DE2317120A1 - Digitales steuersystem - Google Patents

Description

Shiba Electric Co., Ltd., Tokyo/Japan Nippon Hoso Kyokai, Tokyo/Japan

Digitales Steuersystem

Die Erfindung bezieht sich auf ein Steuersystem mit einem Phasenvergleicher, einem Frequenzdiskriminator, einem Frequenzmodulator und einem Phasenmodulator. Der Phasenvergleicher bildet eine Phasendifferenz zwischen einem Bezugssignal und einem zu steuernden Signal, wobei die Phasendifferenz an den Frequenzmodulator als Modulationssignal abgegeben wird, um ein frequenzmoduliertes Trägersignal zu erzeugen. Der Frequenzdiskriminator bildet eine Frequenzdifferenz zwischen dem Bezugssignal und dem zu steuernden Signal, wobei die Frequenzdifferenz an den Phasenmodulator als ein Modulationssignal abgegeben wird, um ein phasenmoduliertes Trägersignal zu erzeugen.

In einem derartigen Steuersystem arbeitet ein .den Phasenvergleicher und den Frequenzmodulator umfassender Steuerkreis als Integral-Steuerkreis (der nachstehend auch als I-Steuersystem oder I-Schleife bezeichnet werden wird), und ein den Frequenzdiskriminator und den Phasenmodulator umfassender Steuerkreis dient als Differential-Steuerkreis

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(der nachstehend auch als D~Steuersystem oder D-Schleife bezeichnet werden wird)ο In vielen Fällen ist ferner ein Proportional-Steuersystem oder eine Proportional-Schleife (nachstehend als P-Steuersystem oder P~Schleife bezeichnet) vorgesehen, in der die von dem Phasenvergleicher gewonnene Phasen«= differenz dem Phasenmodulator als ein Modulationssignal zugeführt wird, um einen phasenmodulierten Träger zu erzeugen, oder die von dem' Frequenzdiskriminator gelieferte Frequenzdifferenz wird dem Frequenzmodulator als Modulationssignal zugeführt, um einen frequenzmodulierten Träger zu erzeugen» Im allgemeinen enthalten die P-, I- und D-Steuerkreise bzw. -Regelschleifen jeweils eine Verstärkungseinstelleinrichtung.

Das Steuersystem der oben erwähnten Art ist in großem Umfang als Servomechanismus in Video-Bandaufzeichnungsgeräten (die nachstehend auch als VTR-Geräte bezeichnet werden) für eine magnetische Aufzeichnung einer Bildinformation auf einem Magnetband und zur Wiedergabe bzw. Reproduzierung einer auf dem Magnetband aufgezeichneten Bildinformation verwendet worden. _; ■

Heutzutage nehmen Rundfunkprogramme durch VTR-Geräte einen über 70% liegenden Anteil der gesamten Rundfunkprogramme ein. Demgemäß besteht der Wunschj die Stabilität Von VTR-Geräten zu verbessern und ohne eine Nachstimmung der VTR-Geräte zur reibungslosen, d.h. ungestörten Durchführung des Rundfunkprogramms auszukommen. Um eine derartige Forderung zu erfüllen, sind Untersuchungen angestellt worden, die Stabilität und Zuverlässigkeit des Servomechanismus der VTR-Geräte zu verbessern» Durch die Erfindung ist mit Erfolg ein gänzlich neues digitales Steuersystem entwickelt worden^ das viele Nachteile bekannter, analog arbeitender Steuersysteme vollständig zu überwinden gestattet.

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In Fig. 1 ist in einem Blockdiagramm ein üblicher Aufbau eines bekannten Serve-systems gezeigt, welches zur Steuerung einer Videokopftrommel eines VTR-Gerätes dient. Im allgemeinen ist das Servosystem für eine derartige Videokopftrommel aus einem Phasenvergleicher 1 für die Feststellung einer Phasendifferenz, einem Frequenzdiskriminator 2 für die Ermittelung einer Frequenzdifferenz, einem Frequenzmodulator 3» einem Phasenmodulator 4 und Verstärkungseinstelleinrichtungen 5, 6 und 7 aufgebaut. Bei dem bekannten Servosystem arbeiten alle diese Bauelemente in einem Analogbetrieb. Dies bedeutet, daß bei der bekannten Servoeinrichtung, bei der eine zur Drehzahl eines Synchronmotors 11 in Beziehung stehende Drehzahl-Impulsfolge zur Steuerung einer Videokopftrommel 14 in Phase mit einer Bezugsimpulsfolge sein muß, eine für die Drehzahl der Videokopftrommel 14 charakteristische Impulsfolge durch einen Tachometerkopf 8 ermittelt wird, der nahe einer sich drehenden Scheibe 13 angeordnet ist, in der ein Polstück oder Polstücke eingebettet sind und die durch den Synchronmotor 11 angetrieben wird. Die ermittelte Impulsfolge wird dabei einem Impulsformer 9 zugeführt, der die Drehzahl-Impulsfolge erzeugt. Die so erzeugte Drehzahl-Impulsfolge wird dem Phasenvergleicher 1 zusammen mit der Bezugs-Impulsfolge zugeführt, und außerdem wird die betreffende Drehzahl-Impulsfolge dem Frequenzdiskriminator 2 zugeführt. Durch den Phasenvergleicher 1 und den Frequenzdiskriminator 2 erzeugte Fehlerspannungen werden in Speicherkondensatoren während einer einer Abtastperiode entsprechenden Zeitspanne gespeichert und dann an den Frequenzmodulator 3 bzw. Phasenmodulator 4 als Modulationssignale abgegeben, nachdem deren Verstärkungen durch Gleichspannungsverstärker und einstellbare Widerstände eingestellt sind, die als Verstärkungseinstellglieder 5 und 7 arbeiten. Es sei darauf hingewiesen, daß in Fig. 9 die VerStärkungseinsteil-

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. - 4 »5 I / I Z. U

einrichtungen 5₅ 6, und 7 für die Ι--,-P- bzw, D-Steuerkreise vorgesehen sind. Ein Ausgangssignal des Phasenmodulators 4 wird über einen Motorsteuerverstärker bzxir. =treiberverstärker an den Synchronmotor 11 abgegeben, um die Drehung der Videokopftrommel 4 mit der Bezugs-Impulsfolge zu synchronisieren.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten bekannten Steuersystem sind .P-, I- und D-Steuerkreise bzw. -schleifen vorgesehen. Es ist dabei jedoch nicht immer notwendig, sämtliche P-, I-· und D= Steuerungen vorzunehmen; vielmehr mag, sofern überhaupt erforderlich,, lediglich die !-Steuerung oder die I=D~Steuerung ausgeführt werden.

Das in der vorstehend erwähnten Weise aufgebaute bekannte Servosystem weist die folgenden Nachteile aufs

(1) Da sich eine Eigenschwingungsfrequenz eines den Frequenzmodulator 3 bildenden durchstimmbaren Oszillators mit einer !Temperaturänderung, etc. ändert, kann ein Phasenfehler auf Grund der Frequenzänderung zwischen der Bezugs-Impulsfolge und der zu steuernden Drehzahl-Impulsfolge auftreten,

(2) In dem Phas.envergleich.er 1 und dem Frequenzdiskriminator 2 wird von einer Abtasthalteschaltung Gebrauch gemacht.

Eine Eingangsimpedanz einer nachfolgenden Stufe konnte jedochnLcht hinreichend hoch gemacht werden, so daß der Haltebetrieb unvollständig wird, und zwar insbesondere im Falle einer langen Abtastperiode. ,

(3) Der Abtasthalteschaltung folgt normalerweise ein Gleichstromverstärker mit einer relativ hohen Eingangsimpedanz. Auf Grund der Temperaturänderung tritt jedoch eine starke Abwanderung bzw. Drift des Arbeitspunktes des Gleichstromver- . stärkers auf.

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(4) Da von analogen Schaltungen Gebrauch gemacht wird, neigt die Verstärkung der verschiedenen Teile dazu, sich zu ändern.

(5) Da in den Oszillator, etc., bildenden MuIt!vibratoren enthaltene große Kondensatoren nicht als integrierte Schaltungen ausgebildet werden können, ist es schwierig, eine Servoeinrichtung von geringer Größe zu bauen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, ein digitales Steuersystem zu schaffen, in welchem sämtliche Steuersignale als digitale Größen behandelt werden und in welchem sehr einfache digitale Schaltungselemente, wie Flipflops*NAND-Schaltungen, etc., in einer solchen Weise angeordnet bzw. zusammengestellt werden können, daß sämtliche Instabilitätsfaktoren des bekannten, analog arbeitenden Steuersystems, wie Oszillatorfrequenzänderungen, Arbeitspunktverschiebungen von Verstärkern, Verstärkungsänderungen in verschiedenen Teileii, Unzulänglichkeiten bezüglich des Abtasthaltevorgangs, etc., vermieden werden können. Im übrigen ist eine digitale Steuereinrichtung geringer Größe und hoher Zuverlässigkeit zu schaffen. Ferner ist ein digitales Servosystem zu schaffen, welches sich insbesondere für eine stabile und zuverlässige Steuerung der Drehung der Videokopftrommel eines Video-Bandaufzeichnungsgeräts eignet.

Gemäß dem Grundkonzept der vorliegenden Erfindung werden sämtliche Operationen, wie die Erkennung einer Phasendifferenz, die Erkennung einer Frequenzdifferenz, eine Verstärkungseinstellung, eine Frequenzmodulation und eine Phasenmodulation, in einem digitalen Betrieb ausgeführt. Dies bedeutet, daß bei dem digitalen Steuersystem gemäß der vorliegenden Erfindung z.B. eine Phasendifferenz in eine Binärzahl umgesetzt wird, indem die Phasendifferenz mit Taktimpulsen quantisiert wird,

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welche eine Frequenz besitzen^ die hinreichend höher ist als eine Abtastfrequenz. Diese Binärzahl wird dann in einem Register während/einer Abtastperiode entsprechenden Zeitspanne gespeichert. Die so gespeicherte Phasendifferenzinforisation wird durch binäre Operationen verarbeitet bzw. behandelt, die erforderlich sind für die Verstärkungseinstellung, und außerdem wird die betreffende Phasendifferenzinformation als ein eine Frequenzmodulation in einer speziellen Weise bewirkendes Signal verwendet, ohne daß eine Umsetzung digitaler Größen in analoge Größen erfolgt.

In der vorliegenden Anmeldung wird das digitale Steuersystem gemäß der Erfindung im einzelnen an Hand eines Beispiels erläutert, gemäß dem das digitale Steuersystem dazu benutzt wird, eine Drehzahl eines Synchronmotors für den Antrieb der Videokopftrommel eines Video-Bandaufzeichnungsgeräts bzw. VTR-Geräts zu steuern. Es sei darauf hingeifiesen, daß das digitale Steuersystem gemäß der Erfindung auch als. Steuersystem irgendwelcher anderen Video- bzw. Bildaufzeichnungs- und Wiedergabe einrichtungen, wie eines Elektronenstrahl-Bildaufzeichnungsgeräts (EVR), oder als Steuersystem von digitalen Steuereinrichtungen, numerischen Steuereinrichtungen, etc. verwendet werden kann.

In dem digitalen Steuersystem gemäß der Erfindung wird eine Regelabweichung durch Taktimpulse derart quantisiert, daß die betreffende Abweichung in eine Binärzahl umgesetzt ist. Die so erhaltene Binärzahl (digitales Fehlersignal) wird während einer einer Abtastperiode entsprechenden Zeitspanne in Flipflops gespeichert, und sodann wird das digitale Fehlersignal den Modulatoren zugeführt,wobei /Verstärkung durch eine digitale Operation (binäre Operation) eingestellt wird, ohne daß eine Umsetzung des betreffenden Signals in eine analoge Größe

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erfolgt. Sämtliche in dem digitalen Steuersystem gemäß der Erfindung benutzten Modulatoren sind SpezialZähler mit speziellen Schaltungsaufbauten. Als Frequenzmodulator wird ein Zähler verwendet, der ein Frequenzuntersetzungsverhältnis besitzt, welches sich in Abhängigkeit von dem digitalen Fehlersignal ändert, und als Phasenmodulator wird ein Zähler verwendet, der als Impulsverzögerungseinrichtung mit einer veränderbaren Verzögerungszeit wirkt. Damit weist das digitale Steuersystem gemäß der Erfindung, bei dem Regelabweichungen in digitale Größen (Binärzahlen) umgesetzt werden, folgende Vorteile auf:

(1) Es ist nicht erforderlich, einen Gleichstromverstärker, einen durchstimmbaren Oszillator, einen großen Kondensator, etc. zu verwenden.

(2) Demgemäß ändern sich Arbeitspunkte und Verstärkungen bzw. Verstärkungsfaktoren verschiedener Teile bzw. Schaltungsteile nicht in' Abhängigkeit von Änderungen einer Quellspannung und von der Umgebungstemperatur.

(3) Die Ermittelung einer Regelabweichung und die Modulation werden mit Hilfe von Taktimpulsen vorgenommen, die von einem eine hohe Stabilität besitzenden Quarzoszillator erzeugt werden, so daß die Schwingungsfrequenz stabilisiert und die Abdrift zu einem großen Ausmaß herabgeserikt ist.

(4) Da digitale Signale behandelt bzw. verarbeitet werden, ist kein Einfluß einer Überlagerung unnötiger Signale vorhanden.

Die obigen Vorteile führen dazu, daß das Steuersystem eine hohe Stabilität besitzt und daß keine Nachstellung in Abhängigkeit von Änderungen von Umgebungsverhältnissen erforderlich ist. Darüber hinaus können integrierte Halbleiterschaltungen verwendet werden, die in starkem Maße entwickelt worden sind, so daß eine Möglichkeit gegeben ist, die Anzahl

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und Arten von zu verwendenden Elementen zu verringern« Demgemäß kann außerdem erwartet werden? daß durch das Steuer= system eine verbesserte Zuverlässigkeit und geringe Größe erzielt wird.

Vergleicht man das bekannte analoge Steuersystem und das digitale Steuersystem gemäß der Erfindung hinsichtlich ihrer Grundoperationen, so ergeben sich folgende, aus der nachstehenden Tabelle ersichtliche Unterschiede«

Tabelle

Oszillator

Phasenvergleich

Frequenzunterscheidung

Frequenzmodulation

Pha s e nmo dulation

Abtasthaltevorgang

Verstärkungseinstellung

Digiales System Quarzoszillator

Messung eines Impulsintervalls

Messung einer Impulsintervalldifferenz

Ändern des Teilerverhältnisses des Frequenzteilers

Ändern der Verzögerungsgröße

Binärzahlen-Speicher

Verschiebung, Addition und Subtraktion Analoges System,

selbstschwingender Oszillator

Abtastung einer trapezförmigen Welle

Vergleich der Phase mit einem um einen Zyklus verzögerten Impuls

Frequenzmodulation mittels durchstimmbarem Oszillator '

Phasenmodulation durch ge gähnte s Signal

Potentialfe sthaltung durch Kondensator

Gleichstromverstärker und einstellbarer Widerstand

An Hand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend näher erläutert.

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Fig. 1 zeigt in einem Blockdiagramm einen allgemeinen Aufbau eines bekannten Servosystems für eine Videokopftrommel eines Video-Bandaufzeichnungsgeräts.

Fig. 2 zeigt in einem Blockdiagramm eine Ausführungsform des digitalen Steuersystems gemäß der Erfindung, in welchem eine I-D-Steuerung vorgenommen werden kann.

Fig. 3 (A) bis 3(L) zeigen verschiedene Signalfolgen, die an verschiedenen Punkten des in Fig. 2 dargestellten Steuersystems auftreten.

Fig. 4 zeigt in einem-Blockdiagramm eine Ausführungsform des digitalen Steuersystems gemäß der Erfindung zur Ausführung einer P-I-D-Steuerung.

Fig. 5 zeigt einen Verknüpfungsschaltplan einer Ausführungsform eines Phasenvergleichers gemäß der Erfindung. Fig. 6(A) bis 6(G) und Fig. 7(A) bis 7(G) zeigen verschiedene Signalformen zur Erläuterung eines Betriebs der Phasenvergleichers.

Fig. 8 zeigt einen Verknüpfungsschaltplan einer weiteren Ausführungsform des Phasenvergleichers gemäß der Erfindung. Fig. 9 zeigt verschiedene Signalformen zur Erläuterung des Betriebs des in Fig. 8 dargestellten Phasenvergleichers. Fig. 10 zeigt Signalformen zur Erläuterung des Grundbetriebs eines Frequenzdiskriminators gemäß der Erfindung. Fig. 11 zeigt in einem Blockdiagramm einen Grundaufbau des Frequenzdiskriminators gemäß der Erfindung.

Fig. 12 zeigt in einem Verknüpfungsschaltbild eine Ausführungsform des Frequenzdiskriminators gemäß der Erfindung. Fig. 13 zeigt verschiedene Signalformen zur Veranschaulichung des Betriebs eines Taktimpulsgenerators des in Fig. 12 dargestellten Frequenzdiskriminators.

Fig. 14 zeigt Signalformen zur Erläuterung des Betriebs eines Zählers und eines Registers des in Fig. 12 dargestellten Frequenzdiskriminators.

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Fig. 15 zeigt in einem Blockschaltbild einen Grundaufbau eines Phasen-Frequenz-Diskriminators gemäß der Erfindung. Fig. 16 zeigt in einem Blockschaltbild einen Grundaufbau einer Hochfrequenz-Empfangsschaltung gemäß der Erfindung«. Fig. 17 zeigt in einem Blockschaltbild eine Ausführungsform des Phasen-Frequenz-Diskriminators gemäß der Erfindung. Fig. 18(A) bis 18(H) zeigen verschiedene Wellenformen von an verschiedenen Punkten des in Fig. 17 dargestellten Phasen-Frequenz-Diskriminators auftretenden Signalen» Fig. 19 zeigt ein Verknüpfungsschaltbild einer Ausführungsform des Frequenzmodulators gemäß der Erfindung. Fig. 20(A) bis 20(H) zeigen verschiedene Wellenformen von an verschiedenen Punkten des Frequenzmodulators auftretenden Signalen.

Fig. 21 zeigt einen Verknüpfungssehaltplan eines Pha.senmodulators gemäß der Erfindung.

Fig. 22(A) bis 22(F) zeigen verschiedene Wellenformen von an verschiedenen Punkten des in Fig„ 21 dargestellten Phasenmodulators auftretenden Signalen-

Fig. 23(A), 23(B) und 23(C) zeigen Wellenformen zur Erläuterung des Aufbaus des Phasenmodulators gemäß der Erfindung» Fig. 24 zeigt einen Verknüpfungsschaltplan einer weiteren Ausführungsform des Phasenmodulators. ' \ Fig. 25(A) bis 25(F) zeigen verschiedene Wellenformen von an verschiedenen Punkten eines derartigen Phasenmodulators auftretenden Signalen.

