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Taktaussiebungseinrichtung für Re&enerativverstärker Die Erfindung
betrifft eine Taktaussiebungseinrichtung für Regenerativverstärker eines Ubertragungssystems
zur Ubertragung von Digitalsignalen, mit einem Schmalbandfilter, dessen Mittenfrequenz
genau auf die Codesymbolimpuls-Folge-oder Taktfrequenz des Digitalsignals abgestimmt
ist, wobei die Taktaussiebungseinrichtung zwischen einem Empfangsfilter und einem
Steuereingang eines Amplituden- und Zeitregenerators Jedes Regenerativverstärkers
liegt und wobei zwischen dem Empfangsfilter und der Taktaussiebungseinrichtung ein
Differenzierglied vorgesehen bzw. nicht vorgesehen ist, Je nachdem, ob der Digitalsignalcode
der Binär-, der PST- oder der Duobinärcode bzw. der Bipolarcode ist.
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Dgita1signa1e werden normalerweise aus Analogsignalen wie Spraesgnalen
Meßwertsignalen oder dergleichen gewonnen, da die Übertragung von Digitalsignalen
störungsfreier als von
Analogsignalen vorgenommen werden kann. Dabei
wird das Analog signal zunächst entsprechend dem an sich bekannten Abtasttheorem
(nach Shannon) abgetastet.
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Für die Ubertragung der Abtastwerte sind bereits verschiedene Verfahren
oder Modulationsarten bekannt.
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Ein erstes Verfahren ist die Pulsamplitudenmodulation (PAM), bei
der man die Amplituden von Impulsen gleichgroß macht wie die Amplituden der Abtastwerte.
Ein zweites Verfahren ist die Pulsphasenmodulation (PPM), bei der man d zeitliche
Lage (Phase) der Impulse proportional zur GrOße der Abtastwerte verändert.
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Weit verbreitet ist die Pulscodemodulation (PCM) (vgl.
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B. M. Oliver, J. R. Pierce, C. E. Shannon, The Philosophy of PCM,
Proc. IRE, November 1948).
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Bei diesem Modulationsverfahren wird ein Analogsignal zunächst einer
Pulsamplitudenmodulation unterzogen.
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Die so gewonnenen Abtastwerte des Analogsignals werden anschließend
quantisiert und nacheinander einem Codierer in Form eines Analog-Digital-Wandlers
zugeführt. Durch den Codierer wird jedem quantisierten Abtastwert in bestimmter
Zuordnungsvorschrift (Code) ein Codewort zugeordnet, das aus einer das Digitalsignal
bildenden Folge einer bestimmten Anzahl von Codesymbolimpulsen besteht, die z.B.
durch zwei verschiedene Spannungs- oder StromzustSnde (Spannungen +U und -U) dargestellt
sind (vgl. Fig. la). In Fig. 1 ist ein Digitalsignal gezeigt, das im an sich bekannten
Binärcode codiert ist.
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In anderen als dem Binärcode codierten Digitalsignalen für dieselbe
Nachricht (oder Abtastwerte) wie in Fig. la sind in Fig. ic, le und lg dargestellt,
nämlich im an sich bekannten Bipolarcode, im an sich bekannten PST-Code und im an
sich bekannten Duobinärcode (vgl. U. Appel, K. Tröndle, Zusammenstellung und Gruppierung
verschiedener Codes für die bertragung digitaler Signale2 NTZ 1970, Heft 1, S. iii6).
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Aus Fig. la, ic, le und ig ist ohne weiteres ersichtlich, daß manchmal
ein und derselbe Codesymbolimpuls ununterbrochen mehrfach hintereinander auftritt
oder daß zwei Codesymbolimpulse durch ein Nullpotential (Bezugslinie) getrennt sind.
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Diese beiden Arten von Digitalsignalverläufen geben zu Schwierigkeiten
bei der Taktaussiebung Anlaß, wie noch im einzelnen erläutert werden wird.
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Das Digitalsignal wird dann in einen Sender eingespeist und über
eine Ubertragungsstrecke zu einem Empfänger übertragen. Die Ubertragungsstrecke
kann z.B. ein elektrisches Kabel, eine Funkverbindung oder dergleichen sein.
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Nach Durchlaufen der Übertragungsstrecke wird das vom Empfänger empfangene
Digitalsignal in ein Analogsignal decodiert, das bei idealer Übertragung dem senderseitigen
Analogsignal entspricht, Bei der Übertragung des Digitalsignals durch die Übertragungsstrecke
wird jedoch das Digitalsignal durch in die Übertragungsstrecke von außen eindringende
Störsignale oder Fremdstörungen verfälscht, die verschiedene Ursachen haben können.
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Daneben gibt es sogenannte Eigenstörungen, die dadurch entstehen,
daß die Einzelimpulse des Digitalsignals sich gegenseitig beeinflussen, indem sie
sich teilweise überlappen.
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Um trotz der Störungen zu gewährleisten, daß das vom Sender des Übertragungssystems
in die Übertragungsstrecke abgegebene Digitalsignal hinsichtlich seiner Amplitude
und zeitlichen Lage im wesentlichen unverändert die Ubertragungsstrecke durchläuft,
sind bekanntlich in der Übertragungsstrecke in gewissen Abständen Regenerativverstärker
eingeschaltet, die das Digitalsignal bezüglich seiner Form und seiner zeitlichen
Lage regenerieren".
