DE2338620B2 - Verfahren und Anordnung zur Fernsteuerung - Google Patents
Verfahren und Anordnung zur FernsteuerungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren von der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art und eine
Anordnung zur Durchführung dieses Verfahrens.
Es sind Fernsteuerverfahren bekannt, bei weLhen
Fernsteuerbefehle mittels Wechselstromimpulsen oder Wechselstromimpulssequenzen übertragen werden.
Dies ist beispielsweise bei der Fernsteuerung bzw. der Signalübertragung über Starkstromnetze, insbesondere
in der Rundsteuerlechnik der Fall. Hierbei werden Wechselstromimpulse einer Fernsteuerfrequenz fs
einem Energieversorgungsnetz mit der Netzfrequenz fs
überlagert Die Übertragung eines Signals über ein Energieversorgungsnetz, beispielsweise ein Mittelspannungsstarkstromnetz
oder ein NiederspannungsstarkstromneJi
stellt im Vergleich zur Signalübertragung über übliche Nachrichtenkanäle ganz besondere Probleme.
Dem Vorteil der weiten Verbreitung eines Energieversorgungsnetzes und damit der Möglichkeit, eine
große Anzahl von an dasselbe angeschlossenen Apparaten und Stromverbrauchern durch die genannten
Signale erreichen bzw. fernsteuern zu können, steht der Nachteil eines hohen Störpegels des Starkstromnetzes
als Nachrichtenübertragungskanal gegenüber. Der Störpegel eines Wechselstrom-Starkstromnetzes setzt
sich hauptsächlich aus Störfrequenzen zusammen, welche bestimmte Harmonische der Netzfrequenz fm
sind. Es kommen aber auch häufig transiente Störspannungen vor.
Da in einem Wechselstrom-Starkstromnetz die Netzfrequenz /)v zeitlich nicht konstant ist, sind es auch
die Harmonischen der Netzfrequenz als Störfrequenzen nicht. Bei der Wahl einer geeigneten Fernsteuerfrequenz
fs muß diesem Umstand Rechnung getragen werden. Im Hinblick auf den hohen Störpegel des als
Übertragungskanal dienenden Starkstromnetzes ist es außerdem vorteilhaft, die Bandbreite der Empfangsvorrichtung
so klein zu wählen, wie dies mit dem Charakter der zu übertragenden Nachrichten vereinbar ist.
Zufolge dieser kleinen Bandbreite ist es dann aber auch notwendig, dafür zu sorgen, daß die Durchlaßfrequenz
der Empfangsvorrichtung, d. h. ihre Ansprechfrequenz, stets möglichst genau mit der tatsächlich ausgesendeten
Fernsteuerfrequenz fs übereinstimmt. Im Hinblick auf
die Schwankungen der Netzfrequenz Λ/ hat es sich als
vorteilhaft erwiesen, die über das Starkstromnetz übertragene Fernsteuerfrequenz Λ, prozentual im gleichen
Maße und im gleichen Sinne zu verändern wie die Netzfrequenz /Jv. Die Fernsteuerfrequenz fs steht
dadurch stets in einer festen Beziehung zur Netzfrequenz //v. Durch diese Maßnahme bleibt bei Schwankungen
der Netzfrequenz der prozentuale Abstand der Fernsteuerfrequenz Avon benachbarten Harmonischen
der Netzfrequenz Fn, welche als Störfrequenzen
auftreten, erhalten. Für die Nachführung der Empfäneeransnrechfreauenz auf die schwankende Fernsteu-
erfrequenz fs sind bereits Verfahren bekannt, vgl.
beispielsweise die Schweizer Patentschrift 4 24 968. Nach diesem Verfahren wird die Empfängeransprechfrequenz
durch einen Mischprozeß unter Zuhilfenahme einer Pilotfrequenz fp gebildet, wobei diese Pilotfrequenz
fo im gleichen Verhältnis zur Netzfrequenz fa
steht wie die Fernsteuerfrequenz fs.
Nachteilig bei diesem bekannten Verfahren ist jedoch die Abhängigkeit der Größe des Ausgangssignais des
Empfängers von der an sich variablen und nicht voraussehbaren Phasenlage zwischen dem empfangenen
Fernsteuersignal und der am Empfangsort vorzugsweise aus der Netzfrequenz erzeugten Pilotfrequenz fp.
Aus der DEOS 21 09 107 ist ein Verfahren zur Fernsteuerung bekannt, bei dem auf der Sendeseite aus
einer dem Sender zugeführten ersten Hilfsfrequenz eine Fernsteuerfrequenz gebildet wird, welche zur ersten
Hilfsfrequenz in einer vorgegebenen ersten Beziehung steht und diese erste Hilfsfrequenz oder ein diese erste
Hilfsfrequenz charakterisierendes Hilfssignal und die Fernsteuerfrequenz zumindestens zu einem Empfänger
übertragen werden und auf der Empfangsseite aus der ersten Hilfsfrequenz oder dem sie charakterisierenden
Hilfssignal eine zweite Hilfsfrequenz gebildet wird, die zu der ersten Hilfsfrequenz in einer vorbestimmten
zweiten Beziehung steht. Die Übertragungsleitung kann dabei insbesondere im Falle von Rundsteuernetzen die
relativen Phasenverschiebungen der auf der Empfangsseite eintreffenden Frequenz in einer nicht vorhersehbaren
Weise verändern. Empfangsseitig wird bei Jem bekannten Verfahren mit einem Abtastfilter gearbeitet,
dessen Übertragungscharakteristik in Abhängigkeit von der zweiten Hilfsfrequenz gesteuert wird.
