DE2252849C2 - Verfahren und Vorrichtung zur automatischen Kanalentzerrung bei der Übertragung pulsamplitudenmodulierter Signalfolgen - Google Patents
Verfahren und Vorrichtung zur automatischen Kanalentzerrung bei der Übertragung pulsamplitudenmodulierter SignalfolgenInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Entzerren von über einen Kanal übertragenen pulsamplitudenmodulierten
Signalfolgen gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Bei einem z. B. aus IEEE-Transactions on Communication
Technology, Vol. 18, Nr. 1 vom Februar 1970, bekannten Verfahren dieser Art wird in der ersten
Abgleichphase das empfangene Testsignal über das Transversalfilter geführt und das Ausgangssignal des
Transversalfilters mit dem empfangsseitig erzeugten Testsignal verglichen, wobei die Differenz zwischen den
beiden Signalen gebildet und die mittlere quadratische Differenz durch entsprechende Einstellung der Koeffizienten
des Transversalfilters minimalisiert wird. Die Entzerrung in der ersten Abgleichphase erfolgt somit
ebenso wie in der zweiten Abgleichphase nach dem Prinzip der sogenannten »Mean Square Error« — kurz
genannt NiSE-Entzerrer. Es hat sich gezeigt, daß die
Anwendung des MSE-Entzerrverfahrens in beiden Abgleichphasen eine insbesondere für hohe Datenübertragungsraten
unerwünscht lange Abgleichzeit des Entzerrers bewirkt
Durch die Erfindung soll ein Verfahren der eingangs definierten Art dahingehend verbessert werden, daß der
Entzerrer schneller abgeglichen werden kann. Erreicht wird dies erfindungsgemäß durch die im Patentanspruch
1 angeführten Maßnahmen.
Durch das erfindungsgemäße Verfahren wird das Transversalfilter während der ersten Abgleichphase mit
einfachen Mitteln und in kurzer Zeit so eingestellt, daß die Entzerrung nach der Umschaltung in die zweite
Abgleichphase schneller den optimalen Wert erreicht. Praktische Versuche haben gezeigt, daß mit diesem
Verfahren der Zeitaufwand der bekannten Verfahren bis zum konvergierenden Abgleich um etwa 80%
reduziert werden kann.
Die Erfindung betrifft weiter eine Anlage zur Durchführung des genannten Verfahrens. Die ^rfindungsgemäße
Anlage ist im Patentanspruch 6 beschrieben.
Im folgenden wird die Erfindung anhand der Figuren beispielsweise näher erläutert; es zeigt
F i g. 1 ein Blockschema einer bekannten Vorrichtung zur Übertragung einer besonderen Klasse von pulsamplitudenmodulierten
Signalfolgen (Partial-Response Signalformate),
F i g. 2 ein Blockschema eines Empfängers mit eingebautem Entzerrglied zur Entzerrung von mit einer
Vorrichtung gemäß F i g. 1 übertragenen Signalen,
F i g. 3 eine Darstellung der Impulsantwort und der Frequenzcharakteristik für drei verschiedene Klassen
von Partial-Response Signalformaten,
F i g. 4 ein Blockschema eines ersten Ausführungsbeispiels des Entzerrgliedes des Empfängers von F i g. 2,
F i g. 5 ein Blockschema des Entzerrers des Entzerrgliedes von F i g. 4,
F i g. 6 ein Blockschema einer Variante des Entzerrers von F i g. 5,
F i g. 7a, 7b Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise
des Schwellenwertdetektors des Entzerrgliedes von F i g. 4,
Fig.8a —8c Blockschemas des Inversiilters des
Entzerrgliedes von F i g. 4 für verschiedene Partial-Response Signalformate,
F i g. 9 ein Blockschema einer Variante des Entzerrgliedes von F i g. 4,
Fig. 10a-10c Blockschemas eines Modellfilters des
Entzerrgliedes von Fig. 9a-9c für verschiedene Partial-Response Signalformate und
Fig. 1 la, 11b Blockschemas weiterer Varianten des
Entzerrgliedes von F i g. 4.
Gemäß F i g. 1 sind im Sender 1 nach der Datenquelle 2 ein Precoder 3, ein Abtaster 4 und ein Sendefilter 5
angeordnet Bei der Übertragung von Partial-Response Signalformaten wird das Spektrum so in den Übertragungskanal
gelegt, daß in der Regel auf der Empfangsseite keine Entzerrung der übertragenen Signale
notwendig ist Dies wird dadurch erreicht daß unter Zulassung quantisierten Übersprechens die Sendeimpulse
auf besondere Weise codiert, geformt und auf der Empfangsseite wieder decodiert werden. Die besondere
Formung der Sendeimpulse respektive des Sendespektrums zur vollständigen Ausschaltung des Einflusses des
Übertragungskanals ist jedoch mit einer spürbaren Begrenzung der nutzbaren Bandbreite des Kanals und
damit der Datenübertragungsrate verbunden. Das über den Kanal 6 übertragene Signal wird von einem aus
einem Empfangsfilter 7, einem Abtaster 8 und einem Decoder 9 aufgebauten Empfänger 10 empfangen.