Fig. 26 und 27 zeigen eine Verstärkungseinstelleinrichtung gemäß der Erfindung.

Fig. 28 zeigt in einem Blockdiagramm eine Ausführungsform einer Integral-Schleifenschaltung gemäß der Erfindung. Fig. 29(A), 29(B), Fig. 30(A) bis 30(D) und Fig. 31(A) bis 31(C) zeigen Wellenformen zur Erläuterung der Einstellung der Schleifenverstärkung in der Integral-Schleife. -

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Fig. 32(A) bis 32(C) zeigen Wellenformen, an Hand deren erläutert wird, wie eine Taktimpulsfrequenz gemäß der Erfindung festgelegt wird.

Fig. 33 zeigt in einem Blockdiagramm eine AusfUhrungsform einer automatischen Phaseneinstellschaltung. Fig. 34(A) bis 34(C) und Fig. 35(A) bis 35(E) zeigen Wellenformen zur Erläuterung des Betriebs der automatischen Phaseneinstellschaltung .

Nunmehr seien der Aufbau und die Arbeitsweise einer Ausführungsform des eine I-D-Steuerung bzw. -Regelung für ein Video-Bandaufzeichnungsgerät bewirkenden digitalen Steuersystemsgemäß der Erfindung näher erläutert, wie es in Fig. 2 gezeigt ist. Dabei sei Bezug genommen auf die in Fig. 3 dargestellten Signalfolgen. In Fig. 3(E), 3(F), 3(G), 3(1), 3(J) und 3(K) sind der Einfachheit halber digitale Zählwerte von Zählern und Registern in Form von analogen Größen dargestellt.

In Fig. 2 sind verschiedene Blöcke, die Blöcken bei dem in Fig. 1 dargestellten bekannten Steuersystem entsprechen, mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie in Fig. 1, jedoch jeweils noch mit einem nachfolgenden " ' " .

Das in Fig. 2 dargestellte digitale Servosystem besteht aus einem Phasenvergleicher 1', einem Frequenzdiskriminator 2', einem Frequenzmodulator 3', einem Phasenmodulator 4' und einem Impulsformer 9'·

Der Impulsformer 9' nimmt Tachometerimpulse z.B. von dem in Fig. 1 dargestellten Tachometerkopf 8 auf und erzeugt die in Fig. 3(B) dargestellten TACH-I mpulse als zu steuernde Impulse.

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Der Phasenvergleicher 1' besteht aus einem Zähler C, und einem Register R. . Der Phasenvergleicher 1' erzeugt eine Binärzahl entsprechend einer Phasendifferenz zwischen dem in Fig. 3(A) dargestellten Bezugsimpuls und dem in Fig«3(B) dargestellten TACH-Impuls. Wie noch im einzelnen erläutert werden wird, kann eine positive oder negative Phasendifferenz durch geeignete Festlegung einer vorgegebenen Zählerstellung unterschieden werden (welche einen einer Null-Phasendifferenz entsprechenden Wert besitzt). Die die Arbeitweise des Phasenyergleichers 1' veranschaulichenden Wellenzüge sind in Fig. 3(D), 3(E) und 3(F) gezeigt» In Fig» 3(E) ist die vorgegebene Zählerstellung durch eine Kettenreihe dargestellte :

Der Frequenzdiskriminator 2^! enthält einen Zähler C„ und ein Register R_ß; er bildet eine Binärzahl, die einer Frequenzdifferenz zwischen dem Bezugsimpuls und dem TACH-Impuls 'entspricht. Dies wird in folgender Weise bewirkt. Nachdem eine Periode der TACH-Impulse gezählt ist, wird die'se Periode mit einer Periode der Bezugsimpulse verglichen, und eine Differenz dieser Perioden wird durch Taktimpulse derart quantisiert, daß eine der Frequenzdifferenz entsprechende Binärzahl erhalten wird. Wenn eine vorgegebene Zählerstellung (ein der Null-Frequenzdifferenz entsprechender Wert) geeignet festgelegt ist, können positive und negative Frequenzdifferenzen unterschieden werden. Die zur Erläuterung der Arbeitsweise des Frequenzdiskriminators 2^! dienenden Wellenzüge sind in Fig_e 3(1) und 3(J) gezeigt.

Der Frequenzmodulator 3' ist durch einen Zähler Cg gebildet= Der Zähler C_ß zählt Taktimpulse mit einer vorgegebenen Wiederholungsfrequenz; der betreffende Zähler stellt sich jeweils dann selbst zurück, wenn der Zählerwert einen vor-' gegebenen Wert erreicht« Zu einem geeigneten.Zeitpunkt-im

Zuge der Zähloperation wird die in Fig. 3(F) dargestellte, der Phasendifferenz entsprechende Binärzahl von dem Register R, zu dem Zähler C_ß übertragen. Dies führt dazu, daß der als Frequenzteiler arbeitende Zähler Cg sein Teiler» verhältnis ändert und die Wiederholungsfrequenz der in Fig.3(H) gezeigten Ausgangs-FM-Impulse steuert.

Der Phasenmodulator 4^f ist durch einen Zähler C-q gebildet, der die Taktimpulse zählt. Die Zähloperation wird durch den FM-Impuls von dem Frequenzmodulator 3¹ her ausgelöst. Mit einer Festsetzung des Zählbeginns wird die in Fig. 3(J) gezeigte Binärzahl von dem Register R_ß zu dem Zähler C^ als Verschiebungs-Zählerstellung übertragen. Wenn der Zählwert einen vorgegebenen Wert erreicht, liefert der Zähler C^ einen Ausgangsimpuls, und zum gleichen Zeitpunkt hält der Zähler seinen Zählbetrieb an und wird dann zurückgestellt. Damit ändert der als eine Phasenverzögerungsschaltung arbeitende Zähler C^ seine Verzögerungszeit in Abhängigkeit von der Binärzahl, und zwar zur Steuerung der Phasenlage der in Fig. 3(L) dargestellten Ausgangsimpulse.

In dem den Phasenvergleicher 1· und den Frequenzmodulator 3' enthaltenden Integral-Steuerkreis I tritt in dem Fall, daß z.B. die Phase des TACH-Impulses eine Verzögerung in bezug auf den in Fig. 3 dargestellten Bezugsimpuls erfährt, ein Anstieg der in Fig. 3(E) gezeigten Ausgangsbinärzahl von dem Phasenvergleicher 1^f über die vorgegebene Zihlerstellung bzw. Voreinstell-Zählerstellung hin auf, so daß ein Teilerverhältnis des Frequenzmodulators 3' in Abhängigkeit von der Binärzahl absinkt. Demgemäß wird die Wiederholungsfrequenz der Ausgangsimpulse höher, wie dies in Fig. 3(H) gezeigt ist. Auf diese Weise kann die Phasendifferenz verringert werden. In dem den Frequenzdiskriminator 2¹ und den Phasenmodulator

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enthaltenden Differential-Steuerkreis D wird in dem Fall, daß z«B. die Frequenz der TACH=Impulse kleiner wird als die der Bezugsimpulse j die in Figo 3(J) gezeigte Ausgangs-Binär= zahl von dem Frequenzdiskriminator 3^! größer als der .vorgegebene Zählerwert bzw» Toreinst eil.-Zählerwert, so daß die Verzögerungszeit in dem Phasenmodulator 4^! entsprechend ab= sinkt. Dadurch wird die Frequenzdifferenz verkleinert.

Die Register R. und Rg in dem Phasenvergleicher 1' bzw» in dem Frequenzdiskriminator 2' speichern die digitalen Fehlersignale für eine Abtastperiode j sie sind somit den Speicherkondensatoren in dem analogen Steuersystem äquivalent.

In Fig. 4 ist eine Ausführungsform des digitalen Steuersystems gemäß der Erfindung gezeigt, welches sämtliche P-, I- und D-Steuerungen bezüglich eines Video=·BandaufZeichnungsgeräts bewirken kann. Bei dieser Ausführungsform sind Rechner 5^r _s 6' und 7' für Schleifenverstärkungen der I-, P= b.zw. D-Steuerungen und ein Addierer 12^! vorhanden-

Im folgenden sei der Aufbau und die Arbeitsweise der Bauelemente des digitalen Steuersystems im einzelnen erläutert, d.h. der Phasenvergleicher 1','der Frequenzdiskriminator 2¹,_ der Frequenzmodulator 3', der Phasenmodulator 4' und die .Verstärkungseinstelleinrichtung 5"... Bei den in Fig. 2 und 4 dargestellten Ausführungsformen \irerden als TACH-Impulse bezeichnete Tachometerimpulse als zu steuernde Impulse benutzt. Es sei jedoch bemerkt, daß auch irgendwelche anderen Impulse, wie reproduzierte bzw. wiedergegebene Synchronisationsimpulse,, als zu steuernde Impulse herangezogen werden können.

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(1) Phasenvergleicher:

Wie oben erläutert, setzt der Phasenvergleicher 1¹ gemäß der Erfindung eine Phasendifferenz zwischen dem Bezugsimpuls und dem TACH-Impuls'in eine Binärzahl um. Ein Schaltplan des Phasenvergleichers 1' ist in Fig. 5 gezeigt, und zur Erläuterung der Arbeitsweise dieses Phasenvergleichers dienende Wellenzüge bzw. -formen sind in Fig. 6 und 7 gezeigt. Der Phasenvergleicher 1' enthält den Zähler C,, und das Register R^. Der Zähler C_A besteht aus vier JK-Flipflops 21 bis 24 und aus einem JK-Flipflop 25, und das Register R. besteht aus vier JK-Flipflops 28 bis 31. Der Phasenvergleicher 1' enthält ferner ein Takt-Verknüpfungsglied 26 und zwei RS-Flipflops 27 und 32. Der Q-Ausgang des JK-Flipflops 23 ist mit dem T-Eingang des JK-Flipflops 25 verbunden, und der U-Ausgang des JK-Flipflops 25 ist mit den Eingängen J und K des JK-Flipflops 21 verbunden. Einem Setz-Eingang des RS-Flipflops 27 werden die in Fig. 6(A) gezeigten Bezugsimpulse zugeführt, und einem Rückstell-Eingang werden die in Fig. 6(B) gezeigten TACH-Impulse zugeführt. Der Q-Ausgang des RS-Flipflops 27 ist mit einem Eingang des Takt-Verknüpfungsgliedes 26 verbunden. Dem anderen Eingang des Takt-Verknüpfungsgliedes 26 werden die Taktimpulse zugeführt. Die TACH-Impulse werden einem Rückstell-Eingang des RS-Flipflops 32 zugeführt, und einem Setz-

Tr
Eingang werden mit TACH(^-D)-Impulse bezeichnete TACH-Impulse zugeführt, die, dadurch erhalten werden können, äaß die mit TÄCH-Impulse bezeichneten Tachometerimpulse um eine Zeitspanne verzögert werden, die nahezu gleich einer halben Periode der Bezugsimpulse ist. Der Q-Ausgang des RS-Flipflops 32 ist mit den Eingängen JK des JK-Plipflcps 24 verbunden. Die TACH-Impulse -werden ferner einer 7ersogerungsschaltung 20 zugeführt, um die in FIg, S(C; dargestellten verzögerten, mit- TACHt₁D)-Impulse bsseiehnstieii Tachc-meter-irüpali-s zu erzju,-:3i;. Dia Impulse TACH(D) werden den ΐ-Üingängcn

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der JK-Flipflops 28 bis 31 des Registers R^ zugeführt.

Nunmehr sei die Arbeitsweise des Phasendiskriminators 1⁹ unter Bezugnahme auf die in Fig. 6 dargestellten Quellenzüge erläutert. Fig. 6(A) zeigt die Bezugsimpulsfolge, die eine Wiederholungsperiode von T_R[sec] besitzen. In Figo6(A) sind ferner maximal feststellbare Phasendifferenzen Δ 0™ gezeigt, und durch gestrichelte Linien sind imaginäre Bezugs/-impulse angedeutet, deren Jeder in einer Mitte der maximal feststellbaren Phasendifferenz A 0™ liegt. In dem Phasenvergleicher 1' gemäß der Erfindung werden Phasendifferenzen zwischen den imaginären Bezugsimpulseri und den in FIg₀ 6(B) dargestellten TACH-Impulsen ermittelt. Wie in Fig. 6(B) gezeigt, -eilt der linke TACH-Impuls dem imaginären Bezugsimpuls gegenüber um einen Betrag nach, der innerhalb von Δ0_Μ liegt. Die Mitte des TACH-Impulses eilt ferner um eine Größe nach, die gleich A 0™ ist. Der rechte TACH-Impuls eilt um eine Größe nach, die über Δ 0™ liegt»

Wenn der Bezugsimpuls die JK-Flipflops 21 bis 25 zurückgestellt und das RS-Flipflop 27 setzt, gibt das am Q-Ausgang des RS-Flipflops 27 auftretende Signal das Takt-Verknüpfungsglied 26 frei. Damit beginnt der Zähler C^, die Taktimpulse zu zählen, die über das Takt-Verknüpfungsglied 26 zugeführt werden. Wenn der TACH-Impuls das RS-Flipflop 27 zurück^__stellt, wird das Takt-Verknüpfungsglied 26 gesperrt, und der Zähler C« hält seine Zähloperation an. Damit zählt der Zähler C» die Taktimpulse, die über das Takt-Verknüpfungsglied 26 während einer Zeitspanne zwischen dem Bezugsimpuls und dem TACH-Impuls übertragen worden sind. Der Zählwert wird in den den Zähler C. bildenden JK-Flipflop 21 bis 24 festgehalten, bis ein nächster Bezugsimpuls die JK-Flipflops 21 bis 24 zurückstellt. Der so festgehaltene Zählwert wird dann durch den TACH(D)»Impuls zu

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den das Register R^ bildenden JK-Flipflops 28 bis 31 übertragen.

In dem in Fig. 5 dargestellten Zähler C^ erfolgt in dem Fall, daß der Zähler C^ acht Taktimpulse zählt, eine Änderung des Zustands der JK-Flipflops 21 bis 25 in den "O^!!-Zustand, und die JK-Flipflops 24 und 25 erfahren eine Zustandsänderung in den "1"-Zustand. Damit ändert sich das am Q-Ausgang ces JK-Flipflops 25 auftretende Signal in ein "0"-Signal, was dazu führt, da<3 das den Eingängen J und K des JK.~PIipi.Iops zugeführte Signal sich in ein "0"-Signal ändert. Deshalb kann der Zähler C^ nicht mehr als acht Taktimpulse zählen. In Fig. 6 zeigen der rechte TACH-Impuls und die mit ihn verbundenen Wellenzüge einen derartigen Zustand.

Wenn der Zähler C, aus η Stufen besteht, ist im allgemeinen der maximale Zählwert gleich 2ⁿ~ , was der maximal feststellbaren Phasendifferenz Δ0-Μ entspricht. Der dem imaginären Bezugsimpuls entsprechende Zählwert wird 2ⁿ~ , was gleich der vorgegebenen Zählerstellung bzw, Voreinstell-Zahlerstellung ist. Auf diese Weise wird die Nacheilungs-Phasendifferenz des TACH-Impulses in bezug auf den imaginären Bezugsimpuls als die vorgegebene Zählerstellung bzw. Vorspannungs-Zählerstellung überschreitender Zählerwert ermittelt.

In Fig. 7 sind Wellenzüge zur Erläuterung der Arbeitsweise des Phasenvergleichers 1' für den Fall gezeigt, daß die TACH-Impulse den imaginären Bezugsimpulsen gegenüber voreilen. Der linke TACH-Impuls eilt dem imaginären Bezugsimpuls gegenüber um einen Betrag voraus, der die maximal feststellbare Phasendifferen Δ 0_M nicht überschreitet. Die übrigen in Fig. 7(B) gezeigten TACH-Impulse eilen den imaginären

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Bezugsinipulsen gegenüber um einen'Betrag voraus, der A 0^-/2 überschreitet» Wi© auf der linken Seite der Fig-, 7 dargestellt, 'zählt der Zähler C^ -in dem FaIl₅ daß der TACH= Impuls zwischen dem Bezugsimpuls und dem imaginären Bezugsimpüls liegt y di© Taktiiapulse j, dis über das' Takt-Verknüpfungsglied während eiaer- Zeitspanne zwischen dem Bezugsimpüls und dem TACH= Impuls übertragen worden sind» Damit erreicht der Zählerwert bzw ο ZMhI^-KBEt in diesem Fall nicht die vorgegebene Zähler= stellung bsw» dia YoreinsteJl^Zählerstellung." Dieser Zähler= wert wird durch- den I¹ACH(D)=Impuls zu dem Register R. -über= tragen,, EiIt der TACH= Impuls hingegen dem Bszugsiapüls" iforaus,

Zi = I so zählt der Zähler Q_r Takt impulse bis zu 2 ,Bas RS=FlIp=

flop 32 wird ,jedoch durch den TACH(^D)-ImPuIs gesetzt _v nach= dem der Zähler C. 2 Taktimpulse gezählt hat_? so daß das Signal am Q-Ausgang des RS-Flipflops 32 bei ^!fO^!! verbleibt» Deshalb erfolgt sogar in dem Fall, daß der Zähler C^ 2 Taktimpulse zählt₉ keine Zustandsänderung des JK-Flipflops in den "1"-Zustandj vielmehr verbleibt das betreffende Flipflop im "0"-ZUStSUId. Das JIi= Flipflop 25 erfährt jedoch eine Änderung in den ^M1^M-Zustand_s so daß sich das an seine» Q=AUs= gang auftretend© Signal in ein "0"«»Signal" ändert ι der Zäh= ler Ο* hält seia@a Zählbetrieb an_o Zu diesem Zeitpunkt befinden sich sämtliche JK-Flipflops 21 bis 24 im "0^S!«Zustand■, und damit ist der Zählerwert Mull, wie dies in Figo 7(E) ge= zeigt ist. Dieser. Zählerwert von WuIl wird durch den TACH(D)= Impuls zu dem Register R. übertragene

Im allgemeinen wird in dem aus η Stufen bestehenden Zähler C^ für den Fall, daß der Tachemeterimpuls TACH dem Bezugsimpuls gegenüber vor eilt _f der Zählerwert su "0", und zwar» bei- einem (2ⁿ~¹)ten Taktimpuls.

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In der oben beschriebenen Weise erzeugt der Phasenvergleicher 1' gemäß der Erfindung eine Binärzahl, die charakteristisch ist für eine Phasendifferenz zwischen einem Tachometerimpuls TAGH und einem imaginären Bezugsimpuls, wobei die der Null-Phasendifferenz entsprechende vorgegebene Zählerstellung ein einzelner stabiler Punkt ist. Wenn ein TACH-Impuls bzw. Tachometerimpuls eine über die maximal feststellbare Phasendifferenz Λ 0™ hinausgehende Nacheilung besitzt, wird der Zählerwert stets bei 2ⁿ~ gehalten, und wenn ein Tachometerimpuls eine über A 0_M hinausgehende Voreilung besitzt, wird der Zählerwert stets Null. Dies entspricht einem Merkmal, gemäß dem in einem analogen Steuersystem eine symmetrische trapezförmige Welle verwendet wird. Durch eine derartige Messung ist es möglich, die Einlaufzeit zu verkürzen.

