DE2322001A1 - Netzgeraet - Google Patents
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Description
'Advance Electronics Limited, Roebuck Road, Hainault,
Ilford, Essex (England)
Netzgerät
Die Erfindung befaßt sich mit elektrischen Netzgeräten, die aus einem Wechselstrom-Eingang einen Gleichstrom
erzeugen. Es besteht ein wesentlicher Bedarf an Gleichspannungsquellen mit relativ niedriger Ausgangsspannung,
aus denen ein beträchtlicher Strom entnehmbar ist und die am Wechselstromnetz liegt, wobei die
benötigte Gleichspannung verschieden und qewöhnlich wesentlich kleiner als die Wechselspannung ist.
Bislang enthielten die handelsüblichen Netzgeräte zur Erzeugung von Gleichstrom aus Wechselstrom konventionelle
Transformatoren zur Spannungs-Herabsetzung mit nachgeschalteten Gleichrichtern; derartige Schaltungen zeigen
jedoch wesentliche Nachteile. Ein solcher Nachteil bei Systemen, die für relativ hohe Leistung ausgelegt sind,
besteht in der Größe, dem Gewicht und dem beträchtlichen Preis der Transformatoren, die bei Netzfrequenz arbeiten.
Weitere Schwierigkeiten ergeben sich bei der Regelung
HZ/ei
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des Gleichstroniausgängs in Abhängigkeit von schwankenden
Eingangs- oder Ausgangsströmen oder -spannungen.
Zur Überwindung der Nachteile könnte man daran denken,
Netzgleichrichter zu schaffen, bei denen die Wechselspannung direkt gleichgerichtet und die gleichgerichtete
Gleichspannung mit hoher Frequenz umgeschaltet wird, wobei sich dann eine hochfreguente Wechselspannung ergibt, die in einfacher Weise transformiert und gleichgerichtet
werden kann. Obgleich diese Einrichtung ebenfalls mit einem Transformator arbeitet, erlaubt die Verwendung
hoher Freguenzen die Verwendung eines größenmäßig kleineren und preiswerteren Transformators als
die üblichen Netztransformatoren.
Das Hochfreguenzsystem könnte zweckmäßig die Vorteile
von Halbleiter-Schaltern ausnützen, insbesondere ihre kleine Größe; jedoch bringen die üblichen Grenzbedingungen
der Halbleiter schwerwiegende Probleme bei derartigen Gleichrichtern mit sich, insbesondere für Gleichrichter
mit großer Ausgangsstrombelastbarkeit bei niedriger Spannung, sowie bei solchen Gleichrichtern, deren abgegebene
Leistung geregelt werden muß, um unter schwankenden Betriebsbedingungen eine geregelte Spannung oder einen
geregelten Strom aufrechtzuerhalten.
Es bereitet somit beträchtliche Schwierigkeiten, Gleichrichter im Rahmen ihres Leistungs-Solls zuverlässig arbeitend
auszulegen -und dabei die Gefahr von Überstrom
oder Überspannung an den Halbleitervorrichtungen zu vermeiden; insbesondere bereitet es beträchtliche lyiühe,
dafür Vorsorge zu treffen, daß die Halbleiterschalter nicht zufälligerweise in gefährliche Betriebsbedingungen
laufen, die zu einem Ausfalls einer Beschädigung
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oder Zerstörung der Vorrichtung führen könnten, wobei insbesondere die großen Schwankungen der möglicherweise
auftretenden Bedingungen zu berücksichtigen sind. Daher sind geeignete Vorrichtungen gewöhnlich nur mit beträchtlichen
Kosten zu erneuern.
Demzufolge liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen Umformer zu schaffen, der die vorstehend skizzierten
Schwierigkeiten im wesentlichen überwindet. Dazu schlägt die Erfindung ein Stromversorgunqsqerät vor, das
aus einem Wechselstrom-Eingang einen Ausgangs-Gleichstrom
erzeugt und einen Gleichrichter zur Gleichrichtung eines .Wechselstrom-Eingangs in einen al eichgerichteten Ausaano,
eine Halbleiter-Schalteinrichtung zur Umschaltung des gleichgerichteten Ausgangs, einen Transformator aufweist,
an dessen Eingang der umgeschaltete, cleichqerichtete
Strom abwechselnd in entgegengesetzter Polarität 'auftritt und an dessen Ausgang ein Wechselstrom von einem zweiten
Gleichrichter zur Erzeugung des Ausgangs-Gleichstromes
abnehmbar ist, wobei die Frequenz des am Transformatorausoang
auftretenden Wechselstromes wesentlich größer als die Frequenz des Eingangs-Wechselstromes ist, und
wobei ein Regler zur Steuerung des Schaltens der Gleichrichter—Schalteinrichtung
vorgesehen ist, der einen Anlaufspannungsgenerator
zur Erzeugung zwei-er Anlaufspannungs-Signalzüge
aufweist, von denen die jeweiligen Anlaufspannungen sich zeitlich abwechseln, sowie eine Koinzidenzeinrichtung
aufweist, mit der die Koinzidenz einer Anlaufspannung und einer Schwellenspannung feststellbar
ist, wobei schließlich die Halbleiter-Srhalteinrichtung
durch die Koinzidenz-Einrichtung im Hinblick auf die Periode, während der gleichgerichteter Strom dem Transformatoreingang
zugeführt wird, gesteuert wird, und wobei außerdem eine Verstelleinrichtung für die Schwellen- '
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spannung entsprechend einer Größe des Ausgangs-Gleichstromes
vorgesehen Ist.
