DE2338620B2 - Verfahren und Anordnung zur Fernsteuerung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren von der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art und eine Anordnung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Es sind Fernsteuerverfahren bekannt, bei weLhen Fernsteuerbefehle mittels Wechselstromimpulsen oder Wechselstromimpulssequenzen übertragen werden. Dies ist beispielsweise bei der Fernsteuerung bzw. der Signalübertragung über Starkstromnetze, insbesondere in der Rundsteuerlechnik der Fall. Hierbei werden Wechselstromimpulse einer Fernsteuerfrequenz f_s einem Energieversorgungsnetz mit der Netzfrequenz fs überlagert Die Übertragung eines Signals über ein Energieversorgungsnetz, beispielsweise ein Mittelspannungsstarkstromnetz oder ein NiederspannungsstarkstromneJi stellt im Vergleich zur Signalübertragung über übliche Nachrichtenkanäle ganz besondere Probleme.

Dem Vorteil der weiten Verbreitung eines Energieversorgungsnetzes und damit der Möglichkeit, eine große Anzahl von an dasselbe angeschlossenen Apparaten und Stromverbrauchern durch die genannten Signale erreichen bzw. fernsteuern zu können, steht der Nachteil eines hohen Störpegels des Starkstromnetzes als Nachrichtenübertragungskanal gegenüber. Der Störpegel eines Wechselstrom-Starkstromnetzes setzt sich hauptsächlich aus Störfrequenzen zusammen, welche bestimmte Harmonische der Netzfrequenz fm sind. Es kommen aber auch häufig transiente Störspannungen vor.

Da in einem Wechselstrom-Starkstromnetz die Netzfrequenz /)v zeitlich nicht konstant ist, sind es auch die Harmonischen der Netzfrequenz als Störfrequenzen nicht. Bei der Wahl einer geeigneten Fernsteuerfrequenz fs muß diesem Umstand Rechnung getragen werden. Im Hinblick auf den hohen Störpegel des als Übertragungskanal dienenden Starkstromnetzes ist es außerdem vorteilhaft, die Bandbreite der Empfangsvorrichtung so klein zu wählen, wie dies mit dem Charakter der zu übertragenden Nachrichten vereinbar ist. Zufolge dieser kleinen Bandbreite ist es dann aber auch notwendig, dafür zu sorgen, daß die Durchlaßfrequenz der Empfangsvorrichtung, d. h. ihre Ansprechfrequenz, stets möglichst genau mit der tatsächlich ausgesendeten Fernsteuerfrequenz fs übereinstimmt. Im Hinblick auf die Schwankungen der Netzfrequenz Λ/ hat es sich als vorteilhaft erwiesen, die über das Starkstromnetz übertragene Fernsteuerfrequenz Λ, prozentual im gleichen Maße und im gleichen Sinne zu verändern wie die Netzfrequenz /Jv. Die Fernsteuerfrequenz fs steht dadurch stets in einer festen Beziehung zur Netzfrequenz //v. Durch diese Maßnahme bleibt bei Schwankungen der Netzfrequenz der prozentuale Abstand der Fernsteuerfrequenz Avon benachbarten Harmonischen der Netzfrequenz Fn, welche als Störfrequenzen auftreten, erhalten. Für die Nachführung der Empfäneeransnrechfreauenz auf die schwankende Fernsteu-

erfrequenz fs sind bereits Verfahren bekannt, vgl. beispielsweise die Schweizer Patentschrift 4 24 968. Nach diesem Verfahren wird die Empfängeransprechfrequenz durch einen Mischprozeß unter Zuhilfenahme einer Pilotfrequenz fp gebildet, wobei diese Pilotfrequenz fo im gleichen Verhältnis zur Netzfrequenz fa steht wie die Fernsteuerfrequenz fs.

Nachteilig bei diesem bekannten Verfahren ist jedoch die Abhängigkeit der Größe des Ausgangssignais des Empfängers von der an sich variablen und nicht voraussehbaren Phasenlage zwischen dem empfangenen Fernsteuersignal und der am Empfangsort vorzugsweise aus der Netzfrequenz erzeugten Pilotfrequenz fp.

Aus der DEOS 21 09 107 ist ein Verfahren zur Fernsteuerung bekannt, bei dem auf der Sendeseite aus einer dem Sender zugeführten ersten Hilfsfrequenz eine Fernsteuerfrequenz gebildet wird, welche zur ersten Hilfsfrequenz in einer vorgegebenen ersten Beziehung steht und diese erste Hilfsfrequenz oder ein diese erste Hilfsfrequenz charakterisierendes Hilfssignal und die Fernsteuerfrequenz zumindestens zu einem Empfänger übertragen werden und auf der Empfangsseite aus der ersten Hilfsfrequenz oder dem sie charakterisierenden Hilfssignal eine zweite Hilfsfrequenz gebildet wird, die zu der ersten Hilfsfrequenz in einer vorbestimmten zweiten Beziehung steht. Die Übertragungsleitung kann dabei insbesondere im Falle von Rundsteuernetzen die relativen Phasenverschiebungen der auf der Empfangsseite eintreffenden Frequenz in einer nicht vorhersehbaren Weise verändern. Empfangsseitig wird bei Jem bekannten Verfahren mit einem Abtastfilter gearbeitet, dessen Übertragungscharakteristik in Abhängigkeit von der zweiten Hilfsfrequenz gesteuert wird.