Wenn der Zähler C^ aus η Stufen besteht, ist im allgemeinen der der maximal feststellbaren Phasendifferenz ΔΦ™ entsprechende maximale Zählwert gleich 2ⁿ , und die der Null-Phasendifferenz entsprechende vorgegebene Zählerstellung ist gleich 2ⁿ . Wird die Wiederholurigsfrequenz der Taktimpulse durch £_c[Hz] ausgedrückt und wird die Frequenz des Bezugsimpulses mit f_R[Hz] bezeichnet, so kann die feststellbare Phasendifferenz ausgedrückt werden als ^2irf„ . 2ⁿ~ /f„ (rad] , wobei 2 ~" als vorgegebene Zählerstellung benutzt wird. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß die feststellbare Phasendifferenz ausgedrückt werden kann als ±2ⁿ~ »T_c [see] , worin T„ eine Periode der Taktimpulse bedeutet.

Wie oben beschrieben, wird in dem Phasenvergleicher 1' gemäß der .Erfindung eine Phasendifferenz zwischen dem Bezugsimpuls und dem zu steuernden Impuls gemessen, um eine der betreffenden Phasendifferenz proportionale digitale Zahl (Binärzahl} zu erzeugen, die für die Abtastperiode gespeichert wird, und

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ferner wird ein Ausgangssignal dem Frequenzmodulator 3' zugeführt, wie er in Fig. 2 gezeigt ist.

In Fig. 8 ist..eine weitere Ausführungsform des Phasenvergleichers 1' gemäß der Erfindung gezeigt. Bei dieser Ausführungsform werden Phasendifferenzen der zu steuernden TACH-Impulse bzw. Tachometerimpulse im Hinblick auf Bezugsimpulse als Binärzahlen aus vier Bits ermittelt. Der Phasenvergleicher bei dieser Ausfuhrungsform enthält einen Zähler der aus vier JK~Flipflops 44 bis 47 besteht, ein durch vier JK-Flipflops 40 bis 43 gebildetes Register R^, ein.Takt-Verknüpfungsglied 48, ein RS-Flipflop 49 und eine Verzögerungs schaltung 50. Der Q-Ausgang des JK-Flipflops 47 ist mit den Eingängen J und K des JK-Flipflops 44 verbunden. Der Q-Ausgang des RS-Flipflops 49 ist mit einem Eingang der Eingänge des Takt-Verknüpfungsgliedes 48 verbunden. Dem anderen Eingang des Takt-Verknüpfungsgliedes 48 werden die Taktimpulse zugeführt. Die Bezugsimpulse werden einem Setz-Eingang des RS-Flipflops 49 zugeführt und außerdem den Rückstell-Ein= gangen der JK-Flipflops 44 bis 47 des Zählers C_A. Die TACH-Impulse werden einem Rückstell-Eingang des RS-Flipflops 49 zugeführt und außerdem der Verzögerungsschaltung 50. Die ■ Verzögerungsschaltung 50 liefert die TACH(D)-Impulse.

In Fig. 9 sind Wellenformen bzw* Signalzüge zur Erläuterung der Arbeitsweise des in Figo 8 dargestellten Phasenvergleichers gezeigt. Bei der vorliegenden Ausführungsform besitzt der Bezugsimpuls ein Tastverhältnis von etwa 50%, wie dies in Fig. 9(A) gezeigt ist» Dies bedeutet, daß der Bezugsimpuls eine Periode T-n_H feec] hohen Pegel und eine Periode T_Rt £sec] niedrigen Pegels besitzt. Dieser Zustand genügt den folgenden Gleichungen(i) bzw» (2);

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T_RH=T_R/2₊T_c - 2ⁿ"² (1)

^TRL = V² - ^TC · ²^² <²>

Hierin bedeuten T_n eine Taktimpulsperiode, T_D eine Bezugs-Impulsperiode und 2 ~ ein Mitten-Zählerwert, d.h. die vorgegebene Zählerstellung des aus η Stufen bestehenden Zählers C..

Wenn der Bezugsimpuls im "O"-Zustand niedrigen Pegels auftritt, setzt er das RS-Flipflop 49, und damit erhält der Takt-Verknüpfungsglied-Impuls einen hohen Pegel "1", wie dies in Fig. 9(C) dargestellt ist, so daß das Takt-Verknüpfungsglied 48 freigegeben ist, um die Taktimpulse zu übertragen. Der mit dem niedrigen Pegel "0" auftretende Bezugsimpuls bewirkt jedoch eine Rückstellung der JK-Flipflops 44 bis 47, so daß der Zähler C, die Taktimpulse nicht zählen kann. Wenn der Bezugsimpuls seinen Zustand vom "O"-Pegel zu dem "1"-Pegel ändert, beginnt der Zähler C^, die Taktimpulse zu zählen, wie dies in Fig. 9(E) gezeigt ist. Wenn der TACH-

Impuls das JK-Flipflop 49 zurück- stellt und wenn damit eine

Änderung des Takt-Verknüpfungsglied-Impulses auf einen niedrigen Pegel erfolgt, ist das Takt-Verknüpfungsglied 48 gesperrt, und der Zähler C. hält an, die Taktimpulse zu zählen. Auf diese Weise zählt der Zähler C^ die Taktimpulse, die über das Takt-Verknüpfungsglied 48 während einer Zeitspanne zwischen dem Bezugsimpuls und dem TACH-Impuls übertragen worden sind. Diese Zeitspanne entspricht einer Phasendifferenz zwischen diesen Impulsen.

Der Zählerwert des Zählers C_A wird auf den TACH{D)-Impuls gemäß Fig. 9(D) hin zu den JK-Flipflops 40 bis 43 des Registers R. übertragen. In Fig. 9 ist eine maximal feststell-

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bare Phasendifferenz ebenfalls mit ΔΦ-m bezeichnet_s und ferner ist eine Lage eines imaginären Bezugsimpulses durch eine Kettenlinie'angegeben^ Die imaginäre Bezugsimpulsposition liegt dabei in der Mitte von A 0_M und entspricht einem Mittenzählerwert von 2ⁿ~² des Zählers C_Ao- Der linke- TACH= Impuls eilt dem imaginären Bezugsimpuls gegenüber um einen Betrag nach, der innerhalb von Δ 0™ liegt. Auf einen derarti gen TACH-Impuls Mn zählt der Zähler C^ Taktimpulse während einer Zeitspanne von der Yorderflanke des Bezugsimpulses bis zu de© TACH-Impuls ρ und damit übersteigt der Zählerwert die vorgegebene Zähler stellung von 2ⁿ _o Wenn ein TACH-= Impuls eine über Δ φγ hinausgehende Nacheilung besitzt, wie dies durch den zweiten TACH-Impuls gemäß Fig. 9(B) veranschaulicht ist, so zählt der Zähler C« 2 Taktimpulse„ Wenn der Zäh·= ler C^ den (2 )ten Taktimpuls zählt, ändert sich der Zustand des S-Ausgangs, des die letzte Stufe, bildenden JK-Flipflops 47 des Zählers C^ zum "O"-Zustand. Damit werden die Signale an den Eingängen J und K des die erste Stufe bildenden Flipflops 44 des Zählers C. zu "O"-Signalen,. so daß der Zähler C. seine Zähloperation anhält. Auf diese Weise wird

xi-1

der maximale Zählerwert des Zähler C_A stets bei-2 gehalten»

Wie durch den dritten TACH=Impuls gemäß Fig„ 9(B) veranschaulicht, wird in dem PaIl₅ daß der TACH-Impuls eine über Του liegende Nacheilung gegenüber dem Bezugsimpuls besitzt, was bedeutet, daß der TACH=Impuls dem Bezugsimpuls gegenüber

n—l
voreilt, nach Zählen von 2 Taktimpulsen durch den Zähler C der Zähler durch eine Rückflanke des Bezugsimpulses zurückgestellt, so daß sein Zählerwert auf Null herabgesetzt ist«,

Wie durch den rechten TACH-Impuls gemäß Fig. 9(B) veranschaulicht, wird in dem Fall, daß der TACH-Impuls gegenüber

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dem imaginären Bezugsimpuls um eine Größe voreilt, die nicht Δ 0_M überschreitet, durch den Zähler C^ eine Zählung von Taktimpulsen vorgenommen, wobei der Zählerwert des Zählers jedoch nicht die vorgegebene Zählerstellung von 2ⁿ~ erreicht.

Auf diese Weise erzeugt der Phasenvergleicher bei dieser Ausführungsform eine Binärzahl, die einer Phasendifferenz zwischen dem imaginären Bezugsimpuls und dem TACH-Impuls entspricht, wobei die vorgegebene Zählerstellung von 2ⁿ~ ein einzelner stabiler Punkt ist. Wenn der TACH-Impuls in bezug auf den imaginären Bezugsimpuls eine über die maximal feststellbare Phasendifferenz Δ 0_M hinausgehende Nacheilung oder Voreilung besitzt, wird der Zählerwert bei 2ⁿ~ oder bei Null festgehalten, so daß die Einlaufzeit verkürzt ist.

Wie oben beschrieben ,körnen in dem Fall,, daß Taktimpulse mit einer Wiederholungsperiode von Tp {see] verwendet werden, die hinreichend kürzer ist als eine Wiederholungsperiode T_R [see] der Bezugsimpulse, und daß T_R3>T_c . 2ⁿ~² ist, die Nacheilungsund Voreilungs-Phasendifferenzen der TACH-Impulse symmetrisch als Binärzahlen in bezug auf die vorgegebene Zählerstellung von 2ⁿ ermittelt werden, und zwar durch die ein Tastverhältnis von etwa 5050 besitzenden Bezugsimpulse.

(2) Frequenzdiskriminator:

Im folgenden wird der Frequenzdiskriminator 2¹ gemäß der Erfindung näher erläutert. Das Arbeitsprinzip des Frequenz-■liskriminators gemäß der Erfindung basiert auf einer solchen Erkennung, daß anstatt der Ermittelung einer Änderung in der Frequenz eier zu steuernden TACH-Impulse Änderungen in

der
den Perioderi/iViCH-Irnpulse gemessen werden können. Diese Messung erfolgt dadurch, daß bestimmt wird, wie viele Takt-

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impulse mit einer ausreichend kürzeren Wiederholungsperiode als der der TACH-Impulse in ein Intervall zwischen aufeinanderfolgenden TACH-Impuls en eingefügt sind. Um die Meßgenauigkeit zu erhöhen, ist es in diesem Fall erforderlich, Taktimpulse mit einer extrem, kurzen Wiederholungsperiode zu verwenden, so daß die Anzahl der in die Intervalle der TACH-Impulse einzufügenden Taktimpulse vergrößert ist. Dies führt zu einer Erhöhung der Anzahl von Stufen eines für die Zählung der Taktimpulse vorgesehenen Zählers.

In dem Frequenzdiskriminator gemäß der Erfindung kann die Anzahl der Zählerstufen unter Verbesserung der Meßgenauigkeit verringert werden, indem geeignete Bedingungen festgelegt werden.· Wird ein ünterscheidungs- bzw. Diskriminatorbereich ausgedrückt als -üT [see] in bezug auf eine Mittenfrequenz der Diskriminierung mit einer Periode von T^ [sec] , und werden Taktimpulse mit einer Wiederholungsperiode von Tp [see] verwendet, die gleich dem Meßgenauigkeitsgrad J T [secf oder kürzer als diese Größe ist, so kann die erforderliche Anzahl an binären Zählstufen m ausgedrückt werden als eine minimale ganze Zahl, die der Gleichung ^T/T_n^2^m"¹ genügt.

Fig, 10 zeigt ein Diagramm zur Erläuterung des Arbeitsprinzips des Frequenzdiskriminators 2^S gemäß der Erfindung. In dem Frequenzdiskriminator gemäß der Erfindung kann die Frequenzunterscheidung nicht nur in einem solchen Fall bewirkt werden, daß die TACH-Impulsperiode gleich einem reinen binären Vielfachen der Taktimpulsperiode ist, sondern auch in einem solchen Fall, in welchem die TACH-Impulsperiode gleich irgendeinem ganzzahligen Vielfachen der Taktimpulsperiode ist» Im Zuge der folgenden Erläuterung ist der Einfachheit halber die TACH-Impulsperiode gleich der Periode T_R der Diskriminierungs-Mittenfrequenz.

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Der Zähler wird, durch den TACH-Impuls zu einem Zeitpunkt t. gemäß Fig. 10 auf eine Einstellzählerstellung Ng eingestellt. Sodann beginnt der Zähler, Taktimpulse zu zählen. Wenn der Zählwert 2^m-1 erreicht, ändert sich der Zählerwert durch den 2^m-ten Taktimpuls von 2^m-1 auf Null; der Zähler beginnt dann wieder Taktimpulse von der Null-Zählerstellung aus zu zählen. Eine derartige Zähloperation wird (£- 1) mal wiederholt (i ist eine willkürliche positive ganze Zahl). Der eingestellte Zählerwert N« ist in einer solchen Weise gewählt,

m—1 daß in dem Fall, daß der Zählerwert 2 bei einer I-ten Zähloperation zum Zeitpunkt t. . gemäß Fig. 10 erreicht, die Gleichung t. . - t. = T„Csecj erfüllt ist. Deshalb wird die Einstellzählerstellung Ng durch die Periode der Diskriminierungsmittenfrequenz und durch die Anzahl der zu verwendenden Zählerstufen bestimmt. Die betreffende Zählerstellung weist in Abhängigkeit von drei nachstehend erwähnten Bedingungen unterschiedliche Werte auf. Ist die Anzahl der Taktimpulse, die während der Periode Tq [see] eingefügt werden kann, ausgedrückt durch die Größe N_R, so kann sie unter Heranziehung der Anzahl von Stufen m sowie positiver ganzer Zahlen L und N wie folgt beschrieben werden:

N_R = 2^mL + N . (3)

Aus den durch die obige Gleichung (3) bestimmten Bedingungen können Ng und m in den folgenden drei Fällen (a), (b) und (c) bestimmt werden:

(a) im Falle von N<2^m~¹: Ng=2^m~¹ - N, i = L+1

(b) im Falle von 2^m"¹<N : Ng=2^m -(N-2^m"¹), t =L+2

(c) im Falle von N=2^m~¹: Ng=O, t =L+1

In diesem Fall ist ein meßbarer Bereich Λ F [Hz] des Frequenzdiskriminators gleich ± T_c 2^m~¹ /T_R ² [Hz] .

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In Fig. 11 Ist ein Grundaufbau des Frequenzdiskriminators gemäß der Erfindung gezeigt= Wie-in Fig. 11 dargestellt, besteht der Frequenzdiskriminator aus einem Taktimpulsgenerator 51» einem m-stufigen Zähler 52 und einem m=stufigen Register 53-In Fig, 12 ist eine konkrete Ausführungsform des Frequenzdiskriminators gemäß der Erfindung veranschaulicht» Gemäß Fig. 12 besteht der Zähler 52 aus JK-Flipflops 54 bis 56, das Register 53 enthält JK-Flipflops 57 bis 59? und der Taktimpulsgenerator 51 enthält JK°Flipflops 66 bis 68, UND-= Glieder 61, 64 und 65 und NAND-Glieder 62 und 63» Der Takt= impulsgenerator 51 nimmt die Taktimpulse und die TACH=Impulse auf und erzeugt Setzimpulse F, die zur Steuerung des Betriebs des Zählers 52 erforderlich sind, ferner für die Frequenz= Unterscheidung dienende korrigierte Taktimpulse G, die dadurch gebildet werden, daß ein Taktimpuls mit Auftreten eines Setzimpulses F gelöscht bzw, unwirksam gemacht wird, und Einschreibimpulse H zum Einschreiben der Ausgangssignale des Zählers 52 in das Register 53. . .

Fig. 13 zeigt Wellenformen bzw. Signalzüge zur Erläuterung der Arbeitsweise des Taktimpulsgenerators 51. Durch Aufbau einer Verknüpfungsschaltung, wie sie in Fig. 12 gezeigt ist, können der Setzimpuls F, der korrigierte Taktimpuls G und der Einschreibimpuls H erhalten werden, wobei diese Impulse F, G und H den nachstehenden Verknüpfungsfunktionen (4), (5) bzw. (6) genügen:

F = A-C-D (4)

G = U⁷D-A (5)

H= C-D (6)

Hierbei bedeuten A den Taktimpuls, C das am Q-Ausgang des JK-Flipflops 66 auftretende Signal und D das am Q-Ausgang des JK-Flipflops 67 auftretende Signal.

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Die JK-Flipflops 66 bis 68 in dem Taktimpulsgenerator 51 beginnen, Taktimpulse mit einer positiven Flanke des in Fig. 13(B) dargestellten TACH-Impulses zu zählen. Wenn vier Taktimpulse gezählt sind, kehrt sich der Zustand des Ü-Ausgangs des Flipflops 68 in den "O"-Zustand um, und an den Eingängen J und K des JK-Flipflops 66 erfolgt eine Zustandsänderung zu einem "O"-Zustand, so daß die Zähloperation gesperrt ist, bis eine negative Flanke des nächsten TACH-Impulses auftritt. Auf diese Weise werden der Setzimpuls F, der korrigierte Taktimpuls G und der Einschreibimpuls H von dem NAND-Glied 62, dem UND-Glied 64 bzw. dem UND-Glied 65 erzeugt, wie dies in Fig. 13(F) bzw. 13(G) bzw. 13(H) veranschaulicht ist.

In Fig. 14 sind Wellenformen bzw. Signalzüge zur Erläuterung der Arbeitsweise des Zählers 52 und des Registers 53 dargestellt. Fig. 14(A) zeigt Zählerwerte des Zählers 52, Fig.14(B) zeigt die korrigierten Taktimpulse G, Fig. 14(C) zeigt die Setzimpulse F, Fig. 14(D) zeigt die Einschreibimpulse H, Fig. 14(E) zeigt die TACH-Impulse, und Fig. 14(F) zeigt den Inhalt des Registers 53. Wenn der TACH-Impuls dem Taktimpulsgenerator 51 zugeführt wird, wird der mit dem Taktimpuls synchronisierte Setzimpuls F gebildet. Durch den Setzimpuls F wird der Zähler 52 auf den Setzwert N_g eingestellt. In diesem Fall kann die Setzoperation ohne einen Zähler ausgeführt werden, da in dem -korrigierten Taktimpuls G ein der Setzimpulsstelle entsprechender Taktimpuls fehlt bzw. weggelassen ist. Sodann beginnt der Zähler 52 damit, die korrigierten Taktimpulse G zu zählen; nachdem der Zählerwert den Wert 2^m-1 erreicht hat, wird zum Zeitpunkt des 2^ra-ten Taktimpulses der Zählerwert zu Null, und der Zähler 52 beginnt wieder seine Zähloperation. Der* Zähler 52 wiederholt eine derartige Zähloperation (i - 1) mal. Bei der £-ten Zähloperation wird der

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Zählerwert zu dem Register 5.5 hin übertragen, und zwar den Einschreibimpuls H, der gerade vor dem nächsten Setzimpuls F auftri.tt. Das .Register 53 erzeugt eine Ausgabe-Binär zahl des Frequenzdiskriminators,. wie dies in Fig. 14(F) gezeigt ist.