Die Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Im einzelnen zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm des Umformers;
Fig. 2 schaltungsfnäßige Einzelheiten des Umformers
aus Fig. 1; und
Fig. 3 ein Schutzschild.
Gemäß Fig. 1 wird- ein Wechselstrom von Netzfrequenz und
-spannung, also etwa von 240 V und 50 Hz, an die Anschlüsse 10 angelegt. Die Eingangsspannung wird von einem
Gleichrichter 11 gleichgerichtet, an dessen Ausgang 12
ein Gleichstrom auftritt. Der Ausgang 12 wird auf eine Schalteinheit 13 gegeben, die aus zwei Halbleiter-Schalt—
vorrichtungen, vorzugsweise Transistoren, besteht, die abwechselnd ein und ausgeschaltet werden, und zwar bei
einer Frequenz, die wesentlich höher als die Netzfrequenz ist und vorteilhafterweise in der Größenordnung von einigen
10 kHz oder höher liegt. Folglich ist der Ausgang aus der Schalteinheit 13, der bei 14 auftritt, hochfrequenter
Wechselstrom. Der Ausgangsstrom läuft durch einen Stromfühler
15 und gelangt auf einen Transformator 16 der den
hochfrequenten Wechselstrom auf eine geeignete Niederspannung umformt, die demzufolge bei 17 auftritt und dann
einem weiteren Gleichrichter 18 angeboten wird und schließlich an den Ausgangsanschlüssen 19 erscheint. Obgleich in
der Einheit 16 ein Transformator erforderlich^ist, kann er
wegen seines Betriebes bei einer wesentlich höheren als der Netzfrequenz von kleiner räumlicher Größe sein und
preiswerter sein als ein äquivalenter Transformator, der
bei 50 Hz Netzfrequenz arbeitet.
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Der am Anschluß 19 auftretende Ausgang wird dadurch geregelt,
daß die Periode, während der die Transistoren der Schalteinheit 13 jeweils leiten, gesteuert wird.
Wenn der Arbeitszyklus niedrig ist„ befindet sich jeder
Transistor im eingeschalteten Zustand nur für eine kurze Periode während jedes' Operationszyklus, wobei die Ausgangsgleichspannung
am Anschluß 19 entsprechend reduziert wird*, Durch Vergrößern des Arbeitszyklus kann der Ausgang bei
19 auf den maximal möglichen Wert erhöht werden,,
Dementsprechend wird der Arbeitszyklus der Transistoren der Schalteinheit 13 zum Zweck eines geregelten Ausgangs
bei 19 gesteuert. Dazu ist ein Regler 20 vorgesehen, der verschiedene Verstärker sowie für seinen Betrieb eine
weitere kleine Spannungsversorgunqseinheit 21 besitzt,
die einen geeigneten Niederspannungs-Gleichstrom erzeugt« Die Einheit 21 kann in Anbetracht des geringen Leistungsverbrauchs für ihren Betrieb bei Netzfrequenz arbeiten,
so daß die Verwendung eines Netzfrequenztransformators hier toleriert werden kann. Der Regler 20 erzeugt die gewünschten
Regel-Impulse zur Steuerung der Transistor-Schal teinheit 13 und kann auf den Strom ansprechen, der
von der Netz-Versorgungseinheit gemäß der Feststellung des Stromfühlers 15 gezogen wird« Eine Verbindung vom
Stromfühler zum Regler ist über die Leitung 22 vorgesehen. Der Regler spricht weiterhin Ausgangsspannung
am Anschluß 19 an, und zwar über die Leitung 23o Als
weitere Vorsichtsmaßnahme spricht der Regler auf den Ausgang aus der" Gleichrichtereinheit 21 über die Leitung
24 an, um sicherzustellen, daß keine unerwünschte Betriebsbedingung der Haupt-Schalteinheit 13 auftreten kann, beispielsweise aufgrund eines Ausfalls des·Ausgangs aus der
Einheit 21.
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Dar Ausgang am Anschluß 19 der beschriebenen Versorgungseinheit kann mithin so geregelt werden, daß die Spannung
bei !verschiedenen Lastbedingungen konstant gehalten werden
kann, und die Transistoren der Schalteinheit 13, die sehr teure Komponenten sein können, werden vor Schaden aufgrund
anormaler Betriebsbedingungen geschützte
Figo 2 zeigt im einseinen eine Möglichkeit zur Realisierung
des Systems der in Fig«, 1 dargestellten Arto Gemäß Figo
wird die Eingangs—Netzspannung an den Anschlüssen TB 1
wie dargestellt eingegeben und gelangt durch eine Netz-Sicherung FS 101 In ein Netzfilter MF 1« Der Ausgang aus
dem Filter wird mit Hilfe einer Dioden-Graetz-Gleichrichter=
Brücke D 101 bis D 104 gleichgerichtet und der gleichgerichtete Ausgang wird von den Kondensatoren C 103 gesiebt9
die mit einem Entladewiderstand R 103 versehen sind ο Die am Kondensator C 103 auftretende gleichgerichtete Spannung wird dann zwei Schalttransistoren TR 101 und
TR 102 zugeführt, wobei die Kondensatoren C 101 und C eine sogenannte Halb-Brückenschaltung bilden«, Der Basisstrom
der Transistoren TR 1 und TR 2 wird durch einen Steuerstrom-Eingangstransformator T 102 gesteuert, der
von einer noch zu beschreibenden Steuereinheit gespeist wirdο Der geschaltete Ausgang der Transistor-Halbbrücken-,
schaltung, der aus Glelc.hströmimpulsen_ von entgegengesetzter Polarität und geregelter Dauer besteht, wird
durch die Primärwicklung eines. Stromfühl er·= Transformators
T 101 zur Primärwicklung" eines Spannungs-Umformertransformators
T 105 gegebeno Ein Shunt-Stromkreis bestehend
aus'Widerstand R 103 und Kondensator C 105 bildet
ein Dämpfungsnetzwerk,.das den Schaltleistungsverbrauch
in den Haupt-Schalt-Transistoren optimierte
-Der Kiederspannungsausgang des Transformators T 105 wird
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von den Dioden D 109 und D 110 gleichgerichtet und über
eine Filterspule CH 103, einen Filterkondensator C 106 auf die Ausgangsanschlüsse des Ausgangsblockes TB 3 gegeben-.
