DE2300285C3 - Übertragungsnetzwerk - Google Patents

Description

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jnxqucHc, die zwischen dem Ausgangsanschluß ί dem Bezugspotential liegt, um einen zu der an _a erster. Tor auftretenden Spannung proportionalen om zu erzeugen, so daß an dem Ausgangsanschluß j dem Eingangssignal proportionale- Ausgangs-I gebildet wird.

ie vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung bett darin, daß das erste Impedanznetzwerk ein adensator und ein dazu parallel geschaltetes Wistandsnetzwerk ist, daß das zweite Netzwerk ein ftdensator und die Impedanz ein Widerstand ist ei einer weiteren Ausgestaltung ist vorgesehen, der Gyrator einen ersten, zweiten und dritten itor, einen zwischen den Emitter des ersten istor's und Bezugspotential geschalteten Widerö| eiaen mit den Emitter des zweiten Transistors dem Bezugspotential verbundenen Widerstand wj einen zwischen dem Emitter des zweiten Tranätors und dem Emitter des dritten Transistors liegenden Widerstand aufweist, und der Kollektor des zweiten Transistors den Ausgangsanschluß des Netzwerks bfldet daß das erste Impedauznetzwerk mit dem Kollektor des ersten Transistors und den Anschlüssen deichen Wechselspannungspotentials verbunden ist, daß das zweite Impedanznetzwerk zwischen Bezugs-BOtential und dem weiteren Anschluß liegt, der die gemeinsame Verbindung der Basis des ersten Transistors und des Kollektors des dritten Transistors bildet daß die erste Stromquelle mit dem weiteren Anschluß und der Basis des zweiten Transistors vertun- 3c den ist, daß die zweite Stromquelle zwischen den weiteren Anschluß und die Basis des ersten Transistors geschaltet ist und daß die dritte Stromquelle zwischen dem weiteren Anschluß und dem Emitter des zweiten Transistors liegt.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung beschrieben. Es zeigt ... , ·

F i g. 1 das Schaltbild eines abstimmbaren aktiven RC-Netzwerk es nach der Erfindung, F i g. 2 das Ersatzschaltbild des Netzwerkes nach

F⁸'i g 3 das Ersatzschaltbild, das aus der in F i g. , ,reestellten Ersatzschaltung abgeleitet ist.

Fig. 4 ein Ersatzschaltbild der Schaltung nach ψ\ g-Tein weiteres Ersatzschaltbild des Netzwerkes

^naDas in Fig. 1 dargestellte übertragungsnetzwerk schließt sechs gleichslrommäßig verbundene Transistoren Q₁ bis Q₆ mit ohmschen Festwiderstanden (alphabetische Indizes), die sie vorspannen,und sieben Stellwiderständen (numerische Indizes) ein Der Eingangsanschluß (EJ des Netzwerkes ist mit jedem der ohmschen Stellwiderstände R₁ bis R₅ direkt verbunden, die in dieser Reihenfolge ungleich an die verschiedenen Transistoranschlüsse geschaltet sind. Der Ausgangs-..«τ-j_„ κι.»«.,...»ι-ΐτ»ο et mit dem Kollektor allgemeine Übertragungskennlinie zweiter Ordnung der Form

Sl ₊&) S +(«£ +K₃) ^Qp —

(D

₌ Eg-. = K

worin Q. und «,„ der Gütefaktor bzw. «* Kiwsfiwpo* der DbertragunWole sind, während dieemheitslose Konstante K₁ ein Zahlenfaktor der übertragungsfunktion T(S) ist Die Gleichung (1) kann erweiter werden, um die Konstanten K₃ und K₃ scharfer zu definieren:

-StS
O₁.