Durch geeignete Wahl und Einstellung von Precoder 3 und Decoder 9 läßt sich auf der Empfangsseite das
gesendete Signal der Datenquelle 2 wieder herstellen. Das ist allerdings nur so lange möglich, wie die
übertragenen Signale im Kanal 6 nicht verzerrt werden
und das bedeutet in den meisten Fällen, daß die Bandbreite des Kana!s 6 nur zu einem Bruchteil
ausgenützt wird. Obwohl der Kanal 6 in der Regel Bandpaß-Charakter aufweist und somit stets zusätzliche
Modulationskreise mit ensprechenden Filtern erfordert, wird im folgenden stets der sogenannte äquivalente
Tiefpaßkanal betrachtet Diese Betrachtungsweise ist einerseits besonders übersichtlich und erlaubt andererseits
die numerische Analyse resp. Synthese der gesamten Übertragungsvorrichtung.
Gemäß Fig.2 ist zur besseren Ausnützung der
Bandbreite des Kanls 6 und damit zur Erhöhung der Datenübertragungsrate im Empfänger 10 zwischen
Empfangsfilter 7 und Abtaster 8 ein Entzerrglied 11 geschaltet. Dieses hat einerseits die Aufgabe, in der
Anlaufphase (erste Abgleichphase) über der Kanalbreite einen Bruppenlaufzeitverlauf zu bilden, der mit
demjenigen des Kanals zusammen eine Konstante ergibt, wobei der Amplitudenverlauf vorerst weitgehend
unberücksichtigt bleibt. Zu diesem Zweck wird vom Sender eine pseudostatistische Impulssequenz
ausgesendet, was sich beispielsweise mit einem Referenzgenerator 38 bewerkstelligen läßt. Andererseits
kompensiert das Entzerrglied in der adaptiven Phase (zweite Ablgeichphase) sowohl den veränderlichen
Amplituden- als auch den veränderlichen Laufzeitverlauf des Kanals, was eine dauernd nachgeregelte
Feinentzerrung ermöglicht.
In F i g. 3 sind die Impulsantworten und Frequenzcharakteristika (Spektren) für die seit Kretzmer (E. R.
Kretzmer: »Binary data communication by partial response transmission«, 1965, IEEE Annual Commun.
Conv. Conf. Rec, pp 451-455) gebräuchlichsten Klassen von Partial-Response Signalformaten dargestellt;
die dargestellten Impulsantworten und Spektren sind diejenigen, welche bei einem idealen Übertragungskanal
am Ausgang des Entzerrgliedes 11 (Fig.2)
auftreten würden. Die Spektren S haben für die drei Klassen A, B und C mit der laufenden Frequenz / und
der Bandbreite F des jeweiligen Signals folgenden funktionalen Zusammenhang:
Klasse A: S(f)
KlasseB: S(f) = 4 sin2 π ^-
KlasseC: S(f) = 2 cos -^-.
Die Datenübertragung in Form von zusammenhängenden binären Sequenzen mit der in F i g. 3 angegebenen Übertragungsrate 2FBit/sec wird in der Regel nach
bekannten Methoden durch Superposition der äquidistant angeregten Impulsantworten bewerkstelligt, wobei jedem Eingangsbit »0« oder »1« die entsprechende
Anregung mit negativem bzw. positivem Vorzeichen zugeordnet wird. Die am Empfänger wiederum
äquidistant abgetastete Superposition der negativ oder positiv angeregten Impulsantworten ergibt somit
vorerst nicht mehr zwei, sondern drei oder fünf mögliche Signalpegel, d. h. für Signalformate der Klasse
A drei Pegel, der Klasse B fünf Pegel und der Klasse C drei Pegel. Die Umformung der von der Datenquelle 2
(F i g. 2) ausgesandten binären Signale in mehrpegelige Partial·Response Signalformate der gewünschten Kiasse erfolgt einerseits im Precoder 3 und andererseits
durch die Kaskadenschaltung von Sende- und Empfangsfilter (F i g. 2), die Rückgewinnung der ursprünglichen binären Signale aus den empfangenen Partial-Response Signalformaten erfolgt im Decoder 9 (F i g. 2).
Gemäß F i g. 4 besteht das Entzerrglied 11 aus einem
Transversalfilter-Entzerrer 13, einem Inversfilter 12, einem Subtrahierglied 14, einem Referenzgenerator 16
und aus einem Schwellenwertdetektor 15. Der Ausgang des mit einem Schalter 18 überbrückbaren Inversfilters
12 ist mit dem Eingang A des Entzerrers 13 und dessen Ausgang C ist mit dem Eingang des Schwellenwertdetektors 15 verbunden. Der Übersichtlichkeit halber ist in
Fig.4 ebenso wie in Fig.9 und in den Fig. 11a bis lic
der Abtaster 8 (F i g. 2) nicht eingezeichnet.
Zudem wird der Abtaster 8 nur bei analog realisierten Transversalfilter-Entzerrern an dieser Stelle angeordnet Bei digital realisierten Entzerrern müßte der
Abtaster mit dem zugehörigen Analog-Digital-Wandler am Transversalfilter-Eingang angeordnet werden.
Der Ausgang des Referenzgenerators 16 ist über einen Schalter 19 mit dem einen Eingang des
Subtrahiergliedes 14 verbindbar, dessen anderer Eingang über einen Schalter 35 mit dem Ausgang C des
Entzerrers 13 verbindbar und dessen Ausgang mit dem Eingang B des Entzerrers 13 verbunden ist Das
Subtrahierglied 14 ist mit einem Schalter 34 überbrückbar. Der Ausgang des Schwellenwertdetektors 15 ist
einerseits mit dem Eingang des Decoders 9 verbunden und andererseits über den Schalter 19 mit dem einen
Eingang des Subtrahiergliedes 14 verbindbar. Der Referenzgenerator 16 ist mit dem im Sender 1
eingebauten Referenzgenerator 38 (Fig.2) identisch.