Parallel zum Ausgang liegt ein Kondensator C 107 und ein Widerstand R 104 liefert einen kleinen Laststrom,
wenn die äußere Belastung Null ist. Die Kondensatoren C 107, C 109 und C 110 sind zur Reduzierung des
Hochfreguenz-Rauschens vorgesehen, das a,n den Ausganqsanschlüssen
auftreten könnte. Der Kondensator C 104,der über der Sekundärwicklung des Transformators T 105 liegt,
dient zur Unterdrückung von Schaltspitzen, die sich aus
dem Betrieb der Haupt-Schalttransistören ergeben könnten.
-Der Netzstrom läuft nach dem Filter MF 1 ebenfalls durch die Primärwicklung eines Hilfs-Netztransformators T 104,
der mit dem von den Dioden D 105 bis D 108 gebildeten" Brückengleichrichter und den Glattungskondensator Cl eine
kleine Niederspannungs-HilfsVersorgung für den Betrieb
des Reglers und der zugehörigen Einheiten darstellt. Die Reglereinheit weist Transistoren TR 1 und TR2 auf, die
zusammen mit den Widerständen R 1 bis R 4, R 46 und R47 sowie mit den Kondensatoren C 2 und C 3 und den Dioden
D 1 und D2 einen freilaufenden Multivibrator bilden, dessen Ausgang die Kurvenform einer Anlaufspannung besitzt.
Die Art und Weise des Betriebes des Multivibrators ist in der britischen Patentanmeldung Nr. 58 448/71, insbesondere
im Zusammenhang mit deren Fig» 5 beschrieben. Der ungefähr lineare Anteil der.Entladung der Zeitkondensatoren C 2, C 3 durch die Kollektor-Lastwiderstände
R 1 und R 4 findet während des gesamten HaIb-Zyklus1
des Betriebes statt. Ein Transistor TR 7 in Verbindung mit den Widerständen R 5, R6, R 7, R8 und
der Diode D 3 stellt eine Konstant-Strom-Quelle dar.
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Diese Stromquelle teilt sich in drei Transistoren TR 5,
TR 6 und TR 9. Der Strom wird durch den Transistor TR 9
und· einen oder den anderen der Transistoren TR 5 oder TR
fließen, in Abhängigkeit von dem Halbzyklus des Betriebes, wie er von dem Transistor TR 1 oder TR 2 bestimmt ist. Die
Transistoren TR 3 und TR 4 führen den beiden Hälften der Primärwicklung des Transformators T 102 Strom zu j dessen
Sekundärwicklungen das Schalten der Haupt-Schalttränsistören
TR 102 und TR 101 dadurch steuert, daß die Basisstrome jener Transistoren geregelt werden. Die Transistoren TR 5 und
TR 6 steuern jeweils die Transistoren TR 3 und TR. 4.- "
Der Arbeitszyklus des Schaltens der Haupttfansistoreri
wird durch Verändern eines Schwellwertes gesteuert, bei dem das Umschalten eintritt, indem der Betrieb des Transistors
TR 9 gesteuert wird, und wobei der Schwellwert verändert werden kann, wodurch der Arbeitszyklus des Betriebes
und schließlich der mittlere Ausgang des Umformers variiert Werden kann.
Zu Beginn des Halbzyklus des Betriebes läuft ein konstanter Strom durch den Transistor TR 7 und den Transistor TR 9*
Zum gleichen Zeitpunkt des BetriebsZyklus wird - definiert
durch einen Schwellpegel an der Basis - des Transistors TR 9 Strom
aus dem Transistor TR 9 entweder an den Transistor
TR 5 öder TR 6 übergeben, je nach dem vorliegenden HaIbzyklus.
Weiterhin wird der Transistor TR 3 oder TR 4 einen
konstanten Strom führen, der sich bemißt durch den Widerstand
R 7 und die Zenerdiode D 6 sowie entweder durch die
Diode D 5 oder D 7* Diesär konstante Strom wird Weiterhin durch eine variierbare Treiberschaltung gesteuert^
die aus dem Transistor TR 15 und den Widerständen R 36
und R 109 bestehtj deren Arbeitsweise weiter unten noch
beschrieben wird. Der Treiberstrom für die Haupt—Schält-
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transistoren durch TR 3 und TR 4 kann auch über Schaltungen aus den Dioden D 4 oder D 8 und den Transistor
TR 8 laufen in einer Weise, die ebenfalls noch, beschrieben wird.
