DE2315347A1 - Verfahren und vorrichtung zur fortlaufenden decodierung von gruppen bildenden signalen - Google Patents

Description

■».nriielaerin: Stuttgart, den 12. März 1973

Hughes Aircraft Company P 2678 S/kg Centinela Avenue and

Teale Street

Culver City, Calif·, V.St.A.

Verfahren und "Vorrichtung zur fortlaufenden Decodierung von Gruppen bildenden Signalen

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur fortlaufenden Decodierung von nacheinander zugeführten Sig-

p
nalen, die Gruppen von N Signalen mit N verschiedenen

Phasenzuständen bilden_e . ·

.Bei der Entfernungsmessung oder der Kartenaufzeichnung nach dem liückstrahlprinzip ist es theoretisch möglich, jede gewünschte Entfernungsauflösung zu erzielen, indem ausreichend schmale Energieimpulse ausgesendet und dann die empfangene Energie in einem Empfänger ausreichender

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Bandbreite verarbeitet wird» Allerdings muß die Impulsleistung des ausgesendeten Signales in dem Maß erhöht werden, wie die Breite des Impulses abnimmt, wenn ein gewisser Entfernungsiaeßbereich beibehalten werden soll. Bei manchen Anwendungen würden dann die Forderungen nach dem Meßbereich und der Entfernungsauflösung einen schmalen Impuls solcher Leistung erfordern, der bei dem gegenwärtigen Stand der IIP-Impulstechnik nicht zur Verfügung gestellt werden kann.

Das vorstehend behandelte Problem hatte die Entwicklung der Pulskompressionstechnik zur Folge, bei der ein zeitlich ziemlich langer codierter Impuls mit verhältnismäßig geringer Leistung ausgesendet und das empfangene Signal decodiert und dabei zeitlich komprimiert wird. Es sind zahlreiche· Techniken für die Pulskompression entwickelt worden, beispielsweise unter Verwendung von angezapften Verzögerungsleitungen oder einen Frequenzgang aufweisenden Verzögerungsgliedern. Alia diese Analogsysteme haben ungeachtet ihrer Wirksamkeit alle die Nachteile, die auf eine analoge Signalverarbeitung zurückzuführen sind und in einer mangelnden Stabilität, großem Umfang und Gewicht, großem Leistungsbedarf und hohen Kosten bestehen und die bei digitalen Geräten weitgehend vermieden sind.

Die Entwicklung digitaler Decodiersysteme für mehrphasig codierte Signale wurde bisher vernachlässigt, weil für einen auf N Phasenzuständen aufgebauten Gode der Länge N eine Anzahl von N komplexen Multiplikationen (vektorielle Phasenverschiebungen) und N komplexe Additionen,

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bei denen sowohl die Signalphase als auch die Amplitude verarbeitet wird, erforderlich ist, um jede Codefolge zu verarbeiten. Bei Anwendungen wie der Entfernungsmessung und der Kartenaufzeichnung nach dem Rückstrahlprinzip, bei dem während jeder Sendeperiode tausende von Entfernungsintervallen geprüft und für jedes Entfernungsintervall IT komplexe Additionen ausgeführt werden müssen, ist eine digitale Decodiereinrichtung wirtschaftlich uninteressant.

Demgemäß liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein "Verfahren.zur fortlaufenden Decodierung einer Vielzahl mehrphasig codierter Signalgruppen anzugeben, das eine vereinfachte digitale Verarbeitung der Signale ermöglicht und insbesondere für Mehrphasen—Pulskompressionssysteme geeignet ist; Insbesondere soll das erfindungsgemäße Verfahren die Anzahl der notwendigen arithmetischen Operationen vermindern und demgemäß zu einer Vereinfachung und Verminderung der Bauteile einer zur Durchführung des Verfahrens ausgebildeten Einrichtung vermindern.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß bei dem erfindungsgemäßen Verfahren N modifizierte Teilgruppensignale gespeichert v/erden und dann die Phase der Ii modifizierten Teilgruppensignale so eingestellt wird, daß N Teilgruppensignale gebildet werden, deren Summe den decodierten Wert einer bestimmten Gruppe codierter Signale annähert, daß dann die jeder Gruppe zugeordneten N Teilgruppensignale summiert und dadurch Signale gebildet werden, die im wesentlichen dem decodierten Wert der entsprechenden Gruppe codierter Signale

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gleich sind, daß die N Teilgruppensignale als Punktion der Differenz zwischen der bestimmten Gruppe codierter Signale und der nächsten Gruppe modifiziert werden und der so gewonnene neue Satz von modifizierten Teilgruppensignalen anstelle des vorherigen gespeichert und wieder in der beschriebenen V/eise verarbeitet wird»

Die Erfindung bezieht sich auch auf eine Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens_o Diese Vorrichtung weist N Verzögerungsglieder und eine Subtraktionseinrichtung auf und es werden die nacheinander zugeführten Signale sowohl dem minuenden Eingang der Subtraktionseinrichtung und einem ersten der N Verzögerungsglieder zugeführt, dessen Ausgang mit dem subtrahenten Eingang der Subtraktionseinrichtung verbunden ist. Der Ausgang der Subtraktionseinrichtung ist mit einen zweiten der N Verzögerungsglieder verbunden, von denen das zweite bis Ute in Serie geschaltet sind. Endlich ist eine Summier einrichtung vorhanden, w,elche die Summe aus den N Teilgruppensignalen und dem Ausgangssignal der Subtraktionseinrichtung bzw. den Ausgangssignalen der zweiten bis Nten Verzögerungsglieder bildet.

Kurz gesagt umfaßt demnach die Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zur digitalen Decodierung von Signalgruppen, die gemäß einem aus N Phasenzuständen gebildeten Code codiert ist und von denen jede codierte

ο
Gruppe IT Signale umfaßt. Die Decodiervorrichtung besteht aus N Einheiten, von denen jede ein Teilgruppensignal genanntes Ausgangssignal liefert, das für die Summe von N in der Phase gedrehten codierten Signalen charakteristisch

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ist. Die Summe der N Teilgruppensignale, die während einer bestimmten Verarbeitungsperiode gebildet wird, ist dem decodierten Wert der zugeordneten Signalgruppe angenähert. Die Ausgangssignale der gleichen Einheit stehen in einem funktioneilen Zusammenhang mit folgenden codierten Signalgruppen und es kann daher eine iterative Rechennethode angewendet werden. Demgemäß findet bei dem erfindungsgemäßen Decodierer nicht eine Phasenverschiebung und dann eine Summierung jedes Signales jeder Codegruppe statt, sondern es werden die N Teilgruppensignale, die der letzten verarbeiteten Codegruppe zugeordnet sind, modifiziert, um die Änderung zwischen codierten Signalgruppen zu berücksichtigen, und es wird dann diesen modifizierten und dadurch berichtigten Ausgangssignalen individuell eine Phasenverschiebung erteilt, um IT Teilgruppensignale zu bilden, die der nächsten Codegruppe zugeordnet sind. Durch diese vorstehend beschriebene rekursive Arbeitsweise wird die erforderliche Anzahl der arithmetischen Operationen und · damit der Umfang der erforderlichen Einrichtungen wesentlich vermindert.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform einer Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgeraäßen Verfahrens enthält jede der N Einheiten digitale Schaltungsanordnungen zur Addition eines neuen Signales und Subtraktion eines vorher eingegebenen Signales von jedem der N Teilgruppensignale, die der zuletzt decodierten Signalgruppe zugeordnet sind. Die Addition und die Subtraktion erfolgen vektofciell, d.h., daß sowohl die reellen als auch imaginären Komponenten der Signale verarbeitet werden. Es sind

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signale zu speichern. Weiterhin enthält jede Einheit eine MuItiplikationseinrichtung für komplexe Zahlen, die das Vektorprodukt des entsprechenden modifizierten Teilgruppensignales mit einem vorgegebenen vektöriellen Faktor "bildet, v/as bedeutet, daß" jedem der modifizierten Ausgangssignale des vorhergehenden Zyklus eine inkrementale Phasenverschiebung erteilt wird. Zwischen die Einheiten sind N-stufige Schieberegister geschaltet, welche die korrekte Fortpflanzung der Daten innerhalb der Decodiervorrichtung bewirken·

Bei der Anwendung der Erfindung bei Radargeräten zur Entfernungsmessung und Kartenaufzeichnung können die nachteiligen Wirkungen auf das decodierte Empfangs signal', die auf Interferenzen mit Signalen von angrenzenden Entfernungsinterva^len zurückzuführen sind, durch ein digitales Gewichtungs-Netzwerk reduziert werden, das, an den Ausgang der Decodiervorrichtung angeschlossen· ist. Das Gewichtungs-Netzwerk modifiziert das decodierte Signal eines jeden Entfernungsintervalles als Funktion'des Wertes der Signale für die Entfernungsintervalle, die dem gerade verarbeiteten Entfernungsintervall vorausgehen und nachfolgen! , '

Weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele. Die der Beschreibung und der Zeichnung zu entnehmenden Merkmale können bei anderen Ausführungsformen der Erfindung

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einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination Anwendung finden. Es zeigt'

Fig. 1 eine Gruppe von diskreten, dicht benachbarten

Reflektoren innerhalb der Strahlungskeule einer Sendeeinrichtung zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Fig. 2 ein Diagramm des Sendeimpulses und empfangener Echosignale,