In dem älteren Patent 22 25 507 wird bereits ein Verfahren vorgeschlagen, mit dem erreicht werden kann, daß die durch die Übertragungsleitung bedingten relativen Phasenverschiebungen der auf der Empfangsseite eintreffenden Frequenz keine störenden Auswirkungen haben. Dazu wird gemäß diesem älteren Vorschlag die zweite Hilfsfrequenz fm zur Bildung eines N-phasigen Steuersignals für mindestens ein N-Pfadfilter verwendet, wobei die Taktfrequenz dieses Steuersignals pro Pfad des N-Pfadfilters entweder gleich der Fernsteuerfrequenz fs oder eines Bruchteils derselben gewählt wird. Durch die Verwendung eines N-Pfadfilters und die spezielle Bildung der Taktfrequenz für die Ansteuerung eines jeden Pfades dieses N-Pfadfilters wird dabei die Phasenabhängigkeit des Ausgangssignals ausgeschaltet.

Nachteilig bei dem bekannten und auch bei dem vorgeschlagenen Verfahren ist, daß eine über lange Zeiträume einwandfreie Arbeitsweise mit wirtschaftlich tragbarem Aufwand kaum erreicht werden kann, da die zur Durchführung dieser Verfahren benötigten Anordnungen mit Widerständen, Kondensatoren und Drosseln arbeiten müssen, deren technische Daten sich bekanntlich im Laufe der Zeit häufig ändern. Diese Änderungen können gerade im Falle der Anwendung dieser Verfahren in der Rundsteuertechnik, wo Empfänger über Jahrzehnte betriebssicher arbeiten müssen, zu Schwierigkeiten führen.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein Verfahren zu schaffen, das es ermöglicht, die Langzeit-Instabilitäten von Widerständen, Kondensatoren und Drosseln zu vernachlässigen und demgemäß deren Einfluß auf die Filiercharakteristiken auszuschalten.

Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren gemäß dem Oberbegriff durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Durch die rein digitale Technik wird sichergestellt daß Toleranzen und Langzeit-Instabilitäten von Bauelementen keinen Einfluß auf die Filtercharakteristik haben. Außerdem ermöglicht es die Verwendung von Rechenschaltungen, besonders hochwertige Filtereigenschaften zu realisieren, d. h. höhere Selektionswerte und höhere Flankensteilheiten als dies beispielsweise mit N-Pfadfiltern erreichbar ist. Günstig ist ferner, daß ίο die Taktfrequenz ebenfalls im Gegensatz zu N-Pfadfiltern frei gewählt werden kann und daß die Rechenschaltung auf einfache Weise entsprechend den jeweiligen Frequenzen programmiert werden kann und eine günstige Fertigung in integrierter Schaltungstechnik möglich ist.

Vorteilhafte Ausgestaltungen einer Anordnung zur Durchführung des Verfahrens sind in den Unteransprüchen angegeben.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnung beispielsweise erläutert Dabei zeigt

F i g. 1 ein Prinzip-Schaltbild eines digitalen Abtastfilters,

F i g. 2 die Schrittantwort eines digitalen Tiefpasses, F i g. 3 ein Blockschaltbild eines selektiven Empfangsteils,

F i g. 4 eine Variante eines Empfangsteils,
F i g. 5 ein Schaltbild eines Vorfilters,
Fig. 6 und 6a ein Prinzipschaltbild und eine Übertragungscharakteristik eines Filters zur Erleichtejo rung des Verständnisses der digitalen Anordnungen der folgenden Figuren,

F i g. 7 ein Blockschaltbild eines digitalen Filters,
F i g. 8 ein Blockschaltbild eines digitalen Integrators, F i g. 9 ein Blockschaltbild eines digitalen Filters.
In allen Figuren sind sich entsprechende Teile mit gleichen Hinweiszeichen versehen, wobei zu beachten ist, daß Zahlen unter 20 für die Bezeichnung von Anschlüssen integrierter Schaltkreise speziell genannter Typen in Übereinstimmung mit zitierten Katalogdaten benützt werden.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die empfangsseitig notwendige Selektivität durch mindestens ein Abtastfilter erzielt, in dieser Schrift wird der Begriff »Abtastfilter« als Oberbegriff für solche Filter vervvendet, bei denen ein Eingangssignal mit einer Frequenz, welche höher ist als die höchste auszufilternde Frequenz, abgetastet und das Ergebnis der Abtastung analog oder digital zu einem Ausgangssignal weiterverarbeitet wird. Beispielsweise stellt ein N-Pfadfilter ein μ analog arbeitendes Abtastfilter dar. Es gibt aber auch analog arbeitende Abtastfilter in der Art der Transversalfilter mit sogenannter Eimerketten-Schaltung; auch Digitalfilter gehören dazu.