Die dargestellte Stellung der Schalter 18,19,34 und 36
(Schalter 18 und 35 offen, Schalter 34 geschlossen, Schalter 19 verbindet der. Referenzger.erator 16 über
Schalter 34 mit dem Eingang B des Entzerrers) entspricht dem Betriebszustand in der ersten Abgleichphase. In der zweiten Abgleichphase sind die Schalter 18
und 35 geschlossen, Schalter 34 ist offen und Schalter 19 verbindet den Schwellenwertdetektor 15 mit dem einen
Eingang des Subtrahiergliedes 14.
Gemäß Fig.5 besteht der Transversalfilter-Entzerrer 13 aus einem Transversalfilter 21 und aus einem
mehrstufigen Korrelator 22. Der Korrelator 22 besteht
aus einer Verzögerungskette 28, einem Abschwächer 23, ersten Multiplikatoren 24 und Akkumulatoren 25, wobei
die Verzögerungskette 28 dem Korrelator 22 und dem Transversalfilter 21 gemeinsam angehört Im Korrelator 22 werden die am Eingang A liegenden ankommenden Signale der Verzögerangskette 28 zugeführt Jede
Speicherzelle der Verzögerungskette ist mit je einem
ersten Multiplikator 24 verbunden, an dessen anderem
Eingang das am Entzerrereingang B liegende Referenzsignal liegt.
In der ersten Abgleichphase wird als Referenzsignal das Ausgangssignal des Referenzgenerators 16 verwendet, in der zweiten Abgleichphase wird das Referenzsignal durch das Ausgangssignal des Subtrahiergliedes 14
(F i g. 4) gebildet Das Referenzsignal gelangt vom Eingang B auf einen Abschwächer 23 und von diesem
ίο auf die Multiplikatoren 24. Der Ausgang jedes
Multiplikators 24 ist mit je einem Akkumulator 25 verbunden. Die Akkumulatoren 25 bestimmen gemeinsam mit dem Abschwächer 23 die Schnelligkeit der
Korrelation und damit die Stabilität und die Genauig
keit des Abgleichs. Das Transversalfilter 21 besteht aus
der Verzögerungskette 28, aus zweiten Multiplikatoren 26 und aus einem Summierglied 27. Die Speicherzellen
der Verzögerungskette 28 sind sowohl mit dem Korrelator 22 als auch mit dem Transversalfilter 21
verbunden. Im Transversalfilter ist der Ausgang jeder Speicherzelle mit je einem ersten Eingang jedes zweiten
Multiplikators verbunden. Am zweiten Eingang jedes zweiten Multiplikators liegt das Ausgangssignal des
zugeordneten Akkumulators 25. In den Multiplikatoren
26 und dem Summierglied 27 wird durch Faltung das
Ausgangssignal gebildet welches dem Ausgang C zugeleitet wird.
Die Funktionsweise der beschriebenen Vorrichtung ist die folgende: Zu Beginn der Datenübertragung wird
der im Empfänger eingebaute Referenzgenerator 16 mit dem im Sender eingebauten Referenzgenerator 38 in
bekannter Art und Weise synchronisiert Anschließend laufen beide synchron und unabhängig voneinander
weiter. Beide Referenzgeneratoren erzeugen eine
identische Pseudo-Noise-Sequenz. Das Spektrum dieser
PN-Sequenz muß zumindest angenähert demjenigen des weißen Rauschens entsprechen, d.h. die statistischen Eigenschaften der PN-Sequenz dürfen nicht von
der Zeit abhängen. Die Sequenzen der beiden
Referenzgeneratoren werden zum Zweck des Auffindens der Impulsantwort des Übertragungskanals 6 im
Korrektor 22 korreliert Damit sich durch diese Korrelation tatsächlich nur die Impulsantwort des
Übertragungskansls ergibt muß der Frequenzgang
(Signalamplitude in Funktion der Frequenz) des
Sendefilters 5 und des Empfangsfilters 7 kompensiert werden. Diese Kompensation geschieht mit Hilfe des
dem Korrelator 22 vorgeschalteten Inversfilters IZ Das Inversfilter mit dem Frequenzgang /(ω) ist so gewählt
so daß das Produkt der Frequenzgänge S(to), Ε(ω) und
/(ω) von Sendefilter 5, Empfangsfilter 7 und Inversfilter !2 konstant ist; der Frequenzgang /(*>) des Inversfilters
ist also invers zum Produkt Η(ω) der Frequenzgänge
5(ω) und Ε(ω) von Sende- und Empfangsfilter:
/(ω)=ί/-·(ω), H(W)=S(O)) · E(ω). Die Korrelation
der empfangenen mit der im Empfänger erzeugten PN-Sequenz erfolgt in diskreten Zeitpunkten, welch
letztere bei analoger Realisierung durch die einzelnen Stufen der Verzögerungskette 28 bestimmt sind. In
jedem dieser Zeitpunkte werden die momentanen Signalwerte der beiden PN-Sequenzen in den Multiplikatoren 24 miteinander multipliziert Die sich bildenden
Produkte werden in den Akkumulatoren 25 aufsummiert und gespeichert An den Ausgängen K der
Akkumulatoren liegen somit die anhand der beschriebenen Korrelation gewonnenen Korrelationsfaktoren.