Die Strombedingungen im Transistor TR 9 sind wesentlich
zur Bestimmung des Arbeitszyklus des Schaltens der Haupttransistoren und damit des Ausgangs des Umformers. Der
Schwellpegel an der Basis dieses Transistors TR 9 wird durch vier Hauptfaktoren beeinflußt.
Der erste dieser Faktoren ergibt sich aus den Betriebsbedingungen
in der Schaltung aus den zwei Widerständen R 25 und R 28, die eine obere Grenze für den Arbeitszyklus
von etwa 85 % des vollen Halb-Zyklus·bewirken.
Die Diode D 9 sorgt für einen oberen Grenzwert für die Basisspannung am Transistor TR 9, um einen Rückstrom
durch die Transistoren TR 9, TR 5 oder TR 6 und TR 2 oder TR 1 zu verhindern..
Der zweite Faktor, der die Arbeitsweise des Transistors TR 9 beeinflußt, ist die Ausgangsspannung am Kondensator
C 1, d.h. die Ausgangsspannung des Hilfs-Versorgungsgerätes.
Um ein zufälliges Auslesen der Haupttransistoren während der Auflaufperiode zu verhindern, ist ein Transistor
TR 11 vorgesehen und in Reihe mit den Widerständen R 28, R 27, Transistor TR 12 und Widerstand R 26 quer
über den Ausgang der Hilfseinheit geschaltet. Die Basis des Transistors TR 11 wird von einer Zenerdiode D 11,
einem Widerstand R 29 und einem Widerstand R 16 gesteuert.
Der dritte Faktor, der den Transistor TR 9 beeinflußt, ist die Ausgangsspannung der Einheit. Die Transistoren
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TR 16 und TR 17 bilden einen Spannungsvergleicher, wobei
der Vergleichsausgang den Basisstrom des Transistors TR steuert, der seinerseits den Basisstrom des Transistors
TR 9 beeinflußt. Diese Schaltung hält die Ausgangsspannung unter Normalbedingungen konstant.
Der vierte, den Transistor TR 9 beeinflussende Faktor ist
der Stromausgang aus dem Strom-Fühler-Transformator T 101,
der im Zusammenhang mit dem Transistor TR 13 in zu beschreibender
Weise.
Die Art und Weise, in der die ersten beiden der genannten Faktoren wirken, dürfte aus der vorstehenden Beschreibung
deutlich geworden sein. Bezüglich des dritten Faktors, nämlich der Art, in der der Transistor TR 9 auf die
Spannungssteuerung anspricht, ist zu bemerken, daß die Diode JD 22, Widerstand R 13 und Transistor TR 18 eine
Konstantstromquelle für eine Bezugsspannunqsdiode D 21 bilden. Die Widerstände R 22 und R 23 und der Kondensator
C 4 koppeln ein Signal, daß aus der Impulsweiten-modulierten
Kurve am Kollektor des Transistors TR 8 integriert wurde,
zurück, so daß sich eine Verschiebe-Spannung an dem
Widerstand R 38 ergibt und damit die lastabhängige Regelunq
der Ausgangsspannung verbessert wird. Die Spannung über R 38, die auf der Referenzspannung der Zenerdiode D 21
steht, wird auf die Basis des Transistors TR17 gegeben,
der mit dem Transistor TR 16 einen üblichen Spannungsvergleicher mit zwei gekoppelten Teilen (long-tailed
pair voltage comparator) bildet. Diese Spannung an der Basis von TR 17 wird demzufolge mit der Spannung an der
Basis von TR 16 verglichen, die aus dem Spannungsteiler,
bestehend aus den Widerständen R 37, R 113 und; R 114, abgeleitet ist. Der Widerstand R 114 ist variabel, um
eine Spannungssteuerung zu ermöglichen, und von außen
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zugänglich, beispielsweise vom Anschluß TB 2 aus, um die
Steuerung und Einstellung von außen ausführen zu können.
Die Ausgangsspannung aus dem Spannungsvergleich erscheint
am Widerstand R 12 im Kollektorkreis des Transistors TR und wird der Basis des Transistors TR 12 zugeführt, die
sich in der Steuerschaltung für den Basisstrom des Transistors
TR 9 befindet. Die Dioden D 19 und D20 schützen die Transistoren TR 16 und TR 17 vor Übergangs-Spannungsspitzen
und der Kondensator C8 verhindert eine Instabilität der Schleife bei der Spannungssteuerung. Die Spannung
an der Basis des Transistors TR 12 bewirkt eine Impulsweiten-Modul ations des Umsetzers in einer Weise, die noch
deutlich werden wird, und die im weiteren in der britischen Anmeldung Nr. 58 448/71 beschrieben ist.
Die Steuerung des Transistors TR.9 entsprechend den Strombedingungen
in der Ausgangsschaltung ergibt eine Langzeit-Stromregelung
und schützt die Einheit gegenüber anhaltenden Überlastungen, schafft eine sofortige Stromregelung
zum Schutz der Haupt-Schalttransistoren TR 101 und TR gegenüber dem Ausfall der Dioden D 109 oder D 110 Oder
des Transformators T 105 und liefert darüber hinaus eine variable Treibersteuerung, um zu verhindern, daß die
Hauptschalttransistoren bei geringer Belastung übersteuert werden. .
