DE2315347C3 - Verfahren und Vorrichtung zur fortlaufenden Korrelations-Decodierung unter Einbeziehung von Amplitudengewichtung von Gruppen bildenden Signalen - Google Patents
Verfahren und Vorrichtung zur fortlaufenden Korrelations-Decodierung unter Einbeziehung von Amplitudengewichtung von Gruppen bildenden SignalenInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur fortlaufenden Korrelations-Decodierung unter Einbe-
(io ziehung von Aniplitudengewichtung von nacheinander
zugeführten Signalen, die Gruppen von N2 Signalen mit A/verschiedenen Phasenzuständen bilden.
Bei der Entfernungsmessung oder der Kartenaufzeichnung nach dem Rückstrahlprinzip ist es theoretisch
(>s möglich, jede gewünschte Entfernungsauflösung zu
erzielen, indem ausreichend schmale Energieimpulse ausgesendet und danr die empfangene Energie in einem
Empfänger ausreichender Bandbreite verarbeitet wird.
Allerdings muß die ImpulsJeistung des ausgesendeten Signals in dem Maß erhöht werden, wie die Breite des
Impulses abnimmt, wenn ein gewisser Entfernungsbereich beibehalten werden soll. Bei manchen Anwendungen
würden dann die Forderungen nach dem Meßbereich und der Entfernungsauflösung einen schmalen
Impuls solcher Leistung erfordern, der bei dem gegenwärtigen Stand der HF-Impulstechnik nicht zur
Verfügung gestellt werden kann.
Das vorstehend behandelte Problem hatte die Entwicklung der Pulskomprecsionstechnik zur Folge,
bei der ein zeitlich ziemlich langer codierter Impuls mit verhältnismäßig geringer Leistung ausgesendet und das
empfangene Signal decodiert und dabei zeitich komprimiert wird. Es sind zahlreiche Techniken für die
Pulskompression entwickelt worden, beispielsweise unter Verwendung von angezapften Verzögerungsleitungen
oder einen Frequenzgang aufweisenden Verzögerungsgliedern. Alle diese Analogsysteme haben
ungeachtet ihrer Wirksamkeit alle die Nachteile, die auf eine analoge Signalverarbeitung zurückzuführen sind
und in einer mangelnden Stabilität, großem Umfang und Gewicht, großem Leistungsbedarf und hohen Kosten
bestehen und die bei digitalen Geräten weitgehend vermieden sind.
Die Entwicklung digitaler Decodiersysteme für
mehrphasig codierte Signale wurde bisher vernachlässigt, weil für einen auf N Phasenzuständen aufg bauten
Code der Länge ΙΨ eine Anzahl von N2 komplexen
Multiplikationen (vektorielle Phasenverschiebungen) und N2 komplexe Additionen, bei denen sowohl die
Signalphase als auch die Amplitude verarbeitet wird, erforderlich ist, um jede Codefolge zu verarbeiten. Bei
Anwendungen wie der Entfernungsmessung und der Kartenaufzeichnung nach dem Rückstrahlprinzip, bei
dem während jeder Sendeperiode tausende von Entfernungsintervallen geprüft und für jedes Entfernungsintervall
/V2 komplexe Additionen ausgeführt werden müssen, ist eine digitale Decodiereinrichtung
wirtschaftlich uninteressant.
Außer bei Radaranlagen zur Entfernungsmessung und Kartenaufzeichnung können digitale Korrelations-Decodiereinrichtungen
überall dort Anwendung finden, wo bisher von einer Pulskompressionstechnik Gebrauch
gemacht wurde. Daher besteht ein Bedarf an solchen Einrichtungen beispielsweise zur Erzielung hoher
Datengeschwindigkeiten in Speichereinrichtungen oder zur Übertragung großer Bandbreiten in Nachrichtensystemen.
Ein besonderes Anwendungsgebiet liegt beim Nachrichtenverkehr mit Satelliten.
Demgemäß liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur fortlaufenden Korrelations-Decodierung
einer Vielzahl mehrphasig codierter Signalgruppen anzugeben, das eine vereinfachte digitale
Verarbeitung der Signale ermöglicht und insbesondere für Mehrphasen-Pulskompressionssysteme geeignet ist.
Insbesondere soll das erfindungsgemäße Verfahren die Anzahl der notwendigen arithmetischen Operationen
vermindern und demgemäß zu einer Vereinfachung und Verminderung der Bauteile einer zur Durchführung des
Verfahrens ausgebildeten Einrichtung vermindern.
Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß bei dem erfindungsgemäßen Verfahren von
den nacheinander zugeführten Signalen durch phasen empfindliche Demodulation Videosignale abgeleitet
werden, die für die reelle und die imaginäre Komponen te der zugeführten Signale charakteristisch sind und
deren Kombination die jeweilige Phasenlage darstellt.
und diese Videosignale in Form »/on N modifizierten
Teilgruppensignalen gespeichert werden und dann die Phase der N modifizierten Teilgruppensignale so
eingestellt wird, daß N Teilgruppensignale gebildet werden, deren Summe den decodierten Wert einer
bestimmten Gruppe codierter Signale annähen, daß dann die jeder Gruppe zugeordneten N Teilgruppensignale
summiert und dadurch Signale gebildet werden, die im wesentlichen dem decodierten Wert der
entsprechenden Gruppe codierter Signale gleich sind, daß die N Teilgruppensignale als Funktion der
Differenz zwischen der bestimmten Gruppe codierter Signale und der nächsten Gruppe modifiziert werden
und der so gewonnene neue Satz von modifizierten Teilgruppensignalen anstelle des vorherigen gespeichert
und wieder in der beschriebenen Weise verarbeitet wird.
Die Erfindung bezieht sich auch auf eine Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Diese Vorrichtung weist N Verzögerungsglieder und eine Subtraktionseinrichtung auf, und es werden die
nacheinander zugeführten Signale sowohl dem Minuendeneingang der Subtraktionseinrichtung und einem
ersten der N Verzögerungsglieder zugeführt, dessen Ausgang mit dem Subtrahendeneingang der Subtraktionseinrichtung
verbunden ist. Der Ausgang der Subtraktionseinrichtung ist mit einem /.weiten der N
Verzögerungsglieder verbunden, von denen das zweite bis /V-te in Serie geschaltet sind. Endlich ist eine
Summiereinrichtung vorhanden, welche die Summe aus den /VTeilgruppensignalen und dem Ausgangssignal der
Subtraktionseinrichtung bzw. den Ausgangssignalen der zweiten bis /V-ten Verzögerungsglieder bildet.
Kurz gesagt umfaßt demnach die Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zur digitalen Decodierung
von Signalgruppen, die gemäß einem aus N Phasenzuständen gebildeten Code codiert ist und von
denen jede codierte Gruppe N2 Signale umfaßt üie
Decodiervorrichtung besteht aus N Einheiten, von denen jede ein Teilgruppensignal genanntes Ausgangssignal
liefert, das für die Summe von /V in der Phase gedrehten codierten Signalen charakteristisch ist. Die
Summe der N Teilgruppensignale, die während einer bestimmten Verarbeitungsperiode gebildet wird, ist
dem decodierten Wert der zugeordneten Signalgruppe angenähert. Die Ausgangssignale der gleichen Einheit
stehen in einem funktioneilen Zusammenhang mit folgenden codierten Signalgruppen und es kann daher
eine iterative Rechenmethode angewendet werden. Demgemäß findet bei dem erfindungsgemäßen Decodierer
nicht eine Phasenverschiebung und dann eine Summierung jedes Signales jeder Codegruppe statt,
sondern es werden die N Teilgruppensignale die der letzten verarbeiteten Codegruppen zugeordnet sind,
modifiziert, um die Änderung zwischen codierten Signalgruppen zu berücksichtigen, und es wird dann
diesen modifizierten und dadurch berichtigten Ausgangssignalen individuell eine Phasenverschiebung
erteilt, um /V Teilgruppensignale zu bilden, die der
nächsten Codegruppe zugeordnet sind. Durch diese vorstehend beschriebene rekursive Arbeitsweise wird
die erforderliche Anzahl der arithmetischen Operationen und damit der L'infang der erforderlichen
Einiijhtungen wesentlich vermindert.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform einer Vorrichtung
zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens enthält jede der N Einheiten digitale
.Schaltungsanordnungen /\\r Addition eines neuen
Signales und Subtraktion eines vorher eingegebenen Signales von jedem der N Teilgruppensignale, die der
zuletzt decodierten Signalgruppe zugeordnet sind. Die Addition und die Subtraktion erfolgen vektoriell, d. h.
daß sowohl die reellen als auch imaginären Komponenten der Signale verarbeitet werden. Es sind Mittel
vorhanden, um diese modifizierten Teilgruppensignale zu speichern. Weiterhin enthält jede Einheit eine
Multiplikationseinrichtung für komplexe Zahlen, die das Vektorprodukt des entsprechenden modifizierten Teilgruppensignals
mit einem vorgegebenen vektoriellen Faktor bildet, was bedeutet, daß jedem der modifizierten
Ausgangssignale des vorhergehenden Zyklus eine inkrementale Phasenverschiebung erteilt wird. Zwischen
die Einheiten sind A/-stufige Schieberegister geschaltet, welche die korrekte Fortpflanzung der
Daten innerhalb der Decodiervorrichtung bewirken.