Fig. $ die relative Phasenlage innerhalb eines Sendeimpulses für einen, vereinfachten Code mit vier verschiedenen Zuständen und 16 Elementen,

Fig. 4- ein Vektordiagramm zur Erläuterung der in der
Beschreibung verwendeten Symbole,

Fig. 5aj 5"b und 5c eine vereinfachte Decodierfolge

für Signale, die von den in Fig. 1 dargestellten Reflektoren stammen, zur Veranschaulichung der erzielten Pulskompression,

Fig. 6 das Blockschaltbild einer Vorrichtung ztua Aussenden mehrphasig codierter Signale, //

Fig. 7 das Blockschaltbild eines Empfängers zur Verarbeitung empfangener Echosignale nach dem erfindungsgemäßen Verfahren,

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Fig. 8 ein Zc'itdiagramm von Signalen zur Erläuterung der Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Fig. 9 das Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführung sform einer in dem Empfänger nach Fig-, 7 enthaltenen Decodiervorrichtung nach der Erfindung,

Fig. 10 ein detaillierteres Blockschaltbild eines Teiles der Vorrichtung nach Fig. 9? /

Fig. 11 und 12 Blockschaltbilder von Vektor-Multiplikationseinrichtungen, die in der Decodiervorrichtung nach Fig. 9 enthalten sind _t

Fig. 13 das Blockschaltbild eines Gewichtungs-lietzwerkes zur Reduzierung von "spektralen Nebenzipfein" des decodierten Signales und

Fig. 14- das Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer Decodiervorrichtung nach der Erfindung.

Un das Verständnis der Erfindung zu erleichtern, erscheint es zweckmäßig, zunächst die Technik der Mehrphasen-Codierung und ihre Anwendung bei der Pulskompression zu behandeln,, die das Decodieren aufeinanderfolgender Gruppen codierter' Signale erfordert.

Fig. 1 zeigt in starker Vereinfachung eine solche Anwendung, bei der ein Gelände 20 dicht benachbarter Reflektorelemente a, b und c innerhalb der Strahlungskeule 22 einer

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Antenne 24 auf v/eist. Wenn ein von der Antenne ausgesendeter Energieimpuls durch die Kurve 26 in Fig. 2 veranschaulicht wird, stellen die Kurven 28a, 28b und 28c in Fig· 2 die von den mit den gleichen Buchstaben bezeichneten Reflektoren stammenden Echosignale dar, während die Kurve 28 das zusammengesetzte empfangene Videosignal wiedergibt. Die gestrichelte Linie JO zeigt die Form des Signales 28 nach der Verarbeitung in einem Empfänger begrenzter Bandbreite. Die gestrichelte Linie läßt erkennen, daß die Entfernung der einzelnen Keflektoren nicht anhand der Amplitude des zusammengesetzten üignales 28 bestimmt werden kann.

Die Entfernungsauflösung könnte bedeutend verbessert werden, wenn der ausgesendete Impuls 26 in geeigneter Weise durch Phasenmodulation codiert worden wäre. Als Beispiel ist der Impuls 26 in Fig. 3'mit gedehntem Zeitmaßstab und einem "Frank"-Code versehen, der von vier Phasenzuständen und 16 Codeelementen Gebrauch macht. Der Frank-Code ist bekannt und wird später noch mehr im einzelnen behandelt werden. Die Phasencodierung jedes der Elemente des Impulses 26 ist in Fig. 3 angegeben und kann der Matrix in Tabelle 1 entnommen werden, wenn die Matrix von links nach rechts und zeilenweise von oben nach unten gelesen wird.

	0	Tabelle 1	0
0	90	0	270
0	180	180	180
0	270	0	90
0	180

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- ίο -

Bevor die Erläuterung der Pulskompression fortgesetzt wird, sollen zunächst anhand Fig. 4- die Symbole erläutert Averden, die im folgenden zur Beschreibung der vektoriellen Großen verwendet werden. Die relative Phasenlage der im Impuls 26 enthaltenen, ausgesendeten Energie kann durch einen Vektor 32 einer Länge A dargestellt werden, der auf ein X, Y-Koordinatensystem bezogen ist. Es wird angenommen, daß das Koordinatensystem X, Y mit einer Kreisfrequenz f umläuft, die der Grundfrequenz des Sendeimpulses gleich ist.

Eine Phasenverschiebung Δ 0 im ausgesendeten Signal gegenüber der Grundfrequenz f wird durch einen Winkel zwischen der X-Achse und dem Vektor 32 angezeigt. Der Vektor kann dann durch die Größe der reellen Komponente längs der X-Achse, nämlich A cos Λ0 und der imaginären Komponente längs der X-Achse, nämlich A sinA0 definiert werden« Im folgenden wird ein solcher Vektor gelegentlich durch den komplexen Ausdruck A cos h0 + j A sin&JZ bezeichnet. Wie in Fig. 4 angegeben, wurde willkürlich einerPhasendrehung im Uhrzeigersinn ein positiver Y/ert zugeordnet, während einer Drehung entgegen dem Uhrzeigersinn, also einer Phasenverzögerung, das negative Vorzeichen zugeordnet wurde. Eine positive Phasenverschiebung um den Y/inkel θ kann durch eine Phasenverzögerung um 2"7T- Q bewirkt werden.

Um einen solchen Impuls, wie er in Fig. 3 als Impmls dargestellt ist, richtig decodieren zu können, muß dem Empfangssignal eine Phasendrehung erteilt werden,, die

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gleich, jedoch entgegengesetzt zu der Phasencouierung des ausgesendeten Impulses ist, was einer !.Multiplikation mit der konjugiert komplexen Zahl dea codierten Wertes ist. V/enn das empfangene Signal 28 einera »Schieberegister zugeführt würde, in dem alle Signalelemente des von einem ■Reflektor, beispielsweise dem Reflektor b, stammenden Echosignales enthalten wären, könnte das Entfernungsintervall, in dessen Bereich der Reflektor b liegt, untersucht v/erden, in dem die zur Decodierung erforderliche Phasenverschiebung bewirkt wird.

Dieser Decodierungsvorgang wird durch die I⁰Ig. 5&j 5"° und 5c veranschaulicht, in denen die Echosignale 28a, 28b und 28c so decodiert werden, als ob sie getrennt verarbeitet würden. Wenn angenommen wird, daß die Signale vor der Decodierung linear verarbeitet werden, ist eine getrennte Analyse jedes ßignales und eine Kombination der Resultate für das Ergebnis der gleichzeitigen "Verarbeitung der Signale charakteristisch (Überlagerungs-Theorem). Es sei angenommen, daß die Signalelemente des Echosignales 28 in 16-stufige Register 34a, 34b und 34c eingegeben werden, so daß die jedem Reflektor zugeordneten Signalelemente innerhalb des entsprechend bezeichneten Registers enthalten sind. Es sei ferner angenommen, daß im Zeitpunkt einer speziellen Beobachtung das letzte Echoelement vom Reflektor b gerade empfangen worden ist. Es kann gezeigt werden, daß durch richtige Decodierung die vom Reflektor b empfangene Energie verstärkt wird, während die Energie von den Reflektoren a und c gedämpft wird. Nach der Darstellung in den Pig. 5^a bis 5c werden die empfangenen Signalkomponente getrennt in Registern $4a bis 34c, Multiplikationseinheiten 38a bis 38c

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und Suiniaiereinheiten 42a "bis 42c verarbeitet, wobei der Buchstabe jeweiln den Reflektor angibt, von dem das verarbeitete Signal stammte Es versteht sich,'daß tatsächlich eine einzige Einheit [gleichzeitig das zusammengesetzte Signal 28 verarbeitet»

Gemäß Pig. 5"b sind die dem Reflektor b zugeordneten Signalelemente S. bis S^ im Register 34b gespeichert. Die relative Phasenlage jedes empfangenen Signalelementes ist durch Vektorpfeile angegeben, v/ie den Pfeil 36b„ Zum Decodieren der im Register 34b enthaltenen Signalgruppe ist eine Phasendrehung notwendig, die den gleichen Betrag, aber der entgegengesetzten Richtung der dem Sendesignal aufgeprägten Phasendrehung hat. Diese Phasendrehung kann in einer komplexen Multiplikationseinheit 38b erfolgen, welche die angegebenen Phasendrehungen bewirkt, welche zu den im Sendesignal 26 aufgeprägten Phasendrehungen entgegengesetzt sind. Komplexe Multiplxkationseinheiten werden bei der Erläuterung des Decodierers anhand Fig. noch im einzelnen beschrieben.

Das Aus gangs signal der Multiplikationseinheit 38b, dessen Phase wiederum durch Pfeile, wie der Pfeil 40b_? angegeben ist, wird einer komplexen Summiereinheit 42b zugeführt. Die von dieser Sumxaiereinheit gebildete Summe ist ein Vektor, dessen Amplitude das 16-fache der Amplitude des Signales 28b und dessen Phasenlage 0° beträgt. (16^°).

