem Widerstand Rl9 und dem Kondensator C7 -mit dem Potential -10V verbunden, so daß darüber' ein Zusatzstrom
zur Einschaltung des Transistors T8 erzeugtvird.
Es wurde bereits erwähnt, daß der Speicherkondensator- C
zwischen die Kollektoren der Transistoren T6 und T*6 geschaltet
ist, und zwar über eine Induktivität L, der ein kleiner Widerstand R parallelgeschaltet ist. Dies spielt keine entscheidende
Bedeutung in der Grundschaltung, die als reine Einschaltung des Speicherkondensators C zwischen die Transistor-Kollektoren
betrachtet werden kann. Es wurde jedoch als nützlich gefunden, diese LR-Paralle!schaltung dann einzufügen,
wenn eine große Nebensprechdämpfung zwischen den Kanälen gewünscht wird. In diesem Fall bringt der Zusatz dieses
Stromkreises ein leichtes überschwingen in der Entladecharakteristik
des Speicherkondensators C. Dies führt zu einer Kompensation einer eventuellen Restspannung am Speicherkondensator C.
Dieser Nebensprecheffekt zwischen dem Abfragewert N und dem Abfragewert (fl+1) aufgrund der Restladung des Speicherkondensators
C nach der Kodierung rührt im wesentlichen von den Steukapazitäten der Kondensatorplatten zum Massepotential her.
Diese Streukapazitäten können überdies ungleich sein»
Die Grundarbeitsweise des Stromkreises nach Fig.l, unter der
Annahme, daß der Speicherkondensator C direkt mit den Kollektoren der Transistoren T6 und T16 bzw. T7 und T17 verbunden ist, wird
nun anhand des Spannungs-Zeit-Diagrammes nach Fig.5 geprüft. Auf der linken Seite dieses Diagrammes sind die Spannungspegel
an den Kollektoren und den Basen der Transistoren T6 und T*6 angegeben, wie sie vorliegen, wenn das Steuersignal TS (Fig.4)
noch noch ist, d.h. also vor der Einschaltung des Konstantstromkreises BCS der Fig.l.
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Solange das Steuersignal TS hoch ist, wird der Verstärker AMP 2 nicht eingeschaltet. Der zur Einschaltung erforderliche
konstante Strom steht nicht zur Verfügung, da die Transistoren T8 und T9 des Schaltkreises BCS gesperrt sind.
In diesem Zeitpunkt ist die Spannungsdifferenz V-V1 der Wart,
der am Speicherkondensator C ansteht und der dem vorausgegangenen Abfragextfert der Spannung auf der Vielfachleitung
entspricht. Dieser Spannungswert ist im Kondensator C gespeichert und wird mit Hilfe von geeigneten, bekannten Kodiereinrichtungen,
die mit Hilfe von geeigneten Verstärkerund Vergleichseinrichtungen, wie sie anhand der Fig.3 später
erläutert werden,rait dem Speicherkondensator gekoppelt werden, kodiert. V ist das Potential auf der rechten Platte
des Speicherkondensators C, d.h. des Emitters des Transistors T6 und V das Potential auf der linken Platte des Speicherkondensators
C, d.h. des Emitters des Transistors T16. Für
diesen Zeitpunkt kann man annehmen, daß der Eingangswiderstand dieser Verstärker — und Vergleichseinrichtung so groß
ist, daß nur ein sehr kleiner Verluststrora über die Ausgangsklemmen,
die vom Speicherkondensator C abzweigen, abfließen kann. Werden NPW-Transistoren für die Transistoren T6 und Tf6
eingesetzt, dann will die weniger positive Platte des Speicherkondensators C eine Spannung annehmen, die geringfügig unter
der Spannung liegt, wie sie im Ruhezustand an den Basen der Transistoren T6 und T16 ansteht. Es wird angenommen, daß dies
die Platte V8 ist, die in Fig.5 ein Potential führt, das weniger poätiv ist als das Basispotential E und E1 der Transitoren
T6 und T'6 und zwar um einen Betrag v, der in der Praxis ungefähr 0,7 V betragen kann.