Bei der Anwendung der Erfindung bei Radargeräten zur Entfernungsmessung und Kartenaufzeichnung können
die nachteiligen Wirkungen auf das decodierte Empfangssignal, die auf Interferenzen mit Signalen von
angrenzenden Entfernungsintervallen zurückzuführen sind, durch ein digitales Gewichtungs-Netzwerk reduziert
werden, das an den Ausgang der Decodiervorrichtung angeschlossen ist. Das Gewichtungs-Nelzwerk
modifiziert das decodierte Signal eines jeden Entfernungsintervalls als Funktion des Wertes der Signale für
die Entfernungsintervalle, die dem gerade verarbeiteten Entfernungsintervall vorausgehen und nachfolgen.
Weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung
der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele. Die der Beschreibung und der Zeichnung /u
entnehmenden Merkmale können bei anderen Auslührungsformcn
der Erfindung einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination Anwendung
finden. Es zeigt
F i g. 1 eine Gruppe von diskreten, dicht benachbarten Reflektoren innerhalb der Strahlungskeule einer Sendeeinrichlung
zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Fig. 2 ein Diagramm des Sendeimpulses und empfangener Echosignale.
Fig. 3 die relative Phasenlage innerhalb eines Sendeimpulses für einen vereinfachten Code mit vier
verschiedenen Zuständen und 16 Elementen.
Fig.4 ein Vektordiagramm zur Erläuterung der in
der Beschreibung verwendeten Symbole,
F i g. 5a. 5b und 5c eine vereinfachte Decodierfolge für Signale, die von den in Fig. 1 dargestellten
Reflektoren stammen, zur Veranschaulichung der erzielten Pulskoimpression,
Fig. 6 das Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Aussenden mehrphasig codierter Signale,
F i g. 7 das Blockschaltbild eines Empfängers zar Verarbeitung empfangener Echosignale nach dem
erfindungsgemäßen Verfahren,
Fig.8 ein Zeitdiagramm von Signalen zur Erläuterung
der Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Verfahrens,
F i g. 9 das Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform einer in dem Empfänger nach Fig. 7
enthaltenen Decodiervorrichtung nach der Erfindung,
Fig. 10 ein destilliertes Blockschaltbild eines Teiles
der Vorrichtung nach F i g. 9,
Fig. 11 und 12 Blockschaltbilder von Vektor-Multiplikationseinrichtungen,
die in der Decodiereinrichtung nach F i g. 9 enthalten sind.
Fig. 13 das Blockschaltbild eines Gewichtungs-Nctzwerkes
zur Reduzierung von »spektralen Nebenzipfeln« des decodierten Signals und
Fig. 14 das Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Decodiervorrichtung nach der Erfindung.
Um das Verständnis der Erfindung zu erleichtern, erscheint es zweckmäßig, zunächst die Technik der
Mehrphasen-Codierung und ihre Anwendung bei der Pulskompression zu behandeln, die das Decodieren
aufeinanderfolgender Gruppen codierter Signale erfordert.
Fig. 1 zeigt in starker Vereinfachung eine solche \nwendung, bei der ein Gelände 20 dicht benachbarter
Reflektorelemente a, b und c innerhalb der Strahlungskeulc
22 einer Antenne 24 aufweist. Wenn ein von der Antenne ausgesendeter Energieimpuls durch die Kurve
26 in Fig. 2 veranschaulicht wird, stellen die Kurven
28a, 28£>, und 28c in F i g. 2 die von den mit den gleichen
Buchstaben bezeichneten Reflektoren stammenden Echosignale dar, während die Kurve 28 das zusammengesetzte
empfangene Videosignal wiedergibt. Die gestrichelte Linie 30 zeigt die Form des Signals 28 nach
der Verarbeitung in einem Empfänger begrenzter Bandbreite. Die gestrichelte Linie 30 läßt erkennen, daß
die Entfernung der einzelnen Reflektoren nicht anhand der Amplitude des zusammengesetzten Signals 28
bestimmt werden kann.
Die Entfernungsauflösung könnte bedeutend verbessert werden, wenn der ausgesendete Impuls 26 in
geeigneter Weise durch Phasenmodulation codiert worden wäre. Als Beispiel ist der Impuls 26 in F i g. 3 mit
gedehntem Zeilmaßstab und einem »Frank«-Code versehen, der von vier Phasenzuständen und 16
Codeelementen Gebrauch macht. Der Frank-Code ist bekannt und wird später noch mehr im einzelnen
behandelt werden. Die Phasencodierung jedes der Elemente des Impulses 26 ist in F i g. 3 angegeben und
kann der Matrix in Tabelle 1 entnommen werden, wenn die Matrix von links nach rechts und zeilenweise von
oben nach unten gelesen wird.
0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 90 | 180 | 270 |
0 | 180 | 0 | 180 |
0 | 270 | 180 | 90 |
Bevor die Erläuterung der Pulskompression fortgesetzt wird, sollen zunächst anhand F i g. 4 die Symbole
erläutert werden, die im folgenden zur Beschreibung der vektoriellen Größen verwendet werden. Die relative
Phasenlage der im Impuls 26 enthaltenen, ausgesendeten Energie kann durch einen Vektor 32 einer Länge A
dargestellt werden, der auf ein X, V-Koordinatensystem bezogen ist. Es wird angenommen, daß das Koordinatensystem
X, Y mit einer Kreisfrequenz /j> umläuft, die
(«ι der Grundfrequenz des Sendeimpulses gleich ist.
Eine Phasenverschiebung ΔΦ im ausgesendeten
Signal gegenüber der Grundfrequenz f„ wird durch einen Winkel zwischen der X-Achse und dem Vektor 32
anzeigt. Der Vektor kann durch die Größe der reellen
'.s Komponente längs der X-Achse, nämlich A cos ΔΦ und
der imaginären Komponente längs der V-Achse,
nämlich A sin ΔΦ definiert werden. Im folgenden wird
ein solcher Vektor gelegentlich durch den komplexen
Ausdruck
A cos ΔΦ +j A sin ΔΦ
bezeichnet. Wie in F ι g. 4 angegeben, wurde willkürlich einer Phasendrehung im Uhrzeigersinn ein positiver
Wert zugeordnet, während einer Drehung entgegen dem Uhrzeigersinn, also einer Phasenverzögerung, das
negative Vorzeichen zugeordnet wurde. Eine positive Phasenverschiebung um den Winkel θ kann durch eine
Phasenverzögerung um 2 π- β bewirkt werden.
Um einen solchen Impuls, wie er in F i g. 3 als Impuls 26 dargestellt ist, richtig decodieren zu können, muß
dem Empfangssignal eine Phasendrehung erteilt werden, die gleich, jedoch entgegengesetzt zu der
Phasencodierung des ausgesendeten Impulses ist, was eine Multiplikation mit der konjugiert komplexen Zahl
des codierten Wertes ist. Wenn das empfangene Signal 28 einem Schieberegister zugeführt würde, in dem alle
Signalelemente des von einem Reflektor, beispielsweise dem Reflektor 6, stammenden Echosignals enthalten
wären, könnte das Entfernungsintervall, in dessen Bereich der Reflektor 6 liegt, untersucht werden, in dem
die zur Decodierung erforderliche Phasenverschiebung bewirkt wird.
Dieser Decodierungsvorgang wird durch die F i g. 5a, 5b und 5c veranschaulicht, in denen die Echosignale 28a,
286 und 28c so decodiert werden, als ob sie getrennt verarbeitet würden. Wenn angenommen wird, daß die
Signale von der Decodierung linear verarbeitet werden, ist eine getrennte Analyse jedes Signals und eine
Kombination der Resultate für das Ergebnis der gleichzeitigen Verarbeitung der Signale charakteristisch
(Überlagerungs-Theorem). Es sei angenommen, daß die Signalelemente des Echosignals 28 in Ibstufige Register
34a, 34£> und 34c eingegeben werden, so daß die jedem
Reflektor zugeordneten Signalelemente innerhalb des entsprechend bezeichneten Registers enthalten sind. Es
sei ferner angenommen, daß im Zeitpunkt einer speziellen Beobachtung das letzte Echoelement vom
Reflektor 6 gerade empfangen worden ist. Es kann gezeigt werden, daß durch richtige Decodierung die
vom Reflektor 6 empfangene Energie verstärkt wird, während die Energie von den Reflektoren a und c
gedämpft wird. Nach der Darstellung in den F i g. 5a bis 5c werden die empfangenen Signalkomponenten
getrennt in Registern 34a bis 34c Multiplikationseinheiten 38a bis 38c und Summiereinheiten 42a bis 42c
verarbeitet, wobei der Buchstabe jeweils den Reflektor angibt, von dem das verarbeitete Signal stammt. Es
versteht sich, daß tatsächlich eine einzige Einheit gleichzeitig das zusammengesetzte Signal 28 verarbeitet.
Gemäß F i g. 5b sind die dem Reflektor 6 zugeordneten Signalelemente Si bis S\h im Register 346 gespeichert.
Die relative Phasenlage jedes empfangenen Signalelementes ist durch Vektorpfeile angegeben, wie
den Pfeil 366. Zum Decodieren der im Register 346 enthaltenen Signalgruppe ist eine Phasendrehung
notwendig, die den gleichen Betrag, aber der entgegengesetzten Richtung der dem Sendesignal aufgeprägten
Phasendrehung hat. Diese Phasendrehung kann in einer komplexen Muliplikationseinheit 386 erfolgen, welche
die angegebenen Phasendrehungen bewirkt, welche zu den im Sendesignal 26 aufgeprägten Phasendrehungen
entgegengesetzt sind. Komplexe Multiplikationseinheiten werden bei der Erläuterung des Decodiercrs anhand
F i g. 9 noch im einzelnen beschrieben.
Das Ausgangssignal der Multiplikationseinheit 386, dessen Phase wiederum durch Pfeile, wie der Pfeil 406,
angegeben ist, wird einer komplexen Summiereinheit 426 zugeführt. Die von dieser Summiereinheit gebildete
Summe ist ein Vektor, dessen Amplitude das löfache der Amplitude des Signals 286 und dessen Phasenlage
0" beträgt (16^(l).