Aus den Pig, 5a, 5^ und 5c ist ersichtlich, daß jedem . Element der gleichen Stufe der Schieberegister 34-a, 34b und 34c von der zugeordneten' Multiplikationseinheit 38a, 38b und 38c die gleiche Phasendrehung erteilt wird. Die

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den Reflektoren a und c zugeordneten Signale haben jedoch in den Registern eine andere Relativsteilung, "bei der eine Korrelation nicht vorliegt, während die dem Heflektor b zugeordneten Signale im Register zentriert sind und daher korreliert \verden. In dieser Hinsicht ist zu bemerken, daß das Signal S , also das erste Echoelement vom Reflektor a zur Zeit t » o, das Register bereits verlassen hat und der gesarate Code gegenüber den entsprechenden Elementen im Register 34b nach rechts verschoben ist, so daß in der Stellung S.g im Register 34a kein Signal enthalten ist. Entsprechend sind die Codeelemente im Register 3^-c gegenüber den Elementen im Register 34b um eine Stelle nach links verschobene Wie durch die Summenwerte an den Ausgängen der Summiereinheiten 42a, 42b und 42c angegeben ist, wird die reflektierte Energie aus dem zugeordneten Entfernungsintervall bedeutend verstärkt, während die Energie von benachbarten Entfernungsintervallen, nämlich den Reflektoren a und c, wesentlich gedämpft wird.

Eine wichtige Eigenschaft eines Decodierungssystems für Pulskompression ist das -Verhältnis der von Reflektoren innerhalb eines speziellen, untersuchten Entfernungsintervalles stammenden Energie zu der aus benachbarten Entfeniungsintervallen empfangenen Energie. Es ist festzustellen, daß ein Anteil der Energie in dem decodierten Ausgangssignal für ein bestimmtes Entfernungsintervall ihren Ursprung nicht nur in benachbarten Entfernungsintervallen hat, sondern ein Seil der Energie auch aus anderen Entfernungsintervallen empfangen wird, die in

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clou jJiitfernungübereich des ausgesendeten Impulses liegen» Der in folgenden gebrauchte Ausdruck "IFebenzipfelene.rgie" soll die Summe der Energie bezeichnen, die in deia Aus gangs signal für ein bestimmtes Entfemungsintervall vorhanden ist, aber von Reflektoren stamiat, die sich in anderen Entfernungsintervallen befinden» Es kann gezeigt werden, daß eine erhebliche Kebenzipfolenergie von Signalen erzeugt wird, die von den Rändern des 3ntfernungsbereich.es des Sendeimpulses stammen. Der Grund dafür liegt darin, daß von in den Randbereichen liegenden Reflektoren stammende Energie iia Empfangssignal weniger codierte Elemente erzeugen und daher ihre Unterdrückung durch mangelnde Korrelation oder Phasenauslöschung reduziert ist. Wie später noch erläutert wird, ermöglicht die Erfindung eine "Amplituden-Gewichtung" des decodierten Ausgangssignales, un die Wirkungen von Reflektoren an den Enden des durch die Pulslänge gegebenen Entfernungsbereiches zu reduzieren.

Bei der Auswahl eines Codes für Pulskonpression wird eine maximale Entfernungsauflösung, also ein großes Verhältnis von Signal- zu Nebenzipfelenergie, bei geringen Kosten für die zur Signalverarbeitung benötigten Einrichtungen angestrebt. Ein Code, der dem Sendesignal leicht aufgeprägt werden kann und auch eine angemessene Entfernungsauflösung liefert, umfaßt N diskrete Phasenzustände, die auf den Winkelbereich von 560° gleichmäßig verteilt sind, bei einer Code-

p
länge von N . Ein solcher Code wird im folgenden auch als Frank-Code bezeichnet. Das erfindungsgemäße Verfahren

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macht es möglich, die empfangenen Signale mit hoher Genauigkeit, Zuverlässigkeit und Wirtschaftlichkeit digital zu decodieren. Obwohl das erfindungsgemäße Verfahren anhand eines solchen Frank-Code erläutert wird und die als Ausführungsbeispiel dargestellte 'Vorrichtung zur Decodierung eines Frank-Code eingerichtet ist, versteht es sich, daß die Erfindung auch auf andere Mehrphasen-Code anwendbar ist.

Der Frank-Code ist in der Literatur eingehend behandelt, beispielsweise in einem Aufsatz von H.C. Heimiller: "Information theory" in IRE transactions, Oktober 1961, Seiten 25^- "bis 257 "und in einem Aufsatz von H.L. Frank: "Polyphase Codes With Good IIon-Periodic Correlation

Properties" in Professional Group On Information Theory,Januai Ein solcher Code mit N diskreten Zuständen und der Länge/1963, N ist durch die Glieder der in Tabella 2 wiedergegebenen quadratischen Matrix bestimmt, wenn die Glieder zeilenweise von links nach rechts gelesen werden.

Tabelle 2
_π0.1

_v/0.0 _π0.1 _w0.2

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In der tabelle 2 ist Jeweils V/ » exp(j2jf/N) und es ist das Element in der lcten Zeile und der pten üpalte mit \l ^ bezeichnet. Die Bezeichnung exp(j2fi/N) besagt, daß die Zahl e in die(ä2TfZK)te Potenz erhoben ist, wobei ο = ^. Demgemäß ist V/^kp = _e^^2ir/Di)kP, was wiederum dem Ausdruck cos (2t^/H)kp + j sin (2il*A0kp gleich ist und die Phasendrehung eines Vektors um den V/inkel (2ir/N)kp angibt.

.Ohne dabei das allgemeine Prinzip aufzugeben_s ist es vielleicht klarer, die Codematrix durch ein Beispiel für IT = 8 anzugeben, das in Tabelle 3 wiedergegeben ist.

	0	0	Tabelle	0	3	0	0	0
O		90	0	180	225	270	315
O	90	180	135	0	90	180	270
0	135	270	270	180	315	90	225
0	180	0	45	.0	180	0	180
0	225	90	180	180	4-5	27O	135
O	270	180	315	0	270	180	90
O		90

315 270 225 180 135 90 45

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Yon links nach rechts und von oben nach unten gelesen gibt die tabelle 3 die relativen Phasenverschiebungen an, die deia Sendesignal als Code aufgeprägt werden müssen. Um die Signalfolgen oder -gruppen zu decodieren, die vorher durch die Mehrphasen-Funktion codiert worden sind, ist es erforderlich, die Phasen der empfangenen Signalelemente nach der gleichen Phasenfunktion zurück, also in entgegengesetzter Richtung zu drehen, wie die für den Codiervorgang benutzt worden ist. Beispielsweise kann in komplexer Schreibweise eine Phasenverschiebung von 45° durch eine Multiplikation mit der komplexen Größe (1 + ö)/'/2 erreicht werden..

Um ein Signalelement zu decodieren, das durch die gerade erwähnte Phasenverschiebung von 4-5 codiert worden ist, ist eine Multiplikation mit der konjugiert komplexen Zahl der Codierungsfunktion erforderlich, also mit (1 -.d)//5.

Ss sei nun ein Signal S betrachtet, das aus einer Grupüe

ρ
von N zur Bezugszeit t empfangenen Signalelementen S, +t besteht. Die Korrelationsfunktion für eine Gruppe von Signalelementen, die gemäß der Matrix nach tabelle 2 codiert worden sind, kann durch den Ausdruck

K-1
u. = Z tu . (1)

wiedergegeben werden, indem

«fc.t " Jo ^ ^_+p+t . (2)

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Für den Fall K = 8 ist die Codematrix für die codierten Phasenverschiebungen durch die Tabelle 5 gegeben. Die entsprechende Signalmatrix für die erste Gruppe der empfangenen Signalelemente zu einem willkürlich mit t = 0 bezeichneten Zeitpunkt gibt die folgende Tabelle 4· wieder. ---~

	S1	Tabelle 4	• · s„
so	S9		• · S15
S8	S17	S10 . .	. . S25
S16	S18 . .

^S56 ^S57 ^S58 * * * * ^S63

Die Signalelemente für die j nächste Gruppe empfangener und zu decodierender Signale im Zeitpunkt t = 1 gibt die folgende Tabelle 5 wieder.

	S2	Tabelle 5	• · S1
S1	S10	7, * *
S9	S18	11 * *
S17	S19 . .

S₅₇ S₅₈ S₅₉ . .

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Den Tabellen 4- und 5 ist zu entnehmen, daß der Unterschied zwischen den Gruppen aufeinanderfolgender codierter Signalelemente zu den Zeiten t « 0·und t « 1 der Fortfall des mit Sq bezeichneten Signales und die Addition eines neuen, mit Sg^ bezeichneten Signalelementes ist.

Die durch Gl. (1) angegebene Decodierungsfunktion kann mittels Recheneinrichtungen verwirklicht v/erden, indem zunächst jedes Signalelement einer bestimmten Gruppe mit der angegebenen Phasendrehung multipliziert wird und dann die in der Phase gedrehten Signale addiert werden. Bei einer digitalen Datenverarbeitung müssten

2 2

dann N komplexe Multiplikationen und N komplexe Additionen ausgeführt werden· Indem zunächst die Signal— elemente jeder Gruppe summiert v/erden, welche die gleiche Phasendrehung erfordern, kann die Anzahl der komplexen Multiplikationen auf N reduziert werden, jedoch werden

ρ
noch immer IT komplexe Additionen benötigt. Da jede Gruppe empfangener Signalelemente nur einem Entfernungsintervall entspricht und bei typischen Anwendungen in der

10
Radartechnik 2 Entfernungsintervalle benutzt werden, müssten bei einem relativ einfachen Code von nur II = 8

18 diskreten Phasenzuständen beispielsweise 2 pder 262 komplexe Additionen während jeder Sendeperiode ausgeführt werden. Y/eiterhin wurden bei der Anwendung der oben

erwähnten Technik Schieberegister mit II Ausgängen benötigt, Bei Mikrominiatur-Schaltungen ist die Anzahl der benötigten Ausgangsleitungen ein bedeutender Faktor für die Größe und Wirtschaftlichkeit der Baueinheiten, so daß ein Konzept, das zu einer erheblichen Reduzierung der Anzahl der Ausgänge führt, bereits schon aus diesem Grunde einen bedeutenden wirtschaftlichen Vorteil hätte.