In dem älteren Patent 22 25 507 wird bereits ein Verfahren vorgeschlagen, mit dem erreicht werden
kann, daß die durch die Übertragungsleitung bedingten relativen Phasenverschiebungen der auf der Empfangsseite eintreffenden Frequenz keine störenden Auswirkungen
haben. Dazu wird gemäß diesem älteren Vorschlag die zweite Hilfsfrequenz fm zur Bildung eines
N-phasigen Steuersignals für mindestens ein N-Pfadfilter verwendet, wobei die Taktfrequenz dieses Steuersignals
pro Pfad des N-Pfadfilters entweder gleich der Fernsteuerfrequenz fs oder eines Bruchteils derselben
gewählt wird. Durch die Verwendung eines N-Pfadfilters und die spezielle Bildung der Taktfrequenz für die
Ansteuerung eines jeden Pfades dieses N-Pfadfilters wird dabei die Phasenabhängigkeit des Ausgangssignals
ausgeschaltet.
Nachteilig bei dem bekannten und auch bei dem vorgeschlagenen Verfahren ist, daß eine über lange
Zeiträume einwandfreie Arbeitsweise mit wirtschaftlich tragbarem Aufwand kaum erreicht werden kann, da die
zur Durchführung dieser Verfahren benötigten Anordnungen mit Widerständen, Kondensatoren und Drosseln
arbeiten müssen, deren technische Daten sich bekanntlich im Laufe der Zeit häufig ändern. Diese
Änderungen können gerade im Falle der Anwendung dieser Verfahren in der Rundsteuertechnik, wo Empfänger
über Jahrzehnte betriebssicher arbeiten müssen, zu Schwierigkeiten führen.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein Verfahren zu schaffen, das es ermöglicht, die Langzeit-Instabilitäten
von Widerständen, Kondensatoren und Drosseln zu vernachlässigen und demgemäß deren
Einfluß auf die Filiercharakteristiken auszuschalten.
Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren gemäß dem Oberbegriff durch die im kennzeichnenden Teil des
Anspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.
Durch die rein digitale Technik wird sichergestellt daß Toleranzen und Langzeit-Instabilitäten von Bauelementen
keinen Einfluß auf die Filtercharakteristik haben. Außerdem ermöglicht es die Verwendung von
Rechenschaltungen, besonders hochwertige Filtereigenschaften zu realisieren, d. h. höhere Selektionswerte
und höhere Flankensteilheiten als dies beispielsweise mit N-Pfadfiltern erreichbar ist. Günstig ist ferner, daß
ίο die Taktfrequenz ebenfalls im Gegensatz zu N-Pfadfiltern
frei gewählt werden kann und daß die Rechenschaltung auf einfache Weise entsprechend den jeweiligen
Frequenzen programmiert werden kann und eine günstige Fertigung in integrierter Schaltungstechnik
möglich ist.
Vorteilhafte Ausgestaltungen einer Anordnung zur Durchführung des Verfahrens sind in den Unteransprüchen
angegeben.
Im folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnung beispielsweise erläutert Dabei zeigt
F i g. 1 ein Prinzip-Schaltbild eines digitalen Abtastfilters,
F i g. 2 die Schrittantwort eines digitalen Tiefpasses, F i g. 3 ein Blockschaltbild eines selektiven Empfangsteils,
F i g. 4 eine Variante eines Empfangsteils,
F i g. 5 ein Schaltbild eines Vorfilters,
Fig. 6 und 6a ein Prinzipschaltbild und eine Übertragungscharakteristik eines Filters zur Erleichtejo rung des Verständnisses der digitalen Anordnungen der folgenden Figuren,
F i g. 5 ein Schaltbild eines Vorfilters,
Fig. 6 und 6a ein Prinzipschaltbild und eine Übertragungscharakteristik eines Filters zur Erleichtejo rung des Verständnisses der digitalen Anordnungen der folgenden Figuren,
F i g. 7 ein Blockschaltbild eines digitalen Filters,
F i g. 8 ein Blockschaltbild eines digitalen Integrators, F i g. 9 ein Blockschaltbild eines digitalen Filters.
In allen Figuren sind sich entsprechende Teile mit gleichen Hinweiszeichen versehen, wobei zu beachten ist, daß Zahlen unter 20 für die Bezeichnung von Anschlüssen integrierter Schaltkreise speziell genannter Typen in Übereinstimmung mit zitierten Katalogdaten benützt werden.
F i g. 8 ein Blockschaltbild eines digitalen Integrators, F i g. 9 ein Blockschaltbild eines digitalen Filters.