Der Strom in der Primärwicklung des Strom-Transformators T 101 verbleibt in einem ungefähr konstanten Verhältnis
zu dem Ausgangs-Gleichstrom und kann daher zu Zwecken der Stromsteuerung verwendet werden. Der Strom in der
Sekundärwicklung des Transformators T 101 wird durch die
Diodenbrücke aus den Dioden D 12 bis D 15 gleichgerichtet und erzeugt eine Spannung über den Widerstand R 35,
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deren Spitzenwert proportional zum Ausgangsstrom ist.
Dieser Spitzenwert wird über Widerstände R 34 und R 33 und den Transistor TR 14 auf den Kondensator C 6 gegeben
und mit der Strom-Referenzdiode D 18 durch den Transistor
TR 14 verglichen. Wenn die Spannung einen hinreichend großen Wert erreicht, schaltet der Transistor TR 13 ab. Dadurch
kann Strom aus dem Widerstand R 10, der früher über den Transistor TR 13 geleitet und von der Diode D 10 gesperrt
wurde, über die Diode D 10 in die Basis des Transistors TR 9 fließen, den Schwellwert anheben und damit
den Arbeitszyklus reduzieren, so daß ein konstanter Strom in die äußere Last fließt.
Ein weiteres Merkmal dieser Schaltung besteht darin, daß wegen der Ladung des Kondensators C 6 aus einer Quelle
niedriger Impedanz, gegeben durch den Transistor TR 14 eine Abhängigkeit von zunehmendem Strom während der
Dauer eines Betriebszyklus' erhalten wird und hinreichend schnell anspricht, um die Hauptschalttransistoren
TR 101 und TR 102 gegenüber Ausfällen von Schaltungskomponenten zu schützen. Besonders hohe Geschwindigkeit
ist bei einem Schutz gegen äußere Überbelastung oder Kurzschlüsse nicht erforderlich, und zwar wegen der Verzögerung,
die im Effekt durch Verwendung der integrierenden Drossel CH 103 erzeugt wird, die verhindert, daß
der Strom mit einer Geschwindigkeit ansteigt, die zu schnell für ein Ansprechen der Steuerschaltung ist. Um
eine Instabilität der Schleife bei konstantem Strombetrieb zu verhindern, hat der Kondensator C 6 eine relativ
geringe Entladungsrate über den Widerstand R 32.
Ein drittes Merkmal der Stromsteuerschaltung ist die
variable Treiberregelung. Für den Umformer ist es er- -
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wünscht, daß die Transistoren TR 101 und TR 102 von einem Basisstrom geschaltet, der so groß wie möglich
ist, so daß sich im Effekt ein gewisser Grad an Übersteuerung ergibt. Dies dient dem Zweck, daß eine derartige
Übersteuerung^ die Stromanstiegzeiten in. den Transistoren
reduziert und damit die Schaltieistungsverluste
reduziert, wodurch sich ein besserer Gesamt-Wirkungsgrad
ergibt. Es ist jedoch auch erwünscht, daß beim Abschalten der Transistoren der Übersteuerungsbetrag
nicht größer als minimal erforderlich ist, da übertriebene Steuerung (Treibung) die Speicherzeit des Transistors
erhöht. Dies erhöht nicht notwendigerweise den Verlust beim Abschalten, kann jedoch zu einem Überlappen der Ladungszeiten der beiden Transistoren führen,
insbesondere bei geringen Werten des Laststromes. Die variable Treibung (Steuerung) wird durch den Umstand erreicht,
daß dann, wenn die ansteigende Auflaufspannung
an der Basis des Transistors TR 5 oder TR 6, je nach dem Halbzyklus der gerade betrachtet wird, den Schwellwert
der Basis von TR 9 erreicht, der vorher in dem Transistor TR 9 fließende Strom etwa in den Transistor TR 5 übertragen
wird und den zugehörigen Stromquellentransistor TR 3 einschaltet. In diesem Augenblick ist der Transistor TR S
noch in Leitung, da der Übergang des Stromes von TR 9 auf TR 5 nicht augenblicklich erfolgt und der Strom beginnt
in dem Transistor TR 3 zu fließen, ehe die Kette aus TR 9, TR 10 und TR 8 den Transistor TR 8 abschaltet.
Wenn der Transistor TR 8 abschaltet, kann die gesamte
Treiberspannung aus dem Transistor TR 3 durch die halbe Primärwicklung des Treibertransformators T 102 laufen
und den Haupt-Schalttransistor TR 102 einschalten, wobei ein großer Wert an Übersteuerung auftritt. Der Transistor
TR 15, der während der Leitunqsperiode des Tran-
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sistors TR 8 abgeschaltet gehalten wurde, und zwar.vermöge der Wirkung der Trenndiode D 17, wird vorübergehend
abgeschaltet gehalten, und zwar durch die Ladung auf dem Kondensator C 12« Wenn der Ladestrom in dem Haupttransformator
T 105 aufgebaut wird, wird dies von dem Strom— transformator T 101 abgefühlt und eine Spannung über den
Widerstand R 35, wie bereits erwähnt, erzeugt. Diese Spannung hält den Transistor TR 15 durch üie Trenndiode
D 16 auf einem Pegels, der von dem Ausgangsstrom abhängt.