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An sich bekannte Regenerativverstärker (vgl. M. R. Aaron, PCM-Transmission
in the Exchange Plant, Bell System Technical Journal, Januar 1962, S. 101, 102,
125, 126) bestehen im wesentlichen aus einem Empfangsfilter, einem Amplitudenregenerator,
einer Taktaussiebungseinrichtung und einem Zeitregenerator.
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Das Empfangsfilter dient dazu, dieenpfangenen Digitalsignale, die
auf der Übertragungsstrecke starken Dämpfungs-und Phasenverzerrungen unterworfen
sind, von den Verzerrungen zu befreien und außerdem die Fremdstörungen zu unterdrücken
sowie die Codesymbolimpulse des Digitalsignals so zu formen, daß sie sich gegenseitig
nicht beeinflussen.
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Der Amplitudenregenerator, der an den Ausgang des Empfangsfilters
angeschlossen ist, hat den Zweck, das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines
Codesymbolimpulses festzustellen, wozu ein Amplitudenvergleicher vorgesehen ist,
der ein Signal abgibt, wenn der vom Empfangsfilter jeweils kommende Impuls
oberhalb
einer bestimmten Amplitudenschwelle liegt.
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Die so amplitudenregenerierten Codesymbolimpulse müssen dann im Zeitregenerator
bezüglich ihrer zeitlichen Lage regeneriert werden, da die Flanken der Codesymbolimpulse
infolge von Ungenauigkeiten bei der Entzerrung einerseits und der Überlagerung von
Störungen andererseits nicht definiert sind.
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Zu diesem Zweck wird dem entzerrten und geformten Digitalsignal in
der Taktaussiebungseinrichtung ein Taktsignal entnommen, das mit der Folge der Codesymbolimpulse
des Digitalsignals synchronisiert ist (Autosynchronisation). Dieses Taktsignal tastet
im Zeitregenerator das vom Amplitudenregenerator abgegebene amplitudenregenerierte
Signal in dessen Mitte ab, wobei eine Koinzidenzschaltung im Zeitregenerator vorgesehen
ist. Trifft in der Koinzidenzschaltung ein Impuls des Taktsignals mit einem amplitudenregenerierten
Codesymbolimpuls des Digitalsignals zusammen, so entsteht ein neuer Codesymbolimpuls
des Digitalsignals, der auch hinsichtlich seiner zeitlichen Lage regeneriert ist
und dann in den nächsten Abschnitt der Übertragungsstrecke gesendet wird.
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Es kann zu Fehlern im Regenerativverstärker kommen, wenn das Takt
signal von der Taktaussiebungseinrichtung nicht phasensynchron mit dem ankommenden
Digitalsignal ist, d.h. mit Phasenschwankungen wegen Störungen, Entzerrungsfehlern
usw. behaftet ist. Die Impulse des Taktsignals tasten dann die amplitudenregenerierten
Codesymbolimpulse des Digitalsignals nicht genau in der Mitte ab, was zu Fehl erkennungen
führen kann.
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So ist bereits eine Taktaussiebungseinrichtung bekannt (vgl. J. S.
Mayo, A Bipolar Repeater for Pulse Code Signals, Bell System Techn Journal, Jan.
136zu 5. 62), die einen
passiven Schwingkreis darstellt, dessen
Eigenfrequenz genau auf die Codesymbolimpuls-Folgefrequenz des Digitalsignals abgestimmt
ist. Der Schwingkreis siebt die gewünschten Spektralanteile entsprechend seiner
schmalen Bandbreite aus dem Digitalsignal aus. Da jedoch die Energie und die Kurvenform
des Digitalsignals in Abhängigkeit von der Statistik der Folge der Codesymbolimpulse
und Störungen schwanken, ändert sich dementsprechend die Anregungsenergie des Schwingkreises,
so daß sich das Ausgangssignal des Schwingkreises aus einer Überlagerung von gedämpften
Ein- und Ausschwingvorgängen zusammensetzt.
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Nimmt man zur Auswertung des Ausgangssignals des Schwingkreises die
Schnittpunkte des Ausgangssignals mit einem Amplitüdenschwellenwert, der sich aus-der
endlichen Ansprechempfindlichkeit von Verstärkern und Schaltern ergibt, die das
Ausgangssignal weiter verarbeiten, so treten erstens entsprechend der durch die
vom Digitalsignal zu übertragenden Nachricht bedingten Statistik der Folge der Einzelimpulse
im Digitalsignal systematische, d.h. für jeden Regenerativverstärker der Übertragungsstrecke
gleiche, Phasenschwankungen auf.
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Zweitens bedeutet diese Art der Auswertung, daß ein Schwingkreis
nur eine begrenzte Zahl von Taktpausen, die durch die Bandbreite des Schwingkreises
bzw. seine (dazu indirekt proportionale) Güte bestimmt ist, überbrücken kann, da
andernfalls das Ausgangssignal des Schwingkreises den genannten Amplitudenschwellenwert
unterschreitet, wodurch die Synchronisation des Regenerativverstärkers verlorengeht.
