DE2362436A1

DE2362436A1 - Elektrischer signalspeicherstormkreis

Info

Publication number: DE2362436A1
Application number: DE2362436A
Authority: DE
Inventors: Jean Victor Martens
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1972-12-29
Filing date: 1973-12-15
Publication date: 1974-08-01
Also published as: AT358630B; US3909719A; FR2212706B1; ES421871A1; IT1002283B; NO782751L; AU6389873A; NL7316902A; BE793482A; FR2212706A1; BR7310231D0; ATA1058973A

Description

Patentanwalt

Stuttgart _n ■ , ,

J ,Λ- 22- j naohgereichtI

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INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

Elektrischer SignalspeicherStromkreis

Die Erfindung betrifft einen elektrischen Signalspeicherstromkreis mit einem Speichermittel und Eingangstorschaltungen zur Speicherung von Energie in diesem Speichermittel,

Eine derartige Einrichtung ist z.B_e in dem Artikel "An experimental pulse code modulation system for short-haul trunks" von C.G.Davis in "Bell System Technical Journal" vom Januar 1972, auf den Seiten 1 bis 24 beschrieben. Dieser Teil der Erfindung kann daher auch auf Digital-Analog-Wandler-Systeme, wie z.B. PCM-Kodiereinrichtungen, bezogen werden. Wie in dem erwähnten Artikel angegeben ist, empfängt der Speicherkondensator nacheinander analoge Abfragewerte der Kanalamplitude von verschiedenen Sprachfrequenzstromkreisen. Nach der Verstärkung über einen Kompressor-Verstärker wird jeder Abfragewert, der an dem Speicherkondensator erscheint, in ein PCM-Signal mit mehreren Binärstellen umgewandelt, d„h,, kodiert. Jeder analoge Amplituden-Abfragewert wird über eine mit einer Torschaltung

Ti/Mr
23.4.1974

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in Reihe geschaltete Induktivität dem gemeinsamen Speicherkondensator zugeführt. Wendet man das Resonanz-übertragungsverfahren an, dann ist die Torschaltung für die halbe Dauer der Resonanzperiode leitend, die sich aus der Induktivität und dein Speicherkondensator ergibt. Die Energieübertragung erfolgt dann praktisch verlustlos. Diese Energieübertragung ist nicht zwingend für die PCM-Kodierung, sie ist jedoch dann vorteilhaft, wenn der Signalpegel vor der Kodierung so groß wie möglich gehalten werden soll. Der große Signalpegel der Steuersignale bringt aber Nebensprechprobleme, die auf diese Weise jedoch auf einem vernünftigen Pegel gehalten werden können, Das gespeicherte Signal soll sich während der Kodierung außerdem nicht ändern, da dies Nebensprechen erzeugen würde. Der Eingangswiderstand der nachgeschalteten Verstärker sollte so groß wie möglich sein, um die Spannung am Speicherkondensator während der Kodierung konstant zu halten.

Darüberhinaus sollte ein Teil der zur Verfügung stehenden Zeit dazu verwendet werden, die Restladung des Speicherkondensators nach der Kodierung abzuleiten. Dies war bis jetzt der einzige Weg, das Nebensprechen zwischen den Kanälen klein zu halten.

Es ist eine Aufgabe der Erfindung, die Speicherkondensator-Anordnung so zu verbessern, daß der Speicherstromkreis auf Geräuschsignale immun ist und daß der Ableitstromkreise überflüssig werden.

Dies wird nach der Erfindung dadurch erreicht, daß dieses Speichermittel über einen Ausgleichsstromkreis mit dem Eingangstorschaltungen gekoppelt ist.

Eine Weiterbildung der Erfindung besteht darin,, daß das Speichermittel ein Speicherkondensator ist, der mit keinem

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Anschluß mit einem festen Potential verbunden ist.

Eine andere Weiterbildung der Erfindung besteht darin, daß die Eingangstorschaltungen als Differentialverstärker ausgebildet ist, dessen Eingang mit der Eingangssignalquelle verbunden ist, daß der Speicherkondensator zwischen die Ausgänge des Differentialverstärkers geschaltet ist und daß die Ausgangsstrome des Differentialverstärkers unter der Steuerung von torgesteuerten Schaltmittel, die mit diesen Ausgängen verbunden sind, zum Fließen kommen. Dabei ist zusätzlich vorgesehen, daß die torgesteuerten Schaltmittel einen im wesentlichen konstanten Strom zu den Ausgangsklemmen leiten, der von einem gemeinsamen Generator geliefert wird.

Auf diese Weise erhält man nicht nur eine abgeglichene Einrichtung, da der Speicherkondensator über die Ausgänge eines Differentialverstärkers gespeist wird, sondern der Differentialverstärker bleibt auch inaktiv bis die Schaltmittel, die den Strom an die Ausgänge des Differentialverstärkers liefern, eingeschaltet werden. Dieser Strom kann dann in der einen oder anderen Richtung über den Speicherkondensator fließen. Dies hängt von der Polarität der Spannung ab, die dem Eingang des Differentialverstärkers aufgedrückt wird. Dabei wird ein linearer Ladevorgang erreicht, bis die Spannung am Speicherkondensator dem neuen Abfragewert entspricht, der am Eingang des Differentialverstärkers ansteht.