Sobald an die Eingangsklemme TSl ein negatives Potential
angelegt wird, werden die Transistoren T6 und T16 und täer
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Konstantstromkreis BCS leitend gesteuert, aufgrund des ansteigenden
Steuersignals TS. Zu gleicher Zeit wird das Steuersignal SA hoch (Fig.4). Dies bedeutet, daß ein verstärktes
Abbild des nauen Abfragewertes der Vielfachleitung an den
Basen der Transistoren T5 und T'5 und entsprechend den Basen
der Tranastoren T6 und Tr6 aufgedrückt wird, wo es zu den
entsprechenden Potentialen E und E" führt. Nimmt man an, wie in Fig.5 gezeigt ist, daß das neue Potential E' positiver
als das neue Potential E ist, dann ist es das Potential V1
am Emitter des Transistors T'6, das dem Potential E' an
seiner Basis entspricht, welches schnell diesem neuen positiveren Wert folgt, um eine Differenz von ν Volt entsprechend
dem Abfall an der Basis-Eniitter-Strecke des Transistors T16
aufrechtzuerhalten.
Der Stromfluß über den Transistor T7 leitet gleichzeitig die Entladung des Kondensators C ein und da ein kostanter Entladestrom
geliefert wird, ist die Potentialänderung von V linear, wie Fig.5 zeigt. Diese lineare Änderung von V dauert
solange, bis das Potential am Emitter des Transistors T6 um einen Pegel von ν Volt negativer ist als das Potential Ξ
an der Basis des Transistors T6„ Dann wird der Transistor leitend und hält das Potential V auf dem angegebenen Wert.
Auf diese Weise wird nach einer Zeit t, die sehr klein sein kann, wenn eine genügend hohe Rate der linearen Entladung
vorgesehen wird, die neue Potentialdifferenz, die am Speicherkondensator entstanden ist, gleich der Amplitude des Abfragewerres
sein, der nach der Verstärkung über den Verstärker AMP I zwischen den Basen der Transistoren T6 und T16 ansteht. Es
tritt also eine Pegelverschiebung von ν Volt auf. Die lineare Fate der Entladung sollte so sein, daß bei der größten
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Änderung des Potentials V (oder V1)/ d.h.. vom positivsten zum
negativsten Wert oder umgekehrt, die Zeit t den Anteil der Zeit, in dar das Steuersignal TS (Fig.4) niedrig wird, nicht
übersteigt. Diese Betriebsweise bringt den wesentlichen Vorteil, daß alle unerwünschten Signale, die an der Basis des
Transistors T6 oder an der Basis des Transistors T16 während
der Zsit auftreten, in der der Speicherkondensator C sich auf seinen neuen Wert einstellt, den Endwert des gepasLcherten
Abfragewertes nicht beeinflussen. Die Situation würde vollständig
anders sein, wenn der Speicherkondensator C von einer Spannungsquelle mit niedrigem Innenwiderstand geladen würde·
Die Ladecharakteristik würde dann exponentiell sein und
jedes unerwünschte Signale würde in den gespeicherten Äbfraciewert
mit einer Dämpfung reflektiert werden, die vom Augenblick ihres Auftretens abhängt..
Wenn das Steuersignal TS wieder hoch wird, dann wird der Verstärker
AMP 2 inaktiv geschaltet und der Speicherkondensator C hält die erreichte Spannungsdifferenz fest, bis ein neuer
Abfragewert über den Verstärker AMP 2 aufgedrückt wird, vorausgesetzt,
daß die an die Platten des Speicherkondensators C angekoppelte Lese- und Kodiereinrichtung einen großen Widerstand
aufweist. Kurz nachdem das Steuersignal TS hoch geworden ist, wird das Steuersignal SA (Fig.4) wieder niedrig, so daß
der Kurzschlußkreis BSC wieder eingeschaltet wird. Auf diese Weise wird verhindert, daß die Spannung auf der Vielfachleitung
den gespeicherten Abfragewert, der jetzt addiert wird, beeinflußt.
Der Kodiervorgang mit einem Kodierer mit Rückkopplung wird hier nicht beschrieben, er ist in der FR-PS 1 518 697 ausführlich
erläutert. Es wird nun die hochohmige Verstärker-
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und Verglexchseinrichtung beschrieben, die mit dem Speicherkondensator
C gekoppelt ist.
Figο3 zeigt den Stromlaufplan dieser Einrichtung, bei der
die mit den Platten des Speicherkondensators C (Fig.l) gekoppelten
Eingangsklemmen direkt mit einem dualen FET-Transistorelement TlO und T1IO verbunden sind, das mit dem Potential
+20V vorgespannt ist, und als duale Kathodenfolgeschal
tung arbeitet. Diese Differentialverstärkereinrichtung stellt einen sehr großen Eingangswiderstand dar, der von der
verwendeten Transistortype abhängt. Es können jedoch auch zusätzliche Widerstände verwendet werden, die zwischen die
Eingangsklemmen und die Platten des Speicherkondensators C und vor das Potential +20V geschältet werden.