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Man kann zwar die Zahl der überbrückbaren Taktpausen vergrößern,
wenn
man die Bandbreite (GUte) des Schwingkreises entsprechend klein (groß) wählt, jedoch
nimmt dann auch seine Phasensteilheit zu und damit der Phasenfehler bei Verstimmung
der Eigenfrequenz des Schwingkreises,- z.B. infolge von Temperatureinflüssen.
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Diese Taktaussiebungseinrichtung arbeitet also nur dann zufriedenstellend,
wenn das anregende Signal in -kurzen Abständen, im Idealfall in nahezu periodischen
Abständen, auf den Schwingkreis einwirkt.
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Eine andere bekannte Taktaussiebungseinrichtung (vgl.
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D. Richman, Color-Carrier Reference Phase Synchronisation Accuracy
in NTSC Color Television, Proc. IRE, Jan. 1954, S. 112) ist ein aktiver phasengeregelter
Oszillator, der aus einem Phasenvergleicher, einem Tiefpaßfilter und einem -spannungs
gesteuerten Oszillator besteht und dessen Frequenz im aus geregelten Zustand gleich
der Codesymbolimpuls-Folgefrequenz des Digitalsignals ist. Der Phasenvergleicher
stellt die Phasendifferenz zwischen der Phase der Codesymbolimpulse des Digitalsignals
und der Phase des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators fest. Diese
Phasendifferenz wird durch eine Spannung ausgedrückt, die über das Tiefpaßfilter
als Stellspannung an den Eingang des spannungs gesteuerten Oszillators gelangt und
dessen Frequenz derart beeinflußt, daß die mittlere Phasendifferenz verringert wird.
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Eigenverstimmungen der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators,
z.B. infolge von Temperatureinflüssen, werden dadurch automatisch kompensiert.
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Diese bekannte Taktaussiebungseinrichtung arbeitet jedoch
ähnlich
wie im Fall des passiven Schwingkreises nur dann einwandfrei, wenn der Phasenvergleich
im Phasenvergleicher in nahezu periodischen Abständen vorgenommen wird, d.h. die
Codesymbolimpulse des Digitalsignals nahezu periodisch auftreten, da bei langen.
Pausen zwischen den Einzelimpulsen des Digitalsignals der Energiespeicher des Tiefpasses
sich entlädt und eine systematische Phasenabweichung vortäuscht.
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Diese systematische Phasenabweichung kann klein gehalten werden,
wenn die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters und damit die Regelzeitkonstante des gesamten
phasengeregelten Oszillators groß gemacht werden. Der Nachteil dieser Maßnahme besteht
darin, daß auch der "Fangbereich" des phasengeregelten Oszillators verringert wird,
d.h. diejenige Frequenzverstimmung, auf die noch synchronisiert werden kann, wenn
man vom nichtsynchronisierten Zustand ausgeht. Damit verbunden ist eine lange Resynchronisierzeit,
wenn der Synchronismus zwischen dem Digitalsignal und dem Signal des phasengeregelten
Oszillators einmal verlorengegangen ist.
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Der passive Schwingkreis und der phasengeregelte Oszillator der beschriebenen
bekannten Taktaussiebungseinrichtungen können als Sonderfälle eines Schmalbandfilters
angesehen werden, dessen Mittenfrequenz genau auf die Codesymbol-Folge-oder Taktfrequenz
des Digitalsignals abgestimmt ist.
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Es ist daher Aufgabe der Erfindung, bei einer Taktaussiebungseinrichtung
der eingangs genannten Art die phasenrichtige Überbrückung längerer Taktpausen bei
Übertragung eines Digitalsignals mit Folgen gleicher Codesymbole vorzunehmen, bei
denen kein Codesymbolwechsel stattfindet.
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Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Ansteuereinrichtung für das
Schmalbandfilter, die jeweils bei Auftreten bzw. Ausbleiben eines Impulses im Ausgangssignal
des Differenzierglieds oder des Empfangsfilters als Begrenzerverstärker einerseits
bzw. als Triggeroszillator zur Abgabe eines Uberbrückungsimpulses an das Schmalbandfilter
andererseits arbeitet, wobei für den Triggeroszillator die Eigenfrequenz gleich
der Mittenfrequenz des Schmalbandfilters und seine Triggerschwelle so gewählt ist,
daß die Form der Überbrückungsimpulse gleich der Form der begrenztverstärkten Impulse
des Ausgangssignals des Differenzierglieds oder Empfangsfilters ist.
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Erfindungsgemäß wird also das Schmalbandfilter nahezu periodisch
erregt, so daß sich die genannten systematischen, von der Impulsstatistik abhängigen
Phasenschwankungen stark verringern.
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Die Erfindung erstreckt sich außer auf die vorgenannten tedhnisch
wichtigsten Codes auf beliebige zwei- und dreistufige Codes. Bei den zweistufigen
Codes treten stets zwei oder mehr gleiche Codesymbole hintereinander auf, so daß
zwischen Empfangsfilter und Taktaussiebungseinrichtung ein Differenzierglied vorzusehen
ist. Bei den dreistufigen Codes ist zu unterscheiden zwischen Codes, bei denen die
+U- bzw. -U-Codesymbolimpulse als Einzelimpulse auftreten, und Codes, bei denen
wie bei den zweistufigen Codes mehrere +U- bzw. -U-Codesymbolimpulse aufeinanderfolgen
können. im ersten Fall entfällt das Differenzierglied, im zweiten Fall ist es ebenfalls
vorzusehen.