Zur Vermeidung von Nebensprechen sind daher keine getrennten Ableitstromkreise erforderlich und die Abfragespannung bleibt am Speicherkondensator stehen, wenn der Differentialverstärker keinen Strom erhält.

Andere Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

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Die Erfindung wird anhand eines in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispieles näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 den Stroälaufplan der Kondensator-Schaltmittel eines PCM-Kodierers,

Fig. 2 den Stromlaüfplan des Stromschaltkreises CSW nach Fig.l,

Fig. 3 die Ausgangsverstärker- und Vergleichseinrichtung f die mit den Kondensator-Speichermitteln der Fig. 1 verbunden sind,

Fig. 4 die Steuersignale, die dem Schaltkreis nach Fig.1 zugeführt werden und

Fig. 5 die Signale, die beim Speichern eines neuen Abfragewertes an dem Speicherkondensator auftreten.

Der Eingang IN des Stromkreises nach Fig.1 kommt von der Vielfachleitung, auf der nacheinander die Abfragewerte von verschiedenen Kanälen während der zugeordneten Kanalzeitlagen auftreten, Dieser Eingang IN führt auf den Eingang eines ersten Verstärkers AMP 1, der als Differentialverstärker mit zwei gleichen NPN-Transistoren Tl und T¹I aufgebaut ist. Die Basis des Transistors Tl ist direkt mit einer Eingangsklemme' verbunden, während die Basis des Transistors T¹I über den Kondensator Cl mit der anderen Eingangsklemme verbunden ist. Die Basen dieser Transistoren sind über die am Massepotential angeschalteten Widerstände Rl und R¹I vorgespannt. Die Kollektoren sind über die Widerstände R2 und R¹2 und den gemeinsamen Widerstand R3 mit der Spannungsguelle +20V

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verbunden. Ein Kondensator C2 überbrückt die Ausgänge des Verstärkers AMPl, d.h. die Kollektoren der Transistoren Tl und T¹I, um unerwünschte Hochf requenzkoinponenten aus den verstärkten Abfragewerten zwischen den Kollektoren zu entfernen. Der Verbindungspunkt der drei Widerstände R2, R¹2 und R3 ist über den Kondensator C3 mit dem Massepotential verbunden. Schließlich sind die Emitter der Transistoren Tl und T¹I über die Emitterwiderstände R4 und R¹4 mit einer Steuerleitung des Verstärkers AMPl verbunden.

Wie gezeigt ist, führt diese Steuerleitung zu dem gesteuerten Schaltkreis CSW, der in Fig.2 in Einzelheiten dargestellt ist, und der der Steuerleitung einen konstanten Strom zuführt, wenn der Verstärker AMPl zum Empfang des Eingangs-Abfragewertes betiebsbereit geschaltet wird. Außerhalb der Einschaltperiode des Verstärkers AMP 1, in der er die Abfragespannung auf der Vielfachleitung verstärkt, sperrt der Verstärker alle Signale auf der Vielfachleitung,

Um dies zu erreichen, und um gleichzeitig sicherzustellen, daß ein gleicher Betrag der Gleichtakt-Unterdrückung auftritt, damit Geräusche, die gleichzeitig auf den beiden Eingangsklemmen auftreten, unterdrückt werden, muß nicht nur der Verstärker AMP 1, sondern auch der Kurzschlußkreis BSC als ähnlicher Differentialverstärker ausgelegt werden. Dieser Kurzschlußkreis BSC wird über eine Steuerleitung ebenfalls von dem Konstantstrom-Schaltkreis CSW angesteuert und spricht an. Der Konstantstrom-Schaltkreis CSW spricht an, wenn am Eingang SA 1 eine Steuerspannung angelegt wird, die entweder dem Verstärker AMP 1, oder dem Kurzschlußkreis BSC einen konstanten Strom zuführt.

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Der Kurzschlußkreis BSC nach Fig.2 ist ein Differentialverstärker mit den ΝΡίΊ-Transistoren T2 und T'2, deren 3asen über die Widerstände R5 und R¹5 mit -10V vorgespannt sind. Die Widerstände R5 und R'5 sind ein Teil von Gegenkopplungskreisen mit den Widerständen R6 und R¹6, die jeweils Kollektor und Basis eines Transistors miteinander verbinden. Wie beim Verstärker AMP 1 sind die Emitter der Transistoren T2 und T'2 über individuelle Widerstände R7 und R.¹7 mit einer vom Schaltkreis CSW kommenden SteuerLeitung verbunden.

Normalerweise ist der Schaltkreis CSW nach Fig.2 so eingestellt, daß dem Kurzschlußkreis konstanter Strom zugeführt wird, so daß dieser eingeschaltet ist. Der Ausgangswiderstand zwischen den Kollektoren der Transistoren T2 und T'2 ist ganz klein, aufgrund der zugeführten Parallelrückkopplung, er ist in der Tat gleich der Summe der Emitterwiderstände R7 und R¹7, einschließlich dar äquivalenten Emitterwiderstände der Transistoren T2 und T'2 multipliziert mit einem Faktor, der dem Verhältnis zwischen der Summe der Widerstände R5 und R6 und dem Widerstand R5 entspricht, vorausgesetzt, daß der Stromkreis symmetrisch ist.