35

Transisioranscuiusac giamuuv. «..._. ^ _w

anschluß E₀₁₁, des Netzwerkes ist mit dem Kollektor des Transistors Q₂ verbunden. Die Versorgungsspannung Vs liegt über dem ohmschen Widerstand R_s am Schaltungsknotenpunkt 11 an. Die Funktionen der Stellwiderstände R₁ bis R₇ und Kapazitäten C_n und C₁₀, die mit dem Transistor Q₁ verbunden sind, werden nachstehend beschrieben. Der Netz-Siebkondensator 15 liegt zwischen dem Knotenpunkt 11 und einem Anschluß mit festem Potential, d. h. Erde. Die Anschlüsse 62 und 63 liegen auf einem gemeinsamen Wechselspannungspotential.
Wie noch gezeigt wird, liefert das Netzwerk eine Also sind die Konstanten K₂ und K₃ Verstärkungs-Konstanten, die in dieser Reihenfolge die jeweiligen Beträge des Bandpaß- und Tiefpaü-Übertragungsfaktors anzeigen, die durch T(Sl ausgewiesen werden. Das Verhalten des Gleichstromsignals des Netzwerks nach F i g. 1 ist leichter durch eine Betrachtung des Ersatzschaltbildes nach F i g. 2 zu verstehen. Wenn alle ohmschen Vorspannungswiderstände und Quellen entfernt werden, wie es üblich ist, dann geht aus der Fig.? hervor, daß eine Rückkopplungsschleife im Netzwerk gemäß F i g. 1 vorliegt. Diese Rückkopplungsschleife wird durch die Transistoren O₁, Q₂. Q₃ und den ohmschen Widerstand R₆ gebildet. An diese grundlegende Rückkopplungsschleife sind die Kondensatoren C₁₁ und C₁₀ und ein Netzwerk 40 mit den ohmschen Widerständen 39, 41 und 40' in T-Anordnung. angeschlossen. Die idealen Stromquellen 42, 43 und 44 sind ebenfalls mit der Rückkopplungsschleife verbunden. Diese Stromquellen werden durch die Eingangsspannung £_in gesteuert und liefern Ströme, die von einem oder mehreren ohmschen Leitwerten G₁ bis G₅ abhängig sind. Die Stromquelle 42, die einen Strom E_1n (G₁ bis G₂) liefert, ersetzt den Transistor Q₄ und seine eingangsseitigen ohmschen Stellenwiderstände R₁ und R₂ (Fig. 1). Die Quelle 43 ersetzt den Transistor Q₆ zusammen mit seinem eingangsseitigen Stellenwiderstand R₃ und liefert einen Strom vom Betrage E_1n · G₃. Die Stromquelle 44, die einen Strom E_1n (G₄ bis G₅) liefert, ersetzt endlich den Transistor Q₃ und seine eingangsseitigen ohmschen Stellwiderstände R₄ und R₅. Weil der Transistor Q₃ einen Teil der Rückkopplungsschleife bildet, ist er in der Ersatzschaltung gemäß F i g. 2 in den übertragungsweg mit einbezogen. Die Stromquellen 42,43 und 44 liefern deshalb zu E_in proportionale Signale an drei Knotenpunkte des Rückkopplungsnetzwerkes. Das Netzwerk spricht auf diese Eingangssignale mit Resonanzschwingungsformen an, die sich dann gemä ß Gleichung (1) aufaddieren, um die verlangte übertragungsfunktion T[S) zu realisieren

Die fünf ohmschen Leitwerte G, bis G₅ sind Funktionen der Eingangsschaltung und werden durch die veränderlichen ohmschen Stellwiderstände R₁ his R₅ bestimmt. Nachstehend werden die verschiedenen Wirkleitwerte in expliziten Beziehungen dargestellt.

Die Schaltung gemäß F ig. 2 liefert die in Gleichung (1) ausgeführten Resonanzschwingungsformen und enthält zusätzlich den Signalpfad des übertragungsteileS. Sie schließt eine Rückkopplungsschleife mit drei Transistoren ein, die durch zwei Kondensatoren und ein aus ohmschen Widerständen bestehendes Netzwerk belastet wird. Wenn die Kondensatoren und das aus ohmschen Widerständen bestehende Netzwerk entfernrwerden, kann die Rückkopplungsschleife in der Form des Zweiwort-Netzwerkes der F i g. 3 getrennt überprüft werden.

Um die Analyse der in Fi g. 3 dargestellten Schaltung zu erleichtern, wurden die Portströme und -spannungen in der üblichen Zweiport-Zählweise bezeichnet und die Verzweigungsströme als Funktionen der Portspannungen berechnet. Die Kleinsignal-»Ji«-Parameter jedes Transistors wurden mit Ausnahme des Parameters h_fe als Null angenommen, welch letzterer für jeden Transistor durch ein entsprechend indiziertes β definiert wurde. Durch Anwendung der Kirchkoffschen Maschenregel auf die Porte des Netzwerks gemäß F i g. 3 erhält man

Ä ²

I₂ =

E₁ +

(A +

E₂.