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Insbesondere ist es zweckmäßig, daß das Schmalbandfilter in an sich
bekannter Weise ein passiver Schwingkreis ist.
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Durch die Erfindung werden nachrichtenabhängige Phasenschwankungen
infolge Amplitudenschwankungen des passiven Schwingkreises und ein Synchronisationsausfall
infolge Dämpfung des Schwingkreises vermieden.
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Ahnlich ist es empfehlenswert, daß das Schmalbandfilter in an sich
bekannter Weise ein phasengeregelter Oszillator ist.
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Durch die Erfindung werden vermieden nachrichtenabhängige Phasenschwankungen
infolge Ladungsänderung des Tiefpaßfilters des aktiven, phasengeregelten Oszillators
bei Übertragung eines statistischen Digitalsignals und ein Synchronisationsausfall
beim phasengeregelten Oszillator durch Erreichung der Aussteuerungsgrenze der Regelspannung
und damit Verlassen des Haltebereiches.
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Die Erfindung wird dadurch vorteilhaft weitergebildet, daß der Ansteuereinrichtung
ein Zweiweggleichrichter unmittelbar vorgeschaltet ist.
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Auf diese Welse wird im Vergleich zur Verwendung eines Einweggleichrichters
eine doppelt so hohe Impulsdichte fUr die Beaufschlagung der Ansteuereinrichtung.erzielt,
was deren Funktionssicherheit erhöht.
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Eine bevorzugte Ausführung der erfindungsgemäßen Taktaussiebungseinrichtung
ist dadurch gebildet, daß die Ansteuereinrichtung aufweist einen invertierenden
Verstärker, dessen auch den Ausgang der Ansteuereinrichtung bildender Ausgang über
ein Verzögerungsglied mit einer Verzögerungszeit gleich
dem halben
Kehrwert der Eigenfrequenz des Triggeroszillators an den Eingang des Verstärkers
zurückgeführt ist, und einen Schalter zum Umschalten der Ansteuereinrichtung vom
Betrieb als Triggeroszillator in den Betrieb als Begrenzerverstärker und umgekehrt,
wobei der Schalter im Rückkopplungskreis des Verstärkers liegt.
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Eine ähnlich bevorzugte Ausführung besteht darin, daß die Ansteuereinrichtung
aufweist einen invertierenden Verstärker, dessen auch den Ausgang der Ansteuereinrichtung
bildender Ausgang über ein Verzögerungsglied mit einer Verzögerungszeit gleich dem
halben Kehrwert der Eigenfrequenz des Triggeroszillators an den Eingang des Verstärkers
zurückgeführt ist, und einen Schalter zum Umschalten der Ansteuereinrichtung vom
Betrieb als Triggeroszillator in den Betrieb als Begrenzerverstärker und umgekehrt,
wobei der Schalter zwischen dem Eingang des Verstärkers und Masse liegt.
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In diesem Zusammenhang empfiehlt es sich, daß der Verstärker und
der Schalter jeweils durch einen Transistor gebildet sind.
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Eine äußerst einfache Realisierung der bevorzugten Ausführung der
erfindungsgemäßen Ansteuereinrichtung wird dadurch erhalten, daß der Verstärker
ein verstärkendes NAND-Glied mit zwei Eingängen ist, von denen der eine Eingang
als Schalter wirkt.
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Schließlich ist es vorteilhaft, daß das Verzögerungsglied eine Laufzeitleitung
ist.
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Eine Laufzeitleitung zeichnet sich durch einfachen Aufbau,
geringe
Abmessung und über ihre Länge-homogen verteilte Eigenschaften aus.
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Aus der DT-AS 1 204 263 ist zwar ein Verfahren bekanntgeworden, mit
dem die Abhängigkeit der Amplitude eines Schwingkreises vom Nachrichtengehalt vermieden
wird, indem von der Folge der Taktimpulse Impulse abgeleitet und in die Lage der
aus dem Eingangssignal abgeleiteten Impulse übergeführt und nur dann an das die
Takt folge aus den abgeleiteten Eingangssignalen bildende Mittel angelegt werden,
wenn aus dem Eingangssignal kein Impuls abgeleitet werden kann. Der Schwingkreis
der bekannten Anordnung zur Durchführung des beschriebenen Verfahrens liegt in einem
Rückkopplungskreis, der neben einem hochverstärkenden Begrenzerverstärker ein Differenzierglied
enthält, das die hohen Frequenzen betont. Damit ist die Gefahr groß, daß der Schwingkreis
auch durch Rauschspitzen zu einer Eigenschwingung angeregt, d.h. instabil wird.
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Demgegenüber stellt die erfindungsgemäße Taktaussiebungseinrichtung
ein Steuersystem dar, bei dem das Schmalbandfilter, insbesondere in Form des passiven
Schwingkreises bzw.
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des aktiven phasengeregelten Oszillators, in jedem Fall die Störungen
des Signals der Ansteuereinrichtung glättet.
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Die bekannte Schaltungsanordnung weist ferner den Nachteil eines
erheblichen schaltungstechnischen Aufwandes auf: Neben zwei Laufzeitgliedern sind
drei Differenzierglieder, zwei Zweiweg- und ein Einweggleichrichter, zwei Verstärker
sowie eine monostabile Kippstufe notwendig.