Ein variabler Betrag des zur Verfügung stehenden Treiberstromes in dem Widerstand R 7 wird daher durch den Transistor
TR 15 gelenkt und der Betrag des Treiberstromes in dem Transistor TR 102 reduziert sich auf einen Pegel,
der seinem tatsächlichen Kollektorstrom entspricht. Am Ende eines Halbzyklus1 kehren sich die Verhältnisse um,
wobei ein Strom vom Transistor TR 5 zurück zum Transistor TR 9 übertragen wird und den Transistor TR S einschaltet«,
Dadurch wird die Primärwicklung des Treibertransformatofs
T 102 wirksam kurzgeschlossen, der eine niedrige Impedanz zwischen die Basis und den Emitter des Schalttransistors
TR 102 gibt und ihn abschaltet. Diese niedrige Impedanz-Bedingung setzt sich fort bis zum Beginn der nächsten
Leitungsperiode,, wenn TR 101 eingeschaltet und eine
Gegenspannung auf den Transistor TR 102 gegeben wird.
Die Schaltung ergibt weiterhin einen Schutz gegen Überspannung, wenn gewisse Fehler in der Einheit auftreten
können, die eine Überspannung an den Ausgangsanschlüssen erzeugen könnten, die ihrerseits spannungsempfindliche
Lasten beschädigen könnte. Um dies zu verhindern, wird die Ausgangsspannung von einem Transistor TR 20 abgefühlt,
der von den Widerständen R 101, R 108, R 45,- R 42 und R 42 sowie durch einen Thermistor R 44 in einer Weise
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gesteuert wird, daß er an einem gewünschten, ^orbestimmten
Überspannungspegel zu leiten beginnt. Der Thermistor R 44 liefert die Temperaturkompensation für den Temperaturkoeffizienten
der Basis-Emitterspannung des Transistors TR 20. Durch die Widerstände R 14, R 41 und den Kondensator
C 11 wird der Transistor TR 20 den Transistor TR 19 einschalten, und zwar mit einer geringen Verzögerung
aufgrund des Kondensators C 11, dessen Zweck darin besteht, ein Ansprechen auf kurzzeitige Störungs-Spannungsspitzen
zu verhindern. Widerstände R 21 und R 40 sowie der Kondensator 90 sorgen dafür, daß der Transistor TR
den Thyristor SCR 1 durch den Widerstand R 39 schaltet. Dadurch.wird der Treiberstrom vom Widerstand R 7 durch
den Widerstand R 106 gelenkt und verhindert, daß die Transistoren des Umformers eingeschaltet werden.
Es hat sich ergeben, daß gewisse umlaufende Wirbelströme o. dgl. im Chassis Anlaß zu Störungen geben können; daher
werden Abschirmungen zur Begrenzung der kapazitiv erzeugten Ströme verwendet, wobei die Abschirmungen neben
und zwischen den Schaltungskomponenten und etwa einem
Metallchassis angeordnet. Eine typische Abschirmung zeigt Fig. 3; sie besteht aus einer Metallplatte 40, die
mit einer isolierenden Schicht 41 laminiert und von dieser umschlossen ist. Der An der Abschirmung erzeugte
Strom kann in einfacher Weise an geeigneter Stelle in der Schaltung abgeleitet werden, wodurch die Ströme in
dem Chassis vermieden und das Ausmaß an benötigter Filterung reduziert wird.
Vorteilhafte Merkmale der beschriebenen Vorrichtung sind etwa die folgenden:
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(1) Das Verfahren zur Umwandlung einer Gleichspannung
in zwei Reihen von zweiphasigen Impulsen mit gesteuerter
Impulsbreite, mit Hilfe eines Paares von Transistoren TR und TR 6, deren Basis von einem Paar abwechselnd auftretender
Auflaufspannungen (schräg ansteigenden Spannungen)
gesteuert werden, wobei die Leitungszeit dieser Transistoren
durch das Vorliegen einer Schwell-Leitungsspannung bestimmt ist, die von einem dritten Transistor
TR 9 abgeleitet wird.
(2) Die Ableitung eines Paares von zweiphasig,en Auflauf—
spannungen direkt aus einem überkreuz angeschlossenen
Multivibrator TR 1 und TR 2 ohne zusätzliche Integrationsstufe in dem der ungefähr lineare Abschnitt der Entladungskurve
der Zeitkondensatoren G 2 und C 3 durch die Kollektorlastwiderstände R 1 und R 4 während des gesamt
ten Halbzyklus1 der - Schwingung vorhanden ist.
(3) Die Verwendung von Stromimpulsen in dem Schwellpegel-Transistor
TR 9, die in bequemer Weise mit den "Verweil-Zeiten11
oder "Abschalt-Periöden" der Umwandlerstufe zusammenfallen, um den Abschalttransistor TR 8 für die
Steuerung zu betätigen. Diese Impulse können auch dazu dienen, eine koinzideinte Leitung der Hauptinvertertransistören
TR 101 und TR 102 zu verhindern.
(4) Das Verfahren zum Abschalten der Umformerschaltungen, wodurch im Augenblick des Abschaltens ein Transistor TR 8
in die Leitung geschaltet wird und eine niedrige Impedanz
über die Primärwicklung des Treiber-Transformators T 102
schlägt. Diese niedrige Impedanz kann dann, wenn sie durch
das Quadrat des WindungsVerhältnisses des Treibertransformators
übersetzt wird, hinreichend Gegen-Basisstrom
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aus den Umformer-Transistoren TR 101 und TR 102 absaugen
und ihr schnelles Abschalten veranlassen.
(5) Das Verfahren zur Veränderung der Umformer-Transistor-Steuerströme
(Treiberströme) mit dem Ladestrom durch Verwendung
des Ausgangs des Stromfühlertransformators T 101 zur Steuerung eines Transistors TR 15, der einen Teil
des durch R 7 erzeugten Konstantstromes abzieht und ihn von dem Treibertransformator T 102 weglenkt.