Der Zweck dieser Verstärkereinrichtung besteht im wesentlichen darin, die Spannung am Speicherkondensator C in einen
Strom umzuwandeln, der dem Ausgangsstromkreis eines Digital—
Analog-Wandlers zugeführt wird und einen abgeglichenen Strom am Eingang D/A in Fig.3 liefert. Die Verstärkereinrichtung
der Fig.3 soll gleichzeitig einen Eingangswiderstand aufweisen, der den Speicherkondensator C nicht nennenswert auflädt.
Das zwischen den Quellen der Transistoren TlO und T1IO anstehende
Signal wird den Basen der P.NP-Transistoren TIl und T8Il zugeführt, die einen Differentialverstärker mit einem
hohen gemeinsamen Unterdrückungsgrad darstellen und zwar aufgrund ihres gesamten Emitterstromes, der von einer Konstantstromquelle
geliefert wird, die durch die Einrichtung mit dem Transistor T15 gebildet wird, Der Kollektor dieses PNP-Transistors
ist über die Widerstände R20 und R120 mit den
Emittern der Transistoren TlI und T811 verbunden. Die Basis
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des Transistors T15 ist über den Spannungsteiler aus den Widerständen R21 und R22, die zwischen dem Potential +20V
und dem Massepotential in Reihe geschaltet sind, vorgespannt.
Der Widerstand R21 ist mit der Diode D2 in Reihe geschaltet, die in der gezeigten Weise gepolt ist. Der den konstanten
Strom liefernde Transistor T15 ist mit seinem Emitter über den Widerstand R23 am Potential +20V angeschaltet. Zwischen
die Emitter der Transistoren TIl und T1Il ist schließlich
zur Einstellung des zwischen den Emittern dieser Transistoren wirksamen Widerstandes ein Widerstand R24 eingeschaltet, der
den Betrag des konstanten Stromes bestimmt, ueLcher aufgrund
der Exngangsspannung geliefert wird» Die Einstellung mit dem Widerstand R24 dient dazu, um eventuelle Änderungen im Ausgangsstrom
(D/A) des nicht gezeigten Digital-Analog-Wandlers anzupassen. Wie Fig.3 zeigt, werden die Kollektoren des
Differentialverstärkers Tll/T'll als Einspeisepunkte für
den angepaßten Strom verwendet, der vom Digital-Änalog-Wandler kommt. Dieser angepaßte Strom ist die algebraische Summe aus
dem Strom, der dem abgetasteten Analogsignal entspricht, und dem Strom, der vom Digital-Analog-Wandler empfangen wird und
über die Widerstände R25 und R125 fließt, väLche die Kollektoren
der Transistoren TIl und T1Il mit den Basen der NPN-Transistoren
T12 und T'12 verbinden.
Die Funktion des Digital-Analog-Wandlers liegt darin, ein analoges Signal.aufzubauen, welches nach jeder binären Entscheidung
dem Eingang der Vergleichseinrichtung gegenphasig zu dem Signal vom Abtastverstärker, das der im Speicherkondensator
C gespeicherten Spannung entspricht, zugeführt wird, um die nächste binäre Entscheidung vorzubereiten. Derartige
PCM-Kodierer mit Rückkopplung sind an sich bekannt. Die zu kodierende Abfragespannung wird nacheinander mit Bezugsspannungen verglichen, die nacheinander in einem Digital-
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Analog-Wandler in solcher Weise aufgebaut werden, daß jeder
Schritt im Kodiervorgang die Bezugsspannung näher an die
Abfragespannung heranführt. Die aufeinander folgenden binären
Vergleichsergebnisse geben den Code für die Abfragespannung
an. Ein Digital-Analog-Wandler, der sich für den Einsatz in einer Einrichtung nach Fig.3 eignet, ist in der
FR-PS 1 518 697. gezeigt. Der analoge Ausgangsstrom einer derartigen Einrichtung, Z1B, an der Klemme D/A, fließt
dabei aus zwei getrennten Kettennetzwerken, die an geeigneten Punkten durch zugeordnete Konstantstromquellen gespeist werden,
Bei einer 8-Bit-PCM-Kodiereinrichtung sind 8 binäre Entscheidungen vorzunehmen, nachdem das Steuersignal SA (Fig.4)' zu
seinem niedrigen Schaltzustand zurückgekehrt ist. Die Zeitabstände, in denen diese Entscheidungen getroffen werden,
müssen nicht unbedingt gleich groß sein, sie müssen jedoch so gewählt sein, daß die Linearität verbessert wird. Das erste
Bit kann der Plarität der Abfragespannung zugeordnet werden, die nächsten drei Bits können die anwendbaren Bereiche der
Kompressionscharakteristik der PCM-Kodiereinrichtung bestimmen,
während die letzten vier Bits < innerhalb jedes Bereiches kennzeichnen.