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Dagegen kommt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit höchstens
einem Verzögerungsglied, einem Zweiweggleichrichter,
einem Verstärker
sowie einem Schalter aus.
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Ein anderes bekanntes Verfahren zur Verringerung der Amplitudenabhängigkeit
des Ausgangssignals des Schwingkreises sieht eine aufwendige nachrichtenabhängige
Amplitudenregelung vor: Die Amplitude des Ausgangssignals des Schwingkreises wird
erfaßt (Istwert) und mit einem Sollwert verglichen. Die Differenz zwischen Ist-
und Sollwert dient als Regelspannung für einen dem Schwingkreis nachgeschalteten
Verstärker, dessen Verstärkungsfaktor und damit Ausgangsamplitude entsprechend geregelt
wird.
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Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert.
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Es zeigen: Fig. la in Vollinie ein sich auf der Übertragungsstrecke
ausbreitendes (ideales) Digitalsignal im Binärcode und in Strichlinie das daraus
durch das Empfangsfilter des Regenerativverstärkers gewonnene Signal; Fig. lb das
durch Differentiation des Ausgangssignals des Empfangsfilters erzeugte Signal; Fig.
lc in Vollinie ein sich auf der Übertragungsstrecke ausbreitendes (ideales) Digitalsignal
im Bipolarcode und in Strichlinie das daraus durch das Empfangsfilter gewonnene
Signal; Fig. ld das Ausgangssignal des Empfangsfilters nach Fig. lc gesondert; Fig.
le in Vollinie ein auf der Ubertragungsstrecke sich ausbreitendes (ideales) Digitalsignal
in PST-Code und Ln Strichlinle das daraus durch das
Empfangsfilter
gewonnene Signal; Fig. if das durch Differentiation des Ausgangssignals des Empfangsfilters
erzeugte Signal; Fig. ig in Vollinie ein auf der Ubertragungsstrecke sich ausbreitendes
(ideales) Digitalsignal in Duobinärcode und in Strichlinie das daraus durch das
Empfangsfilter gewonnene Signal; und Fig. ih das durch Differentiation des Ausgangssignals
des Empfangsfilters erzeugte Signal; Fig. 2 das Blockschaltbild eines Regenerativverstärkers
mit einem Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Taktaussiebungseinrichtung;
Fig. 3 Signale an verschiedenen Punkten des Regenerativverstärkers von Fig. 2; und
Fig. 4a - 4e verschiedene Ausführungsbeispiele der Ansteuereinrichtung der erfindungsgemäßen
Taktaussiebungseinrichtung.
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Wie aus Fig. la, lc, le und ig ersichtlich ist, weist das auf der
Übertragungsstrecke, also in den Ubertragungsstreckenabschnitten zwischen den einzelnen
Regenerativverstärkern sich ausbreitende Digitalsignal im Idealfall unendlich steile
Flanken auf. Diesen Flanken.wird durch das Empfangsfilter 201 am Eingang jedes Regenerativverstärkers
(vgl. Fig. 2) eine endliche Steigung gegeben, wie aus dem in Stichlinie dargestellten
Signal in Fig. la, lc, le und ig erkennbar ist.
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Zur Aussiebung des Takts, d.h. der Codesymbolimpuls-Folgefrequenz,
die gleich dem Kehrwert der Dauer der Codesymbolimpulse ist, wird das Ausgangssignal
des Empfangsfilters
201 bei fast allen wichtigen Codes (ausgenommen
der Bipolarcode) durch ein Differenzierglied 202 differenziert, so daß sich die
Signale von Fig. lb, if und ih ergeben. Für den Bipolarcode wird das Differenzierglied
202 weggelassen, da das Ausgangssignal des Empfangsfilters 201 in diesem Fall nur
aus Einzelimpulsen besteht.
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Der Ausgang des Differenzierglieds 202 ist mit der eigentlichen Taktaussiebungseinrichtung
203 verbunden, an die sich ein Verzögerungsnetzwerk 204 und ein Impulsformer 205
anschließen, wobei der Ausgang des Impulsformers 205 in einen Steuereingang eines
Amplituden- und Zeitregenerators 206 führt.
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Der Ausgang des Amplituden- und Zeitregenerators 206 ist dann seinerseits
an den (n+1)-ten Übertragungsstreckenabschnitt angeschlossen.
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Die Taktaussiebungseinrichtung 203 besteht in Wirkungsrichtung nacheinander
aus einem Zweiweggleichrichter 203a, der aber auch weggelassen werden kann, wie
noch erläutert werden wird, einer erfindungsgemäß vorgesehenen Anst-euereinrichtung
203b und einem Schmalbandfilter 203c, dessen Mittenfrequenz auf die Codesymbolimpuls-Folge-
oder Taktfrequenz des Digitalsignals abgestimmt ist und das in an sich bekannter
Weise ein passiver Schwingkreis oder ein aktiver, phasengeregelter Oszillator sein
kann, wie bereits oben ausführlich abgehandelt wurde. Die Eigenfrequenz des Schmalbandfilters
203c ist also speziell gleich der Eigenfrequenz des passiven Schwingkreises bzw.
des aktiven, phasengeregelten Oszillators.