Wenn die Frequenz des TACH-Impulses gleich der Diskriminier rungs-Mittenfrequenz ist, erreicht der Zähler 5.2 in der ^-ten Zähloperation den Wert 2^m~ zum Zeitpunkt des Auftretens des Einschreibimpulses H-. Ist die Frequenz des TACH-Impulses jedoch höher, als die Diskriminierungs-Mittenfrequenz, was bedeutet, daß die TACH-Impulsperiode kürzer ist als die'Periode Tp , so erreicht der Zählerwert in der I-ten Zähloperation

m Ί

nicht den Wert 2 . Auf diese Weise kann eine Differenz zwischen der Frequenz der TACH-Impulse und der Diskriminierungs-Mittenfrequenz als eine Binärzahl ermittelt werden, die sich in bezug auf 2^m entsprechend der Null-Frequenzdiiferenz 'ändert, und zwar durch geeignete Festlegung der Setz-Zählerstellung Ν_σ in Übereinstimmung mit den oben erwähnten drei Bedingungen* '

Gemäß der Erfindung können die Funktionen des. Phasenvergleichs und der Frequenzdiskriminierung in einem einzelnen Schaltungssystem ausgeführt werden, durch welches ein Phasen-Frequenz-Di skr iminat or gebildet ist, der eine digitale Hochfrequenz-Empfangsschaltung mit einer Differentialfunktion besitzt. In einer derartigen digitalen Hochfrequenz-Empfangsschaltung kann durch Bereitstellen der Differentialfunktion für binärcodierte Eingangs-Phasenfehlersignale die Signalbehandlung bzw. -verarbeitung bezüglich der Phasenlage mit einem Hochpaßbetrieb und zur Vornahme der Frequenzdiskriminierung in einem Phasenvoreilungsbetrieb ausgeführt werden. Dies' bedeutet, daß in der Hochfrequenz-Empfangsschaltung eine Rechenschaltung vom Digitaltyp enthalten ist, die eine solche

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Differentialfunktion auszuführen gestattet, daß eine Differenz eines binärcodierten Eingangssignals zu einem beliebigen Zeitpunkt t. und zu einem Zeitpunkt t. ^ , der dem Zeitpunkt t. um die T_s [secj nacheilt, berechnet wird und daß diese Differenz als Ausgangssignal gewonnen wird. Durch Verändern der Zeitspanne Τ_σ ist es möglich, die Amplituden-

und Phasencharakteristiken der Rechenschaltung zu ändern.

Im folgenden wird der die Hochfrequenz-Empfangsschaltung verwendende Phasen-Frequenz-Diskriminator näher erläutert werden.

Fig. 15 zeigt einen Grundaufbau eines derartigen Phasen-Frequenz-Diskriminators. An einem digitalen Phasenvergleicher 73 des im Kapitel (1) beschriebenen Typs ist die digitale Hochfrequenz-Empfangsschaltung 75 angeschlossen. Ein einer Phasendifferenz zwischen dem zu steuernden TACH-Impuls 71 und dem Bezugsimpuls 72 entsprechendes und durch den Phasenvergleicher 73 ermitteltes binärcodiertes Phasenfehlersignal 74 wird der Hochfrequenz-Empfangsschaltung als ein Eingangssignal zugeführt.. Die Hochfrequenz-Empfangsschaltung 75 behandelt dieses Phasenfehlersignal 74 in einem Differentialbetrieb, um ein binärcodiertes Ausgangssignal als Frequenzfehlersignal zu erzeugen und damit eine Funktion der Frequenzdiskriminierung bereitzustellen.

'ϊ-in Grundaufbau der Hochfrequenz-Empfangsschaltung des digitalen Typs ist in Fig. 16 dargestellt. Ein Eingangsphasenfehlersignal 77 wird mit einer Abtastperiode von T_g in einer Abtasteinrichtung 78 abgetastet und zur Bildung eines Minuend 79 festgehalten. Dieser Minuend 79 wird ferner in einer Verzögerungseinrichtung 80 um eine Zeitspanne T_g

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verzögert, um einen Subtrahend 81 zu bilden. Der Minuend 79 und der Subtrahend 81 werden einer Subtrahiereinrichtung 82 zugeführt, um einen Rest 83 als Ausgangsfrequenzfehlersignal zu erzeugen. Eine Übertragungsfunktion H(S) des in Fig.. 16 dargestellten Übertragungssystems kann durch die folgende Gleichung (7) dargestellt werden, in der eine Übertragungscharakteristik der Abtast- und Halte-Operation- berücksichtigt ist: : .

~" S ST

H(S) = .(1=1- ) χ (1-e ^S) (7)"

Hierin bedeuten S den Operator einer Laplacetransformation, S=j2irf, T„ die Abtastperiode und Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung 80 und
e die Basis des natürlichen Logarithmus.

Aus der Gleichung - (7) können ein Verstärkungsverlauf' j H( j2irf )| und ein Phasenverlauf /H(,j2Ff) wie folgt ausgedrückt werden:

^x 2sin(Txf/fs) ,(8). /=I -7sr(£/£s) (9)

Hierin bedeuten ' ■

f eine Änderungsfrequenz der TACH-Impulse und

-I

fs die Abtastfrequenz (·ητ·) . . ^;

S
in der obigen Gleichung (8) wird für einen Bereich von 0<f/fs < 0,2 der rechte Ausdruck

sia(rxf/f s)
T-x(f/fsj

nahezu 1, so daß die Gleichung (8) in die nachstehende Näherungsgleichung (10) umgeschrieben werden kann:

|H(,j2frf)/ = 2sin(Fxf/fs) ■ (1O)

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Ist f/fs hinreichend klein, so kann aus den obigen Gleichungen (10) und (9) ersehen werden, daß die Übertragungscharakteristik des in Fig. 16 dargestellten Übertragungssystems die eine Hoehfrequenz-^urchlaßverhaltens und einer Phasenverschiebung ist und daß diese Charakteristik durch eine Differentialcharakteristik angenähert werden kann, die durch den Ausdruck k^rr gegeben ist, wobei k eine Differentialverstärkungskonstante und -rr ein Differentialsymbol bedeuten. Es dürfte aus den Gleichungen (10) und (9) ersichtlich sein, daß die Amplituden- und Phasenverläufe des Übertragungssystems geändert werden können, indem die Frequenz fs als variabler Parameter verändert wird.

Fig. 17 zeigt eine Ausführungsform des Phasen-Frequenz-Diskriminators, und Fig. 18 zeigt verschiedene Wellenformen in verschiedenen Teilen zur Erläuterung der Betriebsweise. Im Zuge der folgenden Erläuterung ist bezüglich der Abtastperiode To der Einfachheit halber angenommen, daß diese gleich der TACH-Impulsperiode ist. Gemäß Fig. 17 erzeugt ein RS-Flipflop 90 einen Tastimpuls 93 mit einer Dauer, die einer Phasendifferenz zwischen dem TACH-Impuls (Zeitperioden Tg, Tg' ... ) und dem Bezugsimpuls 92 (Zeitperiode T_R) entspricht. Dieser Tastimpuls 93 wird einem UND-Glied 95 zusammen mit den Taktimpulsen 9k zugeführt und führt zu einer Austastung von Taktimpulsen. Die Anzahl der so ausgetasteten Taktimpulse wird durch einen η-stufigen Binärzähler 96 gezählt. Der TACH-Impuls 91 wird ferner einer Verzögerungsschaltung 97 zugeführt. Die Verzögerungsschaltung 97 erzeugt einen Eingaberegister-Einschreibimpuls 98 mit einem Zeitabstand von Tg [see] sowie einen Ausgaberegister-Einschreibimpuls 99 mit einem Zeitabstand von Tg [see] . Diese Impulse 98 und 99 werden in bezug auf den TACH-Impuls 91 um Zeitspannen (td+ta) [see] bzw. td [see] verzögert.

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Ein Zahlerausgangssignal 100 des Binärzählers 96 wird in ein η-stufiges Eingaberegister 101 mit Hilfe des Eingaberegister-Einschreibimpulses 98 eingeschrieben und in dem betreffenden Eingaberegister 101 gespeichert. Von dem Aus-^ gang des Eingaberegisters 101 wird somit ein binärcodiertes Phasenfehlersignal 102 erhalten, welches der Phasendifferenz zwischen dem TACH-Impuls 91 und dem Bezugsimpuls 92 entspricht. .In einer η-stufigen Subtrahiereinrichtung 103 wird von einem Minuend, d.h. dem Zählerausgangssignal 100 des Binärzahlers 96, ein Subtrahend subtrahiert, d.h. ein Ausgangssignal 102 des Eingaberegisters .101, und zwar zur Bildung eines Differenzausgangssignals 104. Dieses Differenzausgangssignal 104 wird in das η-stufige. Ausgaberegister 105 durch den Ausgaberegister-Einschreibimpuls 99 eingeschrieben und in diesem Ausgaberegister gespeichert. Vom Ausgang des Ausgaberegisters 105 wird ein binärcodiertes Frequenzfehlersignal abgeleitet, welches dem Frequenzfehler des TACH-Impulses in bezug auf den Bezugsimpuls 92 entspricht.

Im folgenden werden die Einschreibsteuervorgänge bei dem Eingaberegister 101 und dem Ausgaberegister 105 unter Bezugnahme auf Fig. 18 erläutert. Fig. 18(ä) zeigt eine Wellenform der Bezugsimpulse 92, Fig* 18(B) zeigt eine Wellenform der TACH-Impulse 91, Fig. 18(C) zeigt eine Wellenform der Tastimpulse 93, Fig. 18(D) zeigt eine Wellenform des Ausgangszählsignals 100 des Binärzählers 96 in der unter Zugrundelegung einer D-A-Ümsetzung gegebenen Form, Fig. 18(E) zeigt eine Wellenform der Einschreibimpulse 98 für das Eingabereglster 101, Fig. 18(F) zeigt eine Wellenform ,des Phasenfehlersignals 102 vom Eingaberegister 101 in einer Form, bei der eine D-A-Umsetzung zu Grunde gelegt ist, Fig. 18(G) zeigt eine Wellenform der Ausgaberegister-Einschreibimpulse 99, und Fig. 18(H) zeigt eine Wellenform des Frequenzfehlersignals

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von dem Ausgaberegister 105, wobei dieses Signal in einer unter Zugrundelegung einer D-A-Umsetzung gegebenen Form dargestellt ist. tfie in Fig. 18 dargestellt, ist der Ausgaberegister-Sinschreibimpuls 99 um eine gewisse Zeitspanne td [see] verzögert, welche etwas langer ist als/Zeitspanne, die für die Rechnung (im allgemeinen eine Periode der Taktimpulse 94) im Hinblick auf den TACH-Impuls 91 erforderlich ist. Der Eingaberegister-Einschreibimpuls 98 wird um eine gewisse Zeitspanne ta feeql (im allgemeinen eine Periode der Taktimpulse 94) bezogen auf die Ausgaberegister-Einschreibimpulse 99 verzögert. Durch in dieser Weise erfolgende Festlegung der Einschreibzeitpunkte für die beiden Register 101 und 105 wird die Phasenfehlergröße PD^ des Ausgangssignals 100 des Binärzählers 96 zum Zeitpunkt t. in dem Eingaberegister 101 für eine Zeitspanne Tg der Eingaberegister-Einschreibimpulse 98 festgehalten, so daß von dem Eingaberegister 101 ein Ausgangssignal 102 erzeugt wird. Ein Differenzwert des Phasenfehlerbetrages PD. -i des Binärzähler-Ausgangssignals 100 zum Zeitpunkt t. ,. und des Phasenfehlerbetrages PD. des Eingaberegister-Ausgangssignals 102, welches in dem Eingaberegister 101 festgehalten worden ist, wird durch den Ausgaberegister-Einschreibimpuls 99 zum Zeitpunkt t. - in das Ausgaberegister 105 eingeschrieben und in diesem gespeichert. Auf diese Weise kann ein Binärcode (PD. ^ - PD^) entsprechend dem Frequenzfehler als Ausgangssignal 106 des Ausgaberegisters erhalten werden.

Durch Anschluß der digitalen Hochfrequenz-Empfangsschaltung an den digitalen Phasenvergleicher ist es,wie oben erläutert, möglich, die Phasenfehlerdetektorfunktion und die Frequenzfehlerdetektorfunktion in einem einzigen Schaltungssystem zusammenzufassen, so daß eine serielle Behandlung bzw. Verarbeitung des Fehlersignals ermöglicht ist. Darüber hinaus ist es möglich, ein Diskriminierungs- bzw. Unterseheidungs-

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Verhältnis der Fehlererkennung zu ändern, indem die Einschreibperiode Tg des Einschreibens in das Register verändert wird, z.B. durch Frequenzuntersetzung der TACH-Impulse.

Im Falle der Verwendung der Hochfrequenz-Empfangs schaltung nicht als Frequenzdiskriininator, sondern als digitales Hochpaßfilter oder als Phasenverschiebungsschaltung kann die Einschreibperiode T_g verändert werden, um die Grenzfrequenz der Schaltung zu verändern, so daß die gewünschten-Amplituden- und Phasenverläufe erzielt werden können.

Durch Vertauschen des Minuend und Subtrahend ist es darüber hinaus möglich, die Polarität des Differentialkoeffizienten in der Schaltung zu vertauschen.

(3) Frequenzmodulator:

Der Frequenzmodulator 3' gemäß der Erfindung besteht aus einem Binärzähler, der ein Untersetzungsverhältnis besitzt, welches sich in Abhängigkeit von einem binär codierten Modulationssignal ändert. Dieser Binärzähler· erzeugt Ausgangs-FM-Impulse mit einer sich ändernden Wiederholungsfrequenz. In einem derartigen Frequenzmodulator ist es erforderlich,. einen Trägerimpuls zu verwenden, der einer Trägerwelle in einem analogen Frequenzmodulator entspricht.

Wird die Trägerimpulsfrequenz durch fp dargestellt und wird die Taktimpulsfrequenz durch f* angegeben, so ist ein der Trägerimpulsfrequenz entsprechendes Untersetzungsverhältnis Np durch folgende Gleichung ("11) gegeben:

^fc '■■".-.■ ^: ■'"

NtP=XT=¹ . (11)

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Die Anzahl m dor Stufen des Binärzählers wird in einer solchen Weise bestimmt, daß die folgenden Gleichungen (12) und (13) erfüllt sind. In diesen Gleichungen bedeutet η die Anzahl von Bits des binärcodierten Modulationssignals: η < m-1 (1.2)

2*-1 ^ N_F ^ 2^m - 2ⁿ"¹ (13) .

Hierin bedeutet 2ⁿ~ eine vorgegebene Zählerstellung des Zählers, was später noch erläutert werden wird.

Besteht der Frequenzmodulator aus einem m-stufigen Zähler, so ist der Zähler so aufgebaut, daß er einen Ausgangs-FM-Impuls dann erzeugt, wenn der Zählerwert 2^m-1 erreicht. Dieser Ausgangs-FM-Impuls wird als Setzimpuls benutzt; zum Zeitpunkt des Auftretens eines nächsten Taktimpulses wird der Zähler auf einen Zählerwert von Ng eingestellt, der durch die folgende Gleichung (14) festgelegt ist: ■sin /,τ . _on-1

N_f

= 2^m-(N_F+2^Ii"¹) (14)

Durch Festlegen des Einstell-Zählerwertes N„ entsprechend der durch die Gleichung (14) definierten Größe wird in dem Fall, daß das Modulationssignal gleich der vorgegebenen Zählerstellung 2ⁿ~ ist, die Frequenz des Ausgangs-FM-Impulses gleich der Trägerimpulsfrequenz f^. Zu einem geeigneten Zeitpunkt im Zuge der Zähloperation wird das Modulationssignal (Binärzahl) in den Zähler geschrieben.

Fig. 19 zeigt eine Ausführungsform des Frequenzmodulators gemäß der Erfindung. Dieser Frequenzmodulator arbeitet auf der Basis des oben erwähnten Prinzips. Fig. 20 veranschaulicht verschiedene Wellenformen bzw. Signalfolgen zur Erläuterung des Betriebs des Frequenzmodulators gemäß dieser Ausführungsform.

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Bei dieser Ausführungsform sind m=4, n=3, Nw=IO und N„=4-,

¥ie in Fig. 19 dargestellt, enthält der Frequenzmodulator einen Binärzähler, bestehend aus JK-Flipflops 110 bis 113. Fig. 2O(A) veranschaulicht Zählerwerte des Zählers. Fig. 20(B) veranschaulicht Taktimpulse, und Fig.20(C) bis 20(F) zeigen Q-Ausgangssignale der JK-Flipflops 110 bis 113. Fig. 20(G) veranschaulicht die FM-Impulse, die als Einstell- bzw. Setzimpulse dienen, und Fig. 20(H) veranschaulicht die Einschreibimpulse. " -" .

In Fig. 20 sind Wellenformen bzw. Signalfolgen für drei Fälle dargestellt: Das Eingangsmodulationssignal ist gleich dem vorgegebenen Zählerwert (2); das Modulationssignal ist gleich dem vorgegebenen Wert zuzüglich 1 (2+1=3); und das Modulationssignal ist gleich dem vorgegebenen Wert abzüglich 1 (2-1=1). Die Untersetzungsverhältnisse für diese Fälle sind 10 bzw. 9 bzw. 11. ■

Ist das Modulationssignal z.B. gleich dem vorgegebenen Wert 2, wie dies in einem linken Teil der Fig. 20 veranschaulicht ist, so wird der Zähler zunächst auf N~=4 durch den FM-Impuls (Setzimpuls) eingestellt. Der Zählerwert erreicht acht zum Zeitpunkt des vierten Taktimpulses. Zu diesem Zeitpunkt wird das Modulationssignal 2 durch den Einsehreibimpuls zu dem Zähler übertragen, so daß dessen Zählerwert auf 10 springt* Danach erzeugt der Zähler einen FM-Impuls bei dem sechsten Taktimpuls. Somit hat der Zähler zehn Taktimpulse während eines Intervalls der aufeinanderfolgenden FM-Impulse gezählt, so daß das Untersetzungsverhältnis gleich 1/10 ist. ■

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Zunächst sei eine Betriebsweise des Einsteilens des Setz-Zählerwerts Ν_σ in dem Zähler näher erläutert. Die Q-Ausgangspegel der JK-Flipflops 110 bis 113 sind in Fig. 20(C) bis 20(F) gezeigt. Diese Q-Ausgangspegel entsprechen den ersten bis vierten Ziffern einer gezählten Binärzahl. Wenn ein Zählerwert eine Binärzahl 15(1111) erreicht, wird der Pegel an den Eingängen J und K des JK-Flipflops 112 ein niedriger Pegel "0", so daß zum Zeitpunkt eines nächsten Taktimpulses die Zustände der JK-Flipflops 110, 111 und 113 vom "1"-Zustand in den "0"-Zustand invertiert werden. Das JK-Flipflop 112 verbleibt jedoch in seinem dem hohen Pegel "1" entsprechenden Zustand. Damj.t ist der Zähler auf eine Binärzahl 4(0100) eingestellt.