(4)

Wenn die Gleichungen (3) und (4) miteinander verknüpft werden, bilden sie die Matrixgleichung

2 R₆ + 3 R_a

ijf₃ + U R₆" (A+ U R₁₂

(5) wie das normalerweise der FaSl ist, nimmt die Admittanzmatrix der Gleichung (5) die Form an:

y ₌

Für Fachleute ist das die Matrix eines aktiven Gyrator-Netzwerkes. Natürlich wird in der Gleichung (5) die Admittenzmatrix eines verlustbehafteten Gyrators wiedererkannt werden, worin die endlichen Verstärkungsfaktoren der Transistoren dafür verantwortlich sind, daß die Hauptdi gonal-Eiemente der Matrix nicht zu Null werden. Die in Gleichung (6) dargestellte Matrix wird jedoch unmittelbar für Zwecke der Analyse verwendet. Weil die Schaltung gemäß

2ö F i g. 3 die Kennlinien eines Gyrator-Netzwerkes liefert, wurde sie in F i g. 4 durch die konventionelle Symbolik der Vorrichtung 55 dargestellt. Entsprechend der aus F i g. 2 zu entnehmenden Schaltungsvorschnft wurden die Kondensatoren C₁₀ und Cn und das Netzwerk 40 mit den ohmschen Widerständen 39,41 und 40' den Toren des Gyratornetzwerkes parallel geschaltet. Die Admittanzmatrix des Zweiport-Netzwerkes gemäß F i g. 4 kann in Verbindung mit den Belastungswerten der Admittanz aus Gleichung (6) abgeleitet werden, die parallel zu den Porten des Gyrators liegen. Wenn der Gyrator durch Adtnittanzen belastet wird und diese zu ihren jeweiligen Matrixelementen Y_n und Y₂₂ in Gleichung (6) hinzugefügt werden, dann ist die Admittanz-Matrix des Zweiport-Netzwerkes gemäß F i g. 4 folgende:

die die Admittanzkoeffizienten der Matrix der Rückkoppiungsschaltung gemäß Fig. 3 bestimmen. Die Elemente der Matrix der Gleichung (S) sind Funktionen von ρ oder Stromverstärkupgsfaktoren jedes der drei Transistoren der Rückkopplungsschleife. Wenn diese Stromverstärkungsfaktoren relativ groß sind.

/3

SC₁

5 R₇ + 6 R,,

h\

1
R₆

R.2

se.

Die Impedanzmatrix kann durch geeignete Inversion der Gleichung (7) erhalten werden und ist in folgender Form gegeben:

(91

_ 5 R,

Die PerUgngspote der öbertragungsfijnktion des abhängigen Netzwerkes werden durch die Ttefpaß-

S +

ond Baträpafi-ResotuuizstiiwiaguRgsbedragungen de

to Gteichong (8) beitgen. Diese Rcsonaozsc&wm gangsbediogußgen werden durch die in F i g. 2 dar

8esndhatQaeilen42aad44aagestoeeB.aieE>5gas«s

sgsflSe Hetero, die zu des Portstrotues des in Fig. <

dargestellten Netzwerkes in folgender Beziehung sie

6s hen:

f, = E^₁(G, - G₁). (IM

U = E,.iC_u- C)

Durch geeignete Substitution und Zusammenfassung der Kerne können die Port-Spannungen der F i g. 4 als Funktionen £_in ausgedrückt werden:

in ¹⁰

(G₁-G₂) S--^-L-(G₄-Cj) (13)

£3 =

C₁₁

-(G₁-G₂)+ (G₁,-G₅) ■ 5

5R₁

(14)

Aus F i g. 2 geht hervor, daß die Ausgangsspannung E₀₁₁, des Übertragungsnetzwerkes mit der Basisspannung des Transistors Q₂, die als E₃ bezeichnet ist, durch einen konstanten Proportionalitätsfaktor verknüpft ist. Wenn der Stromverstärkungsfaktor h_fe des Transistors Q₂ verhältnismäßig groß ist, kann E₀₁₁, in Abhängigkeit von E₃ ausgedrückt werden durch:

^•ma —

Wenn E₃ durch Einsetzen der Gleichung (13) in die Gleichung (15) eliminiert wird, kann der Teil des Ausgangsübertragungsfaktors des Netzwerkes, der durch die Stromquellen 42 und 44 beigetragen wird, folgendermaßen ausgedrückt werden:

E_om _

(G₂-G₁) (2 R,,+
"3;

(G₄-G₅) (2R₆+3 R₀)

(16)

Bei einem Vergleich der Gleichung (2) und (16) wird deutlich, daß die Stromquellen 42 und 44 die Tiefpaß- und Bandpaß-Übertragungsfaktoren der übertragungsfunktion T(S) verursachen. Die Leitwert-Terme G₁. G₂. G₄ und G₅ verallgemeinern zusätzlich die Aussage über den Betrag und das Vorzeichen dieser Übertragungsfaktoren. Es ist auch offenkundig, daß die Gleichung (16) nichts über den kon-Staaten Term der Gleichung <2) aussagt Dieser Teil des Übertragungsfaktors wird durch die dritte Stromquelle in F i g. 2, d. h. die Stromquelle 43, beigetragen.

Die F i g. 5 bildet das Zweiport-Netzwerk der F i g. 4 unter Einfügung der Ersatzstromquellcn 42. 43, 44, der neuen Ersatzstromquelle 45 und des ohmschen Widerstandes 33 ab. Auch die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse des Obertragungsnetzwerkes ge- und maß F i g. 1 sind dargestellt, wobei Z_in die äquivalente Emgangshnpedanz ata Eingaagsanschluß des übertragungsnetzwerks ist. In Bezug auf die Verhältnisse in F i g. 2 realisiert die Stromquelle 45 den Strom, der in Abhängigkeit von der Basisspannuag £, des Transistors Q₂ durch den ohmschen Widerstand 33 fließt. Wie in Fi g. 5 gezeigt wnd, fließt der Strom von der Stromquelle 43 auch durch den ohmschen Widerstand 33, weil der Emitter-Kollektor-Pfad des Transistors Q₂ gegenüber dem alternativen Pfad über den ohmschen Widerstand R₁, einen sehr kleinen Widerstand aufweist. Der Ausgangsanschluß des Übertragungsnetz weites ist mit dem ohraschen Widerstand 33 auf die in den Fig.! und 5 dargcsirfüe Weise verbunden. Folglich erzeugt der Strom von der Stromquelle 43 eine Überlagerungsspannung EJR₀G₃ am Ausgangsanschluß des Netzwerkes. Wenn dieser zusätzliche 6s Übertragungsfaktor den Tiefpaß- und Bandpaß-Übertragungsfaktor nach Gleichung (!6) hinzugefügt wird, wird der allgemeine biquadraiische übertragungsfaktor des Ubertragungsnetzwerkes als durch die Gleichung (2) vorgegeben abgeleitet, worin sind:

(Π) (18)

G₁)(2R_b

3R₀G₃R₆C₁₀

K - (G₄-Gs) (2 R₆ + 3 RJ ³ 3R₀G₃R₆R₁₂C₁₀C₁₁

IR₆R₁₂Cj₀C₁₁

(20)

(21)

Die durch die Gleichung (17) ins (21) definierter Konstanten wurden atf Grand der Annahme abgeleitet, daß der Strom Verstärkttagsparametetfc, jede? Transistors in Fig. 1 relativ groß ist. Deshalb wttnlc die Adtrrittanzraatrix nach Gteichoag (6) statt da Matrix nach Gleichung (5) bei der AbJeüteng der ge wünschten ObratragangsftnaktioH benutzt. Weoa je doch die Matrix nach Gkadrong (5) verwendet wird dann sind die Konstanten der Gleichung (2) definier

als (22)

(23)

509 638/Zl

_ (G₂-G₁) (2B₆+3

^ ₌ JG₄-G^) (2 R₆ +3RJ^ (GT₂-G₁) (2 Jt₆"+3 ^) 3 R₀G₃J^₆Ji₁₂C₁₀C₁₁ 3 R_nG₃J^₆JiBC₁₀C₁₁

(24)

(25)

, (26) Wenn

und

3 R_a

10 15 RiG₃Jl₆C₁₀ (A

(36)

(37)

Wenn

B >

«5

1)(5R₇ + 6 R_b)

₁R₆ +(3R„ + 2R₆)(SR₁ +6R„)

(27) und

6R₀G₃R₆R₁₂Cj₀C₁₁(B-^) 2

R_s = oc.