4 stimmen, während die letzten vier Bits die 2 =16 Schritte
Die zusammengesetzten Ströme, die durch die Widerstände R25
und R125 fließen, ergeben ausreichende Spannungen, um den
binären Vergleichsstromkreis CMP in den einen oder anderen Schaltzustand umzusteuern. Der Vergleichsstromkreis CMP dient
dazu, ein binäres Ausgangssignal zu liefern, das durch das
Vorzeichen der Spannungsdifferenz bestimmt ist, die zwischen den Kollektoren der Transistoren TIl und T1Il auftritt.
Zwischen diesen Punkten sind, wie Fig«3 zeigt, die beiden
Dioden D3 und D4 entgegengesetzt gepolt geschaltet, so daß
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die positiven und negativen Spannungsausschläge zwischen diesen Kollektoren begrenzt werden. Im anderen Falle würden
nichtlineare Wirkungen im Digital-Analog-Wandler auftreten.
Als Vergleichselement wird ein integrierter Schnellschaltkreis, z.B. LM 306, verwendet. Die Durchschnittsgleichspannung
zwischen den Kollektoren der Transistoren TIl und T1Il ist zu positiv, um direkt der Vergleichseinrichtung
zugeführt werden zu können. Daher arbeiten die Widerstände R25 und R'25 mit den NPN-Transistoren T12 und TU2 so zusammen,
daß an ihnen ein vorgegebener Spannungsabfall auftritt.
Die Transistoren T13 und T113 liefern Ströme durch
die Widerstände R25 und R125, die mit Hilfe der Emitter-Widerstände
R26 und R126 und der Spannung -V , die die Basen
dieser Transistoren vorspannt, sehr eng eingestellt werden können. Diese Spannung -V kann mit Hilfe einer geeigneten
Zenerdiodenschaltung (nicht gezeigt) gewonnen werden. Die
Diode ist mit einem Widerstand in Reihe geschaltet und zwischen das Potential -10V und das Massepotential geschaltet. Ein
Kondensator überbrückt die Zenerdiode. Mit einstellbaren Emitterwiderständen R26 und R'26 ist es möglich, die Spannungen
an den Kollektoren der Transistoren TIl und T1Il bei Abwesen«*
heit des Stromes auf dem Steuereingang D/A und bei kurzgeschlossenem Kodiereingang genau gleich einzustä-len.
Die Transistoren T12 und T112 arbeiten als duale Emitterfolgeschaltungen,
um die verschobene Differentialspannung dem Eingang der Vergleichseinrichtung CMP zuzuführen. Dies erfordert
die niedrige Treiberimpedanz, um ein schnelles Ansprechen
der Vergleichseinrichtung zu erreichen. Wie gezeigt ist, werden die miteinander verbundenen Kollektoren der Transistoren
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T12 und T'12 durch die Spannung +V vorgespannt, die über
eine geeignete Zenerdiodenschaltungen in dergleichen Weise wie die Spannung -V gewonnen wird, diesmal aber aus dem
Potential +20V. Die Emitter der Transistoren T12 und T112
sind über die individuellen Widerstände R27 und R'27 mit dem
Potential -10V vorgespannt. Die Versorgungsspannungen für
die Vergleichseinrichtung CMP sind -V und +V_ und eine Emitterfolgeschaltung mit dem NPN-Transistor T14 ist so
mit dem Ausgang der Vergleichseinrichtung CMP verbunden, daß eine kleine Verbesserung in ihrer Empfindlichkeit erreicht
wird. Die Emitterfolgeschältung mit dem Transistor T14 ist mit der Basis des Transistors direkt mit dem Ausgang
der Vergleichseinrichtung CMP verbunden. Der Kollektor ist mit der Spannung +V1 vorgespannt und der Emitter ist
über den Widerstand R28 mit dem Potential -10V verbunden. Die^Emitter des Transistors T14 nacheinander auftretenden
binären Signale, d.h. am Ausgang OUT, werden einer Reihe von 8 Flip-Flop-Schaltungen (nicht dargestellt) zugeführt,
um den der Reihe nach erhaltenen PCM-Code, der der analogen Spannung am Speicherkondensator C (Figel) entspricht, zu
speichern.