Im folgenden sei der Betrieb der Übertragung eines Modulationssignals zu dem Zähler erläutert. Nach dem oben erläuterten Einstellbetrieb wird in dem Fall, daß der Zählerweri eine Binärzahl 7(0111) erreicht, der in Fig. 20(H) dargestellte Einschreibimpuls zu einem Impuls mit einem hohen Pegel "1". Wird das Modulationssignal gleich einer Binärzahl 2(010), so wird an den Eingängen J und K des JK-Flipflops 111 ein niedriger Pegel "0" auftreten; jene Eingänge der JK-Flipflops 110 und 112 werden einen höheren Pegel "1" führen. Damit kehren sich zum Zeitpunkt eines nächsten Taktimpulses die Zustände der JK-Flipflops. 110 und 112 vom "1"-Zustand in den "0"-Zustand um, und der Zustand des JK-Flipflops 113 ändert sich vom "0"-Zustand in den "1"-Zustand. Das JK-Flipflop 111 erfährt jedoch keine Änderung seines "1"-Zustands. Auf diese Weise ändert sich der Zählerwert zu einer Binärzahl 10(1010), und dies führt dazu, daß der Zähler zwei Taktimpulse zusätzlich gezählt hat. Dies bedeutet, daß der Zählerwert von 7 auf 10 zum Zeitpunkt des Einschreibimpulses springt.

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(4) Phasenmodulator: . .

Der Phasenmodulator 4' gemäß der Erfindung ist durch einen Binärzähler gebildet, der eine Impulsverzögerungszeit mit . sich bringt, die sich in Abhängigkeit von einem binärcodierten Modulationssignal ändert, und der Ausgangs-PM-Impulse mit einer sich ändernden Phase erzeugt. Dies bedeutet, daß zu einem geeigneten Zeitpunkt im Zuge der Zähloperation des BinärZählers (Verzögerungszählers), der mit seiner Zähloperation durch zu modulierende Impulse beginnt, das binärcodierte Modulationssignal zu dem Verzögerungszähler übertragen wird und' dass dann, wenn der Zählerwert einen vorgegebenen Wert erreicht, der betreffende Zähler Ausgangsimpulse mit modulierten Phasen erzeugt.

Eine Ausführungsform des Phasenmodulators 4' gemäß der Erfindung wird unter Bezugnahme auf Fig. 21 und 22 erläutert. Gemäß Fig. 21 bilden JK-Flipflops 131 bis 135 einen nicht synchronisierten Binärzähler, der als Verzögerungszähler dient. Eine durch NAND-Glieder 136 bis 141 gebildete Verknüpfungsschaltung dient zum Einschreiben eines aus drei Bits bestehenden binärcodierten Modulationssignals in den Verzögerungszähler 131 bis 135· In Fig. 21 sind die drei Bits des Modulationssignals durch die Bezugszeichen 142 bzw. 143 bzw. 144 bezeichnet. JK-Flipflops 145 und 146, ein NAND-Glied 147 und ein UND-Glied 148 bilden einen Taktimpulsgenerator, der korrigierte Taktimpulse 150 und Einschreibimpulse 151 auf der Basis von Taktimpulsen 149 erzeugt.

Fig. 22(A) zeigt zu modulierende Impulse 152» d.h. die FM-Ausgangsimpulse von dem oben erläuterten Frequenzmodulator. Fig. 22(B) veranschaulicht die Taktimpulse 149, und Fig. 22(C) und 22(D) zeigen Q-Ausgangssignale 153 und 154,der JK-Flip-

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flops.145 bzw. 146. Fig. 22(E) zeigt die Einschreibimpulse 151, und Fig. 22(F) veranschaulicht die korrigierten Taktimpulse 150 für den Verzögerüngszähler.

Die JK-Flipflops 145 und 146 bilden einen zweistufigen Binärzähler. Wird der zu modulierende FM-Impuls 152 dem Phasenmodulator zugeführt, so werden sämtliche JK-Flipflops 131 bis 135, 145 und 146 zurückgestellt, so daß die Zählerwerte des Verzögerungszählers 131 bis 135 und des zweistufigen Zählers 145 und 146 auf Null zurückgeführt werden. In dem Taktimpulsgenerator wird ein Einschreibimpuls 151 erzeugt, indem ein Taktimpuls abgeleitet wird, der von dem zu modulierenden Taktimpuls 152 um-mehrere Taktimpulseperioden verzögert ist, und zwar im vorliegenden Fall um zwei Taktimpulsperioden. Während des Auftretens des Einschreibimpulses 151 werden die drei Bits 142, 143 und 144 des Modulationssignals an die NAND-Glieder 136 bis 138 über die NAND-Glieder 139 bis 141 abgegeben, und zwar als Verknüpfurigsglied-Ausgangsimpulse bis 157. Zu diesem Zeitpunkt tritt, wie dies in Fig. 22 gezeigt ist, der korrigierte Taktimpuls 150 mit einem "1"-Verknüpfungspegel, d.h. mit einem hohen Verknüpfungspegel, auf, und die ^-Ausgänge der JK-Flipflops 131 und 132 führen ebenfalls Signale mit einem "1"-Verknüpfungspegel, so daß die drei Bits 142 bis 144 des Modulationssignals über die NAND-Glieder 136 bis 138 übertragen werden und an die Triggereingänge T der JK-Flipflops 131 bis 133 als Verknüpfungsglied-Ausgangs impulse 16O bis 162 gelangen. .Ist das Bit 142 des . Modulationssignals ein Bit mit einem "1"-Verknüpfungspegel, so ist der Verknüpfungsglied-Ausgangsimpuls 16O ein positiver Impuls, auf dessen Rückflanke hin das JK-Flipflop 131 seinen Zustand ändert. Ist demgegenüber das Bit 142 des Modulationssignals ein Bit mit einem "O"-Verknüpfungspegel, so tritt der Verknüpfungsglied-Ausgangsimpuls 160 mit einem "0"-Verknüpfungs-

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pegel auf. Dadurch ändert das JK-Flipflop 131 seinen Zustand nicht; es verbleibt vielmehr im Rückstellzustand. Bezüglich der übrigen NAND-Glieder 137 und 138 und JK-Flipflops 132 und 133 läuft derselbe Betrieb ab, wie er oben beschrieben worden ist. Auf diese Weise werden die drei Bits 141 bis. des Modulationssignals in die JK-Flipflops 131 bis 133 des Verzögerungszählers eingeschrieben.

Nachdem das Modulationssignal in den Verzögerungszähler eingeschrieben worden ist, sinkt der Pegel des Einschreibimpulses 151 auf einen "O"-Verknüpfungspegel ab, und sämtliche Ausgangssignale 151 bis 157 der NAND-Glieder 139 bis 141 werden mit einem "1"-Verknüpfungspegel auftreten. Die JK-Flipflops bis 135 bilden zusammen mit den NAND-Gliedern 136 bis 138 einen asynchronen Binärzähler. Der Zähler zählt die korrigierten Taktimpulse 151 zusätzlich zu-dem Zählerwert, der in ihn zuvor eingeschrieben worden ist. Wenn der Zählerwert einen digitalen Betrag von 2 erreicht, tritt am Q-Ausgang -163 des JK-Flipflops 135 eine Zustandsänderung vom "1"-Zustand in den "Q"-Zustand auf, und ferner tritt an den Eingangsanschlüssen J und K des JK-Flipflops 131 eine ¹¹O" auf. Die Folge dieser Vorgänge ist, daß die Zähloperation des Verzögerungszählers angehalten wird. Von dem Q-Ausgang 164 des JK-Flipflops 134 werden in der oben beschriebenen Weise Ausgangsimpulse (PM-Impulse) erhalten, die durch das Modulationssignal phasenmoduliert worden sind.

Der Verzögerungszähler des Phasenmodulators gemäß .der Erfindung kann durch einen Synchronzähler gebildet sein. In einem solchen Phasenmodulator können eine hohe,Arbeitsgeschwindigkeit und eine hohe Genauigkeit erzielt werden. Um ein binärcodiertes Modulationssignal.in den Zähler einzuschreiben, werden in diesem Fall Setz-Eingänge und Rückstell-

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Eingänge von den Verzögerungszähler bildenden Flipflops verwendet, und Zähleinrichtungen und Einschreibeinrichtungen werden zur Bildung des Synchronzählers voneinander getrennt. Fig. 23(A) zeigt zu modulierende Impulse, und Fig. 23(3) zeigt die in einer unter Heranziehung einer D-A-Umsetzung gegebenen Form vorliegenden Ausgangssignale des Verzögerungszählers. Das binärcodierte Modulationssignal N. mit η Bits wird in den Verzögerungszähler zum Zeitpunkt eines zu modulierenden Impulses (FM-Impuls) eingeschrieben, und sodann v/erden Taktimpulse zusätzlich zu dem eingeschriebenen Wert gezählt. Wenn der Zählerwert einen vorgegebenen Viert Np erreicht, wird ein PM-Impuls erzeugt. Auf diese Weise können die in Fig. 23(C) gezeigten phasenmodulierten'Impulse erhalten werden.

Die Phasenmodulation des zu modulierenden Impulses wird durch die folgende Gleichung (15) für jede Ziffer bzw. · Stelle des Modulationssignals ausgedrückt:

2irf_F/f_c [rad] (15)

Hierin bedeuten f„ eine Frequenz (= ψ- ) des zu modulierenden

τ? Impulses und

f„ die Taktimpulsfrequenz.

Die maximale Phasenmodulation für das Modulationssignal wird durch die folgende Gleichung (16) ausgedrückt:

(2ⁿ-1) x2Tf_F/f_c [rad] (16)

Fig. 24 zeigt eine Ausführungsform eines derartigen Phasenmodulators, bestehend aus dem Synchronzähler, der das drei Bits umfassende Modulationssignal verarbeitet. Fig. 25(A) bis 25(F) veranschaulichen Wellenformen bzw. Signalfolgen an verschiedenen Punkten des Phasenmodulators.

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Gemäß Fig. 24 bilden JK-Flipflops 171 bis.175, die Setz-Eingänge S und Rückstell-Eingänge R aufweisen, und UND-Glieder 176 bis 178 den Synchronzähler, der" als Verzögerungszähler dient. JK-Flipflops 179 und 180 und ein UND-Glied 181 bilden einen Taktimpulsgenerator. UND-Glieder 182.bis 187 bilden ein Verknüpfungsglied, mit dessen Hilfe der Inhalt eines binärcodierten Modulatiοnssignals 188, 189; 190, 191; 192, 193 aus drei Bits in den Verzögerungszähler eingeschrieben wird. Hierbei zeigt das Modulationssignal 188 und 189, 190 und 191 sowie 192 und 193 Kombinationen der. ü- und Q-Ausgangssignale der ein Ausgaberegister des Frequenzdiskriminators bildenden JK-Flipflops. Es. sei ferner darauf hingewiesen, daß Setz- und Rückstelloperationen der JK-Flipflops 171 bis 175, 179 und 180 bei einem "1"-Verknüpfungspegel durchgeführt werden. ·■-

Ein zu modulierender Impuls (FM-Impuls) 194 mit einer i Fig. 25(A) dargestellten Periode TpEsecJ wird parallel den UND-Gliedern 182 bis 187 als Einschreibimpuls zugeführt, und zum Zeitpunkt des Einschreibimpulses werden die drei Bits 188, 189; 190, 191; 192, 193 des Modulationssignals über die UND-Glieder 182 bis 187 übertragen und den Setz-Eingängen S und Rückstell-Eingängen R der JK-Flipflops 171' bis 173 zugeführt. Diese JK-Flipflops 171 bis 173 sind entweder gesetzt oder zurückgestellt, und zwar in Übereinstimmung mit dem auf diese Weise übertragenen Modulationssignal. Auf diese Weise wird das binärcodierte Modulationssignal 189, I9I, 193 in den Verzögerungszähler geschrieben. Zum gleichen Zeitpunkt werden die beiden JK-Flipflops 174 und 175 durch den zu modulierenden Impuls 194 zurückgestellt. In diesem Zustand ist das Ü-Ausgangssignal 195 des JK-Flipflops 175 eine »1». -

Nachdem das Modulationssignal in der oben beschriebenen Weise in die JK-Flipflops 171 bis 173 eingeschrieben worden ist,

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werden in dem Taktimpulsgenerator, der aus den JK-Flipflops und 180 und dem UND-Glied 181 besteht, korrigierte Taktimpülse 197, wie sie in Fig. 29(B) gezeigt sind, gebildet, indem mehrere Impulse (im vorliegenden Fall 2 Täktimpulse) aus den Taktimpulsen 196 gelöscht werden. Dies geschieht mit Hilfe des UND-Gliedes 181, wobei der zu modulierende Impuls als Bezugsimpuls dient. Durch derartige korrigierte Taktimpulse 197 kann ein stabiler Zählbetrieb erzielt werden. Diese korrigierten Taktimpulse 197 werden jedem der JK-Flipflops 171 bis 175 des Verzögerungszählers zugeführt, und die Zähloperation wird zu Zeitpunkten derartiger Taktimpulse ausgeführt. Fig. 25(C) zeigt Zählerwerte des Verzögerungszählers durch Decodierung der Ausgangssignale von den ersten bis vierten Bitstellen des Verzögerungszählers und durch Umsetzung dieser Signale in analoge Signalpegel. Wenn während der Zählung der Tählerwert den Wert 2ⁿ⁺ (in diesem Fall 2 ) erreicht, ändert sich der Zustand des Q-Ausgangssignal 198 des JK-Flipflops 174 von einem "1"-Zustand in einen "O"-Zustand, und der Zustand des Q-Ausgangssignals 195 des Flipflops 175 des letzten Bits ändert sich vom "1"-Zustand in den "O"-Zustand. Auf diese Weise wird das UND-Glied 181 gesperrt, wodurch die Zähloperation des Verzögerungszählers angehalten wird. Durch Ausführung der Zähloperation in der oben erwähnten Weise wird das Q-Ausgangssignal 198 des JK-Flipflops 174 gewonnen, wie dies in Fig. 25(D) gezeigt ist. Durch Erzeugung von Impulsen an den Rückflanken des Q-Ausgangssignals 198 können die phasenmodulierten Ausgangsimpulse (PM-Impulse) erhalten werden, wie dies in Fig. 25(E) gezeigt ist.

Fig. 25(F) veranschaulicht die binärcodierten Modulationssignale 188 bis 193 in der durch eine D-A-Umsetzung vorliegenden Form.

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Im Zuge der obigen Erläuterung ist das Modulationssignal durch drei Bits gebildet worden; das Modulationssignal kann jedoch durch mehr als vier Bits gebildet sein. In einem sol^ chen Fall können die Zahlen der den Synchronbinärzähler bildenden Flipflopstufen und der UND-Gliedstufen zur Steuerung der Einschreiboperation des Modulationssignals in Übereinstimmung mit der Bitanzahl vergrößert sein. Sofern es erforderlich ist, die Polarität der Phasenmodulation für das Modulationssignal zu invertieren, kann ferner die Polarität der Bits des Modulationssignals 188 und 189, 190 und 191 sowie 192 und 193 umgekehrt werden. Bei der obigen Ausführungsform ist der Verzögerungszähler durch die «JK-Flipflops gebildet worden; es ist jedoch selbstverständlich, den Verzögerungszähler durch eine Steuerschaltung mit zumindest Setz-^ückstell- und Takttriggeranschlüssen bildenden Schieberegister-Flipflops zu bilden.

(5) Verstärkungseinstelleinriehtung:

Eine Verstärkungs-Einstelleinrichtung in dem digitalen Steuersystem gemäß der Erfindung ist durch einen Rechner gebildet, der Verstärkungen von Integral-^Differential- und Proportional-Steuerkreisen bzw. -Regelschleifen einstellt und der erforderliche Vorspannungswerte bzw. Vorgabewerte den ermittelten Werten hinzufügt. Wird ein Abweichungswert' durch den Ausdruck A bezeichnet und wird ein Voreinstellwert mit N bezeichnet, so kann ein Ausgangssignal des Phasenvergleichers oder des Frequenzdiskriminators ausgedrückt werden durch die Größe (A+N). Wird dieses Ausgangs signal mit k(k&1) in der Verstärkungs-Einstelleinrichtung multipliziert, so wird der berechnete Voreinstellwert zu kN. Um den Voreinstellwert unabhängig von k konstant zu halten, muß ein Wert von N(1-k) dem Wert hinzuaddiert werden, der nach der Berechnung erhalten wird. Durch diese Maßnahme kann lediglieh der Abweichungs->

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wert A rait k multipliziert werden, während der Voreinstellwert konstant gehalten werden kann.

Fig. 26 zeigt eine Ausführungsform von Verstärkungseinstelleinrichtungen 5¹ , 6¹ und 7^T sowie einen Addierer 12¹ des in Fig. 4 dargestellten digitalen Steuersystems. Bei 'dieser Ausführungsform betragen die Voreinstellwerte eines Phasenvergleichers 1', eines Frequenzdiskriminators 2 , eines Frequenzmodulators 3' und eines Phasenmodulators 4' jeweils 32, und die Schleifenverstärkungen der Integral-, Proportional- und Differential-Steuerungen betragen 1/4 bzw. 1/2 bzw. 1/4.

In der Verstärkungseinstelleinrichtung gemäß der Erfindung genügt es, eine Berechnung von z.B. k= —r vorzunehmen, wo-

2¹ bei i und I willkürliche positive ganze Zahlen sind und wobei 1^2^X ist.

Um eine Binärzahl durch 2¹ zu dividieren, kann der in einem Register gespeicherte Inhalt in einer i entsprechenden Häufigkeit nach rechts verschoben werden. Wird z.B. eine Binärzahl 8(1000) durch zwei dividiert, so kann eine Binärzahl 4(0100) erhalten werden. Auf diese Weise kann eine Multiplikation einer Binärzahl mit 1/8 vorgenommen werden, indem eine Verschiebung und Addition oder Subtraktion vorgenommen wird. So können z.B. Berechnungen von 5/8 und 7/8 ausgeführt werden in der Form(i/2 +1/8) bzw. (1 - 1/8).