In allen Figuren sind sich entsprechende Teile mit gleichen Hinweiszeichen versehen, wobei zu beachten ist, daß Zahlen unter 20 für die Bezeichnung von Anschlüssen integrierter Schaltkreise speziell genannter Typen in Übereinstimmung mit zitierten Katalogdaten benützt werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die empfangsseitig notwendige Selektivität durch mindestens
ein Abtastfilter erzielt, in dieser Schrift wird der Begriff »Abtastfilter« als Oberbegriff für solche Filter vervvendet,
bei denen ein Eingangssignal mit einer Frequenz, welche höher ist als die höchste auszufilternde
Frequenz, abgetastet und das Ergebnis der Abtastung analog oder digital zu einem Ausgangssignal weiterverarbeitet
wird. Beispielsweise stellt ein N-Pfadfilter ein μ analog arbeitendes Abtastfilter dar. Es gibt aber auch
analog arbeitende Abtastfilter in der Art der Transversalfilter mit sogenannter Eimerketten-Schaltung; auch
Digitalfilter gehören dazu.
Abtastfilter der vorgenannten Gattungen weisen γ-, stets neben dem Signaleingang mindestens einen
Steuereingang auf. Bei diesen Filtern ist ihre Übertragungsfunktion in Abhängigkeit von der Frequenz einer
zugeführten Steuerspannung bzw. von Steuerspannungen veränderbar. Schließlich hat die zwischen Eingangsbo
signal und Steuersignal bzw. Steuersignalen bestehende Phasenbeziehung keinen oder doch nur einen praktisch
vernachlässigbaren Einfluß auf die Stärke des Ausgangssignals. Gerade diese letztgenannte Eigenschaft
ist aber für ein Filter für die Erfüllung der der b5 vorliegenden Erfindung zugrunde liegenden Aufgabe
besonders wichtig.
Wegen des periodischen Charakters der Übertraeunesfunktion
irgendeines Abtastfilters ist es in vielen
Anwendungsfällen, so beispielsweise in der Rundsteuertechnik, notwendig, vor dem Abtastfilter ein Vorselektionsfilter
vorzusehen.
Die Fig. 1 zeigt ein Prinzip-Blockschaltbild eines digitalen Abtastfilters, welches bei Beachtung des
Shannon Theorems ein analoges Filter ersetzen kann. In der F i g. 1 bezeichnet 21 eine Eingangsklemme für ein
analoges Eingangssignal uc, 22 einen Analog/Digital-Wandler,
welcher das zugeführte analoge Eingangssignal Ue in eine Zahl nc als digitales Signal umwandelt. ne
wird als Eingangszahl einem Rechner 23 zugeführt, welcher entsprechend seiner Programmierung eine
Ausgangszahl na bildet, welche Ausgangszahl in einem
anschließenden Digital/Analog-Wandler 24 wieder in ein analoges Ausgangssignal u„ umgewandelt an eine
Ausgangsklemme 25 abgegeben wird. Analog/Digital- und Digital/Analog-Wandler können als bekannt
vorausgesetzt werden, vgl. beispielsweise Bulletin 590-2-2 und Bulletin 371-1-2 der Firma Hybrid Systems
Corp., Burlington, Mass., USA, so daß sich hier weitere Angaben erübrigen.
Der Rechner 23 hat nun die Aufgabe, aufgrund einer momentanen Eingangszahl nc und gespeicherter Eingangszahlen
der Vergangenheit sowie aufgrund der momentanen Ausgangszahl nü und aufgrund von
Ausgangszahlen der Vergangenheit eine neue Ausgangszahl zu errechnen, und zwar wird der Rechner nur
ίο eine neue Ausgangszahl errechnen, wenn ihm dazu der
Befehl durch einen zugeführten Taktimpuls gegeben wird. Solche Taktimpulse können dem Rechner 23 von
einem in Fig. 1 nicht gezeichneten Taktgenerator an
einen Takteingang 26 zugeführt werden (vgl. F i g. 1). Es gilt deshalb folgende Beziehung zwischen Eingangszahl
nc und Ausgangszahl n., in Funktion zugeführter
Taktimpulse v:
}. fn\nt(v-\)\, /21 ι«»}, f12\na(v-\)>...].
In dieser Formel bedeuten:
nc =
Eingangszahl
Ausgangszahl
Anzahl Taktimpulse
Funktion des Ausdrucks in eckiger Klammer []
wählbare Funktionen von ν
Es ist somit ersichtlich, daß bei einem in bestimmter Weise programmierten Rechner na nur noch eine
Funktion von ne und ν ist. Nehmen wir an, daß der
Rechner so programmiert ist, daß die Übertragungsfunktion gleich derjenigen eines Filters erster Ordnung
ist. Die Schrittantwort des Filters ist dann von der Art. wie in Fig. 2 dargestellt. Je nachdem nun die
Taktimpulse schnell oder langsam gegeben werden, d. h. je nachdem, ob die Taktfrequenz hoch oder niedrig ist,
hat das durch den Rechner dargestellte System eine kleine oder eine große Zeitkonstante. Da es nun also
möglich ist, durch Variation der Taktfrequenz die Zeitkonstante eines Systems bzw. eines Filters erster
Ordnung zu ändern, ist es auch möglich, dessen Übertragungsfunktion, d. h. Frequenzgang, zu ändern.