(6) Die Verwendung eines Kleinsignal-Thyristors, der in den Steuerschaltungen arbeitet, um einen Schutz gegen
Überspannung zu haben, anstelle eines großen, verlustreichen Querbügels über den Ausgangsklemmen.
(7) Die Schaffung eines Mittelpunktes der Gleichspannung mit Hilfe kleiner Hochfrequenz-Ansprechkondensatoren ClOl
und C102 anstelle eines Aufteilens des Hauptspeicherkondensators C 103 für 100 Hz. Dies ist besonders platzsparend,
da ein einziger Kondensator für eine Belastbarkeit von etwa 400 V nur etwa halb soviel Raum einnimmt wie zwei
äguivalente 200 V-Kondensatoren in Reihe geschaltet,
führt ferner zur Schaffung einer Niederimpedanzquelle für hochfrequente Ströme, die in den Ausgangstransformator
T 105 fließen müssen und schafft weiterhin einen Sicherheitsfaktor für den Fall eines plötzlich fehlenden
Abgleichs der Umformer-Leitungsζeiten aufgrund der relativ
geringen in den Kondensatoren C 101 und C 102 gespeicherten Energie.
(8) Das Verfahren zur Verhinderung gleichzeitiger Leitung beider Umformer-Transistoren TR 101 und TR 102 durch
Stromfühler-Transformator T 101 oder, auf Wunsch, durch
sein Äquivalent einer dritten Wicklung auf dem Ausgangs—
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transformator T 105, um Kleinsignal-Transistoren, die
zwischen der Basis und dem Emitter der Umformer-Transistoren TR 101 und TR 102 eingeschaltet sind, zu
steuern, derart, daß dann, wenn ein Umformertransistor
gleitet, der Kleinsignal-Transistor, der über dem anderen
Umformer-Transistor geschaltet ist, eingeschaltet wird
und somit die Leitung in jenem Umformer-Transistor verhindert.
(9) Das Verfahren zur Verzögerung des Auftretens des
variablen Steuerstromes durch Hinzufügung eines Kondensators C 12, der es ermöglicht, daß der volle Trei-"
ber (Steuer-)Strom für den Anfangsteil der Leitungsperiode aufgegeben wird. Dadurch ergibt sich eine sehr
schnelle Stromeinschaltung in den Umwandler-Transistoren
TR 10.1 und TR 102.
(10) Das Verfahren zum Anlegen eines lokalen Rückkopplungssignals
in dem Spannungsverstärker TR 16 und TR 17 durch Integrieren der impulsbreiten-modulierten
Kurve (an dem Kollektor von TR 8) und Anlegen des integrierten
Wertes an R 38.
(11> Das Verfahren des Stromschutzes, wodurch'eine sehr
schnelle Schutzwirkung gegenüber zunehmenden Überlastungen dadurch gegeben ist, daß der Kondensator C 6 zur
Stabilisierung der Stromschleife aus einer Quelle TR 14
von niedriger Impedanz geladen und über eine relativ hohe Impedanzlast R 32 entladen wird. Schließlich
(12) die Schaffung von Abschirmungen zum Ableiten kapazitiver
Streuströme und deren Beschränkung auf die Einheit. .
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Insgesamt wurde ein Umformer, insbesondere ein Netzgerät,
zur Erzeugung einer Gleichspannungsleistung bei
niedriger Spannung aus üblicher Netz-Wechselspannung beschrieben, der ohne schwergewichtige Netztransformatoren
auskommt. Die Wechselspannung wird gleichgerichtet und mit hoher Frequenz wechselgerichtet, auf niedrige
oder eine andere Spannung transformiert und erneut gleichgerichtet. Die Regelung der Schalteinrichtung
geschieht durch Vergleich von Auflaufspannungen gegen
eine Schwellenspannung und die Schwellenspannung wird entsprechend gewisser Variablen gesteuert, darunter
Ausgangsspannung und Ausgangsstrom, um den Arbeitszyklus
.der Schalteinrichtung und damit den Ausgang entsprechend zu verändern.
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Claims (9)
1. An eine Wechselspannungsquelle anschließbares Versorgungsgerät
zur Abgabe von Gleichstrom an eine Last mit einem Gleichrichter, in welchem der aus der Wechselstromquelle
aufgenommene Wechselstrom gleichgerichtet wird, dadurch gekennzeichnet, daß in einer Halbleiter-Schalteinrichtung
(TR 101, 102) der Gleichrichter-Ausgang wechselgerichtet wird; daß der wechselgerichtete
Strom in abwechselnd entgegengesetzter Polarität auf den Eingang eines Transformators gegeben wird, an dessen
Ausgang ein Transformator-Wechselstrom auftritt; daß der Transformator-Wechselstrom in einem zweiten Gleichrichter
zur Erzeugung des von dem Gerät abgegebenen Ausgangs-Gleichstromes gleichgerichtet wird, wobei die
Frequenz des Transformator-Wechselstromes wesentlich
größer als die Frequenz des aus der Wechselspannungsquelle
entnommenen Wechselstromes ist; daß ein Regler zur Steuerung des Umschaltens der Halbleiter-Schalt—
einrichtung vorgesehen ist und einen Anlaufspannungsgenerator
aufweist, wobei zwei AnIaufspannungszüge mit
zeitlich abwechselnden Anlaufspannungen erzeugt werden;
daß eine Koinzidenzeinrichtung die Koinzidenz einer Anlauf— Spannung mit einer Schwellwertspannung aus einer
Schwellwertspannungsquelle" feststellt und die Halbleiter-Schalteinrichtung
steuert, wodurch die Periode geregelt wird, während welcher der wechsel gerichtete Strom dem
Transformatoreingang zugeführt wird; und daß eine Einrichtung zur Veränderung der Sclmeilwertspannung ent- ,.
sprechend einer von dem an die Last abgegebenen'Ausgangs-
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gleichstrom abhängigen Größe vorgesehen ist.