Fig. 27 zeigt eine weitere Ausführungsform der Verstärkungseinstelleinrichtung gemäß der Erfindung. Bei dieser Ausführungsform wird eine Division dadurch bewirkt, daß Verbindungen durch einen Drehschalter, etc. verändert werden, und die Hinzufügung eines Voreinstellwertes wird mittels einfacher Verknüpfungsschaltungen bewirkt. Dies bedeutet, daß nach Subtraktion eines

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Voreinstellwerts von einer Eingabe-Binärzahl und der dann bezüglich eines Restes erfolgenden Division schließlich der Voreinstellwert einem Quotienten hinzuaddiert wird.

Wird angenommen, daß ein Verstärkungseinstellfaktor gleich 1/2¹ ist und daß ein Voreinstellwert gleich 2ⁿ~ ist, so sind folgende Beziehungen zwischen der Eingabe-Binärzahl (A₁Ap ... A ), einer Binärzahl (B₁Bp...B ) nach Subtraktion des Voreingabewertes, einer Binärzahl (C₁Cp....C ) nach Division durch den Verstärkungseinstellfaktor und einer Binärzahl (D₁Dp...D) nach Addition vorhanden:

B_r=A_r(r=1,2, ,n-2), B_n-1=A^", B_n=A^-IT

C_s=B_s+i(s=1,2,...n-i),^ C_s,=B_n(s'=n-i+1, ... n)

'_t=C_t(t=1,2,. . . ,n-2) ,D_n-1=C_n-1 ,

Fig. 27 zeigt einen Verknüpfungsschaltplan, der die obige Verknüpfungsoperation auszuführen gestattet, und durch alleiniges Verändern von Verbindungen zwischen B und C

n—2 ist es möglich, die Schleifenverstärkung von 1/2 auf 1/2

einzustellen. '■

Im folgenden sei eine weitere Ausführungsform der Verstärkungseinstelleinrichtung gemäß der Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 28 erläutert. Die Verstärküngseinstellelnrichtung gemäß dieser Ausführungsform ist in der Integral-Regelschleife bzw. in dem Integral-Steuerkreis enthalten. Gemäß der Erfindung kann die Einstellung der Verstärkung der Integral-Schleife mit einer Unabhängigkeit hinsichtlich der

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Steuerungsgenauigkeit und des Quantisierungsrauschens bewirkt werden, indem dem Integral-Steuerkreis des digitalen Steuersystems eine Abtastschaltung und ein Frequenzteiler einfachen Aufbaus hinzugefügt werden. Dies bedeutet, daß bei der vorliegenden Ausführungsform die Abtastschaltung und der Frequenzteiler vorgesehen sind. Die Abtastschaltung dient dazu, eine Eingabe-Binärzahl (N^), die ein Modulationssignal des Frequenzmodulators darstellt, und eine Binärzahl (Voreinstellwert) N_& durchzuschalten, bei der Ausgangsimpulse des Frequenzmodulators die Mittenfrequenz (Trägerimpulsfrequenz) betreffen. Der Frequenzteiler dient zur Bildung von Abtastimpulsen für die Abtastschaltung. Die Verstärkung des Integral-Steuerkreises wird durch Verändern eines Tellerverhältnisses des Frequenzteilers eingestellt.

Gemäß Fig. 28 bilden ein Zähler 200 und ein Register 203 den im Kapitel (1) beschriebenen Phasenvergleicher. Wie bereits erläutert, wird in dem Phasenvergleicher 1¹ eine Phasendifferenz zwischen dem Bezugsimpuls 201 und einem zu steuernden Impuls, z.B. dem TACH-Impuls, als Binärzahl N, ermittelt, und die so ermittelte Binärzahl wird in dem Register 203 gespeichert. Die so gespeicherte Binärzahl N^ wird über eine Abtastschaltung 204 einem Frequenzmodulator 205 zugeführt. Der Frequenzmodulator 205 ist so aufgebaut, daß er dann, wenn das iJingangsmodulationssignal eine vorgegebene Zahl (Voreinstellwert N_&) ist, die Mittenfrequenz (Trägerimpulsfrequenz) fr-, erzeugt.

Nunmehr sei die Arbeitsweise des die Verstärkungseinstelleinrichtung enthaltenden Integral-Steuerkreises unter Bezugnahme auf Fig. 29 erläutert. Fig. 29(A) zeigt Ausgangs-FM-Impulse von dem Frequenzmodulator 205, und Fig. 29(B) zeigt

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. ί.

Abtastimpulse, die dadurch gebildet werden, daß die Ausgangs^ FM-Impulse in einem Frequenzteiler 206 entsprechend einem Übersetzungsverhältnis von zwei untersetzt werden. Die Abtastschaltung 204 ist so ausgebildet, daß ihr Ausgangssignal das Signal N Ist, wenn der Abtastimpuls mit einem niedrigen, "O"-Pegel auftritt. Das Ausgangssignal derÄbtastschaltung 2Q4 ist durch das Signal Ny, gegeben, "wenn der Abtastimpuls mit einem hohen 'M^-Pegei auftritt. Somit liefert der Frequenzmodulator 205 die Mittenfrequenz f_F, wenn der Abtastimpuls mit niedrigem "O"-Pegel auftritt; tritt der Abtastimpuls mit einem hohen'"1"-Pegel auf, so ändert sich die Frequenz des Ausgangs-FM-Impulses entsprechend 1/(1/fp-At), und zwar in Übereinstimmung mit einer Zahl K. Hierbei ist die Größe. A% gegeben durch die Beziehung ^^(^"^a^/^C ' ^wo^ⁱ ta ^^e Frequenz der Taktimpulse 207 bedeutet.

Wie oben beschrieben, liefert der Frequenzmodülator 205 Ausgangsimpulse mit der Mittehfrequenz fj, [Hz] ', wenn eine "als Modulationssignal dienende Ausgangsbinärzähl von der Abtast-? schaltung' 204 durch die Zahl N' gegeben ist, jMit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daiB die Ausgangs-FM-Impulse eine konstante Periode von 1/f-p [see] besitzen! Dieser Fall ' ist in Fig. 30(A) und 3Ö(B) dargestellt."Die fig.^ .30(A)'und 30(C) zeigen Aüsgangs-FM-Impülse, und die Flg. 30(B) und 30(D) "Veranschaulichen das Modulatiönsslghal. Wie In Fig. 50(P) gezeigt, besitzt der Ausgangs-FH-Impuls In dem Fall, daß' das ' Modulationssignal eine Zahl N-' anstatt N besitzt, eine Periode von 1/f_F ->dt Jsec]. Gemäß Fig. 30(D) tritt das Moduiätiönssignal mit einem Wert Ni auf,' und zwar mit einer Frequenz entsprechend einer Periode aus vier Perloden der Ausgangs-FM-Impulse. Demgemäß besitzen die Ausgangs-FM-Impulse eine Periode von 1/f„-itJsecj nur dann, wenn-das Modulationssignal N_b 1st; die betreffenden Impulse besitzen

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eine Periode von 1/f™ jseej, wenn das Modulations signal N ist. Auf diese Weise behalten die Ausgangs-FM-Impulse die Phasendifferenz At [seil in bezug auf die in Fig. 30(A) für vier Perioden dargestellten Ausgangs-FM-Impulse bei, und die Phasendifferenz wird alle vier Perioden akkumuliert. Damit besitzen die Abtastschaltung 204 und der Frequenzmodulator 205 eine Abtast-Halte-Eigenschaft.

Die Einstellung der Schleifenverstärkung des Integral-Steuerkreises bzw.,der Integral-Steuerschleife kann dadurch vorgenommen werden, daß die Frequenz der von dem Frequenzteiler 206 zugeführten Abtastimpulse geändert wird. Im folgenden wird diese Einstellung der Schleifenverstärkung unter Bezugnahme auf Fig. 31 erläutert. Fig. 31(A) zeigt von dem Frequenzmodulator 205 abgegebene Ausgang-FM-Impulse mit der Mittenfrequenz fp. Fig. 31(B) zeigt von dem Frequenzmodulator 205 in dem Fall abgegebene Ausgangs-FM-Impulse, daß der Frequenzteiler 206 ein Untersetzungsverhältnis von 1/1 besitzt. Fig. 31(C) zeigt von dem Frequenzmodulator 205 in dem Fall abgegebene Ausgangs-FM-Impulse, daß der Frequenzteiler 206 ein Untersetzungsverhältnis von 1/2 besitzt. Nimmt man an, daß in dem Fall, daß die Binärzahl N^ als Modulationssignal dem Frequenzmodulator 205 von dem Register 203 zugeführt wird, eine Periode der Ausgangs-FM-Impulse kürzer wird als die der Mittenfrequenz fp, und zwar um 41 feec} , so wird die Zeitdifferenz At, wie dies in Fig. 31(B) gezeigt ist, je Periode der in Fig. 31(A) dargestellten Ausgangs-FM-Impulse akkumuliert, wenn das Untersetzungsverhältnis des Frequenzteilers auf 1/1 eingestellt ist. Ist das Teilerverhältnis bzw. Untersetzungsverhältnis bei 1/2 gewählt, so wird die für jeweils zwei Perioden akkumulierte Zeitdifferenz At, wie Fig. 31(C) zeigt, und damit eine mittlere Verstärkung halb so groß wie

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in dem Fall, daß das Untersetzungsverhältnis von 1/1 vor- ^ liegt. Allgemein gilt, daß bei Einstellung des Unter\setzurigs~ Verhältnisses des Frequenzteilers 206 auf 1/n die Schleifenverstärkung zu 1/n wird. Durch Ändern des Untersetzungsver-* hältnisses des Frequenzteilers 206 kann somit die Schleifen- _: verstärkung eingestellt werden. "·■

(6) Wiederholungsfrequenz von Taktimpulsen:

In dem digitalen Steuersystem gemäß der Erfindung werden Taktimpulse hoher Stabilität von einem Quarzoszillator dazu herangezogen, Eingabe- bzw. Eingangsimpulse und Ausgabebzw. Ausgangsimpulse verschiedener Teile des Steuersystems zu erzeugen. Deshalb ist es von Bedeutung, wie die Wiederholungsfrequenz der Taktimpulse für den Betrieb des digitalen Steuersystems in einer stabilen Weise festgelegt wird.

Zu diesem Zweck wird gemäß der Erfindung die Wiederholungsfrequenz der Taktimpulse in einer solchen Weise festgelegt, daß ein ganzzahliges Verhältnis zu jeder der Frequenzen von Bezugs-Vertikal-Synchronisierimpulsen, Bezügs-Horizontal-Synchronisierimpulsen des Fernsehsignal und von Mo1?prantriebsimpulsen beibehalten ist. ν

Gemäß der Erfindung werden die Ausgangs-FM-Impulse γόη dem Frequenzmodulator dadurch erhalten, daß eine FrequeÄzunter« setzung der Taktimpulse erfolgt, wie dies im Kapitel (2>) ν erläutert worden ist. Treten die vom Frequenzmodulatpr abgegebenen Ausgangs-FM-Impulse mit einer Frequenz f„ Äüf und beträgt die Taktimpulsfrequenz f_c , so ist folgende Gleichung (17) erfüllt: :;

f_c = ν . f_F " (17) ■"■-.,. '■■:._

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Hierin bedeutet N eine willkürliche positive ganze Zahl (die gleich dem JPrequenzuntersetzung-sverhältnis des Frequenzmodulators ist). Der Motorantriebsimpuls (dessen Kittenfrequenz f ist) wird dadurch erhalten, daß die von dem Frequenzjnodulator abgegebenen Ausgangs-FM-Impulse in einem Phasenteiler einer Mehrfach-Phasenteilung unterworfen werden, so daß die folgende Beziehung erzielt werden kann: ,

f_F=K.f_M ' (18)

Hierin bedeutet K eine beliebige positive ganze Zahl (die gleich dem Frequenzuntersetzungsyerhältnis des Mehrfach-Phasenteilers' ist).

Um einen Mittelwert der Drehzahl pro Sekunde des Kopfmotors (der Mittelwert besitzt eine ganzzahlige Beziehung zu der Mittenfrequenz f« der Motorantriebsimpulse) mit den Bezugs-Vertikal-Synchronisierimpulsen (Frequenz f„) des Fernsehsignals zu synchronisieren, ist es in Verbindung mit Fernsehnorjaen erforderlich, folgende Beziehung zu erfüllen:

%= μ-"- f_v; ; ds)

Hierin bedeutet M eine Konstante, die durch die Fernseh- ^f normen und den Typ des zu verwendenden Kopf motors festgelegt ist; bei dem NTSC-System mit 525 Zeilen pro Bild und 60 Halbbilder pro Sekunde sowie bei Verwendung eines zweipoligen Dreiphasen-Motors ist M=4. Aus den Gleichungen (18) und (19) kann die folgende Gleichung (20) erhalten werden:

f _F = M · K . f_¥ (20)

Nach den NTSC-Fernsehnormen mit 525 Zeilen und 60 Halbbildern kann die Gleichung (20) mit Rücksicht darauf, daß

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ist, wie folgt umgeschrieben werden, wenn man M=4 berücksichtigt: .

f_F = 8 · K · £_H/525 (21)

Aus den Gleichungen (17) und (21) ergibt sich die Taktimpulsfrequenz f_n entsprechend der nachstehenden Gleichung (22):

f_c = 8 · N . K .· f_H/525 (22)

Demgegenüber ist es in dem Servosystem des Video-Bandaufzeichnungsgeräts von Vorteil, die Operationen der verschiedenen Schaltungen des digitalen Servosystems zu stabilisieren und das Quantisierungsrauschen in dem Phasenvergleicher herabzusenken. Dies geschieht dadurch, daß eine phasenmäßige Kopplung von AusgangsSignalen des die Taktimpulse (Frequenz fp) erzeugende Quarzoszillators mit den Bezugs-Horizontal-Synchronisierimpulsen (Frequenz f.„)- des Fernsehsignals erfolgt. Zu diesem Zweck wird die Taktimpulsfrequenz £„■_ als ganzzahliges Vielfaches der Bezugs-Horizontal-Synchronisierimpulsfrequenz f„ gewählt, und eine neue Taktimpulsfrequenz fp^! wird wie folgt festgelegt:

f_c· = 8n · N * K · f_H (23) :

In der Gleichung (23) sind η und N beliebige positive ganze Zahlen, so daß eine beliebige positive ganze Zahl L benutzt werden kann, die der Beziehung η · N=L genügt. Damit kann die Gleichung (23) wie folgt umgeschrieben werden:

f_c« = 8L · K · f_H (24)

Die Gleichung (24) kann unter Heranziehung der Bezugs-Ve rtikal-Synchroni si er impulsfrequenz fy: und der Mitten-

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frequenz f,, der Motorantriebsimpulse weiter umgeschrieben werden, so daß man zu folgender Gleichung gelangt:

f_c« = 2100L · K . fy (25)

und
f_c' = 525L . K · f_M (26)

Deshalb besitzt die Wiederholungsfrequenz f„' der neuen Taktimpulse eine ganzzahlige Beziehung zu der Bezugs-Vertikal-Synchronisierimpulsfrequenz fy, der Bezugs-Horizontal-Synchronisiei'impulsfrequenz f^· und der Mittenfrequenz f.» der Motorantriebsimpulse. Dies bedeutet, daß die Taktimpulsfrequenz f«¹ so festgelegt ist, daß sie ein gemeinsames Vielfaches von fy, fjT und f. j ist. Wird die Takt impulsfrequenz in der oben beschriebenen Weise so festgelegt, daß sie in einer ganzzahligen Beziehung zu fy besteht, so wird die Phasenbeziehung des Taktimpulses f« in bezug auf fy konstant gehalten, wie .dies in Fig. 32(A) und 32(C) gezeigt ist. Damit wird auch die Anzahl der Taktimpulse, die in einer gegebenen Phasendifferenz zwischen dem in Fig. 32(A) gezeigten Bezugsimpuls fy und den in Fig. 32(B) gezeigten TACH-Impulsen vorhanden sind, stets konstant gehalten. Aus dem gleichen Grund kann die Feststellgenauigkeit des Frequenzdiskriminators hoch gemacht werden, und außerdem kann die Steuerungsgenauigkeit des Frequenzmodulators und des Phasenmodulators gesteigert werden.

Gemäß der Erfindung wird z.B. ein Integral-Steuerkreis bzw. eine Integral-Steuerschleife mit einer automatischen Phaseneinstellschaltung verwendet, und eine in der Aufzeichnungszeitspanne gleichbleibende Umlaufphase einer Videokopftrommel kann in einer bestimmten Phasenbeziehung zu dem Impulsgemisch der Synchronisierimpulse mittels digitaler Schaltungen gehalten werden, die trotz Temperatur- und Speisespannungsänderungen stabil arbeiten.

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Fig. 33 zeigt eine Ausführungsform des digitalen Steuersystems gemäß der Erfindung. Diese Aüsführungsform des digitalen Steuersystems enthält eine Integral-Steuerschleife bzw. einen Integral-Steuerkreis, der eine Phasensteuerung von TACH-Impulsen bewirkt, welche kennzeichnend sind für die Stellungen der Videokopftrommel des Video-Bandaufzeichnungsgeräts. Das digitale Steuersystem gemäß der Erfindung enthält einen Taktimpulsgenerator 210, einen Frequenzmodulator 211, einen Dreiphasen-T-eiler 212, einen Motorsteuerverstärker 213, einen Kopfmotor. 214, eine Videokopftrommel 215, einen TACH-Impulse liefernden Tachometerimpulsgenerator 216, einen Zähler 217 und ein Register 218 eines■Phasenvergleichers sowie eine auf einen.dritten Synchronimpuls ansprechende Trennschaltung 219, einen Steuersignalgenerator 220, einen Phasßnschieber 221, einen Frequenzteiler 222 und einen einen Bezugsimpuls erzeugenden Zähler 223.

In dem.Frequenzmodulator 211 wird das Zählverhältnis für die Ausgangstaktimpulse von dem Taktimpulsgenerator 210 in Abhängigkeit von der Größe einer von dem Register 218 her zugeführten Binärzahl geändert, um die Frequenz der Ausgangsimpulse zu ändern. Der Frequenzmodulator 211 ist so aufgebaut, daß in dem Fall, daß die Binärzahl von dem Register 218 einen vorgegebenen Wert (Voreinstellwert) N besitzt, die Ausgangssignale des Frequenzmodulators 211 eine Mittenfrequenz (Trägerfrequenz) besitzen. In diesem Fall dreht sich der Kopfmotor 214 mit einer gleichbleibenden Geschwindigkeit. Die in dem Register 218 gespeicherte Binärzahl gibt eine Phasendifferenz der TACH-Impulse c in bezug auf die Bezugsphasenimpulse g an, die durch den Zähler 217 des Phasenvergleichers in Form der Anzahl von Taktimpulsen ermittelt worden ist. Damit ist die Phase der TACH-Impulse c bei gleichbleibendem Umlaufzustand des Kopfmotors 214 in einer solchen Lage stabil

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gemacht worden, die eine Phasendifferenz von N Taktimpulsen im Hinblick auf den Bezugsimpuls g besitzt.

