DE2130372A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Erzeugung von Impulsfolgen sowie diese verwendendes Speichersystem - Google Patents

Description

Mein Zeichen: P 1 229 18. Juni 1971

Anmelder: Honeywell Information Systems Inc. 200 Smith Street,
Waltham, Massachusetts, V. St. A.

Verfahren und Vorrichtung zur Erzeugung von Impulsfolgen sowie diese verwendendes Speichersystem

Die Erfindung bezieht sich auf eine Lesevorrichtung zur Verwendung bei der Codierung von digitalen Informationen, die aus einer Speichervorrichtung gelesen worden sind. Die Erfindung bezieht sich insbesondere auf eine verbesserte synchron arbeitende LesetaktvorrichtungT^die Wiedergewinnung von Informationen erleichtert, welche in einem Selbsttaktdatensignalzug enthalten sind.

Es ist bereits eine Vielzahl von Verfahren entwickelt worden, um Datensignalzüge zu verarbeiten, die von einem magnetischen Speichermedium bzw. Aufzeichnungsmedium abgeleitet bzw. gewonnen worden sind. Um eine höhere Aufzeichnungsdichte zu erzielen, sind Aufzeichnungsverfahren mit Selbsttakteigenschaften benutzt worden. Der Begriff "Selbsttakt-

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aufzeichnung" wird 3Ls Aufzeichnungsverfahren verstanden, bei dem eine digitale Information mit Synchronimpulsen codiert wird, wobei diese Synchronimpulse dann zur Decodierung der Daten auf ihr Auslesen aus dem magnetischen Aufzeichnungsmedium benutzt werden. Zu diesem Aufzeichnungsverfahren gehören die Phasencodierungsaufzeichnung und die Doppelfrequenz-Aufzeichnung.

In mit hoher Dichte arbeitenden Aufzeichnungssystemen, die diese Verfahren anwenden, werden die aufgezeichneten Datenbits einzeln verschoben, und zwar auf Grund der Wirkungen magnetischer Zusammendrängung und auf Grund des Einschiebens von Datenimpulsen zufolge der Wirkungen, die durch Ungenauigkeiten in den Lese/Schreib-Schaltungsbauelementen, Wandlertoleranzen, etc. hervorgerufen werden. Bezüglich weiterer Ausführungen zu diesen Auswirkungen sei auf den Artikel "Computer Simulation of Waveform Distortions in Digital Magnetic Recordings" von W.W. Chu in der Zeitschrift "IEEE Transactions on Electronic Computers", Volume EC-15, No. 3, Juni 1966, Seite 328 folgende, hingewiesen.

Bei Anwendung dieser Selbsttaktverfahren, wie z.B. der Doppelfrequenzaufzeichnung, ergibt sich die Forderung nach Beibehaltung einer maximalen Trennung, das ist ein halbes Bitintervall, -zwischen Synchronimpulsen und Datenimpulsen, ungeachtet der einzelnen Verschiebung dieser Impulse aus ihrer jeweiligen normalen Zeitlage heraus.

Einige Schaltungen bewirken die Beibehaltung der Trennung von Datenimpulsen und Taktimpulsen in Phasencodierungs-AufZeichnungssystemen dadurch, daß ein konstantes Bezugssignal von einem freilaufenden Oszillator abgeleitet wird,

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der auf die gleiche Frequenz synchronisiert ist wie die Signaldarstellungsdaten. Ein Nachteil dieser Schaltungsanordnung besteht jedoch darin, daß die Oszillatorfrequenz

des Oszillators sich über lange Betriebszeitspannen hinweg ändern kann. Demgemäß läßt sich die Zeitspanne zur Synchronisierung des Oszillators auf die Bezugsfrequenz nicht vorhersagen, weshalb sie demgemäß übermäßig lang wird. In entsprechender Weise ist in magnetischen Aufzeichnungssystemen, bei denen ein Lesetakt durch eine Anzahl von Synchronisierimpulsen synchronisiert wird, eine große Anzahl von Synchronisierimpulsen vor den Datenaufzeichnungen im Hinblick auf die Frequenzabwanderungsbedingungen erforderlich. Darüber hinaus .ist es schwierig sicherzustellen, daß der Synchronisationsvorgang für jede Datenaufzeichnung zu dem gleichen Zeitpunkt beginnt.