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Wie nun erläutert wird, kann durch die Erfindung die notwendige Anzahl der komplexen Additionen "bedeutend reduziert werden. Aus der Tabelle 2 ist ersichtlich, daß in der kten Zeile der Phasensprung zwischen auf-

k
einanderf olgenden Matrixelementen Vi beträgt, u, . und ^uk t+1 ^un"^berscaei^<ieii sich durch die ersten und letzten Elemente in einer Zeile und einer Phasenverschiebung um W für die übrigen Elemente« Diese Tatsache kann
durch die Fortsetzung des numerischen Beispieles für den Code mit N = 8 verdeutlicht Werdens

uo	,t+1 s	iuo,t	- S0) Vl0 + S	8W°
U1	,t+1 "	(U1st	- V ^ +	S16 '
U2	,t+1 "	(u2,t	-S16)W82 +	S24

6 . O 1!?2

-S₅₆) W 7 _{+ flc|| W}1

Da W^k der Größe W^k*"^N gleich ist, wird

-S_{8 +}

- ^S16 ⁺

uo	,t+1
U1	,t+1
U2	,t+1

^Γ?

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Die Gl. (4) macht deutlich, daß die Zahl der erforderlichen komplexen Additionen auf 3N reduziert wird. Bei der oben erwähnten Anwendung mit 1024 Kntfernungs- ι Intervallen würde die Anzahl der komplexen Additionen von 262 144 auf 49 152 reduziert. Es ist ebenfalls ersichtlich, daß dieses Prinzip bei Mehrphasen-Codes anwendbar ist, die durch eine NxN- Matrix mit beliebigem N dargestellt werden können, und nicht auf Potenzen von 2 beschränkt ist.

Bevor eine bevorzugte Ausführungsform eines Decodierers nach der Erfindung im einzelnen beschrieben wird, soll zunächst ein liadarsystem beschrieben werden, das für das Aussenden mehrphasig codierter Signale sowie zum Empfang und zur Verarbeitung der reflektierten Echosignale geeignet ist.

V/ie aus Fig. 6 ersichtlich, die den Sende- und Synchronisationsteil eines solchen Radargerätes zeigt, liefert ein Haupto3zillator 50 ein HP-Signal mit einer Frequenz f,j an einen Taktgenerator 52. Der Taktgenerator 52, der übliche Differenzier- und Impulsformerkreise enthalten kann, liefert eine üeihe von Taktimpulsen, die in Fig. 8 durch die Kurve 54 dargestellt sind, an einen Zähler 56. Der Zähler 56 ist mit einer Logik 58 über ein mehradriges .Kabel 60 verbunden. Die Logik 58 enthält geeignete Logikkreise, die bewirken, daß auf ausgewählten Ausgangsleitungen bei vorbestimmten Zählerständen des Zählers 56 vorbereitungasignale erscheinen.

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Sofern nichts anderes angegeben ist, werden alle im folgenden erwähnten Flipflops dadurch gestellt, daß ein Signal mit dem Pegel einer logischen 1 an den J-Eingang angelegt wird, während zum Rückstellen ein Signal mit dem Pegel einer logischen 1 an den K~Eingang angelegt werden muß. Für die logische 1, die auch als Vorbereitungssignal dient, kann willkürlich ein positives Potential gewählt werden· Wenn ein Flipflop gestellt istj hat sein Q-Ausgang das Potential einer logischen 1, während im rückgestellten Zustand der Q-Ausgang auf dem Niveau einer logischen 0 liegt, das willkürlich als Masse- oder Bezugspotential gewählt sein kann.

Wenn der Zähler 56 seinen Höchststand erreicht hat, beispielsweise 2048, geht er automatisch auf 0 zurück. · Die Logik 58 stellt den Zählerstand Null fest und führt der J-Klemme eines Steuerflipflop 62 ein Vorbereitungssignal (Signal mit dem Pegel einer logischen 1) zu. Der Q-Ausgang des Flipflop 62 ist mit einem Treiber oder Leistungsverstärker 64 verbunden. Der Treiber 64 kann von jeder beliebigen Art eines steuerbaren HF-Verstärkers bestehen und einen Verstärker mit gekreuzten Feldern (GFA) oder eine Wanderfeldröhre (TWT) umfassen. Der Treiber 64 ist so ausgebildet, daß er vorbereitet ist, also einen HF-Ausgangsimpuls liefert, während sich das Flipflop 62 im gestellten Zustand befindet.

Ein Code mit N = 8 Phasenzuständen umfaßt 64 Elemente, deren Phasenlage in der Tabelle 3 angegeben ist. Die Logik 48 liefert an den K-Eingang des Flipflop 62 ein Signal mit dem 1-Pegel, wenn der Zähler 56 den Stand

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erreicht. Daher schaltet der Q-Ausgang des Flipflop nach 64 Zählschritten auf den O-Pegel um und es wird der Treiber 64 gesperrt, d.h., daß. er kein Ausgahgssignal mehr erzeugt.

Diis Eingangssignal mit einer Frequenz f_Q wird dem Treiber von einein Frequenzvervielfacher 66 zugeführt, der die ihm vom Hauptoszillator 50 zugeführte Frequenz f,. heraufsetzt, beispielsweise durch die Erzeugung von Harmonischen an einem nichtlinearen Glied und anschließender Filterung. Das geatstete Ausgangssignal mit der Frequenz fQ, das in Fig. 8 durch die Kurve 72 v/ieder gegeben ist, v/ird auf einer Leitung 68 einer Phasenschieberanordnung 70 zugeführt. Diese Phasenschieberanordnung wird von der Logik 58 so gesteuert, daß die HF-Impulse 72 genäß dem Mehrphasencode nach Tabelle 3 codiert werden. Die Logik enthält übliche Verknüpfungsglieder, zum Erkennen der Zählerstände von 0 bis 63 und zum Einschalten der jedem Zählerstand zugeordneten Kombination von Phasenschiebern. Für den Code nach Tabelle 3 können die erforderlichen Phasenverschiebungen -mit Hilfe von drei Phasenschiebern 74, 76 iind 78 erzielt werden. Diese Phasenschieber können aus Hohlleiter-Abschnitten mit daran angeordneten Dioden oder Varactoren bestehen, so daß die angegebene Phasenverschiebung eingeführt wird, wenn den entsprechenden Phasenschiebern das Vorbereitungssignal zugeführt wird. Beispielsweise "bewirkt der Phasenschieber 7²I- eine Phasenverschiebung von 45⁰, wenn er vorbereitet ist, und keine Phasenverschiebung, wenn ihm kein Vorbereitungssignal zugeführt v/ird. Es ist zu bemerken, daß die für den Code nach Tabelle 3 erforderlichen Phasenverschiebungen durch

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die richtige Kombination von nur drei Phasenschiebern erzielbar sind. Beispielsweise kann eine Phasenverschiebung von 315° durch das Einschalten aller drei Phasenschieber erzielt werden, während eine Phasenverschiebung von 225° von den Phasenschiebern 74 und 78 und eine Phasenverschiebung von 135° von den Phasenschiebern 74 und 76 bewirkt wird,

Das phasenmodulierte Ausgangssignal der Phasenschieberanordnung 70 wird in einem 1IF-Leistungsverstärker 80, bei dem es sich wiederum um einen CFA oder eine TUT handeln kann, auf die endgültige leistung verstärkt und dann über eine Sende-Empfangs-Weiche 82 (Duplexer) der Sende- und Empfangsantenne 20 zugeführt.

Die von sich innerhalb der Strahlungskeule 22 der Antenne 20 befindenden Reflektoren (Fig. Ό empfangene HF-Energie wird von der Antenne 20 über die Sende-Empfangs-Y/eiche dem Mischer 84 der in Fig. 7 dargestellten Empfangseinrichtung zugeführt. Dem Mischer 84 wird außerdem von einem stabilen Lokaloszillator 86 ein solches HF-Signal zugeführt, daß der Mischer das empfangene HF-Signal in einen ZF-Bereich transformiert· Das Ausgangssignal des Mischers 84 wird einem ZF-Verstärker 88 zugeführt. Das verstärkte Ausgangssignal des ZF-Verstärker 88 wird mit Hilfe eines Phasendetektors 92 phasendemoduliert, dem · von einem Bezugsoszillator 90 ein ZF-Signal zugeführt wird. Wenn das von dem Phasendetektor 92 empfangene Eingangssignal durch einen Vektor der Länge A iait einer Phase B relativ zur Phase des von dem Bezugsoszillator zugeführten Signales, dessen Phase willkürlich als Bezugsphase gewählt wird, betrachtet wird, dann kann das Aus-

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gangssignal ca.es Detektors 92 durch die Größe A cos B wiedergegeben werden. Dieses Signal wird auch manchmal im folgenden rait "I" "bezeichnet, weil dieses Signal "in Phase" ist. Bei komplexer Behandlung der Vektoren handelt es sich auch um die reelle Komponente·

Das Ausgangssignal des ZF-Verstärkers 88 wird außerdem einem zv/eiten Phasendetektor 94- zugeführt, dem das Signal des Bezugsoszillators 90 nach einer Phasenverschiebung von 90° im Phasenschieber 96 zugeführt v/ird. Demgemäß ist das Aus gangs signal des Phasendetektors 94- gegenüber dem Ausgangs signal des Phasendetektors 92 um 90° verschoben und kann demnach durch die Größe A sin B wiedergegeben werden. Diese Größe wird manchmal auch mit "Q" bezeichnet, weil dieses Signal zu der Bezugsphase "in Quadratur" steht. Bei komplexer Betrachtungsweise handelt es sich um die imaginäre Komponente.