Diese Korrelationsfaktoren stellen die zeitlich inverse Impulsantwort des Übertragungskanals dar. Ein Filter
dieser Art mit einer zum Eingangssignal inversen Impulsantwort wird als Matched-Filter bezeichnet.
Nach der ersten Abgleichphase schalten Sender und Empfänger auf die zweite Abgleichphase um. Da der im
Sender eingebaute Referenzgenerator 16 mit dem im Empfänger eingebauten Referenzgenerator 38 zu
Beginn der Datenübertragung synchronisiert wurde, können die genannten PN-Sequenzen zeitrichtig gestartet
werden. Die Startzeitpunkte der PN-Sequenzen im Sender und im Empfänger unterscheiden sich um die
mittlere Signallaufzeit des Übertragungskanals. Die Synchronisierung der beiden Referenzgeneratoren 16
und 38 hat neben dieser Festlegung des Startzeitpunktes auch eine Bitsynchronisation zur Folge, so daß auf diese
Weise vom Sender zum Empfänger ein relatives Zeitraster übertragen und festgelegt wird, mit dessen
Hilfe beliebige Vorgänge im Sender und im Empfänger bitsynchron ausgelöst werden können. Dies geschieht
beispielsweise dadurch, daß nach erfolgter Synchronisation der beiden Referenzgeneratoren 16 und 38 im
Sender und im Empfänger gleichzeitig ein Bitzähler zu zählen beginnt und daß dieser Zähler nach einer
bestimmten Anzahl von Bits, welche Anzahl der für das Aussenden der PN-Sequenz benötigten Zeit entspricht,
automatisch einerseits im Sender auf Datenübertragung und andererseits im Empfänger auf die zweite
Abgleichphase umschaltet. Diese Art der Umschaltung wird vorzugsweise beim Beginn einer Datenübertragung
verwendet.
Eine zweite Art der automatischen Umschaltung von der ersten auf die zweite Abgleichphase wird weiter
hinten beschrieben.
In der zweiten Abgleichphase, der adaptiven Phase, wird aus dem entzerrten Kanalsignal das Sendesignal
decodiert. Das Entzerrglied 11 muß zusätzlich zum zeitlich variablen Laufzeitverlauf des Übertragungskanals
noch den zeitlich variablen Amplitudenverlauf kompensieren. Zu diesem Zweck werden die Amplitudenwerte
der empfangenen Signale mit Sollwerten verglichen, die Abweichung der Istwerte von den
Sollwerten wird festgestellt und der mittlere quadratische Fehler zwischen Soll- und Istwerten wird
minimalisiert. Diese Art der Entzerrung entspricht dem in der Beschreibungseinleitung beschriebenen MSE-Entzerrer.
Durch die Vorentzerrung in der ersten Abgleichphase sind die ankommenden Signale auch
bezüglich ihrer Amplitudenwerte so gut entzerrt, daß diese stets um die Amplitudenwerte liegen und diesen
eindeutig zugeordnet werden können. Infolgedessen können die empfangenen Signale für die Sollwertbildung
verwendet werden. Die empfangenen Signale gelangen über das mit dem Schalter 18 überbrückte
inversfiher i2 auf den Eingang A des Transversaifilter-Entzerrers
13, werden in den zweiten Multiplikatoren 26 des Transversalfilters 21 mit den an den Ausgängen K
der Akkumulatoren 25 liegenden, in der ersten Abgleichphase gewonnenen Korrelationsfaktoren multipliziert
und gelangen über das Summierglied 27 an den Ausgang C des Transversalfilter-Entzerrers 13. Von
diesen Ausgängen gelangen die Signale an den Schwellenwertdetektor 15, an den Decoder 9 und über
den in der zweiten Abgleichphase geschlossenen Schalter 35 an das Subtrahierglied 14. Im Schwellwertdetektor
15 wird jede Signalamplitude ihrem Sollwert eindeutig zugeordnet, was wie oben beschrieben, infolge
der Vorentzerrung in der ersten Abgleichphase möglich ist Der der jeweils betrachteten Signalamplitude
zugeordnete Sollwert wird über den Schalter 19 an den einen Eingang des Subtrahiergliedes 14 gelegt. Am
zweiten Eingang des Subtrahiergliedes liegt der tatsächliche Amplitudenwert desjenigen Signals, dessen
Sollwert gerade am ersten Eingang liegt. Der tatsächli- ί ehe Amplitudenwert wird im Subtrahierglied vom
Sollwert subtrahiert und das so gebildete Differenzsignal wird dem Eingang B des Transversalfilter-Entzerrers
13 zugeführt. Dort durchläuft das Differenzsignal den Abschwächer 23, wird den ersten Multiplikatoren
ίο 24 zugeführt und in diesen mit den gerade am anderen
Eingang liegenden Signalamplitudenwerten multipliziert. Die sich dabei ergebenden Produkte werden in
den Akkumulatoren 25 aufsummiert und gespeichert und liegen an deren Ausgängen K. Im Gegensatz zur
ersten Ablgeichsphase werden nun bei dieser Korrelation in der zweiten Abgleichsphase für die einzelnen
Korrelationsfaktoren nur noch die separaten Korrekturanteile der im Subtrahierglied gesamthaft festgestellten
Abweichung zwischen Soll- und Istwert ermittelt.
An den Ausgängen K der Akkumulatoren 25 liegen also Signale, welche in Abhängigkeit von der Differenz
zwischen Soll- und Istwert der Amplituden der empfangenen Signale in den zweiten Multiplikatoren 26
die Amplitudenwerte der verzögerten Signale am Ausgang jeder Stufe 28 verstärken bzw. abschwächen.