Abtastfilter der vorgenannten Gattungen weisen γ-, stets neben dem Signaleingang mindestens einen Steuereingang auf. Bei diesen Filtern ist ihre Übertragungsfunktion in Abhängigkeit von der Frequenz einer zugeführten Steuerspannung bzw. von Steuerspannungen veränderbar. Schließlich hat die zwischen Eingangsbo signal und Steuersignal bzw. Steuersignalen bestehende Phasenbeziehung keinen oder doch nur einen praktisch vernachlässigbaren Einfluß auf die Stärke des Ausgangssignals. Gerade diese letztgenannte Eigenschaft ist aber für ein Filter für die Erfüllung der der b5 vorliegenden Erfindung zugrunde liegenden Aufgabe besonders wichtig.

Wegen des periodischen Charakters der Übertraeunesfunktion irgendeines Abtastfilters ist es in vielen

Anwendungsfällen, so beispielsweise in der Rundsteuertechnik, notwendig, vor dem Abtastfilter ein Vorselektionsfilter vorzusehen.

Die Fig. 1 zeigt ein Prinzip-Blockschaltbild eines digitalen Abtastfilters, welches bei Beachtung des Shannon Theorems ein analoges Filter ersetzen kann. In der F i g. 1 bezeichnet 21 eine Eingangsklemme für ein analoges Eingangssignal u_c, 22 einen Analog/Digital-Wandler, welcher das zugeführte analoge Eingangssignal Ue in eine Zahl n_c als digitales Signal umwandelt. n_e wird als Eingangszahl einem Rechner 23 zugeführt, welcher entsprechend seiner Programmierung eine Ausgangszahl n_a bildet, welche Ausgangszahl in einem anschließenden Digital/Analog-Wandler 24 wieder in ein analoges Ausgangssignal u„ umgewandelt an eine Ausgangsklemme 25 abgegeben wird. Analog/Digital- und Digital/Analog-Wandler können als bekannt vorausgesetzt werden, vgl. beispielsweise Bulletin 590-2-2 und Bulletin 371-1-2 der Firma Hybrid Systems Corp., Burlington, Mass., USA, so daß sich hier weitere Angaben erübrigen.

Der Rechner 23 hat nun die Aufgabe, aufgrund einer momentanen Eingangszahl n_c und gespeicherter Eingangszahlen der Vergangenheit sowie aufgrund der momentanen Ausgangszahl n_ü und aufgrund von Ausgangszahlen der Vergangenheit eine neue Ausgangszahl zu errechnen, und zwar wird der Rechner nur

ίο eine neue Ausgangszahl errechnen, wenn ihm dazu der Befehl durch einen zugeführten Taktimpuls gegeben wird. Solche Taktimpulse können dem Rechner 23 von einem in Fig. 1 nicht gezeichneten Taktgenerator an einen Takteingang 26 zugeführt werden (vgl. F i g. 1). Es gilt deshalb folgende Beziehung zwischen Eingangszahl n_c und Ausgangszahl n., in Funktion zugeführter Taktimpulse v:

}. fn\n_t(v-\)\, /₂₁ ι«»}, f₁₂\n_a(v-\)>...].

In dieser Formel bedeuten:

n_c =

Eingangszahl

Ausgangszahl

Anzahl Taktimpulse

Funktion des Ausdrucks in eckiger Klammer []

wählbare Funktionen von ν

Es ist somit ersichtlich, daß bei einem in bestimmter Weise programmierten Rechner n_a nur noch eine Funktion von n_e und ν ist. Nehmen wir an, daß der Rechner so programmiert ist, daß die Übertragungsfunktion gleich derjenigen eines Filters erster Ordnung ist. Die Schrittantwort des Filters ist dann von der Art. wie in Fig. 2 dargestellt. Je nachdem nun die Taktimpulse schnell oder langsam gegeben werden, d. h. je nachdem, ob die Taktfrequenz hoch oder niedrig ist, hat das durch den Rechner dargestellte System eine kleine oder eine große Zeitkonstante. Da es nun also möglich ist, durch Variation der Taktfrequenz die Zeitkonstante eines Systems bzw. eines Filters erster Ordnung zu ändern, ist es auch möglich, dessen Übertragungsfunktion, d. h. Frequenzgang, zu ändern. Durch Kaskadenschaltung und Rückkopplung mehrerer Systeme erster Ordnung ist es demzufolge auch möglich, den Frequenzgang eines Systems bzw. Filters höherer Ordnung durch bloße Änderung der Taktfrequenz zu verändern. Filter der genannten Art bzw. Berechnungsgrundlagen dafür sind beispielsweise zu finden in folgenden Literaturstellen:

1. Sammelband der Seminarvorträge über digitale Filter, Winter-Semester 1968/69, Institut für technische Physik an der ETH Zürich, herausgegeben vom Institut für technische Physik an der ETH Zürich.