Bei anderen Systemen sind gesonderte Schaltungen zur Einstellung der Frequenz und Phase des Bezugssignals eines Lesetakts benutzt worden. · Neben dem Problem der Beibehaltung einer konstanten Frequenz ergibt sich bei diesen Lesetakten normalerweise die Schwierigkeit, daß Ausgangsimpulse erzeugt werden, ohne daß der Eingangsdatenstrom vorhanden ist. Das Vorhandensein von Taktausgangsimpulsen bei Fehlen eines DateneingangsStroms kann jedoch die zugehörige Decodiereinrichtung veranlassen, Verknüpfungssignale zu erzeugen, die für das Vorhandensein von Binärdaten Null kennzeichnend sind,

Im Zusammenhang mit der Codierung von Informationen vorgeschlagene Systeme benutzen das Doppelfrequenz-Aufzeichnungsverfahren, bei dem eine feste Zeitspanne zur Abtastung des Vorhandenseins von bedeutenden Übergängen in dem Datenstrom benutzt wird. Hierbei werden Langzeit-Frequenzänderungen mit

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Hilfe einer Anzahl von in Reihe geschalteten Integrationsschaltungen korrigiert, deren jede eine andere Zeitkonstante aufweist, um minimale und maximale Frequenzänderungen hervorzurufen. Diese Anordnungen haben sich jedoch in der Einstellung als schwierig erwiesen; sie eignen sich nicht ohne weiteres für die Erleichterung der Rückgewinnung von Daten von einem Aufzeichnungsmedium, wie einer Magnetscheibe, deren Besonderheit darin liegt,.daß die Informationen in einer Vielzahl von Spuren enthalten sind, welche an unterschiedlichen Radialpositionen auf der Scheibe vorgesehen sind, deren jede eine Anzahl von Minimum- und Maximum-Änderungen aufweist. Wenn die Anzahl der integrierten Schaltungen bzw. Integrationsschaltungen herabgesetzt wird und wenn eine Zusammenfassung mit Verzögerungsleitungen erfolgt, um die Minimum- und Maximum-Änderungen hervorzurufen, zeigen diese Schaltungssysteme keine zufriedenstellenden Ergebnisse im Hinblick auf die Anpassung an große Verschiebungen der Daten und Synchronimpulse innerhalb des Datenstroms.»

Es ist bereits an anderer Stelle (US-Patentanmeldung, Serial No. 794 576) eine Vorrichtung vorgeschlagen worden, die eine Anzahl der oben aufgeführten Nachteile vermeidet. Zu diesem Zweck benutzt die betreffende Vorrichtung eine "normalerweise umvirksame" Oszillatorschaltung. Dies bedeutet, daß die betreffende Vorrichtung eine Schaltung enthält, die extern durch Impulse des Eingangsdatenstroms erregt wird, der von dem Speichersystem aufgenommen wird. Darüber hinaus enthält diese Vorrichtung einige wenige Einstellsteuereinrichtungen, die eine bestimmte Beziehung zwischen den Impulsen des Eingangsdatenstroms und des Taktsignalzuges hervorrufen, der von einem sinusförmigen Bezugssignalzug abgeleitet ist, welcher durch die Oszillatorschaltung geliefert wird. In

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einigen Fällen, d.h. bei erheblichen Bit-Verschiebungen, hat es sich jedoch als schwierig erwiesen, ohne weiteres den Ausgangstaktsignalzug um 180° bezogen auf die Eingangs« datenstromimpulse zu verschieben und dennoch interne Schaltungsverzögerungen zu kompensieren« Eine derartige 180°-Phasenverschiebung ist dabei wünschenswert, um durch aufeinanderfolgende Taktimpulse einzelne Datenimpulse zur Decodierung zusammenzustellen. Im übrigen rufen Änderungen in der Anzahl der Eingangsimpulse Änderungen in der Amplitude des Bezugssignalzuges hervor, wodurch in gewissen Fällen eine Verschiebung der Impulse des Ausgangstaktimpulszuges hervorgerufen werden könnte.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zu Grunde, eine verbesserte Taktvorrichtung für Selbsttakt-Speichersysteme zu schaffen, und zwar für einen genauen Betrieb ungeachtet von schnellen und großen zeitlichen Störungen der den Eingangsdatenstrom bildenden Impulse.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe bei einem Verfahren zur Erzeugung erster und zweiter Taktimpulszuge von einem Eingangsdatenstrom zum Zwecke der Erleichterung der Wiedergewinnung von Informationen aus dem Eingangsdatenstrom, enthaltend Datenimpulse und Synchronimpulse, wobei die Impulse des Datenstroms vorherbestimmbaren Phasen- und Frequenzabweichungen ausgesetzt werden, erfindungsgemäß dadurch, a ) daß von diesen Impulsen ein Bezugssignalzug mit einer