Die so verstärkten bzw. abgeschwächten Signale werden im Summierglied 27 addiert, die dort abgebildete
Summe wird an den Ausgang Cdes Transversalfilters 21 gelegt und über den Schwellenwertdetektor 15 dem
Decoder 9 zugeführt. Durch das Nachstellen der Korrelationsfaktoren in Funktion des gefundenen
Fehlers (Differenz zwischen Soll- und Istwert) und die nachfolgende Addition der mit Hilfe der Korrelationsfaktoren korrigierten Signal-Istwerte wird der mittlere
j5 quadratische Fehler für die Signale aller Stufen 28 des
Transversalfilter-Entzerrers 13 minimalisiert.
Wenn während der Datenübertragung starke Impulsstörungen auftreten, kann der Entzerrerabgleich so
stark verändert werden, daß nach einer solchen Störung der stabile Abgleichzustand nicht mehr selbsttätig
erreicht wird. In solchen Fällen muß zwischen Sender und Empfänger kurzzeitig eine erste Abgleichphase
eingeschaltet werden. Vorzugsweise für diese Fälle wird die nachstehend beschriebene Art der automatischen
Umschaltung von der ersten auf die zweite Abgleichsphase angewendet Störungen der erwähnten Art treten
insbesondere auf Trägerfrequenzkanälen des Telefonwählnetzes
relativ oft auf. Für den Fall des möglichen Auftretens solcher Störungen wird im Empfänger am
Ausgang des Subtrahiergliedes 14 ständig das Fehlersignal mit einem festgelegten Qualitäts-Schwellenwert
verglichen. Unterschreitet das Fehlersignal beispielsweise während der ersten Abgieichsphase diesen
Schwellenwert, so wird automatisch anhand dieser Unterschreitung auf die zweite Abgleichsphase umgeschaltet
Überschreitet während der zweiten Abgleichsphase das Fehlersignal den Schwellenwert, beispielsweise
wegen einer Impulsstörung, dann wird automatisch auf die erste Abgleichsphase umgeschaltet Sender
und Empfänger verbleiben dann so lange in der ersten Abgleichsphase, bis das Fehlersignal den Schwellenwert
wieder unterschreitet
Bei dem in F i g. 5 dargestellten Transversalfilter-Entzerrer 13 können bei der Verarbeitung binärer Signale
die ersten Multiplikatoren 24 durch Modulo-2-Addierstufen
gebildet sein, wodurch sich eine erhebliche Materialersparnis ergibt Im Fall binärer Signale wird
nämlich zur Bildung der Korrelationsfaktoren in den
Akkumulatoren 25 nur die Polarität der Abtastwerte des zu entzerrenden Signals mit der Polarität des Referenzsignals
multipliziert.
Für die Verarbeitung mehrwertiger Signale wird der Transversalfilter-Entzerrer 13 von Fig.5 in einer in r,
F i g. 6 dargestellten modifizierten Form verwendet — Transversalfilter-Entzerrer 13a. Der Entzerrer 13a
unterscheidet sich vom Entzerrer 13 durch einen zwischen Eingang B und Abschwächer 23 geschalteten
ersten Vorzeichendetektor 37 und je einen zwischen jede Speicherzelle der Verzögerungskette 28 und den
zugeordneten ersten Multiplikator 24 geschalteten zweiten Vorzeichendetektor 36. Die ersten Multiplikatoren
24 sind durch je eine Vorzeichen-Invertierstufe gebildet. Bei diesem Transversalilter-Entzerrer werden ι s
zur Bildung der Kcrrelationsfaktoren in den Akkumulatoren
25 die Abtastwerte des zu entzerrenden Signals mit der Polarität des Referenzsignals multipliziert.
Das beschriebene Entzerrverfahren kann grundsätzlich bei allen solchen Signalen angewendet werden,
welche durch äquidistante Impulse gebildet sind, also auch für andere als binäre Signale, es eignet sich aber für
Partial-Response Signalformate besonders gut, wobei der Schwellenwertdetektor 15 und das Inversfilter 12
(F i g. 4) jeweils der verwendeten Signalklasse (F i g. 3) angepaßt werden müssen. Die Zahl der Schwellen des
Schwellenwertdetektors richtet sich nach der Zahl der Pegel der Impulswortanregung im Sender.