Durch Kaskadenschaltung und Rückkopplung mehrerer Systeme erster Ordnung ist es demzufolge auch
möglich, den Frequenzgang eines Systems bzw. Filters höherer Ordnung durch bloße Änderung der Taktfrequenz
zu verändern. Filter der genannten Art bzw. Berechnungsgrundlagen dafür sind beispielsweise zu
finden in folgenden Literaturstellen:
1. Sammelband der Seminarvorträge über digitale Filter, Winter-Semester 1968/69, Institut für technische Physik an der ETH Zürich, herausgegeben
vom Institut für technische Physik an der ETH Zürich.
2. Introduction to digital filters, Novak, Schmid, IEE
transactions on electromagnetic compatibility, Vol. EMClO, No. 2, June 1968.
3. Informationen über integrierte Schaltungen Nr. 19 der »Eimerkettenspeicher«, ein Schieberegister für
Analogsignale, Philips AG, Zürich.
4. Technischer Bericht Nr. 115 / Analoge und digitale
Rechenverfahren zur Approximation vorgegebener Übertragungsfunktionen mit Transversalfiltern,
herausgegeben vom Heinrich-Hertz-Institut für Schwingungsforschung, Berlin-Charlottenburg.
Bei der Fernübertragung von Signalen über ein elektrisches Energieversorgungsnetz ist es bekannt, auf
der Sendeseite aus einer einem Sender zugeführten ersten Hilfsfrequenz, beispielsweise der Netzfrequenz,
eine Signalfrequenz zu bilden, welche zur genannten Hilfsfrequenz, d. h. der Netzfrequenz, in einer vorgegebenen
ersten Beziehung steht. Vergleiche hierzu beispielsweise die Schweizer Patente 3 70145 und
4 47 360. Eine andere Art der Erzeugung einer an eine Hilfsfrequenz, d. h. die Netzfrequenz, in einer vorgegebenen
ersten Beziehung stehenden Signalfrequenz ist beispielsweise in der schweizerischen Patentschrift
4 54 267 beschrieben. Hier wird die Signalfrequenz mittels eines rotierenden Umformers gewonnen. In der
schweizerischen Patentschrift 4 54 267 ist im weiteren erläutert, wie Fernsteuerbefehle gebildet und als
Wechselstromimpulse einem Starkstromnetz überlagert werden und wie dieselben auf der Empfangsseite dem
Starkstromnetz entnommen werden können. Ein Beispiel eines Rundsteuerempfängers ist beispielsweise in
der schweizerischen Patentschrift 5 22 313 beschrieben,
wobei dort ein Empfangsorgan erwähnt ist, welches die empfangenen tonfrequenten Impulse in eine digitale
Impulsfolge umwandelt. Der Empfänger ist an die
so Starkstromleitung angeschlossen, welche neben der Netzfrequenz und ihren mehr oder weniger zahlreichen
Harmonischen auch Störspannungen führt. Während der Übertragung von Fernsteuerbefehlen ist dann
außerdem das Fernsteuersignal mit der Signalfrequenz fs vorhanden. Aufgabe des Empfangsteils ist es nun,
diese Signalfrequenz fs aus dem angebotenen Frequenzgemisch selektiv zu empfangen und eine den Fernsteuerbefehlen entsprechende Impulsfolge abzugeben. Diese abgegebene Impulsfolge kann entweder wieder aus
tonfrequenten Impulsen oder bereits aus digitalen Impulsen bestehen. Aus einer Wechselstrom-Impulsfolge kann in bekannter Weise durch Gleichrichtung und
Impulsformung eine digitale Impulsfolge gebildet werden.
Da nach den erwähnten Literaturstellen der Aufbau eines Rundsteuerempfängers und seine Arbeitsweise im
weiteren als bekannt vorausgesetzt werden kann, beschränkt sich die weitere Beschreibung lediglich auf
den schaltungsmäßigen Aufbau und die Wirkungsweise des auf die Signalfrequenz selektiv ansprechenden
Empfangsteils bzw. Filters.