An Hand der Fig. 34 wird nachstehend die Arbeitsweise des Steuersystems bei Vorliegen des Dauerzustands der TACH-Impulse c erläutert werden. Fig. 34(A) veranschaulicht den Bezugsimpuls g, Fig. 34(B) zeigt den TACH-Impuls c bei gleichbleibender Drehung des Kopfmotors 214, und Fig. 34(C) zeigt die Taktimpulse h. Der Bezugsimpuls g wird von dem Bezugsimpulse erzeugenden Zähler 223 erhalten, der die Ausgangstaktimpulse h von dem Taktimpulsgenerator 210 in der Frequenz untersetzt. Die Taktimpulsfrequenz ist ein K-faches (K ist eine ganze Zahl) der Frequenz fmJHzl der TACH-Impulse c im Dauerzustand. Die zuletzt genannte Frequenz ist festgelegt auf eine Frequenz, die das Vierfache der Bezugs-Vertikal-Synchronisierimpulsfrequenz f-yfHzj beträgt.

Wie in Fig. 35 gezeigt, entspricht bei Vorliegen einer definierten Phasenbeziehung der TACH-Impulse c im Dauerzustand eine negative Flanke des TACH-Impulses c, wie er in Fig. 35(E) gezeigt ist, einem in Fig. 35(D) gezeigten dritten Synchronisierimpuls e, der aus dem in Fig. 35(C) gezeigten Bezugs-Synchronisierimpulsgemisch d mittels der den dritten Synchronisierimpuls herauslösenden Trennschaltung 219 abgetrennt worden ist. Demgemäß kann die Phase des in Fig. 35(A) gezeigten, dem Zähler 217 des Phasenvergleichers zugeführten Eingangsbezugsimpulses g durch N Taktimpulse von dem dritten Synchronisierimpuls e verschoben werden. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß es ausreicht, die Phase eines Impulses, der durch Verzögern des Eingangs-Bezugsphasenimpulses g um N Taktimpulsperioden erhalten wird, mit der des dritten Synchronisierimpulses e koinzidieren zu lassen. Zu diesem Zweck werden die Impulse g durch den Frequenzteiler

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auf ein Viertel in der Frequenz untersetzt und um N-Taktimpulsperioden in dem Phasenschieber 221 verzögert. Dadurch werden .die verzögerten Impulse f erhalten, wie sie in Fig. 35(B) gezeigt sind. Die Phase der verzögerten Impulse f von dem Phasenschieber 221 wird mit der Phase der dritten Synchronisierimpulse e in dem Steuersignalgenerator 220 verglichen. Wenn der verzögerte Impuls f dem Impuls e vorauseilt, erzeugt der Steuersignalgenerator 220 ein Steuersignal mit einer Impulsbreite, die der betreffenden Phasendifferenz entspricht. Dieses Steuersignal wird dem den Bezugsphasenimpuls erzeugenden Zähler 223 zugeführt. Der Zähler 223 verzögert seine Zähloperation um eine der Impulsbreite des betreffenden Steuersignal entsprechende Periode, so daß die Phase eines Ausgangsimpulses g verzögert ist. Eilt der Impuls f dem Impuls e nach, so erzeugt der Steuersignalgenerator 220 ein Steuersignal mit einer Impulsbreite, die der Nacheilungs-Phasendifferenz entspricht. Dieses Steuersignal wird dem den Bezugsimpuls erzeugenden Zähler 223 zugeführt. Der Zähler 223 fördert sodann seine die Zählung der Taktimpulse betreffende Zähloperation, und zwar um eine Zeit-, spanne, die der Breite des Steuersignals entspricht, um nämlich eine Phasenvoreilung eines Ausgangsimpulses g zu bewirken. In der oben beschriebenen-Weise eilen die vom Frequenzteiler 223 abgegebenen Ausgangsimpulse um N Taktimpulsperioden den dritten Synchronimpulsen e voraus, und außerdem eilen die Impulse g, die dieselbe Phase besitzen wie die Ausgangsimpulse des Frequenzteilers 222, auch um N Taktimpulsperioden den dritten Synchronimpulsen e voraus. Durch Phasensteuerung der TACH-Impulse c mittels der als Bezugsphasenimpulse für den Zähler 217 des Phasenvergleichers benutzten Impulse g fällt die Dauer-Phasenbeziehung der TACH-Impulse mit den dritten Synchronimpulsen e zusammen, wie dies in Fig. 35(E) veranschaulicht ist, so daß die vor~ gegebene Phasenbeziehung erzielt werden kann.

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Bei der obigen Ausführungsform wird der dritte Synchronimpuls als eine Bezugs-Zeitposition benutzt, und die Phasendifferenz der TACH-Impulse wird in bezug auf die dritten Synchronimpulse e ermittelt. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf eine derartige Ausführungsform beschränkt; vielmehr kann irgendein Impuls mit einer bestimmten Phase

aus dem Bezugs-Synchronimpulsgemisch d abgetrennt werden.

Das digitale Steuersystem gemäß der Erfindung ist nicht auf die oben erläuterten Ausführungsformen beschränkt; vielmehr können viele Modifikationen ggfs. vorgenommen werden. So kann z.B. in einem einfachen System, wie einem Kapstan- bzw. Antriebsrollen-Servosystem eines Video-Bandaufzeichnungsgeräts, ein Frequenzdiskriminator und ein Phasenmodulator weggelassen werden; das Servosystem kann dabei aus einem Phasenvergleicher und einem Frequenzmodulator bestehen.

In dem digitalen Steuersystem eines Video-Bandaufzeichnungsgeräts kann eine Umlaufphase einer Videokopftrommel beim Wiedergabebetrieb des Video-Bandaufzeichnungsgeräts mit externen Bezugsimpulsen synchronisiert sein. In diesem Fall können wiedergegebene Synchronisierimpulse anstelle von TACH-Impulsen als zu steuernde Impulse benutzt werden, und die örtlichen Synchronisierimpulse können als Bezugsimpulse benutzt werden.

Im Falle der Anwendung des digitalen Steuersystems gemäß der Erfindung als Antriebsrollen-Servosystem eines Video-Bandaufzeichnungsgeräts können durch eine Steuerspur wiedergegebene Impulse anstelle von TACH-Impulsen als zu steuernde Impulse ausgenutzt werden. Eine automatische Frequenzregelschaltung (AFC) kann durch eine Kombination eines Frequenzdiskriminators und eines Frequenzmodulators aufgebaut werden.

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Darüber hinaus kann eine automatische Phasensteuerschaitung (APC) durch eine Kombination eines Phasenvergleichers und eines Frequenzmodulators gebildet werden.

Die durch das digitale Steuersystem gemäß der Erfindung erzielten vorteilhaften Wirkungen können wie folgt zusammengefaßt werden:

(1) Ein stabiler Oszillator, wie ein Quarzoszillator, kann als Taktimpulsquelle verwendet werden, so daß die Frequenzabweichung auf Grund einer Temperaturänderung vermieden werden kann. " ■ " . ■

(2) Da der Abtast-Halte-Vorgang durch ein Register in Form einer Binärzahl bewirkt wird,· kann der Abtast-Haltevorgang vollständig vorgenommen werden, und zwar unabhängig von einer Abtastperiode; darüber hinaus kann der Einfluß der Speisequellenstörung und der gegenseitigen Störung der Schaltungen extrem klein gemacht werden»

(3) Die Steuerung wird mit Hilfe digitaler Schaltungen ausgeführt, was dazu führt, daß keine Arbeitspunktabwanderung und Verstärkungsänderung existiert und daß das System kaum durch Umgebungseinflüsse beeinflußt wird.

(4) Verstärkungsänderungen verschiedener Teile können ebenfalls klein gemacht werden.

(5) Da Einheitsbauelemente, wie Spulen, Widerstände, Kondensatoren und Transistoren, nahezu nicht erforderlich sind, können integrierte Schaltungen ohne .weiteres verwendet werden; die Anzahl zu verwendender Elemente wird erheblich gesenkt, und die Zuverlässigkeit der Elemente kann in großem Maße gesteigert werden. Darüber hinaus können verschiedene Schaltungen, wie z.B. ein Phasenmodulator, durch LSI-Schaltungen · gebildet werden, so daß der Einrichtung eine geringe Größe und ein geringes Gewicht gegeben werden kann.

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(6) Da digitale Schaltungen verwendet werden, kann eine hohe Zuverlässigkeit des Steuersystems erhalten werden.

(7) Bauelemente mit einstellbaren Eigenschaften, wie Widerstände, Kondensatoren, Gleichstromverstärker und durchstimmbare Oszillatoren, werden nicht verwendet, so daß Einstellungen in einer sehr einfache Weise bewirkt werden können. Da die gegenseitige Störung zwischen verschiedenen Schaltungen gering ist, wird darüber hinaus die Herstellung einfach. Außerdem ist die Vielseitigkeit der Schaltungselemente groß, und die Nachstellung ist dennoch einfach. Ferner kann die Anzahl an Elementen (integrierten Schaltungen) und Schaltungsarten gering gemacht werden. Damit können die Kosten des gesamten Steuersystems gesenkt werden.

(8) Die Taktiinpulsfrequeiaz kann als ein gemeinsames Vielfaches von verschiedenen externen Bezugs-Synchronisierimpulsfrequenzen und einer Motorantriebsimpulsfrequenz festgelegt sein. Ferner können die Taktimpulse in der Phase durch externe Bezugssynchronisierimpulse mitgezogen sein, so daß der stabile Betrieb bewirkt und ein Quantisierungsrauschen vermieden werden kann.

Wie oben beschrieben, zeigt das digitale Steuersystem gemäß der Erfindung einen stabileren Betrieb als bekannte analoge Steuersysteme, und außerdem weist das digitale Steuersystem gemäß der Erfindung eine verbesserte Zuverlässigkeit auf, so daß eine mühsame lfertüngsarbeit, Nachstellung und Reparatur der Steuereinrichtung bei der Routinearbeit extrem vermindert ist. Dies führt nicht nur zu vielen Vorteilen für Benutzer., sondern zeigt außerdem eine Einfachheit hinsichtlich der Herstellung und hinsichtlich des Einstellverfahrens für die Hersteller.

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An Hand, der obigen Ausführungsformen ist das digitale Steuersystem gemäß der Erfindung für ein Video-Bandaufzeichnungsgerät im einzelnen erläutert worden. Es sei jedoch bemerkt, -daß die Erfindung auf eine derartige Anwendung nicht beschränkt ist, sondern daß die Erfindung vielmehr in verschiedenen Anwendungsfällen benutzt v/erden kann, wie in einem numerischen Steuersystem und in allgemeinen digitalen Steuersystemen. Darüber hinaus können ein Phasenvergleicher, ein Frequenzdiskriminator und ein Phasenmodulator sowie ein Frequenzmodulator auch auf dem Gebiet der Nachrichtenübertragung verwendet werden. Darüber hinaus sind die Bauelemente sehr gut dazu geeignet, nicht nur in Form von integrierten Schaltungen IC gebildet zu werden, sondern auch in Form von MSI- und LSI-Schaltungen. Schließlich sei noch bemerkt, daß durch die Erfindung ein digitales Steuersystem geschaffen ist, welches- eine Möglichkeit besitzt, auf verschiedenen Gebieten in umfangreichen Anwendungsfällen benutzt zu werden.

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Claims (20)

1. Patentansprüche

   ./Digitales Steuersystem, dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen (9') vorgesehen sind, die zu steuernde Impulse in bezug auf ein zu steuerndes System bilden, daß Einrichtungen vorgesehen sind, die Bezugsimpulse bilden, daß Einrichtungen vorgesehen sind, die Taktimpulse erzeugen, daß eine Phasenvergleichseinrichtung (1·) vorgesehen ist, die die Anzahl der innerhalb einer Zeitspanne zwischen dem zu steuerndem Impuls und dem Bezugsimpuls auftretenden Taktimpulse mittels eines Binärzählers (C,) zählen, durch den eine Phasendifferenz zwischen dem zu steuernden Impuls und dem Bezugsimpuls als Binärzahl festgestellt wird, die in der Phasenvergleichseinrichtung gespeichert wird, und daß eine B'requenzmodulationseinrichtung (3^f) vorgesehen ist, die die in der Phasenvergleichseinrichtung (1') gespeicherte Binärzahl zu einem Binärzähler (4^!) übertragen, der auf die Taktimpulse hin eine solche Frequenzuntersetzung bewirkt, daß frequenzmodulierte Trägerimpulse auftreten, wobei eine Integral-Steuerung bezüglich des zu steuernden Systems bewirkt wird.
2. 2. Digitales Steuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Frequenzdiskriminierungseinrichtung (2') vorgesehen ist, die die Anzahl von Taktimpulsen, welche eine Abweichung einer Periode des zu steuernden Impulses in bezug auf eine Periode der Bezugsimpulse, mittels eines 3inärzählers (Cp) zählt , der eine Frequenzabweichung des zu steuernden Impulses als eine Binärzahl ermittelt, welche in der Frequenzdiskriminierungseinrichtung (2^! ) gespeichert wird, und daß eine Phasenmodulationseinrichtung (4*) vorgesehen ist, die die für die Frequenzabweichung charakteristische, gespeicherte Binärzahl zu einem Verzögerungszähler

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   überträgt, der eine Phasenmodulation der durch die Frequenzmodulationseinrichtung (3^r) -frequenzmodulierten Trägerimpulse bewirkt, wobei eine Integral-Steuerung und eine Differential-Steuerung bezüglich des zu steuernden Systems bewirkt werden.
3. 3. Digitales Steuersystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß Übertragungseinrichtungen vorgesehen sind, die die für die Phasendifferenz charakteristische und in der Phasenvergleichseinrichtung (1¹) gespeicherte Binärzahl zu dem Verzögerungszähler der Phasenmodulat ions einrichtung (4') übertragen, und zwar zur Phasenmodulation der durch die Frequenzmodulationseinrichtung (3¹) frequenzmodulierten Trägerimpulse, wobei eine Integral-Steuerung, eine Differential-Steuerung und eine Proportionalsteuerung bezüglich des zu steuernden Systems bewirkt werden.

   einem der bis 3
4. 4. Digitales Steuersystem nach/Ansprüche 1/, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenvergleichseinrichtung (1') einen η-stufigen Binärzähler (C.) enthält, der die der Phasendifferenz entsprechende Anzahl von Taktimpulsen zählt, und daß der η-stufige Binärzähler (C.) so aufgebaut ist _y daß sein Ausgangs-Zählerwert bei Vorliegen einer Mull-Phasendifferenz gleich 2ⁿ~ beträgt, daß sein Ausgangs-Zänlerv/ert in dem

   Fall bei 2 gehalten wird, daß die der Phasendifferenz

   n—1

   entsprechende Anzahl von Taktimpulsen 2 überschreitet, welche jedoch nicht über etwa eine halbe Periode des Bezugsimpulses hinausgeht, und daß seine Ausgangs-Zählerstellung bei Null für den Fall gehalten wird, daß die Phasendifferenz etwa eine halbe Periode des Bezugsimpulses überschreitet, nicht jedoch eine Periode des Bezugsimpulses, so daß eine zur Durchführung des Phasenvergleichs erforderliche Zeitspanne verkürzt ist..

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   einem der bis 3
5. 5. Digitales Steuersystem na ch/Ansprüche 1/, dadurch gekennzeichnet, daß der in der Phasenvergleichseinrichtung (1') enthaltene Binärzähler (C.) so aufgebaut ist, daß er durch die Bezugsimpulse zurückstellbar ist und daß Wellenzüge der Bezugsimpulse derart modifiziert werden, daß eine Verlängerung der Zeitspanne erfolgt, während der der Zähler (C.) zurückgestellt ist, derart, daß eine Voreilungs- oder Nacheilungs-Phasendifferenz des zu steuernden Impulses gegenüber dem Bezugsimpuls symmetrisch feststellbar ist.

   einem der bis 3
6. 6. Digitales Steuersystem nach/ Ansprüche Λ/, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzmodulationseinrichtung (3¹) einen m-stufigen Binärzähler (Cg) enthält, der durch Frequenzuntersetzung der mit einer Frequenz f_n auftretenden Taktimpulse Trägerimpulse mit einer Frequenz £„ liefert, welche Träger impulse durch das von der Phasenvergleichseinrichtung (1') übertragene binärcodierte Modulationssignal frequenzmoduliert werden,welches einen Maximalwert von 2ⁿ-1 besitzt, 'wobei die Beziehung

   2^m-%f_c/f_F^2^m-2ⁿ-¹ gilt,

   daß Einrichtungen vorgesehen sind, die einen die Trägerimpulse bildenden Ausgangsimpuls jeweils dann erzeugen, wenn ein Zählerwert des Binärzählers (C-r,) den Wert 2-1 erreicht, und die ein Zählerausgangssignal auf 2^m-(f_c/f_F+2ⁿ~¹) durch einen nächstfolgenden Taktimpuls einstellen, und daß Einrichtungen vorgesehen sind, die einen Wert des Modulationssignals zu einem Zählerwert des Binärzählers (Cg) in dem Fall hinzuaddieren, daß sämtliche niederwertigen η Bits des Zählerwerts des Binärzählers (Cg) jeweils "1" und zumindest ein Bit der oberhalb

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   eines η-ten Bits befindlichen Bits "O" ist.
7. 7. Digitales Steuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Phasenvergleichseinrichtung (i^r)

   ..eine und der Frequenzmodulationseinrichtung (3¹)/Verstärkungseinste11einrichtung (5') vorgesehen'ist, die eine Subtraktionseinrichtung, welche einen vorgegebenen Voreinstellwert von der in der Phasenvergleichseinrichtung (1') gespeicherten Binärzahl subtrahiert , eine Multiplikationseinrichtung, die ein Ausgangssignal der Subtraktionseinrichtung mit I/2¹ multipliziert (I und i sind willkürliche positive ganze Zahlen), und eine Additionseinrichtung enthält ., welche den Voreinstellwert zu einem Ausgangssignal der Multiplikationseinrichtung unter Lieferung eines binärcodierten Ausgangs-Modulationssignals hinzuaddiert, wobei eine Abweichung des binärcodierten Ausgangs-Modulationssignals gegenüber dem Vor- - einstellwert gleich einer Abweichung des binärcodierten Eingangs-Modulationssignals multipliziert mit I/2¹ in bezug auf den Voreinstellwert ist.
8. 8. Digitales Steuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Phasenvergleichseinrichtung (1') und der Frequenzmodulationseinrichtung (3') eine Verstärkungseinstelleinricht-ung (5' ) vorgesehen ist, die eine Abtastschaltung, welche ein an die Frequenzmodulationseinrichtung (3') abgegebenes Modulationssignal zwischen dem von der Phasenvergleichseinrichtung (1¹) abgegebenen binärcodierten Modulationssignal und einer Binärzahl übergehen läßt, auf die hin die Frequenzmodulationseinrichtung (3¹) Trägerimpulse mit einer Mittenfrequenz erzeugt , und einen Frequenzteiler enthält, der Abtastimpulse für die Abtastschaltung liefert,

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   wobei eine Verstärkungseinrichtung dadurch bewirkt wird, daß ein Frequenzuntersetzungsverhältnis des Frequenzteilers geändert wird.

   oder 3
9. 9. Digitales Steuersystem nach Anspruch 2/, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzdiskriminierungseinrichtung (2¹) einen m-stufigen Binärzähler enthält, der die der Frequenzabweichung des zu steuernden Impulses im Hinblick auf den Bezugsimpuls entsprechende Anzahl von Taktimpulsen zählt und der so aufgebaut ist, daß seine Ausgangszählerstellung bei Vorliegen einer Null-Abweichung 2 ~ beträgt, derart, daß eine maximale Frequenzabweichung von 2 -1 feststellbar ist, und daß jeweils zum Zeitpunkt eines Zählbeginns der Binärzähler (C_c) auf einen Teil der Taktimpulse eingestellt wird, welcher Teil dadurch erhalten wird, daß von der einer Periode des Bezugsimpulses entsprechenden Anzahl von Taktimpulsen 2 "" Taktimpulse und ein ganzzahliges Vielfaches von 2^m Taktimpulsen subtrahiert wird.

   oder 3
10. 10. Digitales Steuersystem nach Anspruch 2/, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzdiskriminierungseinrichtung (2^!) eine Hochfrequenz-ümpfangsschaltung mit einer digitalen Rechenschaltung enthält, die eine Differenz zwischen einem Wert der die Phasendifferenz zu irgendeinem Zeitpunkt t. darstellenden Binärzahl und der die Phasendifferenz zu einem Zeitpunkt t. , darstellenden Binärzahl ableitet, wobei der Zeitpunkt t. . um eine Zeitspanne T_g gegenüber dem Zeitpunkt t. verzögert ist, daß die Rechenschaltung aus der genannten Differenz eine für die Frequenzabweichung charakteristische Binärzahl erzeugt, und daß Amplituden- und Phasenverläufe der digitalen Rechenschaltung zur Änderung der Frequenzdiskriminierungseigenschaft

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    der Frequenzdiskriminierungseinrichtung (2^r ) durch Verändern der Zeitspanne To änderbar sind.