R₀ = (ft+ I)R₁₂

20

(28)

Die Einflüsse der an Hand der übertragungsnullstellen des Übertragungsfaktors T(S) abgeleiteten Konstanten werden deutlicher, wenn die Gleichung (2) zu einem Bruch der nachstehenden Form umgewandelt wird:

Wenn
und

B < «J,

R₄ = co

(38)

(39)

(40)

_ (2R6+3R_fl)(6R
⁵ 30 RlGRl

+5R₆R,,) 4R₁,

= U,².+ K₃ .

(29)

(30)

(31) 30 RlG₃RlR_nC₁₀C_nUi^B) In allen Fällen

«6 =

35 und

6 R₁,

Wenn die Ubertragungsnullstellen der Gleichung (29) komplex sind, dann sind der Gütefaktor Q₀ und die Kreisfrequenz o,₀ folgendermaßen von A und B anhängig:

_<IJo = tb = ]/o,² _p + K₃ (32)

(41)

(42) (43)

(44)

-10

(33)

Um den Entwurf eines Netzwerkes zu erleichtern, ist es im allgemeinen nötig, einen Übertragungsfaktor beispielsweise nach Gleichung (29) zu realisieren, in einem solchen Entwurf können die ohmschen Stellwiderstände, d. h. die Widerstände R₁ bis Jt₇ hiifsweise als Funktionen der ohmschen Festwiderstände des Netzwerkes gemäß F i g. 1 und der Koeffizienten der gewünschten übertragungsfunktion geschrieben werden. Folglich können die folgenden Entwurfsgleichungen aligemein verwendet werden:

Wenn

(34) Die doppelwertigen Ergebnisse für die ohmscher Widerstände R₁, R₂, R₄ und R₅ rühren von der Diffe renz der Wirkleitwertterme in den Gleichungen (18 und (19) her. Diese Terme bestimman das Vorzeicher von K₂ und JC₃ und gestatten deshalb eine freizügigen Positionierung der Pole und Nullstellen der über tragungsfunktion. Man betrachte z. B. die Koeffizien ten A des Zählers in Gleichung (30). Wenn A kleine]

als ^ sein soll, muß K₂ negativ sein. Ohne den Tern

so G₂ - G, in der Beziehung für K₂. Gleichung (18) wurde das jedoch nicht möglich sein. Weil ferner G [Gleichung (18)] den Betrag des Termes K₂ fiir dieser Fall das ist (a < J*), nur kleiner macht, kann G₁

SS zu Null gesetzt werden, im Zusammenhang mit do obigen Aussage können die Leilwertterme jeweils afc Funktionen ihrer SteHwtderstände ausgedrückt wer den:

G₁ =

3R_-GjR₉Cw(^-

R₂ = x . (35)

G, = —

RJSR₂ + 4R_h)' 1

«7'

(46)

(47|

G₄ =

G« =

2 R₀R₆ (5 R₅ + 4 R₆)

(48)

(49)

Beispielsweise muß der ohmsche Widerstand R₂ unendlich werden, um seinen Kehrwert G₂ gemäß Gleichung (18) zu eliminieren, und dadurch in bezug auf den Term K₂ ein negatives V orzeichen sicherstellen, ι ο Die Anzahl der benötigten ohmschen Stellwiderstände kann deshalb für eine spezielle Koeffizientenreihe von sieben auf fünf verringert werden. Auch die Bestimmungsgleichungen können als Funktionen der Ubertragungspole, Kreisfrequenzen und Gütefaktoren ausgedruckt werden, wenn "£ und <>>o ^m den Gleichungen

(34) bis (44) jeweils durch A und B ersetzt werden. Diese Annäherung kennzeichnet die Einstellungen, die mehr als einen Parameter beeinflussen, und dient auch dazu, anzuzeigen, ob die ohmschen Stellwiderstände größer oder kleiner werden müssen, um ein bestimmtes erwünschtes Ergebnis zu erhalten.