Vielzahl von·Bezugspunkten erzeugt wird, b) daß die Phasendifferenz zwischen dem Signalzug und jedem Impuls der Impulse des Datenstroms an bestimmten Reihen der Bezugspunkte abgetastet wird, und zwar zur Ableitung eines Fehlersignals, das proportional der Phasendifferenz zwischen dem Signalzug und den Impulsen ist,

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c) daß die Frequenz des Bezugssignalzuges auf einen bestimmten Wert eingestellt wird, und zwar entsprechend dem Fehlersignal, zum Zwecke der Einstellung einer bestimmten Fhasenbeziehung zwischen dem betreffenden Signalzug und den genannten Impulsen,

d) daß der erste Impulszug von bestimmten Bezugspunkten des Bezugssignalzuges abgeleitet wird,

e) daß ein linearer Signalzug auf jeden Daten- und Synchronisierimpuls hin erzeugt wird und

f) daß von dem erzeugten Signalzug die Impulse des zweiten Signalzugs mit bestimmten Intervallen zwischen den Impulsen des ersten und zweiten Signalzugs erzeugt werden.

Durch die Erfindung ist ferner eine Vorrichtung zur Gewinnung eines Zeitsteuer-Signalzugs aus einem Eingangsdatenimpulsstrom geschaffen, enthaltend Daten- und Synchronimpulse, die von Signalen abgeleitet sind, welche in einem Speicher mit wahlfreiem Zugriff unter Anwendung eines Doppelungs-Aufzeichnungsverfahrens aufgezeichnet sind. Diese Vorrichtung ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet,

a) daß eine normalerweise unwirksame Resonanzeinrichtung vorgesehen ist, die den Impulsstrom für die Erzeugung eines periodischen Bezugssignals mit Bezugspunkten aufnimmt,

b) daß eine Phasenabtasteinrichtung vorgesehen ist, die den Impulsstrom aufnimmt und die mit der Resonanzeinrichtung verbunden ist, und zwar zur Abtastung der Phasendifferenz zwischen jedem Impuls der betreffenden Impulse und der Reihe der Bezugspunkte des Bezugssignals,

c) daß mit der Phasenabtasteinrichtung und der Resonanzeinrichtung eine Integrationseinrichtung in Reihe geschaltet ist, die durch die Phasenabtasteinrichtung gesteuert eine Fehlerspannung erzeugt, welche proportional der Phasendifferenz ist, und eine Korrekturvorspannung zur Einstellung

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der Frequenz der Resonanzeinrichtung auf einen bestimmten Wert erzeugt, um eine bestimmte Phasenbeziehung zwischen den Impulsen des Datenstroms und dem Bezugssignal hervorzurufen

d) daß Einrichtungen vorgesehen sind, die auf jeden Impuls des DatenimpulsStroms hin einen linearen Spannungssignalzug erzeugen,

e) daß eine veränderbare Schwellwertschalteinrichtung vorgesehen ist, die den linearen Signalzug aufnimmt und Impulse des Datensignalzugs abgibt, welche entsprechend einem ausgewählten Schwellwertpegel des Spannungssignalzugs zu verzögern sind, und

f) daß eine Detektoreinrichtung vorgesehen ist, die die Impulse des Zeitsteuer-Impulszuges mit einer bestimmten Phasenbeziehung zu dem Datenimpulszug von bestimmten Bezugspunkten der abwechselnd auftretenden Bezugspunkte des sinusförmigen Bezugssignals ableitet.

Gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist eine LesetaTctvorrichtung mit einer Oszillatorschaltung geschaffen, die einen sinusförmigen Bezugssignalzug liefert und die normalerweise unwirksam ist. Dies bedeutet, daß diese Oszillatorschaltung nur dann arbeitet, wenn sie extern durch den codierten Selbsttakt-Datensignalzug erregt wird, der einen Datenstrom darstellt. Dieser Datenstrom ist dabei auf das Lesen einer Information von einem magnetischen Speichersystem her erzeugt worden.