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Die Ansteuereinrichtung arbeitet einerseits bei jedem Auftreten eines
Impulses im Ausgangssignal des Differenzierglieds
202 bzw. des
Empfangsfilters 201 als Begrenzerverstärker. Andererseits gibt die erfindungsgemäße
Ansteuereinrichtung 203b immer dann einen Überbrückungsimpuls an das Schmalbandfilter
203c ab, wenn-ein Impuls im Ausgangssignal des Differenzierglieds 202 (im Fall des
Binär-, PST- und des Duobinärcodes) bzw. des Empfangsfilters 201 (im Falle des Bipolarcodes)
ausbleibt, also beim Signal von Fig. 1b in den Zeitintervallen ß t1, At2 und tStn,
in Fig. 1d in ast 1 #t2, in Fig. if in # t1", #t2", und #t3" sowie bei Fig. 1h in
3 t1?Tt, t2"' und #t3'''. In letzterem Fall arbeitet 3 also die Ansteuereinrichtung
als Triggeroszillator, wobei für den Triggeroszillator die Eigenfrequenz gleich
der Mittenfrequenz des Schmalbandfilters und seine Triggerschwelle so gewählt ist,
daß die Form der Uberbrückungsimpulse gleich der Form der begrenzt-verstärkten Impulse
des Ausgangssignals des Differenzierglieds oder Empfangsfilters ist.
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Die Signale von Fig. 1b, ld, if und ih sind im Prinzip ebenfalls
Digitalsignale, allerdings mit endlich ansteigenden Flanken, wobei durch die Behandlung
des auf der Ubertragungsstrecke sich ausbreitenden Digitalsignals mittels des Empfangsfilters
und gegebenenfalls des Differenzierglieds eine Umcodierung vorgenommen wird. Das
Ausgangssignal des Differenzierglieds 202 (in Fig. 1b, if und 1h) bzw. des Empfangsfilters
201 (in Fig. 1d) enthalten demgemäß auch Codesymbolimpulse, die sich jedoch von
denen des Digitalsignals auf der Übertragungsstrecke unterscheiden. Das Ausbleiben
eines Impulses am Ausgang des Differenzierglieds bzw. Empfangsfilters ist also gleichbedeutend
mit dem Ausbleiben eines Codesymbolimpulses der Signale von Fig. 1b, ld, if und
1h. Um jedoch keine Verwechslung mit den Codesymbolimpulsen des auf der Übertragungsstrecke
sich ausbreitenden Digitalsignals aufkommen
zu lassen, soll in
Bezug auf das Ausgangssignal des Differenzierglieds 202 bzw. des Empfangsfilters
201, das in die Taktaussiebungseinrichtung 203 eingespeist wird, nur einfach von
Impuls anstatt von Codesymbolimpuls die Rede sein.
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Die an sich bekannte Differentiation des Ausgangssignals des Empfangsfilters
201 durch das Differenzierglied 202 ermöglicht zwar, bei mehreren aufeinanderfolgenden
identischen Codesymbolimpulsen (vgl. z.B. la und Ib) die Vorder- und die Hinterflanke
dieser Codesymbolimpulsfolge für das Auslösen des Betriebs des Schmalbandfilters
(Schwingkreises oder phasengeregelten Oszillators) auszunutzen, doch versagt diese
Maßnahme für das Plateau einer derartigen Codesymbolimpulsfolge, da dann der Differentialquotient
verschwindet. Dasselbe Problem tritt auf, wenn zwischen zwei Codesymbolimpulsen
das Nullpotential erscheint (vgl. z.B. Fig. ig und ich). Diese Schwierigkeiten werden
durch die Erfindung Uberwundent da in diesen Fällen, die gleichbedeutend mit dem
Ausbleiben von Impulsen im Ausgangssignal des Differenzierglieds 202 bzw. des Empfangsfilters
201 sind, die Ansteuereinrichtung 203b als Triggeroszillator gewissermaßen "einspringt"
um das Schmalbandfilter 203c weiter zu Schwingungen anzuregen. Das soll jetzt eingehend
für den Binärcode anhand des Signaldiagramms von Fig. 3 in Verbindung mit dem Blockschaltbild
von Fig. 2 genauer erläutert werden.
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Im Blockschaltbild von Fig. 2 sind verschiedene römisehe Zahlen eingezeichnet,
die entsprechend bekannte Signale in Fig. 3 bezeichnen.
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Vom n-ten Übertragungsstreckenabschnitt gelangt ein Digitalsignal
I in das Empfangsfilter 201 am Anfang des nten Regenerativverstärkers. Das Ausgangssignal
des Empfangsfilters
201 (in Fig. 3 nicht dargestellt, aber ähnlich
dem Strichlinienverlauf in Fig. la) wird dem Differenzierglied 202 zugeführt, das
einen an sich bekannten Aufbau, z.B. als RC-Glied, hat. Am Ausgang des Differenzierglieds
202 tritt das Signal II auf. Letzteres wird in den Zweiweggleichrchter 203a geschickt,
der die erste Stufe der Taktaussiebungseinrichtung 203 ist. Der Zweiweggleichrichter
203a hat einen normalen und einen invertierenden Ausgang, wobei am normalen Ausgang
ein Signal III und am invertierenden Ausgang ein Signal III' erscheinen. Die Impulse
des Signals III liegen zwischen dem Ruhepotential Null und einem Potential A (Impulsspitze),
während die Impulse des Signals III' zwischen dem Ruhepotential Null und einem Potential
B (Impulsspitze) sich erstrecken.