!Für die Länge des Entfernungsbereiches, der von dem Bearbeitungsteil des Empfängers zu untersuchen ist, sind viele Gesichtspunkte maßgebend. Beispielsweise bestimmen die Höhe, das Strahlungsdiagramm und der nach unten, gerichtete Neigungswinkel der Antenne, welcher Entfernungsbereich von der ausgesendeten Energie beleuchtet wird. Hier sei willkürlich angenommen, daß die Periode ¹S der Sendeimpulse (Fig. 8) in 2048 Entfernungsintervalle geteilt ist und daß der von dem Verarbeitungsteil des Systems zu untersuchende Entfernungsabschnitt der 512 Entfernungsintervalle umfassende mittlere Bereich jeder Sendeperiode ist.

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Von einem Flipflop 98 (Fig. 6) wird in Abhängigkeit von VorbereitungsSignalen, die ihm von der Logik 58 zugeführt werden, ein Torsignal 99 (Fig. 8) erzeugt, das im Bereich zwischen dem nächsten und dem weitesten interessierenden Entfernungsintervall den 1-Pegel hat. Beispielsweise wird die J-Klemrne des Flipflop 98 vorbereitet, wenn der Zähler 56 den Stand 768 erreicht, und es wird dann die K-Klemme beim Zählerstand 1280 vorbereitet, so daß dann 512 Entfernungsintervalle in dem interessierenden Entfernungsbereich enthalten

Während der Dauer des den interessierenden Entfernungsbereich kennzeichnenden Torsignales oder des Ileßintervalles tasten durch die Zufuhr von Taktsignalen gesteuerte Analog-Digital-Umsetzer 100 und 102 die reellen und imaginären Videosignale ab, die ihnen vom' Phasendetektor 92 bzw. 94- zugeführt werden. Die Digital-Analog-Umsetzer bilden aus den Videosignalen digitale V/örter mit der gewünschten Genauigkeit· Beispielsweise kann jedes Wärt 8 Bits, einschließlich eines Vorzeichenbits, enthalten. Das Torsignal wird mit den-Taktimpulsen 54- (Fig. 8) in einem UND-Glied 104 (Fig. 6) kombiniert. Es ist das Ausgangssignal dieses UND-Gliedes, das den Analog-Digital-Umsetzern 100 und'102 zur Synchronisation zugeführt wird.

Die digitalen Wörter, die für den Amplitudenwert der reellen und imaginären Videosignale charakteristisch sind, werden von den Analog-Digital-Umsetzern über mehradrige Kabel 105 und 106 je. einem Pufferspeicher 108 bzw. 110 zugeführt. Die reellen und imaginären Binärwörter

409843/1072 ^m/'

werden aus den Pufferspeichern über mehradrige Kabel 114- und 116 in einen Decodierer 112 eingegeben. Die übertragung der Binärwörter erfolgt in Abhängigkeit von Steuersignalen, die den Pufferspeichern von den Decodierer 112 zugeführt werden. Bei dem dargestellten Beispiel ermöglicht das Einschalten von Pufferspeichern, daß der Decodierer 112 mit reduzierter Geschwindigkeit arbeitet. Es versteht sich jedoch, daß bei Anwendungen, bei denen die Verarbeitungszeit keine wesentliche Eolle spielt, solche Pufferspeicher nicht benötigt werden und der Decodierer mit der Geschwindigkeit arbeiten kann, mit der die Daten von den Umsetzern zugeführt werden. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel werden die Daten in den Pufferspeicher in Abhängigkeit von den von dem UND-Glied 104- gelieferten !Paktimpulsen während der Dauer des Meßiaitervalles gespeichert, während das Auslesen der Daten unter der Steuerung des Decodieres während des außerhalb des Meßintervalles liegenden Seiles der Impulsperiode erfolgt.

Eine bevorzugte Ausführungsform des Decodierers 112, der die oben erwähnten Torteile der hohen Zuverlässigkeit und der Heduktion der Anzahl der erf O3?derlichen arithmetischen Operationen aufweist, ist in Fig. 9 in Form eines Blockschaltbildes dargestellt. Y/ie ersichtlich, weist der Decodierer 112 einen Eingangs-Subtrahierer 134· und acht Verarbeitungs-Baugruppen 122 bis 129 auf. Die Baugruppen 126 bis 129, die in Blockform dargestellt sind, sind in ihrem Aufbau mit den Baugruppen 122 bis 125 identisch. Alle in Fig. 9 dargestellten Einheiten weisen zwei parallele Kanäle für die separate Verarbeitung der

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reellen und imaginären üignalkomponenten auf und es sind alle Verbindungsleitungen mehradrige Kabel, beispielsweise 16~adrige Kabel mit acht Adern für jedes reelle und jedes imaginäre Wort.

Der Subtrahierer 13^· und die erste Verarbeitungs-Baugruppe 122 sind in Fig« 10 mehr im einzelnen dargestellt. Wegen der Übereinstimmung zwischen den Verarbeitungs-Baugruppen ist es leicht erkennbar₉ daß die übrigen Baugruppen des Decodierers nach Fig. 9 in gleicher Weise aufgebaut sein können. In Fig. 10 sind die Einheiten in jedem der beiden Kanäle mit den gleichen Bezugsziffern versehen wie in Fig₉ % jedoch sind die Bauteile für den reellen Kanal durch ein I und die Einheiten für den imaginären Kanal durch Q ergänzt.

Wie in Fig. 10 dargestellt, erzeugt eine Uhr .130 Uhrimpulse in einem solchen Abstand, daß die Daten aus einer gewünschten Anzahl von Entfernungsintervallen, beispielsweise 512 Entfernungsintervallen pro Impulsperiode₉ während jeder Verarbeitungsperiode,PI, die in Fig» 8 durch die Kurve 133 wiedergegeben ist, verarbeitet werden können. Die Impulse der Uhr 130 werden in einem UND-Glied 135 mit dem Q-Ausgangssignal des Flipflop 98 in Fig₀ kombiniert, um allen Einheiten des Decodierer^ nach den Fig. 9 und 10 im Verarbeitungsintervall Uhrimpulse buzuführen^ ausgenommen den. festen Registern.« Hie die Kurve 133 i& Fig. 8 zeigt^ ist" die V-erarböitmngsperiode das Komplement zu der M©Bper£ode₉ die dusch das too. der

/ ·■■■■ -· ^[

Off 6 .

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nächsten "bis zur weitesten interessierenden Entfernung reichenden Entfernungstor bestimmt ist (siehe Kurve 99 in Fig. 8).

Die Ausgangssignale der Uhr 130 werden auch den Pufferspeichern 108 und 110 (Fig. 7) zugeführt ,'· um das Verschieben des nächsten Worzes aus diesen Pufferspeichern in die reellen und imaginären Schieberegister 1321 und 132Q sowie die Subtrahierer 134-1 und 134Q zu bewirken. · Die Ausgangs signale der Schieberegister 1321 und 1-32Q werden den Subtrahenten-Eingängen der Subtrahierer 1J54I · bzw. 134Q zugeführt. Die Auögangssignale der Subtrahierer werden Volladdierern 1381 und 138Q zugeführt. In diesen Addierern werden die Ausgangssignale der Subtrahierer zu den Ausgangssignalen von Multiplizierern 1401 und 140Q addiert. Die Multiplizierer 140 bilden das/Vektorprodukt einer vektoriellen Größe, die in-einem Register 1421 bzw. 142Q gespeichert ist, mit dem Vektor,/der von dem festen Register 144 zugeführt wird.

Zur Erläuterung der Operation der komplexen Multiplizierer sei daran erinnert, "daß das Produkt zweier komplexer Zahlen S₁₄₄₁ + ^jS₁₄₄Q und S₁₄₂₁ + ^Z

"* ^S144Q ^S142Q ⁺ ^^S144Q ^S142I

ist, wenn S₁₄₄-J- und S₁₄₄Q die reelle bzw. imaginäre Komponente des vom Register 144 zugeführten Vektors, S₁₄₂T und S₁₄₂W äie reelle bzw. imaginäre Komponente der im Register 142 gespeicherten vektoriellen Größe und (^ö _Wi ^S ₁₄₂I - ^S144Q ^S142Q) ^{sowie (S}144Q ^S142I ^{+ S}144I ^Ö die reellen bzw, imaginären Glieder des komplexen Produktes

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sind, die,den Ausgangsleitungen 1461 bzw. 146Q zugeführt werden. Die Multiplizierer 1401 und 140Q. können in der in den Fig, 11 und 12 angegebenen Weise ausgebildet sein. Wie in Fig, 11 dargestellt, bilden Multiplizierer 146 und 148, bei denen es sich um digitale Multiplizierer herkömmlicher Bauart handeln kann, die Glieder S₁₄₄₁ S₁₄₂₁ und S₁₄₄^ S₁₄₃^ und es wird das letzte Glied von dem ersten in einem Subtrahierer I50. subtrahiert, um das reelle Glied des komplexen Produktes zu bilden. Ebenso bilden, wie in Fig.12, dargestellt, Multiplizierer 152 und 154 die Glieder S₁₄₄Q S₁₄₂₁ und S₁₄₄₁ S₁₄₂Q und es werden diese Glieder im Addierer kombiniert, um das imaginäre Glied des komplexen Produktes zu bilden.