Die alphabetisch indizierten ohmschen Widerstände gemäß F i g. 1 sind für die Pegel der Ruhevorspannung innerhalb des Netzwerkes verantwortlich. Weil der Ruhezustand ein signifikantes Entwurfsmerkmal ist, in das Breitband-Transistoren eingeschlossen sind, wurden diese ohmschen Widerstände schaltungsmäßig so angeordnet, daß sie die Kollektorströme und -spannungen soweit wie möglich aussteuern können. Die Vorspannungsschaltung muß zusätzlich so angeordnet werden, daß selbst große Einstelländerungen die Ruhespannungspegel im Netzwerk weder erhöhen noch verringern. Um die Wechselwirkung zwischen Einstellungsänderungen und dem Ruhespannungszustand des Netzwerkes auszuschalten, wurden die ohmschen Stell- und Vorspannungswiderstände auf einen Ruhespannungsabfall vom Betrage Null über jedem der ohmschen Stellwiderstände eingerichtet. Dadurch können Stellwiderstände ohne störende Einwirkung auf die Ströme und Spannungen, die den Ruhespannungszustand des Netzwerkes stabilisieren, über ihren ganzen Einstellbereich verändert werden. Die Versorgungsspannung V_s am Netzwrk gemäß F i g. 1 und der ohmsche Widerstand R_s sind Funktionen der Kollektor-Emitter-Vorspannung V_Cf und des Kollektorstromes /_r. die für die Transistoren nach F i g. 1 gewählt wurden. Die Vorspannungs-Struktur wurde so entworfen, daß, wenn V_s - 6 V_CF ist, eine Kollektor-Emittervorspannung V_CE an jedem Transistor anliegt. Der Quellenstrom J₅ und die Größe des ohmschen Widerstands R_s sind gegeben durch:

= 4 V

_CH

Rs

4(R_e+R_ft)

η® = κ,

(52)

s²+

(50)

(51)

Zur Erläuterung soll ein Übertragungsnetzwerk mit ellyptischer Kamlinie entworfen werden, die durch die nachstehende Beziehung gegeben ist:

Ein Vergleich mit Gleichling (32) zeigt, daß die Nullstellen der übertragung dieser Funktion bei B (rad) auftreten, während o„Q_p die Kreisfrequenz undder Gütefaktor des jeweiligen Transrnissions-Polpaares sind. Weil der Zählerkoeffizient A in Gleichung (52) Null ist, muß der Gütefaktor Q₀ der Ubertragungsnullstelle gemäß Gleichung (33) unendlich sein.

In einem speziellen Beispiel wurden die folgenden Werte benutzt:

„_to = \B = 100 kHz <„_p= 15OkHz

Qp=IO

R₀ = 1 KOhm
R_b = 2 KOhm
R₁₂ = 2R_a = 2KOhm

Nachstehend werden die ohmschen Stellwiderstände systematisch größenmäßig ausgewählt. Beispielsweise sollte der ohmsche Widerstand R₆ zuerst festgelegt werden, weil sich davon die übrigen ohmschen Widerstände größenmäßig ableiten lassen. Nach Gleichung (43) kann der ohmsche Widerstand R₆ unabhängig von ojp gewählt werden, weil die Terme C₁₀ und C_n die Gleichung flexibel erfüllen können. Wenn der ohmsche Widerstand R₆ z. B. gleich R₁₂ sein soll, dann müssen die Kondensatoren C_l0 und C_n folgender Bedingung genügen:

(53)

Wenn die Kondensatoren gleich sein sollen, kann die Gleichung (53) aufgelöst werden nach

C₁₀ = C_n = 530.5 10'¹²F.

(54)

Mit dem Betrag der Kapazität des Kondensators C₁₀ aus Gleichung (54) kann die Gleichung (44) gelöst und damit der ohmsche Widerstand R₇ bestimmt werden zu:

R₇ = 16 600 0hm. (55)

Aus Tabelle 1 ergibt sich, daß der Betrag ß kleinei

ist. Das erfordert nach Gleichung (4) eint

Entfernung des ohmschen Widerstandes R₄ aus den Netzwerk. Der ohmsche Widerstand R₅ wird nacr Gleichung (41) bemessen:

R₅ = 5120 0hm.