2. Introduction to digital filters, Novak, Schmid, IEE transactions on electromagnetic compatibility, Vol. EMClO, No. 2, June 1968.

3. Informationen über integrierte Schaltungen Nr. 19 der »Eimerkettenspeicher«, ein Schieberegister für Analogsignale, Philips AG, Zürich.

4. Technischer Bericht Nr. 115 / Analoge und digitale Rechenverfahren zur Approximation vorgegebener Übertragungsfunktionen mit Transversalfiltern, herausgegeben vom Heinrich-Hertz-Institut für Schwingungsforschung, Berlin-Charlottenburg.

Bei der Fernübertragung von Signalen über ein elektrisches Energieversorgungsnetz ist es bekannt, auf der Sendeseite aus einer einem Sender zugeführten ersten Hilfsfrequenz, beispielsweise der Netzfrequenz, eine Signalfrequenz zu bilden, welche zur genannten Hilfsfrequenz, d. h. der Netzfrequenz, in einer vorgegebenen ersten Beziehung steht. Vergleiche hierzu beispielsweise die Schweizer Patente 3 70145 und 4 47 360. Eine andere Art der Erzeugung einer an eine Hilfsfrequenz, d. h. die Netzfrequenz, in einer vorgegebenen ersten Beziehung stehenden Signalfrequenz ist beispielsweise in der schweizerischen Patentschrift 4 54 267 beschrieben. Hier wird die Signalfrequenz mittels eines rotierenden Umformers gewonnen. In der schweizerischen Patentschrift 4 54 267 ist im weiteren erläutert, wie Fernsteuerbefehle gebildet und als Wechselstromimpulse einem Starkstromnetz überlagert werden und wie dieselben auf der Empfangsseite dem Starkstromnetz entnommen werden können. Ein Beispiel eines Rundsteuerempfängers ist beispielsweise in der schweizerischen Patentschrift 5 22 313 beschrieben, wobei dort ein Empfangsorgan erwähnt ist, welches die empfangenen tonfrequenten Impulse in eine digitale Impulsfolge umwandelt. Der Empfänger ist an die

so Starkstromleitung angeschlossen, welche neben der Netzfrequenz und ihren mehr oder weniger zahlreichen Harmonischen auch Störspannungen führt. Während der Übertragung von Fernsteuerbefehlen ist dann außerdem das Fernsteuersignal mit der Signalfrequenz fs vorhanden. Aufgabe des Empfangsteils ist es nun, diese Signalfrequenz fs aus dem angebotenen Frequenzgemisch selektiv zu empfangen und eine den Fernsteuerbefehlen entsprechende Impulsfolge abzugeben. Diese abgegebene Impulsfolge kann entweder wieder aus tonfrequenten Impulsen oder bereits aus digitalen Impulsen bestehen. Aus einer Wechselstrom-Impulsfolge kann in bekannter Weise durch Gleichrichtung und Impulsformung eine digitale Impulsfolge gebildet werden.

Da nach den erwähnten Literaturstellen der Aufbau eines Rundsteuerempfängers und seine Arbeitsweise im weiteren als bekannt vorausgesetzt werden kann, beschränkt sich die weitere Beschreibung lediglich auf

den schaltungsmäßigen Aufbau und die Wirkungsweise des auf die Signalfrequenz selektiv ansprechenden Empfangsteils bzw. Filters.

Die Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild eines selektiven Empfangsteils mit einem Abtastfilter. Der selektive Empfangsteil ist als Ganzes mit 30 bezeichnet. 31 ist eine Starkstromleitung, welcher die Signalfrequenz fs überlagert ist. An einen Anschlußpunkt 32 der Starkstromleitung 31 ist eine Eingangsklemme 33 des Empfangsteils 30 angeschlossen. Die an der Eingangsklemme 33 liegende Eingangsspannung wird einerseits einem Eingang 34 eines Vorfilters 35 zugeführt und anderseits einem Eingang 36 eines Frequenzwandlers 37 für die Erzeugung einer Taktfrequenz für das Abtastfilter des Empfangsteiis 30. Von einem Ausgang 38 wird das vorgefilterte Eingangssignal einem Eingang 39 eines Digital/Analog-Wandlers 40 zugeführt. Dieser gibt an seinem Ausgang 41 ein der momentanen Größe des Eingangssignals entsprechendes Digitalsignal, d. h. einen Zahlenwert, an einen Eingang 42 eines Abtastfilters 43. Das Abtastfilter 43 ist beispielsweise als digitaler Bandpaß ausgebildet. Von einem Ausgang 44 des Frequenzwandlers 37 wird eine die Durchlaßfrequenz des Abtastfilters 43 steuernde Taktfrequenz einem Eingang 45 des Abtastfilters 43 zugeführt. Das an einer Ausgangsklemme 46 des Abtastfilters 43 erscheinende Ausgangssignal hat digitalen Charakter, und es kann, wenn es im Rundsteuerempfänger nicht unmittelbar als digitales Signal weiterverarbeitet werden kann, einem Eingang 47 eines Digital/Analog-Wandlers 48 zugeführt werden. Der Digital/Analog-Wandler 48 gibt an seiner Ausgangsklemme 49 ein der empfangenen Fernsteuerfrequenz fs entsprechendes Ausgangssignal an eine Ausgangsklemme 50 des Empfangsteils 30 ab.