Der Lesetaktteil umfaßt ferner Schaltungen, die die Phase abtasten und die die Frequenz der Oszillatorschaltung im Verhältnis der Phasendifferenz zwischen der durch die Oszillatorschaltung erzeugten Bezugssignalfolge und den geformten Impiilsen des Eingangsdatenstroms einstellen, und

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zwar derart, daß zwischen den betreffenden Impulsen eine bestimmte PhasenbeZiehung beibehalten bleibt» Die Phasenabtastung erfolgt dabei nur zum Zeitpunkt des Auftretens der geformten Datenimpulse„ Hierdurch v/ird eine verbesserte Abtast- und Halteoperation zwischen aufeinanderfolgenden Phassnabtastungen erzielt.

Die bereits erwähnte bestimmte Zeitbeziehung wird dabei durch eine Generatorschaltung bewirkt, die einen linearen Signalzug erzeugt, der zur Ableitung von Impulsen von dem Datenimpulsstrom " mit einer bestimmten Beziehung der von dem sinusförmigen. Bezugssignalzug abgeleiteten Taktimpulse dient. Diese Anordnung erleichtert die Erzielung der 18O°-Phasenbeziehung zwischen den Impulsen des schließlich erzielten Datensignalzugs und den Impulsen des Ausgangs-Taktsignalzugs in Bezug auf den Bezugssignalzug.

Die Lesetaktvorrichtung enthält im einzelnen Schaltungen, die Taktausgangsimpulse von bestimmten Reihen von Durchlaufpunkten des sinusförmigen Bezugssignalzugs erzeugen. Gleichzeitig werden die Ausgangsimpulse des sich ergebenden Datenstroms abgeleitet,.indem zunächst ein linearer Signalzug von jedem Impuls der Impulse des Eingangsdatenstroms abgeleitet wird, und zwar dadurch, daß diese Datenstromimpulse durch ein Sägezahn-Monoflop geleitet werden. Der lineare Signalzug wird dann einem veränderbaren Schwellwertschaltkreis zugeführt. Durch Einstellen des Schwellwerts dieses Schaltkreises können die Impulse des sich ergebenden Datenstroms ohne weiteres eine bestimmte Phasenlage in Bezug auf die

Impulse des Ausgangstaktsignalzuges erhalten, der von den Bezugspunkten des sinusförmigen Signalzugs geliefert wird. Demgemäß läßt sich eine i80°-Phasenverschiebung zwischen den Impulsen des sich ergebenden Datenstromsignalzugs und dem

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Ausgangstaktsignalzug ohne weiteres erreichen, indem zunächst eine derartige Einstellung vorgenommen wird, ohne daß damit die Amplitude oder sonstige Eigenschaften des Oszillatorschaltungs-Bezugssignalzuges beeinflußtwerden.

Gemäß einem Merkmal wird bei der Lesetaktanordnung eine Abtastschaltung benutzt, die nur während des Vorhandenseins von Eingangsimpulsen aktiv bzw. wirksam ist, welche die Speicherung von Phasenfehlersignalen während einer bestimmten Zeitspanne ermöglichen. Ein weiteres Merkmal der Lesetaktanordnung besteht darin, daß die Einstellungen der Oszillatorschaltung bei einem kritisch gedämpften Wert erfolgen. Gemäß einem weiteren Merkmal der Lesetaktanordnung hört die Lieferung von Zeitsteuer- bzw_e Taktimpulsen automatisch auf, wenn eine bestimmte Anzahl von Impulsen nacheinander in dem Eingangsdatenstrom nicht vorhanden ist oder wenn die Impulse des Eingangsdatenstroms in der Phase gegenüber dem sinusförmigen Signalzug um eine bestimmte Größe verschoben sind.

Gemäß einem noch weiteren Merkmal der Erfindung enthalten das Sägezahn-Monoflop und der Schaltkreis komplementäre Transistorkreise, durch die die Kompliziertheit der Gesamtschaltung herabgesetzt wird.