(56>

Weil der Betrag von A im Fall der elliptische) Funktion Null ist bestimmt sich die Größe der Wider stände R, und R₂ ^aus den Gleichungen (34) und (35 Die Gleichung (34) liefert

R₁ = 234000hm.

(57)

Qp Der ohmsche Widerstand R₃ legt den übertragung! gewinn fest und kann aus Gleichnag (42) ermittd werden:

R₃ = 1 KOhm. (58)

Das obige Beispie) ist nur eines von vielen öbe: tragungsfaktoren. die aus dem übertragangsnetzwer gemäß F i g. 1 herleitbar sind.

I3Ü0285

Im allgemeinen liefert das Netzwerk foiguadrausche Sberlraginigsfiktoren mit unäbMagig vom Tonfrequenzi>exeidi^Lljis zu-einig^i zehn Megahertz über das Fr<^ueazbänd' eingestellten Vertust- und Gewütnspitzen.· "■·

Ferner erlaubt das Netzwerk die Einstellung

von Polen and Nullstellen ohne Gewinn oder Frequenzkompensation nut Hilfe von ohmschen Widerständen über den ganzen EinsteUbereich, wobei die ein- und ausgangsseitigen ohmschen Abschlüsse lur eine Impedanzanpassung an die passiven Netzwerktefle sorgen.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

1. Patentansprüche:

   I. öbeftcaguogsoetzwerk mit einem Gyrator, der ein erstes, zwischen einem ersten und einem auf Bezugspotential liegenden Anschluß liegendes Tor und ein zweites, zwischen eißem weiteren und dem auf Bezugspotential Hegenden Anschluß liegendes Tor aufweist, mit einem ersten, parallel zu dem ersten Tor geschalteten Impedanznetzwerk und einem zweiten, parallel mit dem zweiten Tor to verbundenen Impedanznetzwerk, gekennzeichnet durch eine erste Stromquelle (42), 5Üc zur Erzeugung eines zu entern Eingangssignal {E_iN) proportionalen Stroms parallel zu dem ersten Tor liegt, eine zweite Stromquelle (44), die parallel zu dem zweiten Tor geschaltet ist und einen zu dem ersten Eingangssignal proportionales. Strom I)Ud¹^t, einer Impedanz (33), die mit dem Ausgangsanschluß (61) des Netzwerks und einem weiteren Anschluß (62) mit dem gleichen Wechselspannungspotential wie das Bezugspotential verbunden ist, einer dritten Stromquelle (43), die mit dem Ausgangsanschluß und dem weiteren Anschluß (65) zur Erzeugung eines zu dem Eingangssignal proportionalen Stroms verbunden ist und einer vierten Stromquelle (45), die zwischen dem Ausgangsanschluß und dem Bezugspotential liegt, um einen zu der an dem ersten Tor auftretenden Spannung proportionalen Strom zu erzeugen, so daß an dem Ausgangsanschluß ein zu dem Eingangsanschluß proportionales Ausgangssignal entsteht.
2. 2. Übertragungsnetzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Impedanznetzwerk ein Kondensator (C₁₀) und ein dazu parallelgeschaltetes Widerstandsnetzwerk (40) ist, daß das zweite Netzwerk ein Kondensator (C₁₁) und die Impedanz (33) ein Widerstand ist.
3. 3. Übertragungsnetzwerk nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Gyrator einen ersten (Q₁), einen zweiten (Q₂) und einen dritten Transistor (Q,). einen zwischen den Emitter des ersten Transistors und Bezugspotential geschalteten Widerstand (24), einen mit dem Emitter des zweiten Transistors und dem Bezugspotential verbundenen Widerstand (23) und einen zwischen dem Emitter des dritten Transistors liegenden Widerstands (26) aufweist, und der Kollektor des zweiten Transistors (Q₂) den Ausgangsanschluß des Netzwerkes bildet, daß das erste Impedanznetzwerk (40) mit dem Kollektor des ersten Transistors (Q,) und den Anschlüssen gleichen Wechselspannungspotentials verbunden ist. daß das /weite Impedanznetzwerk (22) zwischen Bezugspotential und dem weiteren Anschluß (65) liegt, der die gemc^;rsame Verbindung der Basis des ersten Transistors (Q₁) und des Kollektors des dritten Transistors (Q₂) bildet, daß die erste Stromquelle mit dem weiteren Anschluß und der Basis des zweiten Transistors (Q₂) verbunden ist, daß die zweite Stromquelle (44) zwischen den weiteren Anschluß und die Basis des ersten Transistors (Q₁) geschaltet ist und daß die dritte Stromquelle (43) zwischen dem weiteren Anschluß und dem Emitter des zweiten Transistors (Q₂) liegt.