Die Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild eines selektiven
Empfangsteils mit einem Abtastfilter. Der selektive Empfangsteil ist als Ganzes mit 30 bezeichnet. 31 ist eine
Starkstromleitung, welcher die Signalfrequenz fs überlagert ist. An einen Anschlußpunkt 32 der Starkstromleitung
31 ist eine Eingangsklemme 33 des Empfangsteils 30 angeschlossen. Die an der Eingangsklemme 33
liegende Eingangsspannung wird einerseits einem Eingang 34 eines Vorfilters 35 zugeführt und anderseits
einem Eingang 36 eines Frequenzwandlers 37 für die Erzeugung einer Taktfrequenz für das Abtastfilter des
Empfangsteiis 30. Von einem Ausgang 38 wird das vorgefilterte Eingangssignal einem Eingang 39 eines
Digital/Analog-Wandlers 40 zugeführt. Dieser gibt an seinem Ausgang 41 ein der momentanen Größe des
Eingangssignals entsprechendes Digitalsignal, d. h. einen Zahlenwert, an einen Eingang 42 eines Abtastfilters
43. Das Abtastfilter 43 ist beispielsweise als digitaler Bandpaß ausgebildet. Von einem Ausgang 44 des
Frequenzwandlers 37 wird eine die Durchlaßfrequenz des Abtastfilters 43 steuernde Taktfrequenz einem
Eingang 45 des Abtastfilters 43 zugeführt. Das an einer Ausgangsklemme 46 des Abtastfilters 43 erscheinende
Ausgangssignal hat digitalen Charakter, und es kann, wenn es im Rundsteuerempfänger nicht unmittelbar als
digitales Signal weiterverarbeitet werden kann, einem Eingang 47 eines Digital/Analog-Wandlers 48 zugeführt
werden. Der Digital/Analog-Wandler 48 gibt an seiner Ausgangsklemme 49 ein der empfangenen Fernsteuerfrequenz
fs entsprechendes Ausgangssignal an eine
Ausgangsklemme 50 des Empfangsteils 30 ab.
Die F i g. 4 zeigt als weiteres Ausführungsbeispiel eine vorteilhafte Variante 30' eines Empfangsteils mit einem
Abtastfilter. Mit Ausnahme des letzten Blocks des Schaltbildes gemäß F i g. 4 stimmt der Empfangsteil 30'
mit dem aniiand der F i g. 3 beschriebenen Empfangsteil 30 überein. Gemäß F i g. 4 wird das digitale Ausgangssignal
des Abtastfilters 43 von dessen Ausgangsklemme 46 in digitaler Form einem Eingang 51 eines digital
arbeitenden Komparators 52 zugeführt. Dem digital arbeitenden Komparator 52 wird an eine weitere
Eingangsklemme 53 in digitaler Form, beispielsweise durch feste Verdrahtung, ein Sollwert als Schwellwert
zugeführt. Der Komparator 52 gibt an seiner Ausgangsklemme 54 immer ein Signal logisch 0 ab, solange der
digitale Eingangswert unterhalb des an den weiteren Eingang 53 angelegten Sollwertes liegt. Erreichung bzw.
Überschreiten des genannten Sollwertes durch das Eingangssignal am Eingang 51 hat am Ausgang 54 das
Erscheinen eines Signals logisch »eins« zur Folge. Es ist daraus ersichtlich, daß an der Ausgangsklemme 50' des
Empfangsteils 30' eine einem empfangenen Fernsteuerbefehl entsprechende digitate Impulsfolge erscheint Die
Auswertung einer solchen Impulsfolge kann beispielsweise in der Art erfolgen, wie in der bereits zitierten
schweizerischen Patentschrift 5 22 313 beschrieben.
Im folgenden werden Ausführungsbeispiele für die einzelnen Blöcke der Schaltbilder Fig.3 und 4
beschrieben.
Das Vorfilter 35 kann beispielsweise ein ÄC-Glied
sein, dessen Eckfrequenz vorzugsweise mindestens eine Oktave tiefer liegt als die Signalfrequenz des Abtastfilters.
Durch diese Maßnahme kann die bei Abtastfiltern auftretende Periodizität ihrer Übertragungscharakteristik
beeinflußt werden bzw. es kann die Ansprechempfindlichkeit des Filters bzw. die Ausgangsspannung
durch den durch das RC-G\\ed dargestellten Tiefpaß für
Harmonische der Signalfrequenz vermindert werden. Handelt es sich, wie im vorliegenden Ausführungsbeispiel
angenommen, um den Empfang einer einer Netzspannung überlagerten Signalfrequenz, wobei die
Stärke dieses Signals in der Größenordnung einiger Prozente der Netzspannung liegt, so kann es außerdem
vorteilhaft sein, das Vorfilter 35 so auszubilden, daß die
ίο Netzfrequenz stärker unterdrückt wird als die Signalfrequenz.
Dies kann beispielsweise durch einen dem genannten Tiefpaß vorgeschalteten Hochpaß geschehen.
Die F i g. 5 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Vorfilters 35. Das Eingangssignal wird
von der Klemme 34 über einen Kondensator 55 einem Schaltungspunkt 56 zugeführt, von welchem ein
Widerstand 57 gegen Masse geschaltet ist. Der Kondensator 55 und der Widerstand 57 stellen einen
Hochpaß dar, durch welchen die Netzspannung stärker geschwächtwird als die höher gewählte Fernsteuerfrequenz.
Dem Schaltungspunkt 56 folgt ein ÄC-Glied, bestehend aus einem Widerstand 58 und einem
Kondensator 59 als Tiefpaß, wobei die Eckfrequenz dieses Tiefpasses zweckmäßig mindestens eine Oktave
tiefer gewählt wird als die Taktfrequenz, damit die Harmonischen der Signalfrequenz, auf welche ein
Abtastfilter ebenfalls anspricht, zusätzlich geschwächt werden. Selbstverständlich kann als Vorfilter auch
irgendeine andere bekannte Filterart, beispielsweise ein LC-Filter oder ein aktives RC-Filter usw., vorgesehen
werden.