Gemäß Fig.7a sind für binäre Signalformate der Klasse A (Fig.3) zwei Schwellen zur Entscheidung
zwischen den drei Pegeln Maximum, Minimum und Wert Null der Impulsantwort erforderlich. Jeder
möglichen Amplitudenschwelle wird in Abhängigkeit von der im Precoder 3 verwendeten Rechenregel ein —
»0« oder »1« — eindeutig zugeordnet Die Aufgabe des Decoders 9 liegt somit darin, das 3-Pegel-Signal wieder
in das ursprünglich binäre Signal umzuwandeln. F i g. 7b zeigt ein Beispiel eines Ausgangssignals A des
Transversalfilter-Entzerrers 13 und die für dessen Detektierung erforderlichen Amplitudenschwellen. Das
dargestellte Signal gehört ebenfalls der Klasse A (F i g. 3) an, unterscheidet sich jedoch vom Signal von
F i g. 7a dadurch, daß pro Impuls 2 Bits übertragen werden. Für die Detektierung des Entzerrer-Ausgangssignals
A sind 6 Amplitudenschwellen ßzur Feststellung der 7 möglichen Pegelwerte erforderlich. Die für
Partial-Response Signalformate charakteristische Zuordnung der Bitkombinationen (Dibits 00,01,10 oder
11) ist aus der Figur ebenfalls ersichtlich und wird in
bekannter Weise mit Hilfe einer Modulo-4-Addierstufe
im Decoder 9 am Ausgang des Entzerrers 1! durchgeführt
In den Fig.8a-8c sind die verschiedenen Ausführungsformen
des Inversfilters 12 für die drei Signalklassen von F i g. 3 dargestellt: Gemäß F i g. 8a besteht das
Inversfilter 12 für Signalformate der Klasse A aus einem Summierglied 29 mit zwei nachgeschalteten Verzögerungsstufen
30 und 30a. In jeder Verzögerungsstufe wird
das im Inversfilter verarbeitete Signal um die Zeit
——verzögert. Das verzögerte Signal wird dem Summierglied
29 zugeführt und nach diesem abgenommen. Die Z-transformierte Übertragungsfunktion lautet für
dieses Filter:
bedeutet die Abtastfrequenz in Hertz bzw. die Impulsübertragungsrate in Impulsen pro Sekunde,
——gibt das Abtastzeitintervall an. Die Impulsübertragungsrate
IF ist besser bekannt unter dem Namen Niquistrate.
Die beiden inversen Filter der Fig.8b und 8c, das
Filter der F i g. 8b für Signalformate der Klasse B und das Filter der F i g. 8c für Signalformate der Klasse C
sind ähnlich wie das Filter von F i g. 8a aufgebaut und unterscheiden sich von diesem nur durch ein zweites
Summierglied 29a und zwei weitere Verzögerungsstufen 306 und 30c (F i g. 8b) bzw. durch Verwendung nur
einer Verzögerungsstufe 30 (F i g. 8c). Für das inverse Filter der Fig.8b lautet die Z-transformierte Übertragungsfunktion
65 (-Ζ7 + 2 -Z-) ■ Z und
für das inverse Filter der Fig. 8c
Ic(Z)
1+Z"
Bei dem in F i g. 9 dargestellten Ausführungsbeispiel des Entzerrgliedes 11 wird das Referenzsignal für die
zweite Abgleichphase nicht dem Ausgang des Schwellenwertdetektors 15, sondern dem Ausgang des
Decoders 9 entnommen. Das bedeutet, daß das Referenzsignal in Form binärer Signale vorliegt und vor
der Einspeisung in den Entzerrereingang B in ein Partial-Response Signalformat der gewünschten Klasse
umgeformt werden muß. Diese Umformung erfolgt in einem Precoder 33, welcher mit dem im Sender 1
eingebauten Precoder 3 (Fig. 2) identisch ist. Der Eingang des Precoders 33 ist mit dem Ausgang des
Decoders 9, der Ausgang mit dem Eingang eines Modellfilters 17 verbunden. Der Ausgang des Modellfilters
17 ist während der zweiten Abgleichsphase, deren Betriebszustand in Fig.9 dargestellt ist über den
Schalter 19 mit dem Subtrahierglied 14 verbunden. Das Modenfilter 17 simuliert einen idealen Übertragungskanal
und ist für die verschiedenen Klassen von Signalformen verschieden aufgebaut
In den Fig. 10a bis 10c sind die verschiedenen Ausführungsformen des Modellfilters 17 für die drei
Signalklassen von F i g. 3 dargestellt: F i g. 10a zeigt ein
Modenfilter für Signale der Klasse A, Fig. 10b für
Signale der Klasse B und F i g. 10c für Signale der Klasse C (Fi g. 3). Wie ein Vergleich der F i g. 10a- 10c mit den
Fig.8a —8c zeigt sind Inversfilter 12 und Modenfilter
17 für eine bestimmte Klasse von Signalformaten ähnlich aufgebaut: Für die Z-transformierte Übertragungsfunktion
ergibt sich für ein Modellfilter der reziproke Wert wie beim entsprechenden Inversfilter.
Für das Modellfilter der Fi g. 10b lautet beispielsweise
die Z-transformierte "Übertragungsfunktion:
60
1-Z"3
wobei Z~' die Verzögerung um -yr bedeutet 2F
Gemäß Fig. 10a besteht das Modellfilter 17 für Signalformate der Klasse A aus zwei in Serie
geschalteten Verzögerungsstufen 30 und 30a, von denen
jede ein durchlaufendes Signal um die Zeit —L verzö-
IF
gert, und aus einem Summierglied 29, dessen einer
Eingang mit dem Ausgang der zweiten Verzögerungsstufe
30a und dessen anderer Eingang mit dem Eingang
der ersten Verzögerungsstufe 30 verbunden ist. Die an die beiden Eingänge gelangenden Signale werden mit
der in der Figur angegebenen Polarität summiert. Die beiden Modellfilter der Fig. 10b und 10c sind ähnlich
wie das Modellfilter der Fig. 10a aufgebaut und unterscheiden sich von diesem durch ein zweites
Summierglied 29a und zwei weitere Verzögerungsstufen 306 und 30c (F i g. 10b) bzw. durch Verwendung nur
einer Verzögerungsstufe 30 (F i g. 1 Oc).
Die Funktionsweise des in Fig.9 dargestellten Entzerrgliedes ist in der ersten Abgleichsphase die
gleiche wie die des Entzerrgliedes von Fig.4. In der
zweiten Abgleichsphase besteht ein Unterschied, allerdings nur in der Gewinnung des Referenzsignals.