Die F i g. 4 zeigt als weiteres Ausführungsbeispiel eine vorteilhafte Variante 30' eines Empfangsteils mit einem Abtastfilter. Mit Ausnahme des letzten Blocks des Schaltbildes gemäß F i g. 4 stimmt der Empfangsteil 30' mit dem aniiand der F i g. 3 beschriebenen Empfangsteil 30 überein. Gemäß F i g. 4 wird das digitale Ausgangssignal des Abtastfilters 43 von dessen Ausgangsklemme 46 in digitaler Form einem Eingang 51 eines digital arbeitenden Komparators 52 zugeführt. Dem digital arbeitenden Komparator 52 wird an eine weitere Eingangsklemme 53 in digitaler Form, beispielsweise durch feste Verdrahtung, ein Sollwert als Schwellwert zugeführt. Der Komparator 52 gibt an seiner Ausgangsklemme 54 immer ein Signal logisch 0 ab, solange der digitale Eingangswert unterhalb des an den weiteren Eingang 53 angelegten Sollwertes liegt. Erreichung bzw. Überschreiten des genannten Sollwertes durch das Eingangssignal am Eingang 51 hat am Ausgang 54 das Erscheinen eines Signals logisch »eins« zur Folge. Es ist daraus ersichtlich, daß an der Ausgangsklemme 50' des Empfangsteils 30' eine einem empfangenen Fernsteuerbefehl entsprechende digitate Impulsfolge erscheint Die Auswertung einer solchen Impulsfolge kann beispielsweise in der Art erfolgen, wie in der bereits zitierten schweizerischen Patentschrift 5 22 313 beschrieben.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele für die einzelnen Blöcke der Schaltbilder Fig.3 und 4 beschrieben.

Das Vorfilter 35 kann beispielsweise ein ÄC-Glied sein, dessen Eckfrequenz vorzugsweise mindestens eine Oktave tiefer liegt als die Signalfrequenz des Abtastfilters. Durch diese Maßnahme kann die bei Abtastfiltern auftretende Periodizität ihrer Übertragungscharakteristik beeinflußt werden bzw. es kann die Ansprechempfindlichkeit des Filters bzw. die Ausgangsspannung durch den durch das RC-G\\ed dargestellten Tiefpaß für Harmonische der Signalfrequenz vermindert werden. Handelt es sich, wie im vorliegenden Ausführungsbeispiel angenommen, um den Empfang einer einer Netzspannung überlagerten Signalfrequenz, wobei die Stärke dieses Signals in der Größenordnung einiger Prozente der Netzspannung liegt, so kann es außerdem vorteilhaft sein, das Vorfilter 35 so auszubilden, daß die

ίο Netzfrequenz stärker unterdrückt wird als die Signalfrequenz. Dies kann beispielsweise durch einen dem genannten Tiefpaß vorgeschalteten Hochpaß geschehen. Die F i g. 5 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Vorfilters 35. Das Eingangssignal wird von der Klemme 34 über einen Kondensator 55 einem Schaltungspunkt 56 zugeführt, von welchem ein Widerstand 57 gegen Masse geschaltet ist. Der Kondensator 55 und der Widerstand 57 stellen einen Hochpaß dar, durch welchen die Netzspannung stärker geschwächtwird als die höher gewählte Fernsteuerfrequenz. Dem Schaltungspunkt 56 folgt ein ÄC-Glied, bestehend aus einem Widerstand 58 und einem Kondensator 59 als Tiefpaß, wobei die Eckfrequenz dieses Tiefpasses zweckmäßig mindestens eine Oktave tiefer gewählt wird als die Taktfrequenz, damit die Harmonischen der Signalfrequenz, auf welche ein Abtastfilter ebenfalls anspricht, zusätzlich geschwächt werden. Selbstverständlich kann als Vorfilter auch irgendeine andere bekannte Filterart, beispielsweise ein LC-Filter oder ein aktives RC-Filter usw., vorgesehen werden.