Aus den F i g. 5a, 5b und 5c ist ersichtlich, daß jedem Element der gleichen Stufe der Schieberegister 34a, 346
und 34c von der zugeordneten Multiplikationseinheit 38a, 386, und 38cdie gleiche Phasendrehung erteilt wird.
Die den Reflektoren a und c zugeordneten Signale haben jedoch in den Registern eine andere Relativstellung,
bei der eine Korrelation nicht vorliegt, während die dem Reflektor 6 zugeordneten Signale im Register
zentriert sind und daher korrclieri werden, in dieser
Hinsicht ist zu bemerken, daß das Signal So, also das erste Echoelement vom Reflektor a zur Zeit r = 0, das
Register bereits verlassen hat und der gesamte Code gegenüber den entsprechenden Elementen im Register
346 nach rechts verschoben ist, so daß in der Stellung S\b
im Register 34a kein Signal enthalten ist. Entsprechend sind die Codeelemente im Register 34c gegenüber den
Elementen im Register 346 um eine Stelle nach links verschoben. Wie durch die Summenwerte an den
Ausgängen der Summiereinheiten 42a, 426 und 42c angegeben ist, wird die reflektierte Energie aus dem
zugeordneten Entfernungsintervall bedeutend verstärkt, während die Energie von benachbarten Entfernungsintervallen,
nämlich den Reflektoren a und c, wesentlich gedämpft wird.
Eine wichtige Eigenschaft eines Decodierungssystems für Pulskompression ist das Verhältnis der von
Reflektoren innerhalb eines speziellen, untersuchten Entfernungsintervalls stammenden Energie zu der aus
benachbarten Entfernungsintervallen empfangenen Energie. Es ist festzustellen, daß ein Anteil der Energie
in dem decodierten Ausgangssignal für ein bestimmtes Entfernungsintervall ihren Ursprung nicht nur in
benachbarten Entfernungsintervallen hat. sondern ein Teil der Energie auch aus anderen Entfernungsintervalien
empfangen wird, die in dem Entfernungsbereich des ausgesendeten Impulses liegen. Der im folgenden
gebrauchte Ausruck »Nebenzipfelenergie« soll die Summe der Energie bezeichnen, die in dem Ausgangssignal
für ein bestimmtes Entfernungsintervall vorhanden ist, aber von Reflektoren stammt, die sich in anderen
Entfernungsintervallen befinden. Es kann gezeigt werden, daß eine erhebliche Nebenzipfelenergie von
Signalen erzeugt wird, die von den Rändern des Entfernungsbereiches des Sendeimpulses stammen. Der
Grund dafür liegt darin, daß von in den Randbereichen liegenden Reflektoren stammende Energie im Empfangssignal
weniger codierte Elemente erzeugen und daher ihre Unterdrückung durch mangelnde Korrelation
oder Phasenauslöschung reduziert ist. Wie später noch erläutert wird, ermöglicht die Erfindung eine
»Amplituden-Gewichtung« des decodierten Ausgangssignals, um die Wirkungen von Reflektoren an den
Enden des durch die Pulslänge gegebenen Entfernungsbereiches zu reduzieren.
Bei der Auswahl eines Codes für Pulskompression wird eine maximale Entfernungsauflösung, also ein
großes Verhältnis von Signal- zu Nebenzipfelenergie, bei geringen Kosten für die zur Signalverarbeitung
benötigten Einrichtungen angestrebt. Ein Code, der dem Sendesignal leicht aufgeprägt werden kann und auch
eine angemessene Entfernungsauflösung liefert, umfaßt
N diskrete Phasenzustände, die auf den Winkelbereich von 360° gleichmäßig verteilt sind, bei einer Codelänge
von N 2. Ein solcher Code wird im folgenden auch als
Frank-Code bezeichnet. Das erfindungsgemäße Verfahren macht es möglich, die empfangenen Signale mit
hoher Genauigkeit, Zuverlässigkeit und Wirtschaftlichkeit digital zu decodieren. Obwohl das erfindungsgemäße
Verfahren anhand eines solchen Frank-Code erläutert wird und die als Ausführungsbeispiel dargestellte
Vorrichtung zur Decodierung eines Frank-Code eingerichtet ist, versteht es sich, daß die Erfindung auch
auf andere Mehrphasen-Code anwendbar ist.
Der Frank-Code ist in der Literatur eingehend behandelt, beispielsweise in einem Aufsatz von R. C.
H e i m i 11 e r : »Information Theory« in IRE Transactions,
Oktober !961, Seiten 254 bis 257 und in einem Aufsatz von R. L. Frank: »Polyphase Codes With
Good Non-Periodic Correlation Properties« in Professional Group On iformation Theory, Januar 1963. Ein
solcher Code mit Λ/ diskreten Zuständen und der Länge N 7 ist durch die Glieder der in Tabelle 2 wiedergegebenen
quadratischen Matrix bestimmt, wenn die Glieder zeilenweise von links nach rechts gelesen werden.
W
W1
O. l\ I ι
(.1V-Il
zu drehen, wie sie für den Codiervorgang benutzt worden ist. Beispielsweise kann in komplexer Schreibweise
eine Phasenverschiebung von 45° durch eine Multiplikation mit der komplexen Größe (1 +j)/]/2
erreicht werden.
Um ein Signalelement zu decodieren, das durch die gerade erwähnte Phasenverschiebung von 45° codiert
worden ist, ist eine Multiplikation nit der konjugiert komplexen Zahl der Codierungsfunktion erforderlich,
also mit (1 -j)//!.
Es sei nun ein Signal S betrachtet, das aus einer Gruppe von N2 zur Bezugszeit t empfangenen
Signalelementen S*,,+1 besteht. Die Korrelationsfunktion
für eine Gruppe von Signalelementen, die gemäß der Matrix nach Tabelle 2 codiert worden sind, kann
du"*h den Ausdruck
wiedergegeben werden, indem
Uu = Σ H^n + ,,,,. (2)
Für den Fall N= 8 ist die Codematrix für die codierten Phasenverschiebungen durch die Tabelle 3 gegeben. Die
entsprechende Signalmatrix für die erste Gruppe der empfangenen Signalelemente zu einem willkürlich mit
i=0 bezeichneten Zeitpunkt gibt die folgende Tabelle 4
wieder.
S1,
IO Jy(V li. 1 Jy(A-Il Z
Jy(N -1 I. (N - I I
In der Tabelle 2 ist jeweils W=exp(j2j-i/N) und es ist
das Element in der k ten Zeile und der p-ten Spalte mit W1P bezeichnet. Die Bezeichnung exp (J2nlN) besagt,
daß die Zahl e in die (fin/N)-te Potenz erhoben ist,
wobei j = j/ -1. Demgemäß ist W1P = eü2-T"v)*p, was
wiederum dem Ausdruck cos(2π/N)kp+js\n (2nlN)kp
gleich ist und die Phasendrehung eines Vektors um den Winkel (2nlN)kp angibt.
Ohne dabei das allgemeine Prinzip aufzugeben, ist es vielleicht klarer, die Codematrix durch ein Beispiel für
N= 8 anzugeben, das in Tabelle 3 wiedergegeben ist.
Tabelle | 0 | 3 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 0 |
0 | 45 | 90 | 125 | 180 | 225 | 270 | 315 | |
0 | 90 | 180 | 270 | 0 | 90 | 180 | 270 | |
0 | 135 | 270 | 45 | 180 | 315 | 90 | 225 | |
0 | 180 | 0 | 180 | 0 | 180 | 0 | 180 | |
0 | 225 | 90 | 315 | 180 | 45 | 270 | 135 | |
0 | 270 | 180 | 90 | 0 | 270 | 180 | 90 | |
0 | 315 | 270 | 225 | 180 | 135 | 90 | 45 | |
0 |
Von links nach rechts und von oben nach unten gelesen gibt die Tabelle 3 die relativen Phasenverschiebungen
an, die dem Sendesignal als Code aufgeprägt werden müssen. Um die Signalfolgen oder -gruppen zu
decodieren, die vorher durch die Mehrphasen-Funktion codiert worden sind, ist es erforderlich, die Phasen der
empfangenen Signalelemente nach der gleichen Phasenfunktion zurück, also in entgegengesetzter Richtung
Die Signalelemente für die nächste Gruppe empfangener und zu decodierender Signale im Zeitpunkt /=1
gibt die folgende Tabelle 5 wieder.
Den Tabellen 4 und 5 ist zu entnehmen, daß der Unterschied zwischen den Gruppen aufeinanderfolgender
codierter Signalelemente zu den Zeiten / = 0 und /=l der Fortfall des mit So bezeichneten Signales und
die Addition eines neuen, mit Sm bezeichneten Signalelementes ist.