Wie aus Fig. 10 weiter ersichtlich, werden die vjön den Multiplizierern 1401 und 14OQ gelieferten reellen und imaginären Glieder des Produktes . Addierern 1p8I und 138Q und einem komplexen Addierer 158 in Fig. 9 zugeführt, Das Ausgangssignal des komplexen Addierers 138 wirdzur Verwendung im folgenden yerarbeitungszyklus im Register gespeichert. Die Register 142 und die entsprechenden Begister in den Baugruppen 123 bis 129 werden durch ein Signal R zurückgestellt, das von der Logik 58 in Fig. beim Zählerstand 1024 zugeführt wird. Es werden also alle Register vor Beginn eines neuen Verarbeitungszyklus gelöscht.

Die N, im vorliegenden Fall also acht Baugruppen 122 bis 129 sind durch zweikanalige Schieberegister 160 bis 166 f getrennt· Das Ausgangssignal des Schieberegisters 160 * ■

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speist die Verarbeitungs-Baugruppe 125 und es sind die Einheiten der Baugruppe 125 mit den gleichen Be-"zugszif£ern versehen wie die entsprechenden Einheiten der Baugruppe 122, jedoch folgt den Bezugsziffern der Buchstabe a. Das Ausgangssignal (Produkt) des Multiplizierers 140a wird als eines der Eingangssignale dem komplexen Addierer 158 zugeführt. Der komplexe Addierer 158 umfaßt zwei Kanäle mit üblichen Volladdierern, von denen der eine Kanal das reelle Glied und der andere Kanal das imaginäre Glied verarbeitet.

In gleicher Weise speist das Schieberegister 161 die Verarbeitungs-Baugruppe 124 und es sind die Einheiten, welche die Baugruppe 124 bilden, mit den gleichen Be-' zugsziffern bezeichnet wie die entsprechenden Einheiten in der Baugruppe 121, jedoch sind die Bezugsziffern durch den Buchstaben b ergänzt. Das Aus gangs signal des Multiplizierers 140b wird als Eingangssignal einem komplexen Addierer 167 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Schieberegisters 162 wird der Baugruppe 125 zugeführt, deren Einheiten durch den zu_ sätzlichen Buchstaben c gekennzeichnet sind. Das von dem Multiplizierer 140c gelieferte Ausgangssignal wird in dem komplexen Addierer 167 mit dem Ausgangssignal der Baugruppe 124 kombiniert·

In gleicher Vfeise werden die Baugruppen 126 und 127 von den AusgangsSignalen der Schieberegister 165 bzw. 164 gespeist und enthalten Einheiten, die zu denjenigen der anderen Baugruppen identisch sind und durch zusätzliche

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Buchstaben d "bzw. e gekennzeichnet werden«, Die von den nicht mehr dargestellten Llultiplizierern dieser Baugruppen gebildeten Produktglieder \verden in einem komplexen Addierer 171 kombiniert. Die Baugruppen 128 und 129 haben den gleichen Aufbau wie die anderen Baugruppen und es sind ihre Einheiten durch' den zusätzlichen Buchstaben f bzw. g kenntlich gemacht» Die Baugruppen 128 und 129 sind an die Ausgänge der^! Schieberegister 165 bzw. 166 angeschlossen und es werden die Ausgangssignale dieser Baugruppen im Addierer 173 kombinierte

Die Ausgangssignale der Addierer 158 und 167 werden in einem weiteren Addierer 169 kombiniert. Ebenso werden die Ausgangssignale der Addierer 171 und 173 in einem weiteren Addierer 175 kombiniert und es wird dann die Summe der Ausgangssignale der Addierer 169 und 175 in einem Addierer 177 gebildet. Die. zuletzt erwähnten Addierer sind alle zweikanalige Einrichtungen, in denen der eine Kanal zur Verarbeitung der reellen und der andere Kanal zur Verarbeitung der imaginären Signal— komponenten dient.

Der Addierer 177 bildet fortlaufend den decodierten Wert für jedes Entfernungslntervall innerhalb des Entfernungstores und es werden diese Signale einem dreistufigen Schieberegister 172 zugeführt, das in Fig. 13 dargestellt ist. \i±e aus Fig. 13 ersichtlich, ist mit dem Register eine Subtrahiereinrichtung, die zwei Subtrahierer 1?6 und 178 umfaßt, mit dem Register 172 derart verbunden₃ daß die beiden äußeren Stufen des Registers mit einer Verschiebung um ein Bit.saoh rechts mit der Subtrahier«=

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anordnung verbunden sind, was einer Seilung durch. 2 in binärer Arithmetik entspricht. Diese gerade beschriebene Verschiebung der voreilenden und nacheilenden decodierten Signalwerte, also der dem gerade verarbeiteten Entfernungsintervall vorausgehenden und folgenden Entfernungsintervalle, ist einem Gewichtungsfaktor von 0,5 äquivalent und hat die Wirkung einer Unterdrückung von ITebenzipfelänergie, also der relativen Unterdrückung von Energie, die auf reflektierende Quellen in anderen als dem decodierten Entfernungsintervall zurückzuführen ist. Die beschriebene Art der Gewichtung wurde wegen ihrer einfachen Verwirklichung und im Hinblick auf die Tatsache gewählt, daß eine Gewichtungsfunktion von 0,5 bei dem dargestellten Ausführungsbei— spiel eine annehmbare Verbesserung des Verhältnisses von Signal- zu Nebenzipfelenergie ergibt. Es versteht sich jedoch, daß auch andere Gewichtungsfunktionen bei der Erfindung verwendet werden können. Beispielsweise können zwischen die erste und die letzte Stufe des Schieberegisters einerseits und die zugeordneten Subtrahierer andererseits Divisionseinrichtungen eingeschaltet werden. Auch kann zwischen die zentrale Stufe des Registers 172 und den Subtrahiefcer 176 ein Multiplizierer angeordnet sein.

Wie bei der Beschreibung der Wirkungsweise der erfin— dungsgemäßen Vorrichtung noch deutlicher erkennbar

wird, werden K Arbeitszyklen benötigt, um das Ausgangssignal zu erzeugen, das für den decodierten Viert des ersten Entfernungsintervalles charakteristisch ist·

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Bei der Anwendung der in Pigο 13 dargestellten Schaltungsanordnung wird das gewichtete Ausgangssignal einen nicht näher dargestellten Verbraucher erst drei Arbeitszyklen nach der Decodierung des ersten Entfemungsintervalles zugeführt. Zu diesen Zweck wird das Aus gangs signal des Subtrahierers 178, bei den es sich um das codierte und gewichtete Ausgangssignal handelt, durch ein Ausgangstor 180 geleitet, das von einem Torsignal 181 in Fig. 8 gesteuert wird» Das Torsignal v/ird von dem Q-Ausgang eines Flipflop 182 geliefert, das bei einen vorbestimmten Zählerstand gestellt wird, beispielsweise nach dem 67ten Zählschritt (N + 3) nach dem Rückstellimpuls. Ein Logikkreis 184 stellt fest, wenn ein Zähler 186 den zuletzt genannten Stand erreicht hat, und führt dann dem J-Eingang des Flipflop 182 ein Stellsignal zu. Sowohl der Zähler 186 als auch das Flipflop 182 werden von dem R-Signal zurückgestellt, das die Logik 58 nach Fig. 6 vor dem Start jedes Verarbeitungszyklus liefert. Demgemäß läßt das Ausgangstor 180 die Ausgangssignale vom Subtrahierer 178 erst dann passieren, wenn sich die Arbeitsweise des Gerätes stabilisiert hat.

Beim Betrieb des beschriebenen Ausführungsbeispieles emittiert der in Fig. 6 dargestellte Sender eine Folge von HF-Impulsen mit einer Pulsfolgefrequenz 1/2 (Kurve 72 in Fig. 8)_e Jeder ausgesendete Impuls ist durch N

verschiedene Phasenzustände codiert und umfaßt Ii"" Codeelemente (siehe Fig. 3)o Das Codieren des Sendeimpulses erfolgt mit Hilfe der Phasenschiebereinheit 70, die von der Logik 58 gesteuert wird« Bei einem Code mit acht Phasenzuständen spricht die Logik 58 auf die Zählschritte 0 bis 63 des Zählers 5δ an und aktiviert die richtige

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Kombination der Phasenschieber, so daß die in· der Tabelle 3 angegebenen Phasenverschiebungen dem/Sendeimpuls aufgeprägt werden.