Auf diese io.se kann der Ausgangswiderstand an den Kollektoren der Transistoren T2 und T'2 ausreichend klein gemacht werden, um den Ausgang des inaktiven Verstärkers AMP I kurzzuschließen. Dies ist nützlich, da selbst bei inaktivem Verstärker durch Streukapazitäten zwischen den Eingangsklemmen IN und den Kollektoren der Transistoren Tl und T¹I unerwünschte Störsignale zwischen den Kollektoren auflisten können, Der Grenzwert für die Widerstände R5 und R¹5 wird durch die Stabiltitätsbedingungen für den Gegenkopplungsverstärker bestimmt, der den Schaltkreis BSC bildet.

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Wenn der Verstärker AMP I eingeschaltet wird, dann liefert der Stroraschaltkreis CSW nach Fig,1 einen Strom für die Emitter der Transistoren Tl und T'i anstelle eines Stromes für die Emitter der Transistoren T2 und T¹2. Dies geschieht, wenn an den Steuereingang SAl des Schaltkreises CSW ein entsprechendes Steuersignal angelegt wird.

Das dem Steuereingang SAl zugeführte Steuersignal ist in Fig.4 zusammen mit zwei anderen Kurzven gezeigt. Die mit HW bezeichnete Kurve zeigt, wie die Amplituden-Abfragewerte auf der Vielfachleitung auftreten. Wie gezeigt, ist jede Kanalperiode in acht Zeitlagen eingeteilt, von denen die letzten drei, dih. N6, N7, N8, für die IJ-te Abtastung und die ersten beiden, d.h. (N+l), (N+l)₂, für die (N+l)-te Abtastung dargestellt sind. Diese Zeitlagen entsprechen den 8 Bits, die zur Kodierung des Amplituden-Abfragewertes als PCM-Signal verwendet werden und dies in Übereinstimmung mit bekannten Verfahren. .

Das Steuersignal SA steht für die Dauer von 2 aus den 8 Zeitlagen an und zwar am Ende einer Kanalzeit, die dem Auftreten eines Amplituden-Abfragewertes auf der gemeinsamen Vielfachleitung zugeordnet ist. Während dieser Zeit wird die Spannung auf der Vielfachleitung verstärkt und über den Verstärker AMP I anderen Stromkreisen zugeführt. Außerhalb dieser Dauer, in der das Steuersignal SA ansteht, wird der Verstärker AMP I gesperrt, wie bereits erklärt worden ist. Diese Sperrung.muß wirklich und ausreichend erfolgen, um am Ausgang des Verstärkers das Auftreten von Störsignalen zu vermeiden. Im anderen Falle könnte im nachfolgenden (N+l)-ten Zeitintervall der (M+l)-te Amplituden-Abfragewert, der dann auf der Viel-

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fachleitung ansteht, mit der Kodierung des vorausgehenden N-ten Abfragewertes, der von der Vielfachleitung abgegriffen und gespeichert worden ist, interferieren. Die Speicherung ist erforderlich, um die·Kodierung des Amplituden-Abfragewertes in ein PCM-Signal mit 8 Bit zu ermöglichen. Die Art der Speicherung wird später beschrieben.

Wenn der Verstärker AMP l über das ansteigende Steuersignal SA eingeschaltet wird, dann wird, der Ausgangswiderstand an den Kollektoren nicht mehr durch den Schaltkreis BSG, sondern durch den Ausgangswiderstand des Verstärkers AMP I bestimmt, der im wesentlichen gleich der Summe der Kollektorwiderstände R2 und R¹2 ist. Zu dieser Zeit ist die Verstärkung des Verstärkers AMPl gleich dem Verhältnis zwischen dem Kollektorwiderstand, d.h. R2 = R'2, und dem Emitterwiderstand, d.h. R4 plus dem äquivalenten Emitterwiderstand des Transistors Tl,

Fig.2 zeigt den Stromlaufplan des Schaltkreises CSW, der eine Konstantstromquelle bildet, welche unter der Steuerung des Steuersignals SA entweder auf den Verstärker AMP I oder den Kurzschlußkreis BSC geschaltet werden kann. Das Steuersignal an dem Steuereingang SAl erreicht die Basis des Transistors T3 über den Widerstand R8, wenn das Steuersignal niedrig ist, d.h. eine negative Spannung gegenüber dem Massepotential aufweist, so daß der Transistor T'3 leitend wird, dessen Basis über den Widerstand R¹8 am Massepotential angeschaltet ist. Dies bedeutet, daß der konstante Strom, der vom Kollektor des NPN-Transistors T4 geliefert wird, über den Transistor T¹3 fließen kann, so daß der Kurzschlußkreis BSC der Fig.l angesteuert wird. Die Basen der Transistoren T3 und T¹3 sind über die Widerstände R9 und R¹9 mit dem -1OV—Potential verbunden, welche wechselstrommäßig durch die Kondensatoren C4 und C*4 überbrückt sind.