Die durch Gl. (1) angegebene Decodierungsfunktion kann mittels Recheneinrichtungen verwirklicht werden,
indem zunächst jedes Signa'clement einer bestimmten Gruppe mit der angegebenen Phasendrehung multiplizit.'t
wird und dann die in der Phase gedrehten Signale addiert werden. Bei einer digitalen Datenverarbeitung
müßten dann N2 komplexe Multiplikationen und /V-komplexe Additionen ausgeführt werden. Indem zunächst
die Signalelemente jeder Gruppe summiert werden, welche die gleiche Phasendrehung erfordern,
kann die Anzahl der komplexen Multiplikationen auf N reduziert werden, jedoch werden noch immer /V2
komplexe Additionen benötigt. Da jede Gruppe empfangener Signalelemente nur einem Entfernungsintervall entspricht und bei typischen Anwendungen in
der Radartechnik 210 Entfernungsintervalle benutzt werden, müßten bei einem relativ einfachen Code von
nur N=8 diskreten Phasenzuständen beispielsweise 218
oder 262144 komplexe Additionen während jeder Sendeperiode ausgeführt werden. Weiterhin wurden bei
der Anwendung der obenerwähnten Technik Schieberegister mit N2 Ausgängen benötigt. Bei Mikrorniniatur-Schaltungen
ist die Anzahl der benötigten Ausgangsleitungen ein bedeutender Faktor für die Größe und
Wirtschaftlichkeit der Baueinheiten, so daß ein Konzept, das zu einer erheblichen Reduzierung der Anzahl
der Ausgänge führt, bereits schon aus diesem Grunde einen bedeutenden wirtschaftlichen Vorteil hätte.
Wie nun erläutert wird, kann durch die Erfindung die notwendige Anzahl der komplexen Additionen bedeutend
reduziert werden. Aus der Tabelle 2 ist ersichtlich, daß in der /r-ten Zeile der Phasensprung zwischen
aufeinanderfolgenden Matrixelementen W* beträgt. Uk. ι
und Uk. /+i unterscheiden sich durch die ersten und
letzten Elemente in einer Zeile und einer Phasenverschiebung um W' für die übrigen Elemente. Diese
Tatsache kann durch die Fortsetzung des numerischen Beispiels für den Code mit N= 8 verdeutlicht v=rden:
Mo., + 1 = («II., - S11)IV + SHW"
«i.,t! = ("ι., - SJJV1 + S111JV7
»2., ti = (»2., - $\b\W*~ + S24H"
ι.,,.,-u = (·(„,- S4n)H'"" + S5hJV2
i/7, M = (H7., - S5,,) IV ' + Sh4H'1
Da Wk der Größe Wk's gleich ist. wird
«η., +1 + ("..., - S1, + SJH"'
MiJ + I = (».., - S11 + S1JJV"1
«η., +1 + ("..., - S1, + SJH"'
MiJ + I = (».., - S11 + S1JJV"1
«2.1+1 = (»2., - Slh + S24) JV2
"(,., + ι = (»(,., - S4n + S5J It'"
"7.1*1 = ("7.1 - S5,, -| .S'„4) H
Die Gl. (4) macht deutlich, Jaß die Zahl der erforderlichen komplexen Additionen auf 3/V reduziert
wird. Bei der obenerwähnten Anwendung mit 1024 Entfernungsintervallen würde die Anzahl der komplexen
Additionen von 262 144 auf 49 152 reduziert. Es ist ebenfalls ersichtlich, daß dieses Prinzip bei Mehrphasen-Codes
anwendbar ist, die durch eine Nx ΛΖ-Matrix mit
beliebigem N dargestellt werden können, und nicht auf Potenzen von 2 beschränkt ist.
ι , Bevor eine bevorzugte Ausführungsform eines Denodierers nach der Erfindung im einzelnen beschrieben
wird, soll zunächst ein Radarsystem beschrieben werden, das für das Aussenden mehrphasig codierter
Signale sowie zum Empfang und zur Verarbeitung der
ι ? reflektierten Echosignale geeignet ist.
Wie aus Fig. 6 ersichtlich, die den Sende- und Synchronisationsteil eines solchen Radargerätes zeigt,
liefert ein Hauptoszillator 50 ein HF-Signal mit einer Frequenz /i an einen Taktgenerator 52. DerTaktgenera-
;o tor 52, der übliche Differenzier- und Impulsformerkreise
enthalten kann, liefert eine Reihe von Taktimpulsen, die in Fig. 8 durch die Kurve 54 dargestellt sind, an einen
Zähler 56. Der Zähler 56 ist mit einer Logik 58 über ein mehradriges Kabel 60 verbunden. Die Logik 58 enthält
geeignete Logikkreise, die bewirken, daß auf ausgewählten Ausgangsleitungen bei vorbestimmten Zählerständen
des Zählers 56 Vorbereitungssignale erscheinen.
Sofern nichts anderes angegeben ist, werden alle im
Sofern nichts anderes angegeben ist, werden alle im
,o folgenden erwähnten Flipflops dadurch gestellt, daß ein
Signal mit dem Pegel einer logischen 1 an den /-Eingang angelegt wird, während zum Rückstellen ein Signal mit
dem Pegel einer logischen 1 an den Ai-Eingang angelegt werden muß. Für die logische 1, die auch als
}S Vorbereitungssignal dient, kann willkürlich ein positives
Potential gewählt werden. Wenn ein Flipflop gestellt ist; hat sein ζ)-Ausgang das Potential einer logischen 1.
während im rückgesteüten Zustand der (^-Ausgang auf
dem Niveau einer logischen 0 liegt, das willkürlich als Masse- oder Bezugspotential gewählt sein kann.
Wenn der Zähler 56 seinen Höchststand erreicht hat. beispielsweise 2048, geht er automatisch auf 0 zurück.
Die Logik 58 stellt den Zählerstand Null fest und führt der /-Klemme eines Steuerflipflops 62 ein Vorbereitungssignal
(Signal mit dem Pegel einer logischen 1) zu. Der (^-Ausgang des Flipflops 62 ist mit einem Treiber
oder Leistungsverstärker 64 verbunden. Der Treiber 64 kann von jeder beliebigen Art eines steuerbaren
HF-Verstärkers bestehen und einen Verstärker mit gekreuzten Feldern oder eine Wanderfeldröhre umfassen.
Der Treiber 64 ist so ausgebildet, daß er vorbereitet ist, also einen HF-Ausgangsimpuls liefert, während sich
das Flipflop 62 im gestellten Zustand befindet.
Ein Code mit JV=8 Phasenzuständen umfaßt 64 Elemente, deren Phasenlage in der Tabelle 3 angegeben
ist. Die Logik 48 liefert an den K-Eingang des Flipflops 62 ein Signal mit dem 1-Pegel, wenn der Zähler 56 den
Stand 63 erreicht. Daher schaltet der (^-Ausgang des
Flipflops 62 nach 64 Zählschritten auf den 0-Pegel um,
und es wird der Treiber 64 gesperrt, d. h„ daß er kein
Ausgangssignal mehr erzeugt.
Das Eingangssignal mit einer Frequenz /ö wird dem Treiber 64 von einem Frequenzvervielfacher 66
zugeführt, der die ihm vom Hauptoszillator 50
hs zugeführte Frequenz /i heraufsetzt, beispielsweise durch
die Erzeugung von Harmonischen an einem nichtlinearen Glied und anschließender Filterung. Das getastete
Ausgangssignal mit der Frequenz f», das in Fi g. 8 durch
die Kurve 72 wiedergegeben ist, wird auf einer Leitung 68 einer Phasenschieberanordnung 70 zugeführt. Diese
Phasenschieberanordnung wird von der Logik 58 so gesteuert, daß die 'JF-Impulse 72 gemäß dem
Mehrphasencode nach Tabeile 3 codiert werden. Die Logik 58 enthält übliche Verknüpfungsgliecier, zum
Erkennen der Zählerstände von 0 bis 63 und zum Einschalten der jedem Zählerstand zugeordneten
Kombination von Phasenschiebern. Für den Code nach Tabelle 3 können die erforderlichen Phasenverschiebungen
mit Hilfe von drei Phasenschiebern 74,76 und 78 erzielt werden. Diese Phasenschieber können aus
Hohlleiter-Abschnitten mit daran angeordneten Dioden oder Varactoren bestehen, so daß die angegebene
Phasenverschiebung eingeführt wird, wenn den entsprechenden Phasenschiebern das Vorbereitungssignal
zugeführt wird. Beispielsweise bewirkt der Phasenschieber 74 eine Phasenverschiebung von 45°, wenn er
vorbereitet ist, und keine Phasenverschiebung, wenn ihm kein Vorbereitungssignal zugeführt wird. Es ist zu
bemerken, daß die für den Code nach Tabelle 3 erforderlichen Phasenverschiebungen durch die richtige
Kombination von nur drei Phasenschiebern erzielbar sind. Beispielsweise kann eine Phasenverschiebung von
315° durch das Einschalten aller drei Phasenschieber erzeilt werden, während eine Phasenverschiebung von
225° von den Phasenschiebern 74 und 78 und eine Phasenverschiebung von 135° von den Phasenschiebern
74 und 76 bewirkt wird.
Das phasenmodulierte Ausgangssignal der Phasenschieberanordnung 70 wird in einem HF-Leistungsverstärker
80, bei dem es sich wiederum um einen steuerbaren HF-Verstärker oder eine Wanderfeldröhre
handeln kann, auf die endgültige Leistung verstärkt und dann über eine Sende-Empfangs-Weiche 82 (Duplexer)
der Sende- und Empfangsantenne 20 zugeführt.
Die von sich innerhalb der Strahlungskeule 22 der Antenne 20 befindenden Reflektoren (Fig. 1) empfangene
HF-Energie wird von der Antenne 20 über die Sende-Empfangs-Weiche 82 dem Mischer 84 der in
Fig. 7 dargestellten Empfangseinrichtung zugeführt. Dem Mischer 84 wird außerdem von einem stabilen
Lokaloszillator 86 ein solches HF-Signal zugeführt, daß der Mischer das empfangene HF-Signal in einen
ZF-Bereich transformiert. Das Ausgangssignal des Mischers 84 wird einem ZF-Verstärker 88 zugeführt.