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Die Signale III und IiIt dienen wahlweise als Ansteuer-oder Triggersignale
fur re Ansteuereinrichtung 203b.
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Verschiedene Ausführungebeispiele der Ansteuereinrchtung 203b werden
weiter unten eingehend beschrieben werden.
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Die Ansteuereinrichtung 203b hat eine vrigxersahwelle TS bzw. TS',
die in Fig. 3 beim Signal III und IIIX eingezeichnet ist. Sobald ein Impuls des
Signals III bzw. III' die Triggerschwelle TS bzw. TS' überschreitet, beginnt die
Ansteuereinrichtung 203b mit der Abgabe eines Rechteckimpuses IVa des Anregungssignals
IV für das Schmalbandfilter 203c (vgl. Fig. 3), der erst bei Unterschreiten der
Triggerschwelle wieder aufhört. Die Ansteuereinrichtung 203b wirkt also für die
Impulse des Signals III bzw. III' als Begrenzerverstärker.
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Die Ansteuereinrichtung 203b sendet aber auch dann einen
oder
mehrere Rechteckimpulse IVb, wenn einer oder mehrere Impulse im Signal III bzw.
III' ausbleiben, weshalb die Impulse IVb Überbrückungsimpulse genannt werden sollen.
Die Triggerschwelle TS bzw. TS' ist so gewählt, daß die begrenztverstärkten Impulse
IV1 dieselbe Form (Höhe und Dauer) wie die aber brückungsimpulse IVb haben, so daß
am Ausgang der Ansteuereinrichtung 203b das Anregungssignal IV aus einer periodischen
Folge von Rechteckimpulsen besteht, unabhängig davon, ob das aus dem Digitalsignal
I gewonnene Signal III bzw. III' selber Impulse aufweist.
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Die Ansteuereinrichtung 203b kann als mit umschaltbarer Güte angesehen
werden, nämlich mit kleiner Güte bei Einspeisung von Impulsen des Signals III vom
Differenzierglied 202 bzw. Empfangsfilter 201, da diese Impulse keine weiteren Schwingungen
zur Folge haben, und mit unendlich großer Güte bei Einspeisung des Nullpotentials
des Signals III, da dann die Überbrückungsimpulse IVb auftreten.
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An sich würde anstelle des Zweiweggleichrichters 203a ein Einweggleichrichter
genügen, in diesem Fall wäre jedoch die Anzahl der Impulse pro Zeiteinheit im Signal
III bzw. III' nur halb so groß wie in Fig. 3. Die Verwendung des Zweiweggleichrichters
203a verbessert deshalb die Funktionssicherheit der Ansteuereinrichtung 203b.
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Das Schmalbandfilter 203c besitzt im Gegensatz zur Ansteuereinrichtung
203b eine konstante Güte, so daß das Ansprechen auf die Impulse des Anregungssignals
IV träge erfolgt, wodurch die nicht genau definierten Phasen der Flanken des mit
Störungen behafteten Anregungssignals IV ausgemittelt werden.
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Durch die Maximierung des Takt informations gehalts (pro Periodendauer
der Taktwelle ein Impuls des Anregungssignals IV) des Signals II gelingt es also,
selbst längere Taktpausen ohne merkliche Phasenschwankungen zu überbrücken.
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Am Ausgang des Schmalbandfilters 203c und damit der Taktaussiebungseinrichtung
203 insgesamt tritt ein insbesondere sinusförmiges Signal V auf.
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Das Signal V wird im verzögernden oder phasendrehenden Netzwerk 204
um RC verzögert, so daß es um t verzögert als Signal VI am Ausgang des Netzwerks
204 auftritt.
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Aus den Schnittpunkten der positiven Flanken des Sig--nales VI mit
einer Amplitudenschwelle AS des Impulsformers 205 ergeben sich dann schmale Einzelimpulse,
deren Gesamtheit das Taktsignal VII bildet. Die Impulse des Taktsignals VII fallen
zeitlich mit den Maxima der Codesymbolimpulse des vom Empfangs filter 201 verarbeiteten
Digitalsignals I zusammen. Durch Koinzidenz zwischen diesen beiden Signalen wird
in an sich bekannter Weise im Amplituden- und Zeitregenerator 206 das ursprünglich
gesendete Digitalsignal I "regeneriert" in das Digitalsignal VIII, das lediglich
um < gegen das Digitalsignal I verschoben ist. Das Digitalsignal VIII wird anschließend
auf den (n+l)-ten Ubertragungsstreckenabschnitt gesendet.
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Da wegen des auf Grund der Ansteuereinrichtung 203b regelmäßigen
Verlaufs des Anregungssignals IV das Taktsignal VII aus einem Sinussignal konstanter
Amplitude, nämlich dem Signal V bzw. VI, erzeugtKwird und somit der Taktinformationsgehalt
zeitlich konstant ist, verringern sich im Vergleich zu
einer Taktaussiebungseinrichtung
ohne die erfindungsgemäße Ansteuereinrichtung 203b die systematischen Phasenschwankungen
des Taktsignals stark. Für die bereits erwähnten speziellen Realisierungen des Schmalbandfilters
203b kann deshalb die Bandbreite des Schwingkreises bzw. die Regelzeitkonstante
des phasengeregelten Oszillators auf einen mittleren Wert eingestellt werden, wodurch
die Phasensteilheit des Schwingkreises bzw. der Fangbereich des phasengeregelten
Oszillators gUnstige Werte annimmt.