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Die Transistoren T3 und T¹3 erhalten den konstanten Strom vom Kollektor des NPN-Transistors T4, dessen Basis über einen Widerstands-Spannungsteiler vorgespannt ist, der aus den in Reihe geschalteten Widerständen RIO und RIl und der so gepolten Diode Dl besteht und der zwischen dem -10-V-Potential und dem Massepotential eingeschaltet ist. Der Emitter des Transistors T4 ist über den Widerstand R12, der dirch den Kondensator C5 überbrückt ist, mit dem Potential -10V verbunden.

Wird das Steuersignal SA hoch, d.h. nimmt es eine positive Spannung an, dann wird der Transistor T3 leitend, während der Transistor T'3 gesperrt wird. Der vom Transistor T4 gelieferte konstante Strom wird auf den Verstärker AMP 1 geschattet, der dadurch ein verstärktes Abbild der analogen Spannung auf der Vielfachleitung abgibt.

Diese verstärkte Spannung an den Kollektoren der Transistoren Tl und T'l (Fig.l) wird dem Differentialverstärker AlIP 2 zugeführt, der ebenfalls ein mit konstantem Strom gespeister, torgesteuerter Verstärker ist. Der konstante Strom kommt aus dem symmetrischen Schaltkreis BCS, der am Eingang TSl über ein Steuersignal TS gesteuert wird, welches in Fig.4 gezeigt ist.

Wie Fig.l erkennen läßt, enthält der Differentialverstärker AMP 2 Paare von NPN-Transistoren, T5 und T"5 bzw, T6 und T¹6, die als Kaskadenverstärker in Emitterschaltung geschaltet sind, wobei die Emitter der Transistoren T5 und T¹5 mit den Basen der Transistoren T6 und T¹6 direkt verbunden sind, die über die Widerstände R13 und R'13 mit dem Massepotential verbunden sind. Alle vier Kollektoren sind direkt mit dem Potential +20V verbunden. Die Emitter der Transistoren T6 und T'6 stellen die Ausgangsklemmen dar, die mit dem Speicherkondensator C

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gekoppelt sind. Diese Emitter erhalten Strom über die Transistoren T7 und T'7, die ebenfalls NPN-Transistoren sind und in dem Schaltkreis BCS enthalten sind. Die Basen dieser Transistoren T7 und T¹7 sind direkt am Massepotential angeschaltet, während die Emitter gemeinsam am Kollektor eines NPN-Transistors T3 angeschlossen sind. Der Transistor T8 ist der Ausgangstransistor einer Konstantstromeinrichtung, die auch den PMP-Transistor T9 enthält.

Die Konstantstromeinrichtung wird am Eingang TSl des Schaltkreises BCS durch das in Fig.4 gezeigte Steuersignal TS gesteuert. Der Steuereingang TSl ist über den Widerstand Rl4, der durch den Kondensator C6 überbrückt ist, mit der Basis des Transistors T9 verbunden, dessen Basis über den Widerstand R15 aia Potential -JOV angeschaltet ist, während dessen Emitter direkt auf das Massepotential gelegt ist. Solange das Steuersignal TS hoch ist, wird der Transistor T9 gesperrt. Da der Kollektor über die Widerstände Rl6 und R17 ebenfalls auf dem Potential -JOV liegt, führt auch der Verbindungspunkt dieser Widerstände und damit die Basis des Transistors T8 dieses Potential. Der NPN-Ausgangstransistor T8 ist daher normalerweise auch gesperrt.

Wird das Steuersignal TS niedrig (Fig,4) im gleichen Augenblick wie das Steuersignal SA hoch wird, um den Verstärker AMPl einzuschalten, dann wird auch der Verstärker AMP 2 eingeschaltet, da sowohl der Transistor T9, als auch der Transistor T8 leitend werden. Am Kollektor des Transistors T8 tritt konstanter Strom auf, der sich auf die durch die Transistoren T7 und T¹7 gebildeten Stromzweige aufteilt«, Da die Spannung am Eingang TSl abgesenkt worden ist,, dient der Kondensator C6 zur Beschleunigung des Einschaltvorganges des

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Transistors T9. Der Emitter des Transistors T8 ist nicht nur über den Widerstand Rl8, sondern auch über die Reihenschaltung aus dem Widerstand Rl9 und dem Kondensator C7 -mit dem Potential -10V verbunden, so daß darüber' ein Zusatzstrom zur Einschaltung des Transistors T8 erzeugtvird.

Es wurde bereits erwähnt, daß der Speicherkondensator- C zwischen die Kollektoren der Transistoren T6 und T*6 geschaltet ist, und zwar über eine Induktivität L, der ein kleiner Widerstand R parallelgeschaltet ist. Dies spielt keine entscheidende Bedeutung in der Grundschaltung, die als reine Einschaltung des Speicherkondensators C zwischen die Transistor-Kollektoren betrachtet werden kann. Es wurde jedoch als nützlich gefunden, diese LR-Paralle!schaltung dann einzufügen, wenn eine große Nebensprechdämpfung zwischen den Kanälen gewünscht wird. In diesem Fall bringt der Zusatz dieses Stromkreises ein leichtes überschwingen in der Entladecharakteristik des Speicherkondensators C. Dies führt zu einer Kompensation einer eventuellen Restspannung am Speicherkondensator C. Dieser Nebensprecheffekt zwischen dem Abfragewert N und dem Abfragewert (fl+1) aufgrund der Restladung des Speicherkondensators C nach der Kodierung rührt im wesentlichen von den Steukapazitäten der Kondensatorplatten zum Massepotential her. Diese Streukapazitäten können überdies ungleich sein»