Gemäß einem noch weiteren Merkmal der Erfindung enthält die Lesetaktvorrichtung bzw. -anordnung ferner eine Schaltung, die eine Impulsformung der Impulse des Eingangsdatenstroms entsprechend einem Gaußschen Signalzug bewirkt, und zwar zur Sicherstellung eines genauen, zuverlässigen Betriebs einer Oszillatorschwingschaltung.

An Hand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert.

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Fig. 1 zeigt in einem vereinfachten Block- und Leitungsdiagramm einen Scheibenspeicher sowie Teile einer Steuereinheit, die eine bevorzugte Ausführungsform der Lesetaktvorrichtung gemäß der Erfindung enthält. Fig. 2 zeigt eine Reihe von Impulsdiagrammen, die zur Erläuterung des Betriebs der Lesetaktvorrichtung gemäß Fig. 1 benutzt werden.

Fig. 3 zeigt in einem Blockdiagramm eine Informationswieder-• gewinnungslogik der Vorrichtung gemäß Fig. 1 zur Ableitung von Informationen aus dem codierten Selbsttaktsignalzug an Hand der Daten- und Taktausgangssignale der Lesetaktvorrichtung.

Im Zusammenhang mit Fig„ 1 wird die Erfindung nachstehend im Hinblick auf eine an sich bekannte Magnetscheiben-Speichervorrichtung 10 beschrieben, die eine Anzahl von Magnetaufzeichnungsscheiben sowie einen Zugriffsmechanismus mit Lese/Schreibschaltungen enthält, mit deren Hilfe entweder Informationen in irgendeiner Spur auf der Scheibenfläche gelesen oder geschrieben werden. In diesem Zusammenhang sei angenommen, daß die Scheibenvorrichtung bzw. Speichervorrichtung 10 Informationen unter Anwendung des oben erwähnten Doppelfrequenz-Aufzeichnungsverfahrens trägt.

Die Vorrichtung. 10 enthält, wie bereits angedeutet, her- W kö'mmliche Schreib/Lese-Schaltungen (nicht gezeigt). Die Schreibschaltung setzt das jeweilige Signal in ein analoges Signal um, das auf der Scheibenoberfläche aufgezeichnet wird; die Leseschaltung setzt das jeweilige ermittelte analoge Signal in ein digitales Signal um. Das jeweilige digitale Signal, das von der Leseschaltung abgegeben wird, wenn eine Information von einer Spur der Scheibenvorrichtung 10 gelesen worden ist, im folgenden als Datenstrom bezeichnet, stellt einen digitalen Selbsttaktsignalzug dar, der aus Taktimpulsen und Datenimpulsen besteht. Wie in Fig. 1 dargestellt, wird der

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-ff

Datenstromsignalzug über eine Dateneingangsleitung 20 einer Lesetastschaltung 100 und einer Datenbereitsstellunglogik 300 zugeführt, die als Teil der Steuerlogik für den Scheibenspeicher 10 vorgesehen ist.

Der auf der Leitung 20 auftretende Datenstrom wird zunächst einer monostabilen Kippschaltung 102 zugeführt, zu der in Reihe eine Emitterfolgerschaltung 103 liegt. Die monostabile Kippschaltung 102, die von herkömmlichem Aufbau ist, wird durch die Vorderflanke jedes Impulses des Datenstromes getriggert bzw. ausgelöst und liefert Ausgangsimpulse gleichmäßiger Breite. Die Breite dieser Ausgangsimpulse ist dabei unabhängig von der Breite der Eingangsimpulse. Die Emitterfolgerschaltung 103, die ebenfalls von herkömmlichem Aufbau int, liefert den erforderlichen Treiberstrom in dem hier interessierenden Frequenzbereich "(von z.B« 5 MHz), und zwar durch Abgabe von Impulsen mit sehr schnellen bzw. kurzen Anstiegszeiten.

Die Emitterfolgerschaltung 103 gibt die Impulse des Datenstroms an eine monostabile Sägezahngeneratorschaltung 106 über eine Leitung 105 und über eine Leitung 104 an ein Filternetzwerk 180 ab.

Die Reihe der Schaltungen, zu denen der Sägezahngenerator 106, ein veränderbarer Schwellwertpegeldetektor 140 und ein Schaltkreis 160 gehören, verarbeitet die hier beschriebenen Datenstromimpulse und liefert einen Datenimpulsstrom als Eingangssignal an eine Datenwiederbereitstellungslogik 300.