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Fig. 4a zeigt das Prinzipblockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
der Ansteuereinrichtung 203b von Fig. 2.
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Diese Ansteuereinrichtung besteht im wesentlichen aus einem invertierenden
Verstärker 401, dessen normaler Ausgang 401e mit seinem Eingang über eine Laufzeit
leitung 402 mit einer Verzögerungszeit T/2 (T = Codesymbolimpulsdauer des Digitalsignals
1 (vgl Fig. 3')) verbunden ist, und einem zwischen dem Eingang des Verstärkers und
Masse liegenden Schalter 403 (außerdem abgebildete Schalter 4052 und 403" sind zunächst
wegzudenken), der durch- einen' Widerstand R zu Masse überbrückt ist. Der Verstärker
401 ist außerdem an ein Versorgungsspannungspotential +U und an Masse angeschlossen.
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Der über einen Steuereingang 403a vom Signal III bzw.
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III' angesteuerte Schalter 403 bestimmt die Triggerschwelle TS bzw.
TS' (vgl. Fig. 3).
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Die Ansteuereinrichtung von Fig. 4a arbeitet wie folgt: Es sei angenommen,
daß der Verstärker 401-gerade leitend
ist, d.h. sein Ausgang 401a
auf Massepotential liegt.
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Wenn nun das Signal III bzw. III' zur Zeit t = O die Triggerschwelle
TS bzw. TS' überschreitet, wird der Schalter 403 geschlossen, und der Ausgang 401a
des Verstärkers 40l, der zuvor auf Massepotential lag, nimmt das Vercorgungsspannungspotential
+U an. Der so entstehende positive Spannungssprung von Massepotential auf Versorgungsspannungspotential
am Ausgang 401a des Verstärkers 401 gelangt über die Laufzeitleitung 402 nach der
Verzögerungszeit T/2 auf den Eingang des Verstärkers 401 zurück. Dadurch wird der
Verstärker 4C1 leitend, so daß an seinem Ausgang wieder das Massepotential anliegt.
Es entsteht also Jetzt ein negativer Spar,nungssprung, der ebenfalls über die Laufzeit
leitung 402 rückgekoppelt wird usw.
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Solange das Signal Iii oberhalb der Triggerschwelle TS liegt, tritt
am Ausgang 81a des Verstärkers 401 das PteLn Versorgungsspannungspotential +U aur.
Das bedeutet, daß die positive Flanke des jeweiligen Rechtekimpulses IVa des Anregungssignals
IV der Ansteuereinrichtung zeitlich zusammenfällt mit dem Schnittpunkt der Yorderflanke
des betreffenden Codesymbolimpulses -des Digitalsignals I und der Triggerschwelle
des Oszillators. (Vgl. auch die Signale II3 III, IV und V in Fig. 3). Solange das
Signal III unterhalb der Triggerschwelle TS liegt, d.h., wenn Taktpausen auftreten,
schwingt die Ansteuereinrichtung als Triggeroszillator frei, da dann der Schalter
403 offen ist (vgl. das Anregungssignal IV zwischen den Zeitpunkten t = T/2 und
t = 7/2 T).
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Legt man die Triggerschwelle TS bzw. TS' auf die Höhe der halben
Amplitude der Impulse des Signals III bzw iII', so hat im Idealfall das Anregungssignal
IV am Ausgang der
Ansteuereinrichtung 203b das Tastverhältnis 1:1.
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Die in Vollinie dargestellte Lage des Schalters 403 im Ausführungsbeispiel
der Ansteuereinrichtung von Fig. 4a ist nicht zwingend. Der Schalter 403 kann stattdessen
auch die in Strichlinie abgebildeten Lagen 403" und 403" einnehmen (dabei ist der
Steuereingang 403a nicht mit eingezeichnet).
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Diese veränderte Lage des Schalters 403 hat nur insoweit Einfluß auf
den Betrieb der Ansteuereinrichtung von Fig. 4a, als das Signal III oder das Signal
III' zum Betätigen des Schalters in Frage kommt.
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Konkretere Ausführungen des Ausführungsbeispiels von Fig. 4a einschließlich
dessen Abwandlung entsprechend der Anordnung der Schalter 403' und 403" sind in
Fig. 4b - 4d zu sehen. Dabei sind in Fig 4b - 4d die Blöcke von Fig. 4a sowie sonstige
Bezugszeichen, soweit möglich, verwendet, um den Vergleich mit den grundlegenden
Ausführungsbeispielen von -Fig. 4a zu erleichtern.
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In Fig. 4a - 4d bezeichnen R1 - R3 Widerstände und T1, T2, T21 und
T21, Transistoren. Wegen der Verbindung der einzelnen Bauelemente wird auf Fig.
4b - 4d selbst verwiesen.
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Eine besonders einfache Realisierung des Ausführungsbeispiels von
Fig. 4a ist in Fig. 4e abgebildet. Dort ist der Verstärker 401 ein verstärkendes
NAND-Glied G mit zwei Eingängen, von denen ein Eingang im Ergebnis den Schalter
403 bildet. R4 bezeichnet einen Widerstand.