Die Grundarbeitsweise des Stromkreises nach Fig.l, unter der Annahme, daß der Speicherkondensator C direkt mit den Kollektoren der Transistoren T6 und T¹6 bzw. T7 und T¹7 verbunden ist, wird nun anhand des Spannungs-Zeit-Diagrammes nach Fig.5 geprüft. Auf der linken Seite dieses Diagrammes sind die Spannungspegel an den Kollektoren und den Basen der Transistoren T6 und T*6 angegeben, wie sie vorliegen, wenn das Steuersignal TS (Fig.4) noch noch ist, d.h. also vor der Einschaltung des Konstantstromkreises BCS der Fig.l.

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Solange das Steuersignal TS hoch ist, wird der Verstärker AMP 2 nicht eingeschaltet. Der zur Einschaltung erforderliche konstante Strom steht nicht zur Verfügung, da die Transistoren T8 und T9 des Schaltkreises BCS gesperrt sind. In diesem Zeitpunkt ist die Spannungsdifferenz V-V¹ der Wart, der am Speicherkondensator C ansteht und der dem vorausgegangenen Abfragextfert der Spannung auf der Vielfachleitung entspricht. Dieser Spannungswert ist im Kondensator C gespeichert und wird mit Hilfe von geeigneten, bekannten Kodiereinrichtungen, die mit Hilfe von geeigneten Verstärkerund Vergleichseinrichtungen, wie sie anhand der Fig.3 später erläutert werden,rait dem Speicherkondensator gekoppelt werden, kodiert. V ist das Potential auf der rechten Platte des Speicherkondensators C, d.h. des Emitters des Transistors T6 und V das Potential auf der linken Platte des Speicherkondensators C, d.h. des Emitters des Transistors T¹6. Für diesen Zeitpunkt kann man annehmen, daß der Eingangswiderstand dieser Verstärker — und Vergleichseinrichtung so groß ist, daß nur ein sehr kleiner Verluststrora über die Ausgangsklemmen, die vom Speicherkondensator C abzweigen, abfließen kann. Werden NPW-Transistoren für die Transistoren T6 und T^f6 eingesetzt, dann will die weniger positive Platte des Speicherkondensators C eine Spannung annehmen, die geringfügig unter der Spannung liegt, wie sie im Ruhezustand an den Basen der Transistoren T6 und T¹6 ansteht. Es wird angenommen, daß dies die Platte V8 ist, die in Fig.5 ein Potential führt, das weniger poätiv ist als das Basispotential E und E¹ der Transitoren T6 und T'6 und zwar um einen Betrag v, der in der Praxis ungefähr 0,7 V betragen kann.

Sobald an die Eingangsklemme TSl ein negatives Potential angelegt wird, werden die Transistoren T6 und T¹6 und täer

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Konstantstromkreis BCS leitend gesteuert, aufgrund des ansteigenden Steuersignals TS. Zu gleicher Zeit wird das Steuersignal SA hoch (Fig.4). Dies bedeutet, daß ein verstärktes Abbild des nauen Abfragewertes der Vielfachleitung an den Basen der Transistoren T5 und T'5 und entsprechend den Basen der Tranastoren T6 und T^r6 aufgedrückt wird, wo es zu den entsprechenden Potentialen E und E" führt. Nimmt man an, wie in Fig.5 gezeigt ist, daß das neue Potential E' positiver als das neue Potential E ist, dann ist es das Potential V¹ am Emitter des Transistors T'6, das dem Potential E' an seiner Basis entspricht, welches schnell diesem neuen positiveren Wert folgt, um eine Differenz von ν Volt entsprechend dem Abfall an der Basis-Eniitter-Strecke des Transistors T¹6 aufrechtzuerhalten.

Der Stromfluß über den Transistor T7 leitet gleichzeitig die Entladung des Kondensators C ein und da ein kostanter Entladestrom geliefert wird, ist die Potentialänderung von V linear, wie Fig.5 zeigt. Diese lineare Änderung von V dauert solange, bis das Potential am Emitter des Transistors T6 um einen Pegel von ν Volt negativer ist als das Potential Ξ an der Basis des Transistors T6„ Dann wird der Transistor leitend und hält das Potential V auf dem angegebenen Wert.

Auf diese Weise wird nach einer Zeit t, die sehr klein sein kann, wenn eine genügend hohe Rate der linearen Entladung vorgesehen wird, die neue Potentialdifferenz, die am Speicherkondensator entstanden ist, gleich der Amplitude des Abfragewerres sein, der nach der Verstärkung über den Verstärker AMP I zwischen den Basen der Transistoren T6 und T¹6 ansteht. Es tritt also eine Pegelverschiebung von ν Volt auf. Die lineare Fate der Entladung sollte so sein, daß bei der größten

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Änderung des Potentials V (oder V¹)/ d.h.. vom positivsten zum negativsten Wert oder umgekehrt, die Zeit t den Anteil der Zeit, in dar das Steuersignal TS (Fig.4) niedrig wird, nicht übersteigt. Diese Betriebsweise bringt den wesentlichen Vorteil, daß alle unerwünschten Signale, die an der Basis des Transistors T6 oder an der Basis des Transistors T¹6 während der Zsit auftreten, in der der Speicherkondensator C sich auf seinen neuen Wert einstellt, den Endwert des gepasLcherten Abfragewertes nicht beeinflussen. Die Situation würde vollständig anders sein, wenn der Speicherkondensator C von einer Spannungsquelle mit niedrigem Innenwiderstand geladen würde· Die Ladecharakteristik würde dann exponentiell sein und jedes unerwünschte Signale würde in den gespeicherten Äbfraciewert mit einer Dämpfung reflektiert werden, die vom Augenblick ihres Auftretens abhängt..