Während der Seit zwischen den Sendeimpulsen v/erden von der in Fig. 7 dargestellten Empfangseinheit die Echosignale von Objekten empfangen, di$ sich innerhalb der Strahlungskeule der Antenne 20 befinden. Es sei bemerkt, daß jeder angestrahlte Reflektor ein mehrphasig codiertes

ο
Signal der Länge N reflektiert. Wenn der Abstand zwischen reflektierenden Quellen kleiner ist als die Länge des ausgesendeten Impulses, so fallen die Echosignale von benachbarten Reflektoren zeitlich zusammen·

Das Torsignal 99 in Fig· 8 wird mit den Taktimpulsen 54-' in dem UND-Glied 104 kombiniert, um Abtastimpulse zu bilden, welche die Operation der Analog-Digital-Umsetzer/ 100 und 102 für die reellen und imaginären Signalkomponenten und die Speicherung der Daten in den Pufferspeichern 108 und 110 steuern. Wenn beispielsweise in den Pufferspeichern 512 Werte während jeder Impulsperiode ' gespeichert werden, wie es bei dem behandelten Aus— führungsbeispiel vorgesehen ist, dann können diese Datenelemente mit SJ, S^, Sp, ..., Sr^ bezeichnet ^! werden. Die Signalelemente Sq bis S^-, stellen die erste empfangene und codierte Signalgruppe, die Signalelenente S,. bis Sg^, die zweite empfangene codierte Signalgruppe, die Signalelemente Sp bis Sg,- die dritte Gruppe usw. dar, so daß die Signalelemente Snna bis S,.,,,, die letzte Gruppe der Signalelemente bildet, die während einer Impulsperiode au decodieren sind.

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Die in den Pufferspeichern während des Meßintervalles gespeicherten Daten werden während des Verarbeitungsintervalles (Kurve 133 in Pig« 8) in Abhängigkeit von Uhrimpulsen, die von dem UND-Glied 135 in 3?ig· 10 ge~ liefert werden, wortweise in den Decodierer 112 einge-«-" taktet. ' ι ■ "

In dem Decodierer 112 v/erden zur einer Zeit t₉ die während jedes Verarbeitungsintervalles dem vom UND'-Glied 135 gelieferten 64ten iaktimpuls folgt die Signalelemente Sq bis Sg^ der ersten Gruppe verarbeitet, um Teilgruppensignale u_Q ^ bis Un ^ am Ausgang der entsprechenden Multiplizierer 140 und 140a bis 140g zu bilden. Die Summe dieser Signale U_n . bis U_n . ist dem decodierten Wert der Signalgruppe Sq bis Sg,, (erstes Entfernungsintervall) gleich. Es sei erwähnt, daß zu

Beginn jedes Verarbeitungsintervalles IT , also im vorliegenden Fall 64 Verarbeitungszyklen, die durch die Uhrimpulse vom UHD-Glied 135 bestimmt sind, benötigt werden, um das Ausgangssignal zu erzeugen, das für den decodierten Wert des ersten Entfernungsintervalles charakteristisch ist. Die Ausgangssignale, die für die decodierten Werte der folgenden EntfernungsIntervalle charakteristisch sind, werden jedoch danach bei jedem folgenden "Verarbeitungs int ervall gelieferte

Gl. (3) gibt das grundlegende Schema für die rekursive

2 Arbeitsweise wieder, bei der die vollständigen N Signal« elemente einer Gruppe codierter Signalelemente in N Seil« gruppen unterteilt werden· Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel mit HaS gibt ©s acht Teilgruppen und

/10 7 2

es ist die Gesamtheit der Teilgruppensignale u auf der linken Seite der Gl. (3) gleich dem decodieren V/ert der Gruppe der Signalelemente, die während der Periode t + Ί verarbeitet wird, und zwar ausgedrückt als !Punktion der Teilgruppensignale u, die während der vorhergehenden Periode t gebildet worden sind. Anstatt daß in dem Decodierer 112 jedem einzelnen Datenelement in Jedem Zeitintervall die erforderliche Phasenverschiebung individuell aufgeprägt wird, wird die erforderliche Phasenverschiebung den von Jeder Baugruppe gelieferten modifizierten Teilgruppenaignalen aufgeprägt. Die Modifikation der Teilgruppensignale der zuletzt verarbeiteten Gruppe kompensiert das Hinzutreten eines neuen codierten £3ignalelementes am einen Ende und das Abgehen des ältesten Signalelementes am anderen Ende Jeder Teilgruppe. Auf diese Weise kann der Aufbau des Decodierers erheblich vereinfacht und die für den Decodierer aufzuwendenden Kosten erheblich vermindert werden.

Die Eingangsstufen des Decodierers 112, die von dem Schieberegister 132 und dem Subtrahierer 134 gebildet werden, vereinfachen die erforderliche Verarbeitung, inden sie die Differenz zwischen den um N Zeitschritten verschobenen Signalen S. und S. „ bilden. Beispielsweise sind zur Zeit t + 1 die Signalpaare der Gl. nämlich S₈ - S₀, S₁₆ - Sq, S₃₄ - S^, ....,S^ - S

^ ₅

in den Eingangsstufen gebildet und in den Stufen der Schieberegister 160 bis 166 gespeichert worden. Obwohl die Schieberegister 132 und 160 bis 166 in Fig. 9 um der

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Klarheit willen als getrennte' Einheiten bezeichnet worden sind, versteht es sich, daß sie von einem einzigen

ρ
Schieberegister mit N Stufen gebildet werden können, das N Abgriffe aufweist. Die folgende Tabelle 6 gibt für die Glieder der Gl. (4) die Signalwerte an, die an den Ausgängen der wichtigsten Einheiten der Schaltungsanordnung nach Fig. 9 auftreten, während die.Tabelle 7 die eine Phasenverschiebung bewirkenden Faktoren angibt, die in den festen Registern 144 bis 144g gespeichert sind.

Tabelle 6

Signal Bezugsziffer der Einheit

des Decodierers

134 160 161 162

S64	-S56
S56	~ S48
S48	~ S40
S46	-ί
S32	~ S24
S16	- S8
S8	-so
	U6,t
	U4,t

j 164

! 165

; ■ 1O6

140 140a '140b 140c U_{3 t} ■ ■' . 140d

^U2 t ' ' ^14Oe

u. ,. 14Of

Signal

6,t

" ^S

40

" ^S

24

o.t

54

^{+ S}56

³16 ³S

Bezug3ziffer der Einheit des Decodierers 1.12

138
138a 138b 138c 138d 138e . 138f 138g

	Tabelle 7	gespeicherter Faktor	Ψ2.
Bezugsziffer des festen Registers	i	exp-3p15 ·	* 0+01
JL w Kf KfS^ii **Vfp\i*>*J Vv* ·■■* 144	!	exp-a270 .
144a		β,φ-0225 .
144b		exp-j180 *
144c

144d 144e 144f 144g

exp-o90 β 0-01

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'. „ 40 -

Wie die vorstehenden Tabellen zeigen^ bildet beispiels« weise der Subtrahierer 134 die Größe S^_JL - S,-g und das Ausgangssignal des Multiplizierers 140 ist u„ ,· Infolgedessen bildet der Addierer 138 das Glied u„ ^ - Sg-g * ^S64^? bei dem es sich um ein modifiziertes Teilgruppensignal handelt und das dem in Klammern eingeschlossenen Glied der letzten Zeile der Gl₀ (4) entspricht«, Die Addierer 138a bis 138g bilden gleichartige Glieder» Diese modifizierten Teilgruppensigriale werden in den Registern-14-2 bis 142g während einer Uhrperiode gehalten« Es sei erwähnt daß die Multiplizierer 140 bis 140g die Vektorprodukte der· in den entsprechenden Registern enthaltenen Werte mit den Phasenverschiebungs-Faktoren in den zugeordneten festen Registern bilden. Beim nächsten Zeitschritt, also dem nächsten Uhrimpuls, wird die Gl₀ (4) vervollständigt₉ und es liefert der Multiplizierer 140 das Glied M_n . „, bei dem es sich um ein neues Teilgruppensignal handelt. Entsprechend liefern die Multiplizierer 140a bia 140g an.ihren Ausgängen die Glieder Ug ._+/,, tu ..,..,,, Uq .j.₊*j · Die Signale u. ^ werden mit Hilfe der vektoriellen Addierer 158, 167, 169» 171» 173, 175 und 177 kombiniert, um den decodierten Signalwert für das Entfernungsintervall zu bilden, das während der mit t + 1 bezeichneten Verarbeitungsperiode untersucht wurde» Außerdem werden die Signale u, ,. in den zugeordneten Registern 142 bis 142g gespeichert, d.h., daß diese Register durch einen neuen Satz modifizierter Teilgruppensignale auf den neuesten Stand gebracht werden.

Das Ausgangssignal für das VerarbeitungsIntervall t + 1 ist im Register 172 (Klgs 13) gespeichert und ©s werden

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während des nächsten Verarbeitungszyklus Jeweils die Hälfte der decodierten Signale aus der Verarbeitungsperiode t und t + 2 subtrahiert. Da?s decodierte und gewichtete Ausgangssignal wird dann dem Ausgangstor 180 zugeführt und, wenn das Ausgangstor geöffnet ist, einem nicht näher dargestellten Verbraucher zugeführt, beispielsweise einer Darstellungseinheit·

Pig. 14 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform der

Erfindung, bei der die Differenzsignale zwischen den codierten Signalelementen, die einen Abstand von N Ver- ' arbeitungsschritten haben, nämlich S. - S. »j, siehe Gl. CjJ-) in jeder der Baugruppen gebildet werden anstatt in einem/ einzigen Subtrahierer 134- wie bei der Ausführungsform nach Fig. 9· Wie aus Fig. 14 ersichtlich, macht diese Ausführungsform der Erfindung von einem Schieberegister 200 mit N Stufen Gebrauch, das nach Jeweils Ii Stufen '■-mit einem Ausgang versehen ist. Die verschiedenen £eilgruppensignale werden in einzelnen Verarbeitungs-Baugruppen 202 bis 209 erzeugt und, wie es für das Ausführungsbeispiel nach Fig. 9 beschrieben wurde, mit Hilfe von Addierern 158, 167, -171, 173, 169, 175 und 177 kombiniert, um das decodierte Ausgangssignal zu bilden.