    . aier3
11. 11. Digitales Steuersystem nach Anspruch 2/, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenmodulationseinrichtung (4') eine Verzögerungseinrichtung (131 "bis 135) enthält, die einen m-stufigen Binärzähler im Hinblick auf das η Bits umfassende binärcodierte Modulationssignal mit n^m aufweist, und daß Einrichtungen vorgesehen, sind, die die Taktimpulszählung durch den Binär zähler von der Null-Zählerstellung aus durch einen zu modulierenden. Impuls einleiten, die einen Wert des Modulationssignals zu einem Zählerwert unmittelbar nach dem Zählbeginn oder während einer Zähloperation hinzuaddieren oder die den Zähler auf einen Wert des Modulationssignals durch den zu modulierenden Impuls einstellen, und die einen modulierten Impuls zu einem Zeitpunkt erzeugen, zu dem der Zählerwert einen beliebigen Zählerwert von N(2ⁿ=N) erreicht, und die gleichzeitig die Zähloperation des Zählers anhalten, wobei ein Verzögerungsbetrag der zu modulierenden Impulse entsprechend einem Wert des Modulati ons signals geändert v/ird.

    oder 3
12. 12. Digitales Steuersystem nach Anspruch 2/ dadurch gekennzeichnet, daß die für die durch das binärcodierte Modulations signal zu modulierenden Phasenmodulationsimpulse vorgesehene Phasenmodulationseinrichtung (4¹) so aufgebaut ist, daß ein Einschreiben und Übertragen des Modulationssignals durch Setzen von Eingängen und Rückstellen von Eingängen von den Verzögerungszähler (131 bis 135) bildenden Flipflops bewirkt -wird , derart, daß voneinander getrennt eine Zähleinrichtung und eine Übertragungseinrichtung vorliegen, wobei der Verzögerungs-
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14. zähler (ij>1 bis 1:>5) zur Bildung eines synchronisierten Zählers unabhängig ist.
15. 15. Digitales Steuersystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Phasenvergleichseinrichtung (1') lind der Frequenzmodulationseinrichtung (3¹) und zwischen der Frequenzdiskriminierungseinrichtung (2') und der Phasenmodulationseinrichtung (4') jeweils eine Verstärkungseinstelleinrichtung (5¹, 6', 7^!) vorgesehen ist, daß die Verstärkungseinstelleinrichtungen eine Subtraktionseinrichtung, die einen vorgegebenen Voreinstellwert von der in der Phasenvergleichseinrichtung (1^J) gespeicherten Binärzahl subtrahiert, eine MuItiplikationseinrichtung, die ein Ausgangssignal der Subtraktionseinrichtung mit 1/2 (I und i sind beliebige positive ganze Zahlen) multipliziert, und eine Additionseinrichtung enthalten, die den Voreinstellwert zu einem Ausgangssignal der Multiplikationseinrichtung unter ausgangsseitiger Lieferung eines binärcodierten Phasenmodulationssignals addiert, wobei eine Abweichung des abgegebenen binärcodierten Phasenmodulationssignals gegenüber dem Voreinstellwert gleich einer Abweichung des eingangsseitigen binärcodierten Phasenmodulationssignals multipliziert mit 1/2 in bezug auf den Voreinstellwert gemacht ist.

    14. Digitales Steuersystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Frequenzdiskriminierungseinrichtung (2¹) und der Phasenmodulationseinrichtung (4') eine erste Verstärkungseinstelleinrichtung (7') vorhanden ist, die eine Subtraktionseinrichtung, welche einen vorgegebenen Voreinstellwert von der in der Phasenvergleichseinrichtung (1*) gespeicherten Binärzahl

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    subtrahiert, Multiplikationseinrichtungen, die ein Ausgangssignal der Subtraktionseinrichtung mit Ι/2^Χ (I und-.i sind beliebige positive ganze Zahlen multiplizieren, und. eine Additionseinrichtung enthält, welche den Voreinstellwert zu einem Ausgangssignal der Multiplikationseinrichtung unter Lieferung eines ausgangsseitigen biiiärcodierten Phasenmodulationssignals addiert, -wobei eine Abweichung des ausgangsseitigen binärcodierten Phasenmodulationssignals in bezug auf den Voreinstellwert gleich einer Abweichung des eingangsseitigen binärcodierten Phasenmodulationssignals multipliziert/1/2 in bezug auf den Voreinstellwert gemacht ist, und daß zwischen der Phasenvergleichseinrichtung (1') und der Frequenzmodulationseinrichtung (3^!) eine zweite Verstärkungseinstelleinrichtung (5¹) vorgesehen ist, die eine Abtastschaltung, welche ein der Frequenzmodulationseinrichtung (3') zugeführtes ' Modulationssignal zwischen dem binärcodierten Modulationssignal von der Phasenvergleichseinrichtung (1') her und einer Binärzahl zu wechseln gestattet, bezüglich der die Frequenzmodulationseinrichtung (3^T ) Trägerimpulse mit einer Mittenfrequenz erzeugt, und einen Frequenzteiler enthält, der der Abtastschaltung zugeführte Abtastimpulse erzeugt, wobei eine Verstärkungseinstellung durch Verändern eines Frequenzuntersetzungsverhältnisses des Frequenzteilers bewirkt wird.

    15. Digitales Steuersystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Phasenvergleichseinrichtung (1¹) und der Frequenzmodulationseinrichtung (3^r)> zwischen der Frequenzdiskriminierungseinrichtung (2¹) und der Phasenmodulationseinrichtung (4¹) und zwischen der Phasenvergleichseinrichtung (1') und der Phasenmodulationseinrichtung (4¹) jeweils eine Verstärkungseinstelleinrichtung (5', 6', 7') vorgesehen ist, daß die VerstärkungseinBtellein-

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    richtungen (5¹, 6¹, 7¹) jeweils eine Subtraktionseinrichtung, die einen vorgegebenen Voreinstellwert von der in der Frequenzdiskriminierungseinrichtung (2') gespeicherten Binärzahl subtrahiert , eine Multiplikationseinrichtung, die ein Ausgangssignal der Subtraktionseinrichtung mit I/2¹ (I und i sind beliebige positive ganze Zahlen) multipliziert, und eine Additionseinrichtung enthalten, die den Voreinstellwert zu einem Ausgangssignal der Multiplikationseinrichtung unter Bildung eines ausgangsseitigen binärcodierten Multiplikationssignals für die Phasenmodulationseinrichtung (4') multipliziert, wobei eine Abweichung des ausgangsseitigen binärcodierten Modulationssignals in bezug auf den Voreinstellwert einer Abweichung des eingangsseitigen binärcodierten Modulationssignals multipliziert mit I/2¹ in bezug auf den Voreinstellwert gleichgemacht ist.
16. 16. Digitales Steuersystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Phasenvergleichseinrichtung (1') und der Phasenmodulationseinrichtung (4') eine erste Verstärkungseinstelleinrichtung (6¹) vorgesehen ist, daß zwischen der Frequenzdiskriminierungseinrichtung (2^f) und der Phasenmodulationseinrichtung (4¹) eine zweite Verstärkungseinstelleinrichtung (7¹) vorgesehen ist, daß zwischen der Phasenvergleichseinrichtung (1¹) und der Frequenzmodulationseinrichtung (3') eine dritte Verstärkungseinstelleinrichtung (5¹) vorgesehen ist, daß die erste Verstärkungseinstelleinrichtung (7') und die zweite Verstärkungseinstelleinrichtung (6') jeweils eine Subtraktionseinrichtung, die einen vorgegebenen Voreinstellwert von der in der Phasenvergleichseinrichtung (1') gespeicherten Binärzahl subtrahiert, eine Multiplikationseinrichtung, die ein Ausgangssignal der Subtraktionsein-

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    richtung mit I/2¹ (I und i sind beliebige positive ganze Zanlenj/una exne Additionseinrichtung enthalten, die den Vore inst ellwert zu einem Äusgangssignal der Multiplikationseinrichtung unter Bildung eines ausgangsseitigen binärcodierten Modulationssignals addiert, wobei eine Abweichung des ausgangsseitigen binärcodierten Modulationssignals in bezug auf den Voreinstellwert einer Abweichung des eingangsseitigen binärcodierten Modulationssignals multipliziert mit I/2¹ in bezug auf den Voreinstellwert ist, und da0 die dritte Verstärkungseinstelleinrichtung (5^f) eine Abtastschaltung, die ein an die Frequenzmodulationseinrichtung (3') abgegebenes Modulationssignal zwischen dem binärcodierten Modulationssignal von der-Phasenvergleichseinrichtung (1' ) und einer Binärzahl wechselt, bezüglich der die Frequenzmodulationseinrichtung (3') Trägerimpulse mit einer Mittenfrequenz erzeugt, und einen Frequenzteiler enthält, der Abtastimpulse für die Abtastschaltung erzeugt, wobei eine Verstärkungseinstellung durch Verändern eines Frequenzuntersetzungsverhältnisses des Frequenzteilers bewirkt wird.
17. 17. Digitales Steuersystem, dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen (9¹ ) vorgesehen sind, die zu steuernde Impulse in bezug auf ein zu steuerndes System bilden, daß Einrichtungen vorgesehen sind, die Bezugsimpulse bilden, daß Einrichtungen vorgesehen sind, die Taktimpulse erzeugen, daß eine Frequenzdiskriminierungseinrichtung (2·) vorgesehen ist, die eine eine Abweichung einer Periode des zu steuernden Impulses in bezug auf eine Periode des Bezugsimpulses entsprechende Anzahl von Taktimpulsen mittels eines Binärzählers (Cp.) zählt, und zwar zur Ermittelung einer Binärzahl, die charakteristisch ist für eine Frequenzabweichung des zu steuernden Impulses

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    in bezug auf den Bezugsimpuls und zur Speicherung dieser Binärzahl, und daß eine Phasenmodulationseinrichtung (4¹) vorgesehen ist, die die gespeicherte Binärzahl an einen Verzögerungszähler (131 Ms 135) zur* Phasenmodulierung von Trägerimpulsen überträgt, die durch Frequenzuntersetzung der Taktimpulse erhalten werden, wobei eine Differential-Steuerung bezüglich des zu steuernden Systems bewirkt wird.
18. 18. Digitales Steuersystem, dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen (9¹) vorgesehen sind, die zu steuernde Impulse in bezug auf ein zu steuerndes System bilden, dai3 Einrichtungen zur Bildung von Be_zugsimpulsen vorgesehen sind, daß Einrichtungen zur Erzeugung von Taktimpulsen vorgesehen sind, daß eine Phasenvergleichseinrichtung (1¹) vorgesehen ist, die die Anzahl von innerhalb eines Intervalls zwischen dem zu steuernden Impuls und dem Bezugsimpuls auftretenden Taktimpulsen mittels eines Binärzählers (CU) zählt, und zwar zur Ermittelung einer Phasendifferenz zwischen den zu steuernden Impulsen und dem Bezugsimpuls in Form einer Binärzahl und zur Speicherung dieser für die Phasendifferenz charakteristischen Binärzahl, und daß eine Phasenmodulationseinrichtung (4¹) vorgesehen ist, die die gespeicherte Binärzahl an einen Verzögerungszähler (131 bis 135) zur Phasenmodulation von Trägerimpulsen überträgt, die durch Frequenzuntersetzung der Taktimpulse erhalten werden, wobei eine Proportionalsteuerung bezüglich des zu steuernden Systems bewirkt wird.
19. 19. Digitales Steuersystem zur Steuerung der Drehung eines /ufzeichnungs- und Wiedergabekopfes eines Videoinforma-

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    tions-Aufzeichnungs- und Wiedergabegerätes, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen vorgesehen sind, die eine Drehung eines den Aufzeichnungs- und Wiedergabekopf antreibenden Motors zur Bildung von Ausgangs-TACH-Impulsen ermitteln, daß Einrichtungen vorgesehen, sind,.' die Bezugs-Synchronisierimpulse eines Fernsehsignals erzeugen, daß Einrichtungen' vorgesehen sind, die Taktimpulse erzeugen, daß eine Phasenvergleichseinrichtung (.1') vorgesehen ist, die die Anzahl von in einem Zeitintervall zwischen dem TACH-Impuls und dem Bezugs-Synchronisierirapuls auftretenden Taktimpulsen mittels eines Binärzählers·· (C^) -zählt; und zwar zur Ermittelung einer Phasendifferenz zwischen dem TACH-Impuls und dem Bezugs-Synchronisierimpuls sowie zur Speicherung der Binärzahl, daß eine Frequenzmodulationseinrichtung (3') vorgesehen ist, die die in der Phasenvergleichseinrichtung (1') gespeicherte Binärzahl zu einem Binärzähler überträgt, der eine Frequenzuntersetzung auf die Taktimpulse hin unter Abgabe von Trägerimpulsen bewirkt, die durch die Binärzahl von der Phasenvergleichseinrichtung (1¹) frequenzmoduliert werden, und daß eine Steuereinrichtung vorgesehen ist, die den Motor mit Hilfe von Motorsteuerimpulseii ansteuert, welche eine Mittenfrequenz besitzen, die durch Frequenzuntersetzung der Trägerimpulse erhalten' wird, wobei eine Wiederholungsfrequenz der Taktimpulse so festgelegt wird, daß sie in einer ganzzahligen Beziehung zu einer Bezugs-Vertikal-Synchronisierimpulsfrequenz, einer Bezugs-Horizontal-Synchronisierimpulsfrequenz des Fernsehsignals und der Mittenfrequenz der MotorSteuerimpulse steht.

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20. 20. Digitales Steuersystem, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen (9') vorgesehen sind, die zu steuernde Impulse in bezug auf ein zu steuerndes System bilden, daß Einrichtungen vorgesehen sind, die Bezugsimpulse bilden, dai3 Einrichtungen vorgesehen sind, die Taktimpulse erzeugen, daß eine Phasenvergleichseinrichtung (1') vorgesehen ist, die die Anzahl von in einem Intervall zwischen aem zu steuernden Impuls und dem Bezugsimpuls auftretenden Taktimpulsen mittels eines Binärzählers (C.) zählt, und zwar zur Ermittelung einer Phasendifferenz zwischen dem zu steuernden Impuls und dem Bezugsimpuls in S'orm einer Binärzahl und zur Speicherung der für die betreffende Phasendifferenz charakteristischen Binärzahl, daß eine Frequenzmodulationseinrichtung (3') vorgesehen ist, die die in der Phasenvergleichseinrichtung (1¹) gespeicherte Binärzahl zu einem Binärzähler überträgt, der eine Frequenzuntersetzung auf die Taktimpulse hin unter Erzeugung von frequenzmodulierten Trägerimpulsen bewirkt, wobei eine Integral-Steuerung bezüglich des zu steuernden Systems bewirkt wird, daß die Einrichtungen zur Bildung der Bezugsimpulse eine automatische Phaseneinstelleinrichtung mit einem ein Steuersignal erzeugenden Generator und einem Bezugsimpulse erzeugenden Zähler enthalten, wobei eine Zähloperation des Zählers durch das Steuersignal gesteuert wird und wobei die Ausgangssignale des Zählers die Bezugsimpulse darstellen, daß der ein Steuersignal erzeugende Generator eine Einrichtung enthält, welche Impulse mit einer vorgegebenen Phase unter den Impulsen eines öynchronisierimpulsgemisches ableitet, daß ein Frequenzteiler vorgesehen ist, der eine Frequenzteilung der Bezugsimpulse unter Erzeugung von Impulsen bewirkt,

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    die dieselbe Frequenz besitzen wie die Impulse mit der vorgegebenen Phase, daß ein Phasenschieber vorgesehen ist, der zur Erzeugung von verzögerten Impulsen eine Phasenverschiebung der Impulse von dem Frequenzteiler um eine der vorgegebenen Anzahl von Taktimpulsen entsprechenden Zeitspanne bewirkt, daß Vergleichereinrich-tungen vorgesehen sind, die zur Erzeugung des Steuersignals die Phase der verzögerten Impulse mit der Phase der mit der vorgegebenen Phase auftretenden Impulse vergleichen, und daß der die Bezugsimpulse erzeugende Zähler eine Frequenzuntersetzung der Taktimpulse durch das Steuersignal bewirkt, derart, daß die Bezugsimpulse mit einer Frequenz auftreten, die gleich der Frequenz der zu steuernden Impulse ist, wobei das zu steuernde System in einer vorgegebenen Phasenbeziehung zu dem Synchronisierimpulsgemisch gehalten wird.

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