Wenn das Steuersignal TS wieder hoch wird, dann wird der Verstärker AMP 2 inaktiv geschaltet und der Speicherkondensator C hält die erreichte Spannungsdifferenz fest, bis ein neuer Abfragewert über den Verstärker AMP 2 aufgedrückt wird, vorausgesetzt, daß die an die Platten des Speicherkondensators C angekoppelte Lese- und Kodiereinrichtung einen großen Widerstand aufweist. Kurz nachdem das Steuersignal TS hoch geworden ist, wird das Steuersignal SA (Fig.4) wieder niedrig, so daß der Kurzschlußkreis BSC wieder eingeschaltet wird. Auf diese Weise wird verhindert, daß die Spannung auf der Vielfachleitung den gespeicherten Abfragewert, der jetzt addiert wird, beeinflußt.

Der Kodiervorgang mit einem Kodierer mit Rückkopplung wird hier nicht beschrieben, er ist in der FR-PS 1 518 697 ausführlich erläutert. Es wird nun die hochohmige Verstärker-

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und Verglexchseinrichtung beschrieben, die mit dem Speicherkondensator C gekoppelt ist.

Figο3 zeigt den Stromlaufplan dieser Einrichtung, bei der die mit den Platten des Speicherkondensators C (Fig.l) gekoppelten Eingangsklemmen direkt mit einem dualen FET-Transistorelement TlO und T¹IO verbunden sind, das mit dem Potential +20V vorgespannt ist, und als duale Kathodenfolgeschal tung arbeitet. Diese Differentialverstärkereinrichtung stellt einen sehr großen Eingangswiderstand dar, der von der verwendeten Transistortype abhängt. Es können jedoch auch zusätzliche Widerstände verwendet werden, die zwischen die Eingangsklemmen und die Platten des Speicherkondensators C und vor das Potential +20V geschältet werden.

Der Zweck dieser Verstärkereinrichtung besteht im wesentlichen darin, die Spannung am Speicherkondensator C in einen Strom umzuwandeln, der dem Ausgangsstromkreis eines Digital— Analog-Wandlers zugeführt wird und einen abgeglichenen Strom am Eingang D/A in Fig.3 liefert. Die Verstärkereinrichtung der Fig.3 soll gleichzeitig einen Eingangswiderstand aufweisen, der den Speicherkondensator C nicht nennenswert auflädt.

Das zwischen den Quellen der Transistoren TlO und T¹IO anstehende Signal wird den Basen der P.NP-Transistoren TIl und T⁸Il zugeführt, die einen Differentialverstärker mit einem hohen gemeinsamen Unterdrückungsgrad darstellen und zwar aufgrund ihres gesamten Emitterstromes, der von einer Konstantstromquelle geliefert wird, die durch die Einrichtung mit dem Transistor T15 gebildet wird, Der Kollektor dieses PNP-Transistors ist über die Widerstände R20 und R¹20 mit den Emittern der Transistoren TlI und T811 verbunden. Die Basis

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des Transistors T15 ist über den Spannungsteiler aus den Widerständen R21 und R22, die zwischen dem Potential +20V und dem Massepotential in Reihe geschaltet sind, vorgespannt. Der Widerstand R21 ist mit der Diode D2 in Reihe geschaltet, die in der gezeigten Weise gepolt ist. Der den konstanten Strom liefernde Transistor T15 ist mit seinem Emitter über den Widerstand R23 am Potential +20V angeschaltet. Zwischen die Emitter der Transistoren TIl und T¹Il ist schließlich zur Einstellung des zwischen den Emittern dieser Transistoren wirksamen Widerstandes ein Widerstand R24 eingeschaltet, der den Betrag des konstanten Stromes bestimmt, ueLcher aufgrund der Exngangsspannung geliefert wird» Die Einstellung mit dem Widerstand R24 dient dazu, um eventuelle Änderungen im Ausgangsstrom (D/A) des nicht gezeigten Digital-Analog-Wandlers anzupassen. Wie Fig.3 zeigt, werden die Kollektoren des Differentialverstärkers Tll/T'll als Einspeisepunkte für den angepaßten Strom verwendet, der vom Digital-Änalog-Wandler kommt. Dieser angepaßte Strom ist die algebraische Summe aus dem Strom, der dem abgetasteten Analogsignal entspricht, und dem Strom, der vom Digital-Analog-Wandler empfangen wird und über die Widerstände R25 und R¹25 fließt, väLche die Kollektoren der Transistoren TIl und T¹Il mit den Basen der NPN-Transistoren T12 und T'12 verbinden.