2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler eine Konstantstromquelle, einen ersten, zweiten
und dritten Transistor aufweist, durch die parallel ein konstanter Strom aus der Quelle laufen kann; daß
an den ersten und zweiten Transistor jeweils ein Anlaufspannungszug anlegbar ist; und daß der Strom in dem
dritten Transistor entsprechend der Schwellwertspannung gesteuert wird.
3. Gerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß aus dem ersten und zweiten Transistor Impulse an die
jeweilige Halbleiter-Schalteinrichtung gegeben werden, die sie in die Leitung schalten; daß ein vierter Transistor
an die Ausgänge des ersten und zweiten Transistors angeschlossen ist und die Impulse aus den ersten und zweiten
Transistoren beendet, wodurch die Halbleiter-Schalteinrichtungen in die Nicht-Leitung zurückgeführt werden; und
daß der vierte Transistor entsprechend dem Ausgang der Koinzidenzeinrichtung gesteuert wird.
4. Gerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiter-Schalteinrichtung Schalttransistoren aufweist; daß der vierte Transistor eine niedrige Impedanz
an dem Eingang der Halbleiter-Schalttransistoren bilden kann, wodurch der Gegen-Basisstrom aus den Transistoren
abgezogen und ein schnelles Abschalten in die NichtLeitung der Transistoren erreicht wird.
5. Gerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Stromfühlereinrichtung (15) einen von einem Strom
abhängigen Ausgang erzeugt, wobei der Strom eine Funktion des von dem Gerät abgegebenen Gleichstromes ist; daß ein
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stromabfühlender Steuertransistor vorgesehen ist, dessen
Strom von dem Ausgangsstrom der Stromfühlereinrichtung abhängt; daß der Steuertransistorstrom den konstanten
Strom beeinflußt, der sich auf den ersten, zweiten und dritten Transistor aufteilt, wodurch das Schalten der
Halbleiter-Schalteinrichtungen als Funktion des von
dem Gerät abgegebenen Ausgangsgleichstromes gesteuert wird.
6. Gerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß
eine kapazitive Verzögerungseinrichtung zur Ansprechverzögerung
des Gerätes auf den abgegebenen Gleichstrom vorgesehen ist.
7. Gerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß
die Stromfühlereinrichtung ein Stromtransformator mit
einer ersten und einer zweiten Wicklung ist, wobei durch die erste Wicklung ein von der Schalteinrichtung wechselgerichteter
Strom fließt, und einen Gleichrichter enthält, der die an der zweiten Wicklung des Stromtransformators auftretende Spannung gleichrichtet.
8. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Schalttransistoren an den jeweiligen Eingang der Halbleiterschalteinrichtungen angeschlossen sind, die im
leitenden Zustand eine Leitung des mit ihnen verbundenen
Halbleiter-Schalters verhindern; daß' ein Stromtransformator mit einer ersten Wicklung vorgesehen ist, durch den
ein Impulsstrom fließt, der den wechselgerichteten Aus-
i gang der Halbleiterschalteinrichtung variiert, wodurch in
einer zweiten Wicklung des Transformators ein Strom induziert wird, der die Schalttransistoren steuert, so daß
das Schalten der Halbleiter-Schalter abwechselnd auftritt
und eine gleichzeitige Leitung in den beiden Teilen der
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Halbleiter-Schalteinrichtung vermieden wird.
9. Gerät nach Anspruch 1 mit einem elektrisch leitfähigen
Chassis, auf dem mindestens eine Schaltungskomponente befestigt ist, dadurch gekennzeichnet, daß
eine elektrostatische Abschirmung an der Komponente vorgesehen ist, wobei die elektrostatische Abschirmung
mit einem auf Bezugspotential liegenden Punkt verbunden ist und umlaufende Streuströme in dem Chassis verhindert,
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Leerseit e
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB2022072A GB1436106A (en) | 1972-05-01 | 1972-05-01 | Power supply devices |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2322001A1 true DE2322001A1 (de) | 1973-11-22 |
Family
ID=10142381
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19732322001 Pending DE2322001A1 (de) | 1972-05-01 | 1973-05-02 | Netzgeraet |
Country Status (2)
Country | Link |
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DE (1) | DE2322001A1 (de) |
GB (1) | GB1436106A (de) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
IT1218316B (it) * | 1982-03-17 | 1990-04-12 | Ates Componenti Elettron | Circuito di comando in commutazione di carichi induttivi,integrabile monolicamente,comprendente uno stadio finalein push-pull |
DE3238574A1 (de) * | 1982-10-19 | 1984-04-19 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Schaltnetzteil |
-
1972
- 1972-05-01 GB GB2022072A patent/GB1436106A/en not_active Expired
-
1973
- 1973-05-02 DE DE19732322001 patent/DE2322001A1/de active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB1436106A (en) | 1976-05-19 |
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