Die Ausgangssignale des Transversalfilter-Entzerrers 13 sind infolge Vorentzerrung in der ersten Abgleichsphase
so gut entzerrt, daß ihre Amplituden stets in engen Grenzen um die Amplitudensollwerte (Pegel)
liegen und diesen eindeutig zugeordnet werden können. Diese Zuordnung erfolgt hier im Schwellenwertdetektor
15 und im Decoder 9. Das Ausgangssignal des Schwellenwertdetektors 15 ist durch die Möglichkeit
der eindeutigen Zuordnung der Amplitudenwerte zu ihren Sollwerten vollständig entzerrt und wird über
Decoder 9, Precoder 33 und Modellfilter 17 als Sollwert für die weitere Entzerrung verwendet. Diese erfolgt auf
die bereits oben (Beschreibung zu Fig.4) beschriebene
Weise.
Die Fig. lla und 11b zeigen zwei weitere Ausführungsformen
des Entzerrgliedes 11. In den Figuren ist jeweils der Betriebszustand in der ersten Abgleichsphase
dargestellt. Bei beiden Ausführungsformen ist das Inversfilter 12 des Entzerrgliedes ti von Fig.4 bzw.
Fig.9 durch ein zwischen Referenzgenerator 16 und Subtrahierglied 14 geschaltetes Modellfilter 17 ersetzt.
Das Modellfilter 17 ist für die verschiedenen Signalformatklassen jeweils gleich aufgebaut wie die in den
Fig. 10a-10c dargestellten Modellfilter. Bis auf die
Ersetzung des Inversfilters 12 durch das Modellfilter 17 ist das Entzerrglied der Fig. lla gleich aufgebaut wie
das von F i g. 4 und das Entzerrglied der F i g. 1 Ib gleich wie das von F i g. 9. Die Funktionsweise des in den
Fig. lla und 11b dargestellten Entzerrgliedes 11 ist in
ίο der zweiten Abgleichsphase die gleiche wie die des
entsprechenden Entzerrgliedes (Fig.4 bzw. Fig.9). In
der ersten Abgleichsphase erfolgt die für das Auffinden der Impulsantwort des Übertragungskanals 6 erforderliche
Kompensation des Frequenzganges des Sendefilters 5 (Fig. 2) und des Empfangsfilters 7 (Fig. 2) mit
Hilfe des Modellfilters 17. Dessen Impulsantwort ist so gewählt, daß das Ausgangssignal des Referenzgenerators
16 einem vom Sender 1 (F i g. 2) über einen idealen Übertragungskanal zum Empfänger 10 übertragenen
Signal entspricht. Durch die Korrelation des auf diese Weise eigenerzeugten Referenzsignals mit dem empfangenen
Signal, welch letzteres bis auf den Einfluß des Übertragungskanals 6 mit dem Referenzsignal übereinstimmt,
ergibt sich die Impulsantwort des Übertragungskanals. Die Ermittlung der Korrelationsfaktoren
geschieht auf die gleiche Weise wie bei dem in F i g. 4 dargestellten Entzerrglied.
Das beschriebene Entzerrverfahren verbessert das bekannte Partial-Response-Signalling-Übertragungsverfahren
dahingehend, daß mit minimalem Entzerrungsaufwand eine maximale Bandausnutzung des
Übertragungskanals erreicht wird. Zudem ergibt sich ein bislang noch nie erreichter schneller Abgleich.
Hierzu I 1 Blatt Zeichnungen
Claims (10)
1. Verfahren zum Entzerren von über einen Kanal übertragenen pulsamplitudenmodulierten Signalfolgen
mit Hilfe eines abgleichbaren Transversalfilterentzerrers, wobei in einer ersten Abgleichphase
sende- und empfangsseitig je ein Testsignal erzeugt und das übertragene sowie das empfangsseitige
erzeugte Testsignal dem Entzerrer zur Grobeinstellung der Filterkoeffizienten zugeführt werden, und to
wobei während einer zweiten Abgleichphase die ankommenden Signale dem Entzerrer zugeführt,
dessen Ausgangssignale von den daraus durch Schwellenwertentscheidung gebildeten Sollsignalen
subtrahiert und die Differenzsignale als Korrektursignale dem Entzerrer zur Feinnachstellung der
FilterkoefFizienten zugeführt werden, dadurch
gekennzeichnet, daß während der ersten Abgleichphase mit Ausnahme des Transversalfilters
alle weiteren den Frequenzgang des Übertragungskanals
beeinflussenden Mittel zum Ausgleich der Gruppenlaufzeit der über den Übertragungskanal
und das Transversalfilter übertragenen Signale unwirksam gemacht werden, und daß die Filterkoeffizienten
des Transversalfilters durch Korrelation des empfangenen Testsignals mit dem empfangsseitig
erzeugten Testsignal gebildet und dabei auf die Impulsantwort des Übertragungskanals eingestellt
werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß auf der Sende- und Empfangsseite je ein Testsignal mit einer Sequenz, dessen Spektrum
wenigstens angenähert dem weißen Rauschen entspricht, erzeugt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das über den Übertragungskanal
empfangene Testsignal vor dem Zuführen zum Transversalfilter zum Kompensieren der Einflüsse
der genannten weiteren Mittel vorgefiltert wird, und
daß das auf der Empfangsseite erzeugte Testsignal direkt als Referenzsignal dem Transversalfilter zum
Einstellen seiner Koeffizienten zugeführt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das über den übertragungskanal
empfangene Testsignal dem Transversalfilter zugeführt und daß das auf der Empfangsseite
erzeugte Testsignal vor dem Zuführen zum Transversalfilter zum Einstellen seiner Koeffizienten in
ein vorgefiltertes Referenzsignal umgewandelt wird.