Die Funktion des Digital-Analog-Wandlers liegt darin, ein analoges Signal.aufzubauen, welches nach jeder binären Entscheidung dem Eingang der Vergleichseinrichtung gegenphasig zu dem Signal vom Abtastverstärker, das der im Speicherkondensator C gespeicherten Spannung entspricht, zugeführt wird, um die nächste binäre Entscheidung vorzubereiten. Derartige PCM-Kodierer mit Rückkopplung sind an sich bekannt. Die zu kodierende Abfragespannung wird nacheinander mit Bezugsspannungen verglichen, die nacheinander in einem Digital-

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Analog-Wandler in solcher Weise aufgebaut werden, daß jeder Schritt im Kodiervorgang die Bezugsspannung näher an die Abfragespannung heranführt. Die aufeinander folgenden binären Vergleichsergebnisse geben den Code für die Abfragespannung an. Ein Digital-Analog-Wandler, der sich für den Einsatz in einer Einrichtung nach Fig.3 eignet, ist in der FR-PS 1 518 697. gezeigt. Der analoge Ausgangsstrom einer derartigen Einrichtung, Z₁B, an der Klemme D/A, fließt dabei aus zwei getrennten Kettennetzwerken, die an geeigneten Punkten durch zugeordnete Konstantstromquellen gespeist werden, Bei einer 8-Bit-PCM-Kodiereinrichtung sind 8 binäre Entscheidungen vorzunehmen, nachdem das Steuersignal SA (Fig.4)' zu seinem niedrigen Schaltzustand zurückgekehrt ist. Die Zeitabstände, in denen diese Entscheidungen getroffen werden, müssen nicht unbedingt gleich groß sein, sie müssen jedoch so gewählt sein, daß die Linearität verbessert wird. Das erste Bit kann der Plarität der Abfragespannung zugeordnet werden, die nächsten drei Bits können die anwendbaren Bereiche der Kompressionscharakteristik der PCM-Kodiereinrichtung bestimmen, während die letzten vier Bits < innerhalb jedes Bereiches kennzeichnen.

4 stimmen, während die letzten vier Bits die 2 =16 Schritte

Die zusammengesetzten Ströme, die durch die Widerstände R25 und R¹25 fließen, ergeben ausreichende Spannungen, um den binären Vergleichsstromkreis CMP in den einen oder anderen Schaltzustand umzusteuern. Der Vergleichsstromkreis CMP dient dazu, ein binäres Ausgangssignal zu liefern, das durch das Vorzeichen der Spannungsdifferenz bestimmt ist, die zwischen den Kollektoren der Transistoren TIl und T¹Il auftritt. Zwischen diesen Punkten sind, wie Fig«3 zeigt, die beiden Dioden D3 und D4 entgegengesetzt gepolt geschaltet, so daß

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die positiven und negativen Spannungsausschläge zwischen diesen Kollektoren begrenzt werden. Im anderen Falle würden nichtlineare Wirkungen im Digital-Analog-Wandler auftreten.

Als Vergleichselement wird ein integrierter Schnellschaltkreis, z.B. LM 306, verwendet. Die Durchschnittsgleichspannung zwischen den Kollektoren der Transistoren TIl und T¹Il ist zu positiv, um direkt der Vergleichseinrichtung zugeführt werden zu können. Daher arbeiten die Widerstände R25 und R'25 mit den NPN-Transistoren T12 und TU2 so zusammen, daß an ihnen ein vorgegebener Spannungsabfall auftritt. Die Transistoren T13 und T¹13 liefern Ströme durch die Widerstände R25 und R¹25, die mit Hilfe der Emitter-Widerstände R26 und R¹26 und der Spannung -V , die die Basen dieser Transistoren vorspannt, sehr eng eingestellt werden können. Diese Spannung -V kann mit Hilfe einer geeigneten Zenerdiodenschaltung (nicht gezeigt) gewonnen werden. Die Diode ist mit einem Widerstand in Reihe geschaltet und zwischen das Potential -10V und das Massepotential geschaltet. Ein Kondensator überbrückt die Zenerdiode. Mit einstellbaren Emitterwiderständen R26 und R'26 ist es möglich, die Spannungen an den Kollektoren der Transistoren TIl und T¹Il bei Abwesen«* heit des Stromes auf dem Steuereingang D/A und bei kurzgeschlossenem Kodiereingang genau gleich einzustä-len.

Die Transistoren T12 und T¹12 arbeiten als duale Emitterfolgeschaltungen, um die verschobene Differentialspannung dem Eingang der Vergleichseinrichtung CMP zuzuführen. Dies erfordert die niedrige Treiberimpedanz, um ein schnelles Ansprechen der Vergleichseinrichtung zu erreichen. Wie gezeigt ist, werden die miteinander verbundenen Kollektoren der Transistoren