Als Frequenzwandler 37 für die Erzeugung der dem Abtastfilter zuzuführenden Taktfrequenz aus der
Netzfrequenz kann beispielsweise eine Anordnung gewählt werden, wie sie anhand der Fig. 4 im Katalog
»Phase locked loop linear integrated circuits«, SE565/ NE565, der Firma Signetics Corporation, Sunnyvale, Ca.,
USA, beschrieben ist. Im genannten Katalog ist der Eingang des Frequenzwandlers mit der Zahl 2 und der
Ausgang mit der Zahl 5 bezeichnet. Der genannte, mit 2 bezeichnete Eingang entspricht in den F i g. 3 und 4 der
vorliegenden Beschreibung dem Eingang 36. Der genannte Ausgang 5 entspricht in der vorliegenden
Beschreibung dem Ausgang 44 in F i g. 3 bzw. 4.
Als Analog/Digital-Wandler 40 kann beispielsweise der Typ ADC590-8 der Firma Hybrid Systems Corp.,
Burlington, Mass, USA, verwendet werden. Nähere Angaben über diesen Analog/Digital-Wandler sind zu
finden in der Druckschrift »Data Conversion Products 1972 Condensed Catalog« der genannten Firma unter
der entsprechenden Typennummer.
Als Digital/Analog-Wandler 48 kann beispielsweise der Typ DAC-329 der vorstehend erwähnten Firma
verwendet werden. Auch über diesen Digital/Analog-Wandler
finden sich in der erwähnten Druckschrift nähere Angaben.
Als Digital-Komparator 52 (vgl. Fig.4) kann
beispielsweise ein 4-Bit-Magnitude-Komparator Typ SN7485 der Firma Texas Instruments Ine, Deutschland
GmbH, verwendet werden. Nähere Angaben über diesen Digital-Komparator sind zu finden im Katalog
»The Integrated Circuits Catalog für Design Engineers«, Texas Instruments Ine, 2. Auflage, CC-401/12715, unter
der genannten Typennummer.
Zur Erläuterung des Aufbaus und der Wirkungsweise eines Abtastfilters wird zunächst zur Veranschaulichung
ein analoges Filter mit gleicher Übertragungscharakteristik anhand der F i g. 6 und 6a beschrieben.
In Fig. 6 bezeichnet a eine Eingangsklemme für ein
Eingangssignal r(t). An die Eingangsklemme a ist ein erstes analoges Subtraktionsglied b angeschlossen,
welchem ein zweites analoges Subtraktionsglied c nachgeschaltet ist. Das Ausgangssignal x(t)des zweiten
analogen Subtraktionsgliedes c wird einem ersten analogen Integrator dzugeführt, dessen Ausgangssignal
x(t)an einer Klemme e liegt. Dieses Ausgangssignal x(t) ist zugleich das Ausgangssignal des analogen Bandpasses
gemäß F i g. 6.
Das Ausgangssignal x(t) wird von der Klemme eüber
einen ersten analogen Multiplikator g dem zweiten analogen Subtraktionsglied c zugeführt. Das Ausgangssignal
x(t)des zweiten analogen Integrators /'wird über
einen zweiten analogen Multiplikator h dem ersten
analogen Subtraktionsglied b zugeführt.
Die Differenz zwischen dem Eingangssignal r(t) und
einem Ausgangssignal a2 ■ x(t) des zweiten analogen
Multiplikators Λ wird im ersten analogen Subtraktionsglied b gebildet und als Signal Ef(J dem zweiten analogen
Subtraktionsglied czugeführt
Die Differenz zwischen dem genannten Signal ε(ί)
und einem Ausgangssignal a\ ■ x(t) des ersten analogen
Multiplikators g wird im zweiten analogen Subtraktionsglied cgebildet und ist in F i g. 6 mit ^bezeichnet
Die Fig.6a zeigt einen analogen Bandpaß gemäß F i g. 6 in üblicher Blockdarstellung. Darin bedeuten
R(s) = das Laplace-transformierte Eingangssignal
X(s) = das Laplace-transformierte Ausgangssignal
5 = komplexe Frequenz
a, = Multiplikationsfaktor des ersten Multiplikators
a2 = Multiplikationsfaktor des zweiten Multiplikators
Λ
Bei dieser Übertragungsfunktion sind die Pole bestimmt durch die Nullstellen des Nenners, also durch
ai + a\S + s2 = 0
d. h„ die Pole sind vollständig durch a, und a2 bestimmt.
Resonanzkreisfrequenz und Güte sind durch folgende Beziehungen bestimmt:
Wie die F i g. 6 zeigt, kann ein solcher analoger Bandpaß aufgebaut werden mit drei verschiedenen
analogen Funktnnsblöcken, nämlich Subtraktionsgliedern, Integratoren und Multiplikatoren.