Das verstärkte Ausgangssignal des ZF-Verstärkers 88 wird mit Hilfe eines Phasendetektors 92 phasenmoduliert,
dem von einem Bezugsoszillator 90 ein ZF-Signal zugeführt wird. Wenn das von dem Phasendetektor 92
empfangene Eingangssignal durch einen Vektor der Länge A mit einer Phase B relativ zur Phase des von
dem Bezugsoszillators 90 /ugeführten Signals, dessen
Phase willkürlich als Bezugsphase gewählt wird, betrachtet wird, dann kann das Ausgangssignal des
Detektors 92 durch die Größe A cos B wiedergegeben werden. Dieses Signa! wird auch manchmal im
folgenden mit »/« bezeichnet, weil dieses Signal »in Phase« ist. Bei komplexer Behandlung der Vektoren
handelt es sich auch um die reelle Komponente.
Das Ausgangssignal des ZF-Verstärkers 88 wird außerdem einem zweiten Phasendetektor 94 zugeführt.
dem das Signal des Bc/.ugsos/illators 90 nach einer Phasenverschiebung von 90 im Phasenschieber %
zugeführt wird. Demgemäß ist das Ausgangssignal des
Phasendetektors 94 gegenüber dem Ausgangssignal ties
Phasendelektors 92 um 90' verschoben und kann demnach durch die Größe A sin Ii wiedergegeben
werden. Diese Größe wird manchnal auch mit »Q< bezeichnet, weil dieses Signal zu der Bezugsphase »ir
Quadratur« steht. Bei komplexer Betrachtungsweise handelt es sich um die imaginäre Komponente.
Für die Länge des Entfernungsbereiches, der von den Bearbeitungsteil des Empfängers zu untersuchen ist
sind viele Gesichtspunkte maßgebend. Beispielsweise bestimmen die Höhe, das Strahlungsdiagramm und dei
nach unten gerichtete Neigungswinkel der Antenne welcher Entfernungsbereich von der ausgesendeter
Energie beleuchtet wird. Hier sei willkürlich angenommen, daß die Periode T der Sendeimpulse (F i g. 8) ir
2048 Entfernungsintervalle geteilt ist und daß der vor dem Verarbeitungsteil des Systems zu untersuchende
Entfernungsabschnitt der 512 Entfernungsintervalk umfassende mittlere Bereich jeder Sendeperiode ist.
Von einem Flipflop 98 (F i g. 6) wird in Abhängigkeil
von Vorbereitungssignalen, die ihm von der Logik 5f zugeführt werden, ein Torsignal 99 (F i g. 8) erzeugt, da;
im Bereich zwischen dem nächsten und dem weitester interessierenden Entfernungsintervall den 1-Pegel hat
Beispielsweise wird die /-Klemme des Flipflops 9Ϊ vorbereitet, wenn der Zähler 56 den Stand 768 erreicht
und es wird dann die K-Klemme beim Zählerstand 128C
vorbereitet, so d. 3 dann 512 Entfernungsintervalle in dem interessierenden Entfernungsbereich enthalten
sind·.
Während der Dauer des den interessierenden Entfernungsbereieh kennzeichnenden Torsignals oder
des Meßintervalls tasten durch die Zufuhr von Taktsignalen gesteuerte Analog-Digital-Umsetzer IOC
und 102 die reellen und imaginären Videosignale ab, die ihnen vom Phasendetektor 92 bzw. 94 zugeführt
werden. Die Digital-Analog-Umsetzer bilden aus den Videosignalen digitale Wörter mit der gewünschten
Genauigkeit Beispielsweise kann jedes Wort 8 Bits einschließlich eines Vorzeichenbits, enthalten. Das
Torsignal wird mit den Taktinipulsen 54 (Fig.8) in einem UND-Glied 104 (Fig. 6) kombiniert. Es ist das
Ausgangssignal dieses UND-Gliedes, das den Analog-Digital-Umsetzern 100 und 102 zur Synchronisation
zugeführt wird.
Die digitalen Wörter, die für den Amplitudenwert der
reellen und imaginären Videosignale charakteristisch sind, werden von den Analog-Digital-Umsetzern über
mehradrige Kabel 105 und 106 je einem Pufferspeicher 108 bzw. 110 zugeführt. Die reellen und imaginären
Binärwörter werden aus den Pufferspeichern über mehradrige Kabel 114 und 116 in einen Decodierer 112
eingegeben. Die Überli agung der Binärwörter erfolgt in
Abhängigkeit von Steuersignalen, die den Pufferspeichern von dem Decodierer 112 zugeführt werden. Bei
dem dargestellten Beispiel ermöglicht das Einschalten von Pufferspeiehern, daß der Decodierer 112 mil
reduzierter Geschwindigkeit arbeitet. Es versteht sich jedoch, daß bei Anwendungen, bei denen die Verarbeitungszeit
keine wesentliche Rolle spielt, solche Pufferspeicher nicht benötigt werden und der Decodierer mit
der Geschwindigkeit arbeiten kann, mit der die Daten von den Umsetzern zugeführt werden. Bei dem
dargestellten Ausführungsbeispiel werden die Daten in den Pufferspeicher in Abhängigkeit von den von dem
UND-Glied 104 gelieferten Taktimpulsen wahrend der Dauer des Meßinten ,ills gespeichert, wahrend das
Auslesen der Daten unter der Steuerung des Deeodiereis 112 wahrend des außerhalb des Meßintervalls
liegenden Teiles der Impulsperiode rrlolgt.
Line bevorzugte Ausfühningslorm des Decodierer*!
{12, der die obenerwähnten Vorteile der hohen
Zuverlässigkeit und der Reduktion der Anzahl der erforderlichen arithmetischen Operationen aufweist, ist
in Fig.9 in Form eines Blockschaltbildes dargestellt.
Wie ersichtlich, weist der Decodierer 112 einen Eingangs-Subtrahierer 134 und acht Verarbeitungs-Baugruppen
122 bis 129 auf. Die Baugruppen 126 bis 129, die in Blockform dargestellt sind, sind in ihrem
Aufbau mit den Baugruppen 122 bis 125 identisch. Alle in F i g. 9 dargestellten Einheiten weisen zwei parallele
Kanäle für die separate Verarbeitung der reellen und imaginären Signalkomponenten auf, und es sind alle
Verbindungsleitungen mehradrige Kabel, beispielsweise 16adrige Kabel mit acht Adern für jedes reelle und jedes
imaginäre Wort.
Der Subtrahierer 134 und die erste Verarbeitungs-Baugruppe 122 sind in Fig. 10 mehr im einzelnen
dargestellt. Wegen der Übereinstimmung zwischen den Verarbeitungs-Baugruppen ist es leicht erkennbar, daß
die übrigen Baugruppen des Decodierers nach F i g. 9 in gleicher Weise aufgebaut sein können. In Fig. 10 sind
die Einheiten in jedem der beiden Kanäle mit den gleichen Bezugsziffern versehen wie in F i g. 9 jedoch
sind die Bauteile für den reellen Kanal durch ein / und die Einheiten für den imaginären Kanal durch Q
ergänzt.
Wie in Fig. 10 dargestellt, erzeugt eine Uhr 130 Uhrimpulse in einem solchen Abstand, daß die Daten
aus einer gewünschten Anzahl von Entfernungsintervallen, beispielsweise 512 Entfernungsintervallen pro
Impulsperiode, während jeder Verarbeitungsperiode Pl, die in F i g. 8 durch die Kurve 133 wiedergegeben ist,
verarbeitet werden können. Die Impulse der Uhr 130 werden in einem UND-Glied 135 mit dem Q-Ausgangssignal
des Flipflops 98 in Fig. 1 kombiniert, um allen Einheiten des Decodierers nach den Fig. 9 und 10 im
Verarbeitungsintervall Uhrimpulse zuzuführen, ausgenommen den festen Registern. Wie die Kurve 133 in
Fig.8 zeigt, ist die Verarbeitungsperiode Pl das Komplement zu der Meßperiode, die durch das von der
nächsten bis zur weitesten interessierenden Entfernung reichenden Entfernungstor bestimmt ist (siehe Kurve 99
in F i g. 8).
Die Ausgangssignale der Uhr 130 werden auch den Pufferspeichern 108 und 110(Fi g. 7) zugeführt, um das
Verschieben des nächsten Wortes aus diesen Pufferspeichern
in die reellen und imaginären Schieberegister 132/ und 132Q sowie die Subtrahierer 134/ und 134ζ) zu
bewirken. Die Ausgangssignale der Schieberegister 132/ und 132Q werden den Subtrahentcn-Eingängen der
Subtrahierer 134/bzw. 134(? zugeführt. Die Ausgangssignale
der Subtrahierer werden Volladdierern 138/und 138ζ) zugeführt. In diesen Addierern werden die
Ausgangssignale der Sub'.rahierer zu den Ausgangssignalen
von Multiplizierern 140/ und 140Q addiert. Die Multiplizierer 140 bilden das Vektorprodukt einer
vektoriellen Größe, die in einem Register 142/ bzw. 142<? gespeichert ist. mit dem Vektor, der von dem
festen Register 144 zugeführt wird.