Als Frequenzwandler 37 für die Erzeugung der dem Abtastfilter zuzuführenden Taktfrequenz aus der Netzfrequenz kann beispielsweise eine Anordnung gewählt werden, wie sie anhand der Fig. 4 im Katalog »Phase locked loop linear integrated circuits«, SE565/ NE565, der Firma Signetics Corporation, Sunnyvale, Ca., USA, beschrieben ist. Im genannten Katalog ist der Eingang des Frequenzwandlers mit der Zahl 2 und der Ausgang mit der Zahl 5 bezeichnet. Der genannte, mit 2 bezeichnete Eingang entspricht in den F i g. 3 und 4 der vorliegenden Beschreibung dem Eingang 36. Der genannte Ausgang 5 entspricht in der vorliegenden Beschreibung dem Ausgang 44 in F i g. 3 bzw. 4.

Als Analog/Digital-Wandler 40 kann beispielsweise der Typ ADC590-8 der Firma Hybrid Systems Corp., Burlington, Mass, USA, verwendet werden. Nähere Angaben über diesen Analog/Digital-Wandler sind zu finden in der Druckschrift »Data Conversion Products 1972 Condensed Catalog« der genannten Firma unter der entsprechenden Typennummer.

Als Digital/Analog-Wandler 48 kann beispielsweise der Typ DAC-329 der vorstehend erwähnten Firma verwendet werden. Auch über diesen Digital/Analog-Wandler finden sich in der erwähnten Druckschrift nähere Angaben.

Als Digital-Komparator 52 (vgl. Fig.4) kann beispielsweise ein 4-Bit-Magnitude-Komparator Typ SN7485 der Firma Texas Instruments Ine, Deutschland GmbH, verwendet werden. Nähere Angaben über diesen Digital-Komparator sind zu finden im Katalog »The Integrated Circuits Catalog für Design Engineers«, Texas Instruments Ine, 2. Auflage, CC-401/12715, unter der genannten Typennummer.

Zur Erläuterung des Aufbaus und der Wirkungsweise eines Abtastfilters wird zunächst zur Veranschaulichung ein analoges Filter mit gleicher Übertragungscharakteristik anhand der F i g. 6 und 6a beschrieben.

In Fig. 6 bezeichnet a eine Eingangsklemme für ein Eingangssignal r(t). An die Eingangsklemme a ist ein erstes analoges Subtraktionsglied b angeschlossen, welchem ein zweites analoges Subtraktionsglied c nachgeschaltet ist. Das Ausgangssignal x(t)des zweiten analogen Subtraktionsgliedes c wird einem ersten analogen Integrator dzugeführt, dessen Ausgangssignal x(t)an einer Klemme e liegt. Dieses Ausgangssignal x(t) ist zugleich das Ausgangssignal des analogen Bandpasses gemäß F i g. 6.

Das Ausgangssignal x(t) wird von der Klemme eüber einen ersten analogen Multiplikator g dem zweiten analogen Subtraktionsglied c zugeführt. Das Ausgangssignal x(t)des zweiten analogen Integrators /'wird über einen zweiten analogen Multiplikator h dem ersten analogen Subtraktionsglied b zugeführt.

Die Differenz zwischen dem Eingangssignal r(t) und einem Ausgangssignal a₂ ■ x(t) des zweiten analogen Multiplikators Λ wird im ersten analogen Subtraktionsglied b gebildet und als Signal Ef(J dem zweiten analogen Subtraktionsglied czugeführt

Die Differenz zwischen dem genannten Signal ε(ί) und einem Ausgangssignal a\ ■ x(t) des ersten analogen Multiplikators g wird im zweiten analogen Subtraktionsglied cgebildet und ist in F i g. 6 mit ^bezeichnet

Die Fig.6a zeigt einen analogen Bandpaß gemäß F i g. 6 in üblicher Blockdarstellung. Darin bedeuten

R(s) = das Laplace-transformierte Eingangssignal

X(s) = das Laplace-transformierte Ausgangssignal

5 = komplexe Frequenz

a, = Multiplikationsfaktor des ersten Multiplikators

a₂ = Multiplikationsfaktor des zweiten Multiplikators Λ

Bei dieser Übertragungsfunktion sind die Pole bestimmt durch die Nullstellen des Nenners, also durch

ai + a\S + s² = 0

d. h„ die Pole sind vollständig durch a, und a₂ bestimmt.

Resonanzkreisfrequenz und Güte sind durch folgende Beziehungen bestimmt:

Wie die F i g. 6 zeigt, kann ein solcher analoger Bandpaß aufgebaut werden mit drei verschiedenen analogen Funktnnsblöcken, nämlich Subtraktionsgliedern, Integratoren und Multiplikatoren.

Durch digitale Ausführung dieser Funktionsblöcke entsteht nun ein Digitalfilter, wie dies durch ein Blockschaltbild gemäß F i g. 7 dargestellt ist Dadurch, daß, ausgehend vom analogen Filter, Funktionblock für Funktionsblock digitalisiert wurde, ist die Struktur dieses digitalen Filters gemäß Fig.7 gleich wie diejenige des analogen Filters gemäß F i g. 6.