Im einzelnen enthält die monostabile Sägezahn- bzw. Kippgeneratorschaltung 106 zwei komplementäre Transistoren 124 und 128, die in Kollektorgrundschaltung bzw. in Emittergrundschaltung

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betrieben sind. Beide Transistoren 124 und 128 sind normalerweise leitend. Bei Fehlen eines Eingangssignals auf der Leitung 105 wird insbesondere durch die von einer Spannungsquelle -V abgegebene Spannung eine Diode 108 in Rückwärtsrichtung vorgespannt, während eine Diode 114 durch Abgabe einer negativen Spannung über eine Impedanz 114 in Durchlaßrichtung vorgespannt ist. Zu diesem Zeitpunkt wird durch die Spannungsquelle +V eine Diode 116 in Sperrichtung vorgespannt. Demgemäß wird eine negative Spannung an die Basis des Transistors 124, der vom pnp-Leitfähigkeitstyp/ angelegt, woraufhin dieser Transistor 124 leitend wird. Im leitenden w Zustand vermindert der Transistor 124 den Pegel der durch · die Spannungsquelle +V über eine Impedanz 126 gelieferten positiven Spannung und bewirkt die Entladung eines Kondensators 125 f der mit der Emitterelektrode des betreffenden Transistors verbunden ist, auf etwa 0 Volt.

Der die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 124 durchfließende Strom gelangt zur Basis des Transistors hin, der vom npn-Leitfähigkeitstyp ist. Ferner fließt der betreffende Strom durch einen Widerstand 132 zu der Spannungsquelle -V hin. Der Spannungsabfall an dem Widerstand 132 senkt den Pegel der der Basis des Transistors 128 zugeführten negativen Spannung ab, wodurch dieser Transistor

leitend wird. Der Strom fließt von der positiven Spannungsklemme +V über den Kollektorwiderstand 120, die Emitter-' Kollektor-Strecke des Transistors 128 und den Emitterwiderstand 136. Dadurch steigt der Wert der positiven Spannung an dem Emitter an, der im übrigen auf einen Wert einer negativen Spannung festgehalten bzw. begrenzt wird, die durch eine in der dargestellten Weise angeschlossene ZENER-Diode 134 bestimmt ist. Eine der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 128 in der dargestellten Weise parallelgeschaltete Diode

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begrenzt die Höhe der an der Basis des betreffenden Transistors liegenden negativen Spannung.

Der Kollektor des Transistors 128 ist ferner über in Durchlaßrichtung vorgespannte Dioden 118 und 108 mit der Eingangsleitung 105 verbunden. Zwei Kondensatoren 112 und 122 verhindern das Auftreten von Störsignalen an ihren SpeisespanmungsklemmeÄ. Das Ausgangssignal des monostabilen Kippgenerators 106 wird über eine Eingangsleitung 138 der veränderbare» Schwellwertpegel-Detektorschaltung 140 zugeführt.

Die Detektorschaltung 140 enthält zwei Transistoren 142 und vom »pn-Leitfähigkeitstyp. Diese beiden Transistoren sind als Stromschalter geschaltet, wobei die Emitterelektroden der betreffenden Transistoren gemeinsam an eine Stromquelle angeschlossen sind, enthaltend einen Emitterwiderstand 146 und eine negative Spannungsquelle -V. Die Basis des normalerweise leitenden Transistors 142 erhält das Ausgangssignal des Generators 106 über die Eingangsleitung 138 zugeführt. Der Transistors 144, der durch den Transistor 142 im nichtleitenden Zustand gehalten wird, ist mit seiner Basis an einer Spannungsquelle +V angeschlossen. In dieser Verbindung liegt eine veränderbare Impedanz 150, die den Eingangsspannungs-Schwellwertpegel festlegt, bei demdsr Transistor leitet. Die Kollektoren beider Transistoren 142, 144 sind in der dargestellten Weise mit der Spannungsquelle bzw. -klemme +V verbunden. Der Detektor 140 ist vom Kollektor des Transistors 144 aus über eine Ausgangsleitung 152 mit dem Schaltkreis verbunden.