Zur Erläuterung der Operation der komplexen Multiplizierer sei daran erinnert, daß das Produkt
zweier komplexer Zahlen Smi+jS^vund S\*n 4 /.9Hw
die Zahl
1 / 1'Vl 4 (_J'Vl-1 / ' "M4 1 / -'U: IJ '
ist, wenn Siui und S,^n die reelle b/w. imaginäre
Komponente des vom Register 144 zugefuhrten Vektors, 5m2/ und Sn2O die reelle bzw. imaginäre
Komponente der im Register 142 gespeicherten vektonellen Größe und
(S|44/ Sl42l— Si
sowie
die reellen bzw. imaginären Glieder des komplexen Produktes sina, die den Ausgangsleitungen 146/ bzw,
146<? zugeführt werden. Die Multiplizierer 140/ und
140ζ> können in der in den F i g. 11 und 12 angegebenen
Weise ausgebildet sein. Wie in F i g. 11 dargestellt,
bilden Multiplizierer 146 und 148, bei denen es sich um digitale Multiplizierer herkömmlicher Bauart handeln
kann, die Glieder Sm; Su2/ und Smρ Su2c>.und es wird
das letzte Glied von dem ersten in einem Subtrahierer 150 subtrahiert, um das reelle Glied des komplexen
Produktes zu bilden. Ebenso bilden, wie in Fig. 12 dargestellt. Multiplizierer 152 und 154 die Glieder Siuq
Sun und S|44/ Si42c* und es werden diese Glieder im
Addierer 156 kombiniert, um das imaginäre Glied des komplexen Produkts zu bilden.
Wie aus Fig. 10 weiter ersichtlich, werden die von den Multiplizierern 140/ und 140<? gelieferten reellen
und imaginären Glieder des Produktes Addierern 138/ und 138ζ) und einem komplexen Addierer 158 in F i g. 9
zugeführt. Das Ausgangssignal des komplexen Addierers 138 wird zur Verwendung im folgenden Verarbeitungszyklus
im Register 142 gespeichen. Die Register 142 und die entsprechenden Register in den Baugruppen
123 bis 129 werden durch ein Signal R zurückgestellt, das von der Logik 58 in F i g. 6 beim Zählerstand 1024
zugeführt wird. Es werden also alle Register vor Beginn eines neuen Verarbeitungszyklus gelöscht.
Die N, im vorliegenden Fall also acht Baugruppen 122 bis 129 sind durch zweikanalige Schieberegister 160 bis
166 getrennt. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 160 speist die Verarbeitungs-Baugruppe 123, und es sind
die Einheiten der Baugruppe 123 mit den gleichen Bezugsziffern versehen wie die entsprechenden Einheiten
der Baugruppe 122, jedoch folgt den Bezugsziffern der Buchstabe a. Das Ausgangssignal (Produkt) des
Multiplizieren 140a wird als eines der Eingangssignale dem komplexen Addierer 158 zugeführt. Der komplexe
Addierer 158 umfaßt zwei Kanäle mit üblichen Volladdierern, von denen der eine Kanal das reelle
Glied und der andere Kanal das imaginäre Glied verarbeitet.
In gleicher Weise speist das Schieberegister 161 die
Verarbeitungs-Baugruppe 124 und es sind die Einheiten, welche die Baugruppe 124 bilden, mit den gleichen
Bezugsziffern bezeichnet wie die entsprechenden Einheiten in der Baugruppe 121, jedoch sind die
Bezugsziffern durch den Buchstaben b ergänzt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 1406 wird als
Eingangssignal einem komplexen Addierer 167 zugeführt.
Das Ausgangssignal des Schieberegisters 162 wird der Baugruppe 125 zugeführt, deren Einheiten durch
den zusätzlichen Buchstaben cgekennzeichnet sind. Das von dem Multiplizierer 140c gelieferte Ausgangssignal
wird in dem komplexen Addierer 167 mil dem Ausgangssignal der Raugruppe 124 kombiniert.
In gleicher Weise werden die Baugruppen 126 und 127 von den Ausgangssignalen der Schieberegister 163
bzw. 164 gespeist und enthalten Einheiten, die zu denjenigen der anderen Baugruppen identisch sind und
durch zusätzliche Buchstaben d bzw. e gekennzeichnet
werden. Die von den nicht mehr dargestellten Multiplizierern dieser Baugruppen gebildeten Produktglieder
werden in einem komplexen Addierer 171 kombiniert Die Baugruppen 128 und 129 haben den s
gleichen Aufbau wie die anderen Baugruppen und es sind ihre Einheiten durch den zusätzlichen Buchstaben /
bzw. g kenntlich gemacht Die Baugruppen 128 und 129 sind an die Ausgänge der Schieberegister 165 bzw. 166
angeschlossen, und es werden die Ausgangssignale ι ο dieser Baugruppen im Addierer 173 kombiniert
Die Ausgangssignale der Addierer 158 und 167 werden in einem weiteren Addierer 169 kombiniert.
Ebenso werden die Ausgangssignale der Addierer 171 und 173 in einem weiteren Addierer 175 kombiniert, und ι s
es wird dann die Summe der Ausgangssignale der Addierer 169 und 175 in einem Addierer 177 gebildet.
Die zuletzt erwähnten Addierer sind alle zweikanalige Einrichtungen, in denen der eine Kanal zur Verarbeitung
der reellen und der andere Kanal zur Verarbeitung der imaginären Signalkomponenten dient.
Der Addierer 177 bildet fortlaufend den decodierten Wert für jedes Entfernungsintervall innerhalb des
Entfernungstores und es werden diese Signale einem dreistufigen Schieberegister 172 zugeführt, das in
Fig. 13 dargestellt ist. Wie aus Fig. 13 ersichtlich, ist mit dem Register 172 eine Subtrahiereinrichtung, die
zwei Subtrahierer 176 und 178 umfaßt, mit dem Register 172 derart verbunden, daß die beiden äußeren Stufen
des Registers mit einer Verschiebung um ein Bit nach rechts mit der Subtrahieranordnung verbunden sind,
was einer Teilung durch 2 in binärer Arithmetik entspricht. Diese gerade beschriebene Verschiebung der
voreilenden und nacheilenden decodierten Signalwerte, also der dem gerade verarbeiteten Entfernungsintervall ^
vorausgehenden und folgenden Entfernungsintervalle, ist einem Gewichtungsfakt.or von 0,5 äquivalent und hat
die Wirkung einer Unterdrückung von Nebenzipfelenergie, also der relativen Unterdrückung von Energie,
die auf reflektierende Quellen in anderen als dem decodierten Entternungsintervall zurückzuführen ist.
Die beschriebene Art der Gewichtung wurde wegen ihrer einfachen Verwirklichung und im Hinblick auf die
Tatsache gewählt, daß eine Gewichtungsfunktion von 0,5 bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel eine
annehmbare Verbesserung des Verhältnisses von Signal- zu Nebenzipfelenergie ergibt. Es versteht sich
jedoch, daß auch andere Gewichtungsfunktionen bei der Erfindung verwendet werden können. Beispielsweise
können zwischen die erste und die letzte Stufe des Schieberegisters einerseits und die zugeordneten
Subtrahierer andererseits Divisionseinrichtungen eingeschaltet werden. Auch kann zwischen die zentrale Stufe
des Registers 172 und den Subtrahierer 176 ein
Multiplizierer angeordnet sein. ss
Wie bei der Beschreibung der Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Vorrichtung noch deutlicher erke.inbar
wird, werden N2 Arbeitszyklen benötigt, um das Ausgangssignal zu erzeugen, das für den decodierten
Wert des ersten Enifernungsintervalls charakteri- f«>
stisch ist.
Bei der Anwendung der in Fig. 13 dargestellten Schaltungsanordnung wird das gewichtes: Ausgangssignal
einem nicht näher dargestellten Verbraucher ersi
drei Arbeitszyklen nach der Decodierung des ersten ''s
Entfernungsintervalles zugeführt. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal des Subtrahierers 178, bei dem
es sich um das codierte und gewichtete Ausgangssignal handelt durch ein Ausgangstor 180 geleitet, das von
einem Torsignal 181 in Fig.8 gesteuert wird. Das
Torsignal wird von dem ^Ausgang eines Flipflops 182
geliefert das bei einem vorbestimmten Zählerstand gestellt wird, beispielsweise nach dem 67ten Zählschritt
(/Ψ+3) nach dem Rückstellimpuls. Ein Logikkreis 18istellt
fest wenn ein Zähler 186 den zuletzt genannten Stand erreicht hat und führt dann dem /-Eingang des
Flipflops 182 ein Stellsignal zu. Sowohl der Zähler 186
als auch das Flipflop 182 werden von dem ß-Signal
zurückgestellt das die Logik 58 nach F i g. 6 vor dem Start jedes Verarbeitungszyklus liefert Demgemäß läßt
das Ausgangstor 180 die Ausgangssignale vom Subtrahierer 178 erst dann passieren, wenn sich die
Arbeitsweise des Gerätes stabilisiert hat.
Beim Betrieb des beschriebenen Ausführungsbeispiels emittiert der in Fig.6 dargestellte Sender eine
Folge von HF-Impulscn mit einer Pulsfolgefrequenz 1/7"
(Kurve 72 in Fig.8). Jeder ausgesendete Impuls ist durch N verschiedene Phasenzustände codiert und
umfaßt N2 Codeelemente (siehe F i g. 3). Das Codieren
des Sendeimpulses erfolgt mit Hilfe der Phasenschiebereinheit 70, die von der Logik 58 gesteuert wird. Bei
einem Code mit acht Phasenzuständen spricht die Logik 58 auf die Zählschritte 0 bis 63 des Zählers 56 an und
aktiviert die richtige Kombination der Phasenschieber, so daß die in der Tabelle 3 angegebenen Phasenverschiebungen
Jem Sendeimpuls aufgeprägt werden.
Während der Zeit zwischen den Sendeimpulsen werden von der in F i g. 7 dargestellten Empfangseinheit
die Echosignale von Objekten empfangen, die sich innerhalb der Strahlungskeule der Antenne 20 befinden.
Es sei bemerkt, daß jeder angestrahlte Reflektor ein mehrphasig codiertes Signal der Länge N2 reflektiert.
Wenn der Abstand zwischen reflektierenden Quellen kleiner ist als die Länge des ausgesendeten Impulses, so
fallen die Echosignale von benachbarten Reflektoren zeitlich zusammen.