Wie bereits erwähnt, kann die Linearität des Kodierers dadurch verbessert werden, daß unterschiedliche Zeitabstände
zwischen den Vergleichsentscheidungen gewählt werden. Diese
Zeitabstände können so berechnet werden, daß über den gesamten Bereich dieselbe Genauigkeit erreicht wird, wobei
sowohl die Ansprechzeit des Digital-Analog-Wandlers bei großen Signaländerungen und die Ansprechzeit der Vergleichseinrichtung bei kleinen differentiellen EingangsSignalen
in Betracht gezogen werden können. Bei einer Einrichtung
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der beschriebenen Art, in der das erste Bit die Polarität der Abfragespannung bestimmt, die nächsten drei Bits den
anwendbaren Bereich der Korapres sionscharakteristik und die letzten vier Bits die 16 Schritte innerhalb dieser Bereiche
kennzeichnen, können die der Abfrage N zugeordneten 8 Vergleich
sent Scheidungen, die während der Abfragezeit (N+l)
auf der Vielfachleitung vorzunehmen sind, in den Zeiten 0,25; 1,25? 2,25? 3,0; 3,75; 4,50; 5,0 und 5,75 getroffen
werden. Die Zeit 0 ist dabei der Beginn der (N+l)-ten Zeitlage und 8 Zeiteinheiten entsprechen einer vollen Kanalzeitlage,
wie in Fig.4 gezeigt ist. Die letzte Entscheidung wird dann am Ende der Miedrig-Periode des Steuersignals SA
vorgenommen. Während das Zeitintervall (N+2) auf der Vielfachleitung
erscheint, können die 8 zweiwertigen Impulse, die dem codierten Abfragewert und dem in den 8 Flip-Flop-Schaltungen
gespeicherten Wert entsprechen, nacheinander übertragen werden.
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Claims (1)
- J.Martens - 33 2 3b 2 43 6I naohqereiohtJPatentansprüche1. Elektrischer Signalspeicherstromkreis mit einem Speichermittel und Eingangstorschaltungen zur Speicherung von Energie in diesem Speichermittel, dadurch gekennzeichnet, daß dieses Speichermittel (C) über einen Ausgleichsstromkreis mit den Eingangstorschaltungen gekoppelt ist.2. Elektrischer Signalspeicherstromkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Speichermittel ein Speicher— kondensator (C) ist, der mit keinem Anschluß mit einem festen Potential verbunden ist.3. Elektrischer Signalspeicherstromkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangstorschaltungen als Differentialverstärker (AMP 2) ausgebildet ist, dessen Eingang mit der Eingangssignalquelle verbunden ist, daß der Speicherkondensator (C) zwischen die Ausgänge des Differentialverstärkers (AMP 2) geschaltet ist und daß die Ausgangsströme des Differentialverstärkers (AMP 2) unter der Steuerung vom torgesteuerten Schaltmittel (T7, T17), die mit diesen Ausgängen verbunden sind, zum Fließen kommen.4ο Elektrischer Signalspeicherstromkreis nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die torgesteuerten Schaltmittel (T7, T'7) einen im wesentlichen konstanten Strora zu den Ausgangsklemmen leiten, der von einem gemeinsamen Generator (T8, T9) geliefert wird«,409831 /0957— O J —23G2436J.Martens - 335. Elektrischer Signalspeicherstromkreis, nach Anspruch. 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicherkondensator (C) zwischen die Emitter von Transistoren (T6, T16) geschaltet sind, die Teil des Differentialverstärkers (AMP 2) sind, und daß beim Fließen der Ströme das Potential an der einen Platte des Kondensators auf das Potential ansteigt, das an der Basis des Transistors vorherrscht, die mit dieser Plattenseite verbunden ist, während das Potential an der anderen Platte des Kondensators sich linear auf das Potential ändert, das an der Basis des anderen Transistors vorherrscht, bis beide Transistoren leitend werden.6. Elektrischer Signalspeicherstromkreis nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicherkondensator (C) über eine Induktivität (L) zwischen die Ausgänge geschaltet ist.7. Elektrischer Signalspeicherstromkreis nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Induktivität (L) ein Widerstand (R) parallelgeschaltet ist,8. Elektrischer SignalspeicherStromkreis nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladecharakteristik des Kondensators (C) ein überschwingen aufweist, das durch die Induktivität (L) verursacht ist und das die Restladung des Kondensators (C) kompensiert, die als Ergebnis der Speicherung eines neuen Abfragewertes vorliegt.409831 /0957Leerseite
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