   Die Erfindung betrifft ein übertragungsnetzwerk mit einen· Gyrator, der ein erstes, zwischen einem ersten und einem auf Bezugspotential liegenden Anschluß liegendes Tor uad ein zweites, zwischen einem weiteren und dem auf Bezugspotential liegenden Acschluß liegendes Tor aufweist, mit einem ersten, parallel zu dem ersten Tor geschalteten Impedanznetzwerk und einem zweiten, parallel mit dem zweiten Tor verbundenen Impedanznetzwerk.

   Spulenlose Netzwerke sind mit der Entwicklung der Technologie integrierter Schaltungen immer bedeutender geworden. Da Spulen nicht ohne weiteres in integrierter Form hergestellt werden können, kann die Technologie integrierter Schaltungen gewöhnlich nur bei spulenlosen Schaltungen vorteilhaft angewandt weiden. Es ist allgemein bekannt, daß viele öbertragungsfaktoren pa-siver Netzwerke mit Spulen auch mit aktiven RC-Netzwerken erzielt werden können, die nur aus ohiBSchen Widerständen, Kondensatoren und einem aktiven Element, d.h. einem Verstärker, besuhen.

   Einer der Vorteile aktiver /?C-Netzwerke besteht darin, daß die Übertragungskennlinien solcher Netzwerke durch ohmsche Stellwiderstände und oder verstellbare Kapazitäten leicht verändert werden können. Deshalb werden solche Netzwerke benutzt, wenn veränderliche Übertragungseigenschaften verlangt werden. Um dabei jedoch zweckdienlich anwendbar zu sein, müssen die Kennlinien des Netzwerkes über einen weiten bereich mit hoher Genauigkeit veränderlich sein. Ein spezielles, relativ niederfrequent arbeitendes ,RC-Netzwerk von besonderem Interesse ist ein Netzwerk mi( einem biquadratischen Hauptübertragungsfaktor (»Active Filters: New Tools for Separating Frequencies« von L. C. T h ο m a s in The Bell Laboratories Record, Bd. 49. Nr. 4 vom 4. April 1971. S. 121 bis 12S). In diesem Zusammenhang ist auch bekannt (Frequenz, 22 [1968], S. 211 bis 214), dab ein Gyrator mit einem ersten und zweiten Tor eine zu dem ersten Tor parallel liegende Impedanz, eine zu dem zweiten Tor parallel liegenden Impedanz sowie ein zu dem zweiten Tor parallelhegendes Impedanznetzwerk aufweist.

   Der Erfolg solcher niederfrequenten aktiven Netzwerke, allgemein biquadratische Netzwerke genannt, hat die Aufmerksamkeit auf breitbandige, d. h. in relativ hohen Frequenzbereichen arbeitende aktive Netzwerke ähnlicher Art und Vielseitigkeit gelenkt. Bisher arbeiteten die bekannten Netzwerke wegen der Verwendung und der gleichzeitigen Anwendungseinschränkungen der konventionellen Operationsverstärker in Frequenzbereichen unter 100 kHz.

   Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein aktives bzw. biquadratisches Netzwerk verfügbar zu machen, das bei relativ hohen Frequenzen arbeitet.

   Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst durch eine erste Stromquelle, die zur Erzeugung eines zu einem Eingangssignal proportionalen Stroms parallel zu dem ersten Tor liegt, eine zweite Stromquelle, die parallel zu dem zweiten Tor geschaltet ist und einen zu dem ersten Eingangssignal proportionalen Strom bildet, einer Impedanz, die mit dem Ausgangsanschluß des Netzwerks und einem weiteren Anschluß mit dem gleichen Wechselspannungspotential wie das Bezugspotential verbunden ist, einer dritten Stromquelle, die mit dem Ausgangsanschluß und dem weiteren Anschluß zur Erzeugung eines zu dem Eingangssignal proportionalen Stroms verbunden ist und einer vierten