Das Torsignal 99 in F i g. 8 wird mit den Taktimpulsen 54 in dem UND-Glied 104 kombiniert, um Abtastimpulse
zu bilden, welche die Operation der Analog-Digital-Umsetzer 100 und 102 für die reellen und imaginären
Signalkomponenten und die Speicherung der Daten in den Pufferspeichern 108 und 110 steuern. Wenn
beispielsweise in den Pufferspeichern 512 Werte während jeder Impulsperiode gespeichert werden, wie
es bei dem behandelten Ausführungsbeispiel vorgesehen ist, dann können diese Datenelemente mit Si), Si,
52,...,SiH bezeichnet werden. Die Signalelemente Sb
bis Sm stellen die erste empfangene und codierte Signalgruppe, die Signalelemente Si bis Sm die zweite
empfangene codierte Signalgruppe, die Signalelemenie S2 bis Sb5 die dritte Gruppe usw. dar, so daß die
Signalelemente S44« bis S?η die letzte Gruppe der
Signalelemente bildet, die während einer Impulsperiode zu decodieren sind.
Die in den Pufferspeichern während des MeUintcrvalls
gespeicherten Daten werden während des Verarbeitungsintervalls (Kurve 133 in Fig. 8) in
Abhängigkeit von Uhrimpulsen, die von dem UND-Glied 135 in F i g. 10 geliefert werden, wortweise in dem
Decodierer 112 eingetaktet.
In dem Decodierer 112 werden zu einer Zeit t, die
während jedes Verarbeitungsintervalls dem vom IJNIl Glied 135 gelieferten 64ten Taktimpuls folgt, Jie
Signalelemente Si, bis Sm der ersten Gruppe verarbeitet, '.im Teilgruppcnsignale Un, bis U7, am Ausgang der
entsprechenden Multiplizierer 140 und l40<fbis 140^ zu
bilden. Die Summe dieser Signale u0., bis u7j ist dem
decodierten Wert der Signalgruppe So bis St, ι (erstes
Entfernungsintervall) gleich. Es sei erwähnt, daß zu
Beginn jedes Verarbeitungsintervalls ΛΓ, also im
vorliegenden Fall 64 Verarbeitungszyklen, die durch die Uhfimpulse vom UND-Glied 135 bestimmt sind,
benötigt werden, um das Ausgangssignal zu erzeugen, das für den decodierten Wert des ersten Entfernungsintervalls charakteristisch ist. Die Ausgangssignale, uie
für die decodierten Werte der folgenden Entfernungsintervalle charakteristisch sind, werden jedoch dananch
bei jedem folgenden Verarbeitungsintervall geliefert
GL (3) gibt das grundlegende Schema für die rekursive Arbeitsweise wieder, bei der die vollständigen
N2 Signalelememte einer Gruppe codierter Signalelemente in N Teilgruppen unterteilt werden. Bei dem
dargestellten Ausführungsbeispiel mit /V= 8 gibt es acht Teilgruppen, und es ist die Geamtheit der Teilgruppensignale u auf der linken Seite der Gl. (3) gleich dem
decodierten Wert der Gruppe der Signalelemente, die während der Periode f+1 verarbeitet wird, und zwar
ausgedrückt als Funktion der Teilgruppensignale u, die
während der vorhergehenden Periode t gebildet worden sind. Anstatt daß in dem Decodierer 112 jedem
einzelnen Datenelement in jedem Zeitintervall die erforderliche Phasenverschiebung individuell aufgeprägt wird, wird die erforderliche Phasenverschiebung
den von jeder Baugruppe gelieferten modifizierten Teilgruppensignalen aufgeprägt. Die Modifikation der
Teilgruppensignale der zuletzt verarbeiteten Gruppe kompensiert das Hinzutreten eines neuen codierten
Signalelements am einen Ende und das Abgehen des ältesten Signalelements am anderen Ende jeder
Teilgruppe. Auf diese Weise kann der Aufbau des Decodierers erheblich vereinfacht und die für den
Decodierer aufzuwendenden Kosten erheblich vermindert werden.
Die Eingangsstufen des Decodierers 112, die von dem
Schieberegister 132 und dem Subtrahierer 134 gebildet werden, vereinfachen die erforderliche Verarbeitung,
indem sie die Differenz zwischen den um N Zeitschritten verschobenen Signalen 5, und 5,8 bilden. Beispielsweise
sind zur Zeit t+ 1 die Signalpaare der Gl. (4),
nämlich Sg-S0, S111-S8, S2A-S,,, Sm-S-* in den
Eingangsstufen gebildet und in den Stufen der Schieberegister 160 bis 166 gespeichert worden.
Obwohl die Schieberegister 132 und 160 bis 166 in Fig.9 um der Klnrheit willen als getrennte Einheiten
bezeichnet worden sind, versteht es sich, daß sie von einem einzigen Schieberegister mit N2 Stufen gebildet
werden können, das N Abgriffe aufweist. Die folgende Tabelle 6 gibt für die Glieder der Gl. (4) die Signalwerte
an, die an den Ausgängen der wichtigsten Einheiten der Schaltungsanordnung nach Fig. 9 auftreten, während
die Tabelle 7 die eine Phasenverschiebung bewirkenden Faktoren angibt, die in den festen Registern 144 bis
gespeichert sind.
gespeichert sind.
Tabelle 6
Signal
Signal
.St>4 — S',h
S% — SlK
•J4N — 'S40
Bezugsziffer
der |-inheil des
Decodieren 112
Decodieren 112
134
160
161
162
Signal
Si2 — $24
S\b — *->8
S8-S0
Ul. ι
ICJ Ub.,
U%!
U2.!
Be/'Jgs/iffer
der hinhcii des
Decodiert rs 112
der hinhcii des
Decodiert rs 112
163
164
165
166
140
140 a
140ά
140c
14Gc/
14Oe
140/
20 | U0./ Ui. ι — S% + Sm i/fc, ,-S4JJ-I- Ssfc U5,, -Sw + Sau Ua. ι — S32 + Sw U)., — S24 + Sj2 U2. ι — Sib + S24 Ui. ί — Se + S1O Uo., - So + Sb |
I4U£
138 138a 138ϋ 138c 138c/ 138e 138/ |
4 /1 |
2S | ■I + / I 2 |
||
Tabelle 7 | I i j\ | ||
Be.'ugs/iffer des festen Rcüisters |
Ciespeieherter I- tk'.ur |
I -7
12 |
|
144 | exp - ; 315 — | -71 | |
I44i. | exp-/27O = O | - j r- |
|
144/) | exp-/225 = | 4 /(I | |
40 | 144 ί | exp -,/ 180 = - | |
1441/ | exp-/135 = | ||
4. | 144 c | exp ~/90 - O | |
144/ | exp-/45 = | ||
SO | 144 (,' | exp-/0 -- I | |
Wie die vorstehenden Tabellen zeigen, bildet beispielsweise der Subtrahierer 134 die Größe Sm-Ss6
und das Ausgangssignal des Multiplizierers 140 ist U1.,.
Infolgedessen bildet der Addierer 138 das Glied Ui.ι-Sit,+ Sw, bei dem es sich um ein modifiziertes
Teilgruppensignal handelt und das dem in Klammern eingeschlossenen Glied der letzten Zeile der Gl. (4)
entspricht. Die Addierer 138a bis 138^ bilden gleichartige
Glieder. Diese modifizierten Teilgruppensignale werden in den Registern !42 bis 142^r während einer
UhrpTiode gehalten. Es sei erwähnt, daß die Multiplizierer
140 bis 140^r die Vektorprodukte der in den
entsprechenden Registern enthaltenen Werte mit den Phiisenverschiebungs-Faktoren in den zugeordneten
fest cn Registern bilden. Beim nächsten Zeitschritt, also
dem nächsten UhrirtiDuls. und die Ci1.14) vervollstän-
digt, und es liefert der Multiplizierer 140 das Glied
ο?.,, ι. bei dem es sich um ein neues Tcilgruppensignal
handelt. Entsprechend liefern die Multiplizierer 140a bis
140g an ihren Ausgängen die Glieder i/t,. <. ι, Us. μ ι
IAi.1.1· Die Signale uM ι werden mit Hilfe der vektoricllen
Addierer 158, 167,169,171, 175 und 177 kombiniert,
um den decodierten Signalwert für das Entfernungsintervall zu bilden, das während der mit /+ 1
bezeichneten Verarbeitungsperiode untersucht wurde. Außerdem werden die Signale uM ι in den zugeordneten
Registern 142 bis 142g gespeichert, d. h., daß diese Register durch einen neuen Satz modifizierter Teilgruppensignale
auf den neuesten Stand gebracht werden.
Das Ausgangssignal für das Verarbeitungsintcrvall /+1 ist im Register 172 (Fig. 13) gespeichert, und es
werden während des nächsten Verarbeitungszyklus jeweils die Hälfte der decodierten Signale aus der
Verarbeitungsperiode t und t + 2 subtrahiert. Das decodierte und gewichtete Ausgangssignal wird dann
dem Ausgangstor 180 zugeführt und, wenn das Ausgangstor geöffnet ist, einem nicht näher dargestellten
Verbraucher zugeführt, beispielsweise einer Darstellungseinheit.