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T12 und T'12 durch die Spannung +V vorgespannt, die über eine geeignete Zenerdiodenschaltungen in dergleichen Weise wie die Spannung -V gewonnen wird, diesmal aber aus dem Potential +20V. Die Emitter der Transistoren T12 und T¹12 sind über die individuellen Widerstände R27 und R'27 mit dem Potential -10V vorgespannt. Die Versorgungsspannungen für die Vergleichseinrichtung CMP sind -V und +V_ und eine Emitterfolgeschaltung mit dem NPN-Transistor T14 ist so mit dem Ausgang der Vergleichseinrichtung CMP verbunden, daß eine kleine Verbesserung in ihrer Empfindlichkeit erreicht wird. Die Emitterfolgeschältung mit dem Transistor T14 ist mit der Basis des Transistors direkt mit dem Ausgang der Vergleichseinrichtung CMP verbunden. Der Kollektor ist mit der Spannung +V¹ vorgespannt und der Emitter ist über den Widerstand R28 mit dem Potential -10V verbunden. Die^Emitter des Transistors T14 nacheinander auftretenden binären Signale, d.h. am Ausgang OUT, werden einer Reihe von 8 Flip-Flop-Schaltungen (nicht dargestellt) zugeführt, um den der Reihe nach erhaltenen PCM-Code, der der analogen Spannung am Speicherkondensator C (Fig_el) entspricht, zu speichern.

Wie bereits erwähnt, kann die Linearität des Kodierers dadurch verbessert werden, daß unterschiedliche Zeitabstände zwischen den Vergleichsentscheidungen gewählt werden. Diese Zeitabstände können so berechnet werden, daß über den gesamten Bereich dieselbe Genauigkeit erreicht wird, wobei sowohl die Ansprechzeit des Digital-Analog-Wandlers bei großen Signaländerungen und die Ansprechzeit der Vergleichseinrichtung bei kleinen differentiellen EingangsSignalen in Betracht gezogen werden können. Bei einer Einrichtung

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der beschriebenen Art, in der das erste Bit die Polarität der Abfragespannung bestimmt, die nächsten drei Bits den anwendbaren Bereich der Korapres sionscharakteristik und die letzten vier Bits die 16 Schritte innerhalb dieser Bereiche kennzeichnen, können die der Abfrage N zugeordneten 8 Vergleich sent Scheidungen, die während der Abfragezeit (N+l) auf der Vielfachleitung vorzunehmen sind, in den Zeiten 0,25; 1,25? 2,25? 3,0; 3,75; 4,50; 5,0 und 5,75 getroffen werden. Die Zeit 0 ist dabei der Beginn der (N+l)-ten Zeitlage und 8 Zeiteinheiten entsprechen einer vollen Kanalzeitlage, wie in Fig.4 gezeigt ist. Die letzte Entscheidung wird dann am Ende der Miedrig-Periode des Steuersignals SA vorgenommen. Während das Zeitintervall (N+2) auf der Vielfachleitung erscheint, können die 8 zweiwertigen Impulse, die dem codierten Abfragewert und dem in den 8 Flip-Flop-Schaltungen gespeicherten Wert entsprechen, nacheinander übertragen werden.

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Claims

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Patentansprüche

1. Elektrischer Signalspeicherstromkreis mit einem Speichermittel und Eingangstorschaltungen zur Speicherung von Energie in diesem Speichermittel, dadurch gekennzeichnet, daß dieses Speichermittel (C) über einen Ausgleichsstromkreis mit den Eingangstorschaltungen gekoppelt ist.

2. Elektrischer Signalspeicherstromkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Speichermittel ein Speicher— kondensator (C) ist, der mit keinem Anschluß mit einem festen Potential verbunden ist.

3. Elektrischer Signalspeicherstromkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangstorschaltungen als Differentialverstärker (AMP 2) ausgebildet ist, dessen Eingang mit der Eingangssignalquelle verbunden ist, daß der Speicherkondensator (C) zwischen die Ausgänge des Differentialverstärkers (AMP 2) geschaltet ist und daß die Ausgangsströme des Differentialverstärkers (AMP 2) unter der Steuerung vom torgesteuerten Schaltmittel (T7, T¹7), die mit diesen Ausgängen verbunden sind, zum Fließen kommen.

4ο Elektrischer Signalspeicherstromkreis nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die torgesteuerten Schaltmittel (T7, T'7) einen im wesentlichen konstanten Strora zu den Ausgangsklemmen leiten, der von einem gemeinsamen Generator (T8, T9) geliefert wird«,

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5. Elektrischer Signalspeicherstromkreis, nach Anspruch. 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicherkondensator (C) zwischen die Emitter von Transistoren (T6, T¹6) geschaltet sind, die Teil des Differentialverstärkers (AMP 2) sind, und daß beim Fließen der Ströme das Potential an der einen Platte des Kondensators auf das Potential ansteigt, das an der Basis des Transistors vorherrscht, die mit dieser Plattenseite verbunden ist, während das Potential an der anderen Platte des Kondensators sich linear auf das Potential ändert, das an der Basis des anderen Transistors vorherrscht, bis beide Transistoren leitend werden.

6. Elektrischer Signalspeicherstromkreis nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicherkondensator (C) über eine Induktivität (L) zwischen die Ausgänge geschaltet ist.

7. Elektrischer Signalspeicherstromkreis nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Induktivität (L) ein Widerstand (R) parallelgeschaltet ist,

8. Elektrischer SignalspeicherStromkreis nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladecharakteristik des Kondensators (C) ein überschwingen aufweist, das durch die Induktivität (L) verursacht ist und das die Restladung des Kondensators (C) kompensiert, die als Ergebnis der Speicherung eines neuen Abfragewertes vorliegt.

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