Durch digitale Ausführung dieser Funktionsblöcke entsteht nun ein Digitalfilter, wie dies durch ein
Blockschaltbild gemäß F i g. 7 dargestellt ist Dadurch, daß, ausgehend vom analogen Filter, Funktionblock für
Funktionsblock digitalisiert wurde, ist die Struktur dieses digitalen Filters gemäß Fig.7 gleich wie
diejenige des analogen Filters gemäß F i g. 6.
Einer Eingangsklemme 42 des Abtastfilter 43 (vgl.
F i g. 7) wird ein digitales Eingangssignal r(v) zugeführt und über ein erstes digitales Subtraktionsglied 60 und
ein zweites digitales Subtraktionsglied 61 einem ersten digitalen Integrator 62 zugeführt Dem ersten digitalen
Integrator 62 ist ein zweiter digitaler Integrator 63 nachgeschaltet Das digitale Ausgangssignal des ersten
Integrators 62 wird an eine Klemme 46 abgegeben.
Vom Ausgang des ersten digitalen Integrators 62, d. h., von der Klemme 46, wird über einen ersten
digitalen Multiplikator 64 ein Signal a\ ■ x(v) zum
zweiten digitalen Subtraktionsglied 61 zurückgeführt. Vom Ausgang 65 des zweiten digitalen Integrators 63
wird ein Ausgangssignal x(v) desselben über einen zweiten digitalen Multiplikator 66 als Signal a? · x(v)
zum ersten digitalen Subtraktionsglied 60 zurückgeführt.
Nachfolgend wird nun beschrieben, wie die digitalen Ausführungen der drei genannten Funktionsblöcke
(Subtraktionsglieder, Integratoren und Multiplikatoren) realisiert werden können.
Subtraktionsglied
Hierfür wird beispielsweise eine Schaltung verwendet, wie sie angegeben ist in Fig. 8 bis 25 (Seite 217) von
Electronic digital techniques
Paul M. Kintner
1968, McGraw-Hill Book Company, New York.
Multiplikator
Hierfür wird beispielsweise eine Schaltung verwendet, wie sie angegeben ist in Fig. 8 bis 26 (Seite 217) von
Electronic digital techniques
Paul M. Kintner
1968, McGraw-Hill Book Company. New York.
Integrator
Ein digitaler Integrator wird beispielsweise realisiert mit einem »Steilheitsmultiplikator« (engl. rate-multiplier)
und einem Vor-Rückwärts-Zähler.
S5 Als Steilheitsmultiplikator kommt beispielsweise die
integrierte Schaltung Typ SN7497 der Firma Texas Instruments in Frage, während als Vor-Rückwärts-Zähler
beispielsweise die integrierte Schaltung Typ SN74191 der gleichen Firma in Frage kommt. Die
erwähnten Schaltungen sind im schon genannten Katalog der Firma Texas Instruments beschrieben. Die
prinzipielle Wirkung eines solchen digitalen Integrators wird anhand der F i g. 8 erläutert.
Die Schaltung besteht aus einem Taktgeber 900, welcher mit einem Takteingang 901 eines Steilheitsmultiplikators
902 verbunden ist. Das zu integrierende binäre Signal A wird einer Klemme 903 zugeführt und
wird über eine Leitung 904 einem Signaleingang 905 des Steilheitsmultiplikators 902 zugeführt. Zudem wird das
zu integrierende Signal über eine Leitung 906 einem Eingang 907 einer Steuereinrichtung 908 zugeführt Ein
Ausgang 909 dieser Steuereinrichtung 908 ist über eine Leitung 910 mit einem Eingang 911 eines Vor-Rückwärts-Zählers
912 verbunden.
Ein Ausgang 913 des Steilheitsmultiplikators 902 ist
über eine Leitung 914 mit einem ersten Eingang eines UN D-Tores 915 verbunden, während ein weiterer
Ausgang 916 der Steuereinrichtung 908 über eine Leitung 917 mit einem weiteren Eingang des UND-Tores
915 verbunden ist Der Ausgang 918 dieses UN D-Tores 915 ist über eine Leitung 919 mit einem
Takteingang 920 des Vor-Rückwärts-Zählers 912 verbunden. Schließlich kann das Signal, welches das
integrierte Eingangssignal A darstellt, dem Zähler 912
an einer Klemme 921 und über eine Leitung 922 einer Klemme 923 entnommen werden.
Die Wirkungsweise des digitalen Integrators 924 gemäß F i g. 8 ist wie folgt: Wie aus der Beschreibung
des Steüheitsmultiplikators 902 im erwähnten Katalog
hervorgeht, ist die Frequenz des digitalen Ausgangssignals an der Klemme 913 proportional zu dem Wert des
binären Eingangssignals A am Signaleingang 905. Demzufolge ist die Frequenz des Signals an der Klemme
913 proportional zu dem zu integrierenden Signal A. Wenn nun an der Klemme 916 der Steuereinrichtung
908 ein logisches »eins«-Signal vorhanden ist, gelangt das Ausgangssignal des Steüheitsmultiplikators 902 von
der Klemme 913 über eine Leitung 914, über das Tor 915, über eine Leitung 919 auf den Takteingang 920 des
Vor-Rückwärts-Zählers 912. Demzufolge ist die Frequenz
des Taktsignals an der Klemme 920 des Vor-Rückwärts-Zählers 912 proportional zur Größe des
zu integrierenden Signals A. Bei großen Werten, von A
wird das Ausgangssignal an der Klemme 923 schneller
zu- oder abnehmen als bei kleinen Werten von A. Die Entscheidung, ob das Ausgangssignal an der Klemme
923 größer oder kleiner werden muß, wird in der Steuereinrichtung 908 getroffen und ist abhängig vom
Vorzeichen des zu integrierenden Signals A.