Einer Eingangsklemme 42 des Abtastfilter 43 (vgl. F i g. 7) wird ein digitales Eingangssignal r(v) zugeführt und über ein erstes digitales Subtraktionsglied 60 und ein zweites digitales Subtraktionsglied 61 einem ersten digitalen Integrator 62 zugeführt Dem ersten digitalen Integrator 62 ist ein zweiter digitaler Integrator 63 nachgeschaltet Das digitale Ausgangssignal des ersten Integrators 62 wird an eine Klemme 46 abgegeben.

Vom Ausgang des ersten digitalen Integrators 62, d. h., von der Klemme 46, wird über einen ersten digitalen Multiplikator 64 ein Signal a\ ■ x(v) zum zweiten digitalen Subtraktionsglied 61 zurückgeführt. Vom Ausgang 65 des zweiten digitalen Integrators 63 wird ein Ausgangssignal x(v) desselben über einen zweiten digitalen Multiplikator 66 als Signal a? · x(v) zum ersten digitalen Subtraktionsglied 60 zurückgeführt.

Nachfolgend wird nun beschrieben, wie die digitalen Ausführungen der drei genannten Funktionsblöcke (Subtraktionsglieder, Integratoren und Multiplikatoren) realisiert werden können.

Subtraktionsglied

Hierfür wird beispielsweise eine Schaltung verwendet, wie sie angegeben ist in Fig. 8 bis 25 (Seite 217) von

Electronic digital techniques

Paul M. Kintner

1968, McGraw-Hill Book Company, New York.

Multiplikator

Hierfür wird beispielsweise eine Schaltung verwendet, wie sie angegeben ist in Fig. 8 bis 26 (Seite 217) von

Electronic digital techniques

Paul M. Kintner

1968, McGraw-Hill Book Company. New York.

Integrator

Ein digitaler Integrator wird beispielsweise realisiert mit einem »Steilheitsmultiplikator« (engl. rate-multiplier) und einem Vor-Rückwärts-Zähler.

S5 Als Steilheitsmultiplikator kommt beispielsweise die integrierte Schaltung Typ SN7497 der Firma Texas Instruments in Frage, während als Vor-Rückwärts-Zähler beispielsweise die integrierte Schaltung Typ SN74191 der gleichen Firma in Frage kommt. Die erwähnten Schaltungen sind im schon genannten Katalog der Firma Texas Instruments beschrieben. Die prinzipielle Wirkung eines solchen digitalen Integrators wird anhand der F i g. 8 erläutert.

Die Schaltung besteht aus einem Taktgeber 900, welcher mit einem Takteingang 901 eines Steilheitsmultiplikators 902 verbunden ist. Das zu integrierende binäre Signal A wird einer Klemme 903 zugeführt und wird über eine Leitung 904 einem Signaleingang 905 des Steilheitsmultiplikators 902 zugeführt. Zudem wird das zu integrierende Signal über eine Leitung 906 einem Eingang 907 einer Steuereinrichtung 908 zugeführt Ein Ausgang 909 dieser Steuereinrichtung 908 ist über eine Leitung 910 mit einem Eingang 911 eines Vor-Rückwärts-Zählers 912 verbunden.

Ein Ausgang 913 des Steilheitsmultiplikators 902 ist über eine Leitung 914 mit einem ersten Eingang eines UN D-Tores 915 verbunden, während ein weiterer Ausgang 916 der Steuereinrichtung 908 über eine Leitung 917 mit einem weiteren Eingang des UND-Tores 915 verbunden ist Der Ausgang 918 dieses UN D-Tores 915 ist über eine Leitung 919 mit einem Takteingang 920 des Vor-Rückwärts-Zählers 912 verbunden. Schließlich kann das Signal, welches das integrierte Eingangssignal A darstellt, dem Zähler 912 an einer Klemme 921 und über eine Leitung 922 einer Klemme 923 entnommen werden.

Die Wirkungsweise des digitalen Integrators 924 gemäß F i g. 8 ist wie folgt: Wie aus der Beschreibung

des Steüheitsmultiplikators 902 im erwähnten Katalog hervorgeht, ist die Frequenz des digitalen Ausgangssignals an der Klemme 913 proportional zu dem Wert des binären Eingangssignals A am Signaleingang 905. Demzufolge ist die Frequenz des Signals an der Klemme 913 proportional zu dem zu integrierenden Signal A. Wenn nun an der Klemme 916 der Steuereinrichtung 908 ein logisches »eins«-Signal vorhanden ist, gelangt das Ausgangssignal des Steüheitsmultiplikators 902 von der Klemme 913 über eine Leitung 914, über das Tor 915, über eine Leitung 919 auf den Takteingang 920 des Vor-Rückwärts-Zählers 912. Demzufolge ist die Frequenz des Taktsignals an der Klemme 920 des Vor-Rückwärts-Zählers 912 proportional zur Größe des zu integrierenden Signals A. Bei großen Werten, von A wird das Ausgangssignal an der Klemme 923 schneller

zu- oder abnehmen als bei kleinen Werten von A. Die Entscheidung, ob das Ausgangssignal an der Klemme 923 größer oder kleiner werden muß, wird in der Steuereinrichtung 908 getroffen und ist abhängig vom Vorzeichen des zu integrierenden Signals A.