Die Verarbeitungs-Baugruppen 202 bis 209 sind in ihrem Aufbau und in ihrer Funktion identisch, so daß nur eine Baugruppe 202 im einzelnen dargestellt und beschrieben zu werden braucht. Für den Fall II » 8 bildet die Baugruppe 202 die letzte Zeile der Gl. (4) und es kann die Ausführungsform nach Fig. 14 am besten anhand dieser Seile beschrieben werden. Es sei angenommen, daß das

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Teilgruppensignal \x_n +. während eines vorhergehenden Arbeitszyklus t gebildet worden und iia Register 212 gespeichert ist. Während des nächsten Verarbeitungszyklus t + 1 wird 'das codierte Signalelement Sj-,- im Subtrahierer 214· von u„ ^ während eines Verarbeitungs— Teilintervalles subtrahiert. Zu dem Rest wird während eines nächsten Verarbeitungs^-Teilintervalles das Glied Q^j, im Addierer 216 addiert und es prägt der Multiplizierer 218 dem modifizierten Teilgruppensignal die

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Phasenverschiebung V/ ' auf, so daß das neue Seilgruppensignal u_n . y. gebildet wird. In gleicher Weise bilden die Verarbeitungs-Baugruppen 205 bis 209 dio Glieder u_r . _Λ bis U_n .*. Alle in Fig. 14 dargestellten Einheiten weisen zwei parallele Kanäle zur getrennten Verarbeitung der von den Pufferspeichern in Fig. 7 gelieferten reellen und imaginären Signalkomponenten auf und es sind alle Verbindungsleitungen mehradrige Kabel, die beispielsweise 16 Adern mit jeweils 8 Adern für jedes reelle und imaginäre Wort aufweisen,, Weiterhin sind alle Einheiten durch Uhrimpulse synchronisiert, ähnlich wie es für die Ausführungsform nach Fig. 9 beschrieben worden ist. ^c

Es versteht sich, daß die beschriebenen Ausführungsbeispiele in mancher Hinsicht geändert und abgewandelt werden können, ohne den Rahmen der Erfindung jzA verlassen. Beispielsweise können für gewisse Werte⁷ der Phasenverschiebung, wie beispielsweise 0°, + 90°« 180° und 360° die festen Register wie 144a in Fig. 9 und die komplexen Multiplizierer wie 140a eliminiert werden und

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und äie Ausgänge der Register wie des Registers 142a unmittelbar mit den zugeordneten Einheiten verbunden -werden, wie den Addierern 138a "und 150a. Weiterhin sind bei den dargestellten Ausführungsbeispielen Multiplizierer in allen Verarbeitungs-Baugruppen dargestellt worden, um den allgemeinen Pail für einen Code mit K Phasenzuständen zu beschreiben. Beim Fall IT » 8 kann jedoch die Multiplikation, die durch manche der Koeffizienten der tabelle 7 gegeben ist, ohne die Anwendung von itultiijlizierern ausgeführt v/erden. Beispielsweise kann die in der Baugruppe 123 erforderliche Phasendrehung ausgeführt werden, indem die reellen und imaginären Ausgangssignale des Registers 142 nach einer Umkehrung des Vorzeichenbits des imaginären Signales ausgetauscht werden. Die Phasenverschiebung in der Baugruppe 125 kann durch einfaches Umkehren der Vorzeichenbits der reellen und imaginären Signale des Registers 142c bewerkstelligt werden. In der Baugruppe 127 kann die angegebene Multiplikation dadurch erfolgen, daß die reellen und imaginären Ausgangssignale des Registers 142e vertauscht werden, nachdem das Vorzeichenbit des reellen Gliedes geändert wurde. Endlich kann der Ausgang des Registers 142g unmittelbar mit den zugeordneten Addierern verbunden v/erden.

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Claims (1)

1. Patentansprüche

   Verfahren zur fortlaufenden Decodierung von nach-

   2 einander zugeführten Signalen, die Gruppen von N Signalen mit N verschiedenen Phasenzuständen bilden, dadurch gekennzeichnet, daß N modifizierte Teilgruppensignale gespeichert werden und dann die Phase der N modifizierten Teilgruppensignale so eingestellt wird, daß IT Teilgrujrpensignale gebildet werden, deren Summe den decodierten Wert einer "bestimmten Gruppe codierter Signale annähert, daß dann die jeder Gruppe zugeordneten IT Teilgruppensignale summiert und dadurch Signale gebildet v/erden, die im wesentlichen dem decodierten V/ert der entsprechenden Gruppe codierter Signale gleich sind, daß die N Teilgruppensignale als Funktion der Differenz zwischen der bestimmten Gruppe codierter Signale und der nächsten Gruppe modifiziert werden und der so gewonnene neue Satz von modifizierten Teilgruppensignalen anstelle des vorherigen gespeichert und wieder in der beschriebenen V/eise verarbeitet wird.

   Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die N Teilgruppensignale modifiziert werden, indem zu bzw. von jedem der Teilgruppensignale ausgewählte codierte Signale addiert und andere ausgewählte codierte Signale subtrahiert werden, so daß jedes Teilgruppensignal durch ein anderes Paar ausgewählter Signale modifiziert xvird.

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   3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zu "bzw. von den N Teilgruppensignalen zu addierenden und Subtrahierenden codierten Signale ■ so gewählt sind, daß sie um N SignalStellungen in der Folge der codierten Signale verschoben sind.

   4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die N modifizierten Teilgruppensignale zum Einstellen ihrer Phase mit N vorgewählten Werten vektoriell multipliziert werden.

   5· Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der decodierte Wert einer Anzahl nacheinander decodierter. Signalgruppen gespeichert und der decodierte Wert einiger der gespeicherten Gruppen durch vorbestimmte konstante Werte modifiziert und von einem der anderen, nicht modifizierten decodierten Werte subtrahiert wird.

   6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Gruppe t + 1 der codierten Signale sich von einer vorhergehenden Gruppe t durch das Fehlen eines Signales Sq an einem Ende der Gruppe fr und ein zusätzliches Signal S^2 am anderen Ende der Gruppe t unterscheidet, die N Teilgruppensignale der Gruppe t mit u_Q ^, u,. , , Up , , ... UjJ_-,.,. "und die Signale, welche die codierte Gruppe zur Zeit t + 1 "bilden, mit S^, Sp, S^, ..., SU2 bezeichnet sind und zur Modifikation der N Teilgruppensignale zu Uq _t der Wert (-Sq + Sjj), zuu. . der Wert (S^ + Sp₁₁), zu U_{2 t} der Wert (-Q₂S ^{+ S}3N^» ···» ^{zu der Wert} ^(N-I)N ⁺ V* ^addiert; wird.

   ^uN-1,t

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   - 4-6 - 7

   7· Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Drehung der Phase der modifizierten Teil— gruppensignale
   U_{0 t} - S₀ + S_n mit expO(a2ft/lO ^U1 t ~ ^SN ^{+ S}21T.

   ^U2 t ~ ^S2K ^{+ S}3N ^mit

   ^uN-1,t ~ ^S(N_1)N ^{+ S}N^{2 mit}
   multipliziert wird.

   8. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach, einem der vorhergehenden Ansprüche, .dadurch gekennzeichnet, daß sie N Verzögerungsglieder (1J2, 160 bis 166) und einen Subtrahierer (134·) aufweist und · die nacheinander zugeführten Signale sowohl dem minuenden Eingang des Subtrahierers (134·) als auch einem ersten der N Verzögerungsglieder zugeführt werden, dessen Ausgang mit dem subtrahenten- Eingang des Subtrahierers (13^O verbunden ist, daß der Ausgang des Subtrahierers (134·) Hit einem zweiten der N Verzögerungsglieder verbunden ist, von denen das zweite bis Ute in Serie geschaltet sind, und daß eine Summiereinrichtung (138 bis 138g) vorhanden ist, welche die Summe aus den N Teilgruppensignalen und den Ausgangs signal des Subtrahierers (i3^/f-) "bzw· den Ausgangssignalen der zweiten bis Kten Verzögerungsglieder (160 bis 166) bildet.

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   9. "Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,

   daß jedes der Verzögerungsglieder ein IT-stufiges - Schieberegister (132, 160 bis -166) umfaßt.

   10. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Ή Verzögerungsglieder ein Schieberegister (200) mit N Stufen umfassen, das nach jeder Nten Stufe einen Ausgang aufweist.

   11. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die nacheinander zugeführten codierten Signale eine reelle und eine imaginäre Komponente aufweisen und jedes Verzögerungsglied ein eigenes N-stufiges Schieberegister (z.B. 1321 und 132Q) für die reale und die imaginäre Komponente der Signale umfaßt.

   12· Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Subtrahier er (134-) und die Sumniereinrichtung getrennte Kanäle für die reelle und die imaginäre Komponente der Signale umfassen.

   13. Vorrichtung'nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß zur Einstellung der Phase der Ii modifizierten Seilgruppensignale eine·Multiplikationseinrichtung vorhanden ist, die getrennte Kanäle für die reelle und die imaginäre Komponente der Signale aufweist, denen je ein fester Faktor zugeordnet ist. -

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