Wie schon erwähnt wurdo, weisen Abtastfilter stets neben dem Signaleingang mindestens einen Steuereingang
auf. Das Abtastfilter 43 (vgl. Fig. 3) besitzt demzufolge auch einen Steuereingang 45. Bei jedem
ίο Taktimpuls auf diesem Steuereingang errechnet das
digitale Filter neue Werte für (v), k(v), k(v), x(v), a\ ■ k(v)
und a> · x(v), weil das Taktsignal über die gestrichelt gezeichneten Verbindungen in F i g. 9 die Steuereinrichtungen
der Subtraktioncglieder 60 und 61, der
π Integratoren 62 und 63 und der Multiplikatoren 64 und
66 zugeführt wird (vgl. F i g. 9).
Hierzu 5 Blatt Zeichnungen
Claims (6)
1. Verfahren zur Fernsteuerung, bei dem auf der Sendeseite aus einer dem Sender zugeführten ersten
Hilfsfrequenz /«i eine Fernsteuerfrequenz fs gebildet
wird, welche zur ersten Hilfsfrequenz fa ι in einer vorgegebenen ersten Beziehung steht und diese
erste Hilfsfrequenz fn\ oder ein diese erste
Hilfsfrequenz charakterisierendes Kilfssignal und die Fernsteuerfrequenz fs zu mindestens einem
Empfänger übertragen werden, und auf der Empfangsseite aus der ersten Hilfsfrequenz /«ι oder dem
sie charakterisierenden Hilfssignal eine zweite Hilfsfrequenz fH2 gebildet wird, die zu der ersten
Hilfsfrequenz fn\ in einer vorbestimmten zweiten
Beziehung steht, wobei die Übertragungsleitung die relativen Phasenverschiebungen der auf der Empfangsseite
eintreffenden Frequenzen in unvorhersehbarer Weise verändern kann, dadurch gekennzeichnet,
daß empfangsseitig das vorgefilterte Eingangssignal mittels einer Analog/Digitalumwandlung
in ein codiertes Signal umgeformt und einer Rechenschaltung zugeführt wird, die in
Abhängigkeit von einer an die zweite Hilfsfrequenz (fm) gebundenen Taktfrequenz einem vorgegebenen
schmalen Frequenzband entsprechende Ausgangssignale in codierter Form ausgibt.
2. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das
vorgefilterte Eingangssignal einer Kaskadenschaltung zugeführt ist, die aus einem ersten digitalen
Subtraktionsglied (60), einem zweiten digitalen Subtraktionsglied (61), einem ersten digitalen Integrator
(62) und einem zweiten digitalen Integrator r> (63) besteht, daß der Ausgang des ersten Integrators
(62) über einen ersten digitalen Multiplikator (64) mit einem zweiten Eingang des zweiten Subtraktionsgliedes (61) und der Ausgang des zweiten Integrators
(63) über einen zweiten digitalen Multiplikator (66) mit einem zweiten Eingang des ersten
Subtraktionsgliedes (60) verbunden ist, daß alle digitalen Einheiten (60 bis 64, 66) von der
Taktfrequenz gesteuert sind und daß das Ausgangssignal zwischen dem ersten und zweiten Integrator
abgenommen ist.
3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kaskadenschaltung ein analoges
Vorfilter (35) vorgeschaltet ist.
4. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kaskadenschaltung ein
Digital-Analog-Wandler (48) nachgeschaltet ist.
5. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Kaskadenschaltung
ein digitaler Komparator (52) nachgeschaltet ist, dessen zweitem Eingang (53) ein digitaler
Schwellwert zugeführt ist.
6. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder digitale Integrator (62,63) einen
von einem Taktgeber (900) gesteuerten Steilheits- t>o
multiplikator (902), einen Vor- und Rückwärts-Zähler
(912) und eine Steuereinrichtung (908) aufweist, daß das zu integrierende Signal dem Steilheitsmultiplikator
(902) und der Steuereinrichtung (908) zugeführt ist, daß zwischen dem Steilheitsmultiplika- b5
tor (902) und dem Vor- und Rückwärts-Zähler (912) ein UND-Tor (915) angeordnet ist, dessen einer
Eingang mit Hern Ausgang des Steilheitsmultiplikators
und dessen anderer Eingang mit einem Ausgang der Steuereinrichtung verbunden ist und dessen
Ausgang an einen ersten Eingang des Vor- und Rückwärts-Zählers (912) angeschlossen ist, dessen
zweiter Eingang mit der Steuereinrichtung (908) verbunden ist, und daß der Ausgang des Vor- und
Rückwärts-Zählers den Ausgang des Digitalintegrators bildet
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