Fig. 14 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der die Differenzsignale
zwischen den codierten Signalelementen, die einen Abstand von N Verarbeitungsschritten haben, nämlich
S,—S, _ ν [siehe Gl. (4)j\ in jeder der Baugruppen gebildet
werden anstatt in einem einzigen Subtrahierer 134 wie bei der Ausführungsform nach F i g. 9. Wie aus Fig. 14
ersichtlich, macht diese Ausführungsform der Erfindung von einem Schieberegister 200 mit Λ/2 Stufen Gebrauch,
das nach jeweils N Stufen mit einem Ausgang versehen ist. Die verschiedenen Teilgruppensignale werden in
einzelnen Verarbeitungs-Baugruppen 202 bis 209 erzeugt und, wie es für das Ausführungsbeispiel nach
F i g. 9 beschrieben wurde, mit Hilfe von Addierern 158, 167,171,169,175 und 177 kombiniert, um das decodierte
Ausgangssignal zu bilden.
Die Verarbeitungs-Baugruppen 202 bis 209 sind in ihrem Aufbau und in ihrer Funktion identisch, so daß nur
eine Baugruppe 202 im einzelnen dargestellt und beschrieben zu werden braucht. Für den Fall N= 8 bildet
die Baugruppe 202 die letzte Zeile der Gl. (4), und es kann die Ausführungsform nach Fig. 14 am besten
anhand dieser Zeile beschrieben werden. Es sei angenommen, daß das Teilgruppensignal υ?., während
eines vorhergehenden Arbeitszyklus / gebildet worden und im Register 212 gespeichert ist. Während des
nächsten Verarbeitungszyklus /+1 wird das codierte Signalelemenl 5% im Subtrahierer 214 von ü?. , während
eines Verarbeitungs-Teilintervalls subtrahiert. Zu dem Rest wird während eines nächsten Verarbeitungs-Teilintervalls
das Glied Sm im Addierer 216 addiert, und es prägt der Multiplizierer 218 dem modifizierten Teilgruppensignal
die Phasenverschiebung W 7 auf, so daß das neue Teilgruppensignal u?.mi gebildet, wird. In
gleicher Weise bilden die Verarbeitungs-Bauelemente 203 bis 209 die Glieder «„.„, bis (Am ι· Alle in Fig. 14
dargestellten Einheiten weisen zwei parallele Kanäle zur getrennten Verarbeitung der von den Pufferspeichern
in Fig. 7 gelieferten reellen und imaginären Signalkomponenten auf und es sind alle Verbindungsleitungen
mehradrige Kabel, die beispielsweise 16 Adern mit jeweils 8 Adern für jedes reelle und imaginäre Wort
aufweisen. Weiterhin sind alle Einheiten durch Uhrimpulse synchronisiert, ähnlich wie es für die Ausführungsform nach F i g. 9 beschrieben worden ist.
Es versteht sich, daß die beschriebenen Ausführungsbeispiele in macher Hinsicht geändert und abgewandelt
werden können, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen. Beispielsweise können für gewisse Werte der
Phasenverschiebung, wie beispielsweise 0°, ±90°, 180° und 360° die festen Register wie 144a in F i g. 9 und die
komplexen Multiplizierer wie 140a eliminiert werden und die Ausgänge der Register wie des Registers 142a
unmittelbar mit den zugeordneten Einheiten verbunden werden, wie den Addierern 138a und 158a. Weiterhin
sind bei den dargestellten Ausführungsbeispielen Multiplizierer in allen Verarbeitungs-Baugruppen dargestellt
worden, um den allgemeinen Fall für einen Code mit N Phasenzuständen zu beschreiben. Beim Fall /V= 8
kann jedoch die Multiplikation, die durch manche der Koeffizienten der Tabelle 7 gegeben ist, ohne die
Anwendung von Multiplizierern ausgeführt werden. Beispielsweise kann die in der Baugruppe 123
erforderliche Phasendrehung ausgeführt werden, indem die reellen und imaginären Ausgangssignale des
Registers 142 nach einer Umkehrung des Vorzeichenbits des imaginären Signals· ausgetauscht werden. Die
Phasenverschiebung in der Baugruppe 125 kann durch einfaches Umkehren der Vorzeichenbits der reellen und
imaginären Signale des Registers I42c bewerkstelligt werden. In der Baugruppe 127 kann die angegebene
Multiplikation dadurch erfolgen, daß die reellen und imaginären Ausgangssignale des Registers 142e vertauscht
werden, nachdem das Vorzeichenbit des reellen Gliedes geändert wurde. Endlich kann der Ausgang des
Registers 142g unmittelbar mit den zugeordneten Addierern verbunden werden.
Hiei/u IO Hliiii /.cichnuntiL-n
Claims (13)
1. Verfahren zur fortlaufenden Korrelations-Decodierung
unter Einbeziehung von Amplitudengewichtung von nacheinander zugeführten Signalen,
die Gruppen von N2 Signalen mit N verschiedenen Phasenzuständen bilden, dadurch gekennzeichnet,
daß von den nacheinander zugeführten Signalen durch phasenempfindliche Demodulation
Videosignale abgeleitet werden, die für die reelle und die imaginäre Komponente der zugeführten
Signale charakteristisch sind und deren Kombination die jeweilige Phasenlage darstellt, und diese
Videosignale in Form von N modifizierten Teilgruppensignalen gespeichert werden und dann die Phase
der N modifizierten Teilgruppensignaie so eingestellt wird, daß N Teilgruppensignale gebildet
wenden, deren Summe den decodierten Wert einer bestimmten Gruppe codierter Signale annähert, daß
dann die jeder Gruppe zugeordneten N Teilgruppensignale
summiert und dadurch Signale gebildet werden, die im wesentlichen dem decodierten Wert
der entsprechenden Gruppe codierter Signale gleich sind, daß die N Teilgruppensignale als Funktion der
Differenz zwischen der bestimmten Gruppe codierten Signale und der nächsten Gruppe modifiziert
werden und der so gewonnene neue Satz von modifizierten Teilgruppensignalen anstelle des vorherigen
gespeichert und wieder in der beschriebenen Weise verarbeitet wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die N Teilgruppensignale modifiziert
werden, indem zu bzw. von jedem der Teilgruppensignale ausgewählte codierte Signale addiert und
andere ausgewählte codierte Signale subtrahiert werden, so daß jedes Teilgruppensignal durch ein
anderes Paar ausgewählter Signale modifiziert wird.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daU die zu bzw. von den N Teilgruppensignalen
zu addieren und subtrahierenden codierten Signale so gewählt sind, daß sie um N Signalstellungen
in der Folge der codierten Signale verschoben sind.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die N
modifizierten Teilgruppensignale zum Einstellen ihrer Phase mit N vorgewählten Werten vektoriell
multipliziert werden.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der decodierte
Wert einer Anzahl nacheinander decodierter Signalgruppen gespeichert und der decodierte Wert
einiger der gespeicherten Gruppen durch vorbestimmte konstante Werte modifiziert und von einem
der anderen, nicht modifizierten decodierten Werte subtrahiert wird.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine
Gruppe r+ 1 der codierten Signale sich von einer vorhergehenden Gruppe t durch das Fehlen eines
Signals So an einem Ende der Gruppe t und ein
zusätzliches Signal Sn- am anderen Ende der Gruppe / unterscheidet, die N Teilgruppensignale
der Gruppe / mit jai.,. U\,,, i/ij Un \i und die
Signale, welche die codierte Gruppe zur Zeit f+1
bilden, mit Si. Si. S) Sn- bezeichnet sind und zur
Modifikation der N Teilgruppensignale zi* u»., der
Wert(-S0 +51Zv)1ZU Ui.,der Wert(-Sn+ S2n).zu U2.,
der Wert ( — S2N+Sjn), ■ ■ ■. zu un-\.i der Wert
(- S(S- ΐ)Λί+ S/v2) addiert wird.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Drehung der Phase der modifizierten
Teilgruppensignale
Uo.,- S0+ SNmitexpO(j 2π/ N)
uij—Sn+Sin mh exp
h
h
Un-U-S(N-UN+Sn 2 mhexp(N- i)(j2π/Ν)
multipliziert wird.
multipliziert wird.
8. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, daß sie N Verzögerungsglieder (132, 160 bis 166) und einen Subtrahierer (134)
aufweist und die nacheinander zugeführten Signale sowohl dem Minuendeneingang des Subtrahierers
(134) als auch einem ersten der N Verzögerungsglieder zugeführt werden, dessen Ausgang mit dem
Subtrahendeneingang des Subtrahierers (134) verbunden ist, daß der Ausgang des Subtrahierers (134)
mit einem zweiten der N Verzögerungsglieder verbunden ist, von denen das zweite bis /V-te in Serie
geschadet sind, und daß eine Summiereinrichtung (136 bis 138g) vorhanden ist, welche die Summe aus
den /VTeilgruppensignalen und dem Ausgangssignal des Subtrahierers (134) bzw. den Ausgcngssignalen
der zweiten bis /V-ten Verzögerungsglieder (160 bis 166) bildet.
9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der Verzögerungsglieder ein
/V-stufiges Schieberegister (132,160 bis 166) umfaßt.
10. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die N Verzögerungsglieder ein
Schieberegister (200) mit /V2 Stufen umfassen, das
nach jeder /V-ten Stufe einen Ausgang aufweist.
11. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch
gekennzeichnet, daß jedes Verzögerungsglied ein eigenes /V-stufiges Schieberegister (z. B. 132/ und
132ζ>) für die reelle und die imaginäre Komponente
der Signale umfaßt.
12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Subtrahierer (134) und die
Summiereinrichtung getrennte Kanäle für die reelle und die imaginäre Komponente der Signale
umfassen.
13. Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 12,
dadurch gekennzeichnet, daß zur Einstellung der Phase der N modifizierten Teilgruppensignale eine
Multiplikationseinrichtung vorhanden ist, die getrennte Kanäle für die reelle und die imaginäre
Komponente der Signale aufweist, denen je ein fester Faktor zugeordnet ist.
Priority Applications (4)
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