5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß das auf der Empfangsseite
empfangene Testsignal mit dem auf der Empfangsseite erzeugten Referenzsignal in diskreten Zeitpunkten
korreliert wird, daß in diesen Zeitpunkten auftretende Amplitudenwerte der beiden Signale
miteinander multipliziert, und daß die sich ergebenden Produkte zum Gewinnen der Koeffizienten des
Transversalfilters summiert werden.
6. Anlage zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1, mit einem einen Testsignalgenerator
(38) aufweisenden Sender (1) und einem einen mit dem Testsignalgenerator des Senders identischen
Testsignalgenerator (16) aufweisenden Empfänger (10), wobei im Sender ein Sendefilter (5) und im
Empfänger ein Empfangsfilter (7) zum Anpassen des b5
Spektrums des Übertragungskanals (6) an eines der Spektren, die zum Erreichen von äquidistanten
Nullstellen in der Impulsantwort führen, vorgesehen ist, und der Empfänger weiter einen ein Transversalfilter
(21) und einen Korrektor (22) umfassenden Transversalfilterentzerrer (13) sowie ein Subtrahierglied
(14) zum Erzeugen von aus dem Ausgangssignal des Transversalfilters und dem Sollwert des
übertragenen Signals abgeleiteten Korrektursignalen aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß eine
Umschaltvorrichtung (19, 34, 35) zum Abschalten des Ausganges (C) des Transversalfilterentzerrers
vom Subtrahierglied und zum Umschalten des Korrektureinganges (B) des Transversalfilterentzerrers
von einem den Sollwert der empfangenen Signalfolge führenden Leiter auf einen das vom
Testsignalgenerator des Empfängers abgeleitete Referenzsignal führenden Leiter vorgesehen ist, und
daß ein zwischen dem Übertragungskanal und dem Signaleingang (A) des Transversalfilterentzerrers
angezodnetes Entzerrer-Vorfilter (12) oder ein zwischen dem \m Empfänger angeordneten Testsignalgenerator
und dem Korrektureingang (B) des Transversalfilterentzerrers angeordnetes Testsignai-
-Vorfilter (17) vorhanden ist
7. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Entzerrer-Vorfilter ein einen zur
Summe der Frequenzgänge des Sende- und des Empfangsfilters inversen Frequenzgang aufweisendes
Inversfilter (12) ist, und daß die Umschaltvorrichtung Mittel (18) zum Überbrücken des Inversfilters
während des zweiten Abgleichvorganges umfaßt.
8. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Testsignal-Vorfilter ein einen der
Summe der Frequenzgänge des Sende- und des Empfangsfilters entsprechenden Frequenzgang aufweisendes
Modellfilter (17) ist, dessen Eingang an den Ausgang des dem Empfänger zugeordneten
Testsignalgenerators angeschlossen ist
9. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet daß während der zweiten Phase der erste
Eingang des Subtrahiei gliedes (14) mit dem Ausgang (C) des Transversalfilterentzerrers, der zweite
Eingang des Subtrahiergliedes; mit dem Ausgang einer dem Transversalfilterentzerrer nachgeschalteten
Schwellenwertschaltung (15) und der Ausgang des Subtrahiergliedes mit dem Korrektureingang (B)
des Transversalfilterentzerrers verbunden sind.
10. Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet daß während der zweiten Abgleichphase
zum Bilden der Korrektursignale der erste Eingang des Subtrahiergliedes (14) mit dem Ausgang (C) des
Transversalfilterentzerrers angeschlossenen Decoders (9) über einen Precoder (33) und ein einen der
Summe der Frequenzgänge des Sende- und Empfangsfilters entsprechenden Frequenzgang aufweisendes
Modellfilter (17) an den zweiten Eingang des Subtrahiergliedes und der Ausgang des Subtrahiergliedes
an den Korrektureingang (B) des Transversalfilterentzerrers angeschlossen sind.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CH1625671A CH545043A (de) | 1971-11-08 | 1971-11-08 | Verfahren und Anlage zum automatischen Entzerren eines Übertragungskanales für die Übertragung pulsamplitudenmodulierter Signalfolgen |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2252849A1 DE2252849A1 (de) | 1973-05-17 |
DE2252849C2 true DE2252849C2 (de) | 1982-06-03 |
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ID=4415737
Family Applications (1)
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---|---|---|---|
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Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
CH (1) | CH545043A (de) |
DE (1) | DE2252849C2 (de) |
FR (1) | FR2159332B1 (de) |
GB (1) | GB1412747A (de) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US4789952A (en) * | 1986-12-29 | 1988-12-06 | Tektronix, Inc. | Method and apparatus for digital compensation and digital equalization |
US20060104385A1 (en) * | 2004-11-15 | 2006-05-18 | Newhall Edmunde E | Systems with increased information rates using embedded sample modulation and predistortion equalization implemented on metallic lines |
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-
1972
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- 1972-11-07 FR FR7239382A patent/FR2159332B1/fr not_active Expired
- 1972-11-08 GB GB5162772A patent/GB1412747A/en not_active Expired
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