Wie schon erwähnt wurdo, weisen Abtastfilter stets neben dem Signaleingang mindestens einen Steuereingang auf. Das Abtastfilter 43 (vgl. Fig. 3) besitzt demzufolge auch einen Steuereingang 45. Bei jedem

ίο Taktimpuls auf diesem Steuereingang errechnet das digitale Filter neue Werte für (v), k(v), k(v), x(v), a\ ■ k(v) und a> · x(v), weil das Taktsignal über die gestrichelt gezeichneten Verbindungen in F i g. 9 die Steuereinrichtungen der Subtraktioncglieder 60 und 61, der

π Integratoren 62 und 63 und der Multiplikatoren 64 und 66 zugeführt wird (vgl. F i g. 9).

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Fernsteuerung, bei dem auf der Sendeseite aus einer dem Sender zugeführten ersten Hilfsfrequenz /«i eine Fernsteuerfrequenz fs gebildet wird, welche zur ersten Hilfsfrequenz fa ι in einer vorgegebenen ersten Beziehung steht und diese erste Hilfsfrequenz fn\ oder ein diese erste Hilfsfrequenz charakterisierendes Kilfssignal und die Fernsteuerfrequenz fs zu mindestens einem Empfänger übertragen werden, und auf der Empfangsseite aus der ersten Hilfsfrequenz /«ι oder dem sie charakterisierenden Hilfssignal eine zweite Hilfsfrequenz f_H2 gebildet wird, die zu der ersten Hilfsfrequenz fn\ in einer vorbestimmten zweiten Beziehung steht, wobei die Übertragungsleitung die relativen Phasenverschiebungen der auf der Empfangsseite eintreffenden Frequenzen in unvorhersehbarer Weise verändern kann, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig das vorgefilterte Eingangssignal mittels einer Analog/Digitalumwandlung in ein codiertes Signal umgeformt und einer Rechenschaltung zugeführt wird, die in Abhängigkeit von einer an die zweite Hilfsfrequenz (fm) gebundenen Taktfrequenz einem vorgegebenen schmalen Frequenzband entsprechende Ausgangssignale in codierter Form ausgibt.

2. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das vorgefilterte Eingangssignal einer Kaskadenschaltung zugeführt ist, die aus einem ersten digitalen Subtraktionsglied (60), einem zweiten digitalen Subtraktionsglied (61), einem ersten digitalen Integrator (62) und einem zweiten digitalen Integrator r> (63) besteht, daß der Ausgang des ersten Integrators (62) über einen ersten digitalen Multiplikator (64) mit einem zweiten Eingang des zweiten Subtraktionsgliedes (61) und der Ausgang des zweiten Integrators (63) über einen zweiten digitalen Multiplikator (66) mit einem zweiten Eingang des ersten Subtraktionsgliedes (60) verbunden ist, daß alle digitalen Einheiten (60 bis 64, 66) von der Taktfrequenz gesteuert sind und daß das Ausgangssignal zwischen dem ersten und zweiten Integrator abgenommen ist.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kaskadenschaltung ein analoges Vorfilter (35) vorgeschaltet ist.

4. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kaskadenschaltung ein Digital-Analog-Wandler (48) nachgeschaltet ist.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Kaskadenschaltung ein digitaler Komparator (52) nachgeschaltet ist, dessen zweitem Eingang (53) ein digitaler Schwellwert zugeführt ist.

6. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder digitale Integrator (62,63) einen von einem Taktgeber (900) gesteuerten Steilheits- t>o multiplikator (902), einen Vor- und Rückwärts-Zähler (912) und eine Steuereinrichtung (908) aufweist, daß das zu integrierende Signal dem Steilheitsmultiplikator (902) und der Steuereinrichtung (908) zugeführt ist, daß zwischen dem Steilheitsmultiplika- b5 tor (902) und dem Vor- und Rückwärts-Zähler (912) ein UND-Tor (915) angeordnet ist, dessen einer Eingang mit Hern Ausgang des Steilheitsmultiplikators und dessen anderer Eingang mit einem Ausgang der Steuereinrichtung verbunden ist und dessen Ausgang an einen ersten Eingang des Vor- und Rückwärts-Zählers (912) angeschlossen ist, dessen zweiter Eingang mit der Steuereinrichtung (908) verbunden ist, und daß der Ausgang des Vor- und Rückwärts-Zählers den Ausgang des Digitalintegrators bildet