Der Schaltkreis 160 enthält zwei komplementäre Transistoren 168 und 172, die in Basisgrundschaltung bzw. Emittergrundschaltung geschaltet sind. Die beiden Transistoren 168 und 172,

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von denen der Transistor 168 vom pnp«rLeitfähigkeitstyp ist, während der Transistor 172 vom npn-Leitfähigkeitstyp ist, sind normalerweise im nichtleitenden Zustand. Der Transistor 168 ist dabei insbesondere bei Fehlen einer Ausgangsspannung von dem Detektor 140 her mit seiner Emitter-Basis-Strecke in Sperrichtung vorgespannt, und zwar durch ein Netzwerk, welches eine positive Speisespannungsklemme +V und eine in der dargestellten Weise damit verbundene " Diode 164 enthält. Im nichtleitenden Zustand gibt der. Kollektor des Transistors 168 keinen Speisestrom an die Basis des Transistors 162 und einen Eingangswiderstand 170 fe ab, der zwischen der betreffenden Basis und Erde geschaltet ist, Bei Fehlen eines Basisstroms verbleibt der Transistor 172 im nichtleitenden Zustand.

Der Transistor 172, der vom npn-Leitfähigkeitstyp ist, ist mit seinem Kollektor über einen Lastwiderstand 174 an der positiven Speisespannungsklemme +V1 angeschlossen, während sein Emitter über einen Emitterwiderstand 176 geerdet ist. Der Transistor 172 des Schaltkreises 160 gibt eine an dem Emitterwiderstand 176 sich ausbildende Spannung an die Datenwiederbereitstellungslogik 300 ab, und zwar über eine mit Datenausgabe bezeichnete Leitung,

" Wie zuvor erwähnt, wird das auf der Leitung 104 auftretende Ausgangssignal einem Filter 180 zugeführt, das eine Spule und einen Kondensator 184 enthält. Diesem Filter ist eine Emitterfolgerschaltung 190 in Reihe geschaltet. Das LC-Filter 180 bewirkt eine Umformung der Rechteckimpulse in einen Gaußsehen Signalzug, wodurch Oberwellen vermieden sind, die die Resonanzschwingschaltung 280 zum Schwingen bringen könnten.

Die Emitterfolgerschaltung 190 bewirkt eine Trennung zwischen der Leitung 188 und der Resonanzschwingschaltung 280; sie

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enthält einen Transistor 192 vom npn-Leitfähigkeitstyp, der mit einem Spannungsteilernetzwerk verbunden ist, das aus Reihenimpedanzen 198 und 200 besteht. Das Spannungsteilernetzwerk bewirkt eine Amplitudenbegrenzung des Spannungssignalzugs, der als Ausgangssignal an die Leitung 204 abgegeben wird. Auf diese Weise werden die Möglichkeiten der Verzerrung des sich an dem Resonanzschwingkreis 280 ausbildenden Signals vermindert.

Die auf der Leitung 204 auftretenden geformten Impulse werden wechselstromgekoppelt als Eingangssignal den Bereichen einer Schleife 203 zugeführt. Insbesondere werden diese Impulse dabei einer Phasenabtastschaltung 210 und der Resonanzschwingschaltung 280 zugeführt. Die Schleife 203 enthält in Reihe geschaltet die Phasenabtastschaltung 210, einen ersten Integrator 240, einen Verstärker 250, einen zweiten Integrator 270, die Resonanzschwingschaltung 280 und einen Emitterfolger 285·

Das auf der Leitung 204. auftretende Ausgangssignal wird im einzelnen über Kondensatoren 206 und 203 der Primärwicklung eines Phasentransformators 212 sowie einem Verbindungspunkt 281 zugeführt. Das von dem Transformator 212 aufgenommene Eingangssignal wird über dessen Sekundärwicklung sowie über zwei Impedanzen 214 und 216 an einBriiiiennetzwerk abgegeben, welches die in der dargestellten Weise geschalteten Dioden 220, 222, 224 und 226 enthält.

Ein Kondensator 232 liefert als zweites Eingangssignal an die Phasenabtastschaltung 210 einen sinusförmigen Bezugssignalzug, der durch die geformten Impulse geliefert wird, die dem Resonanzschwingkreis 280 an einem Verbindungspunkt der Phasenabtastschaltung 210 zugeführt worden sind. Der Bezugssignalzug wird durch die Impulse erzeugt, . die über den Kondensator 208 geliefert werden und die den Resonanz-

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schwingkreis in Schwingungen versetzen. Dieser Signalzug wird dabei auf einer konstanten Amplitude während des fortwährenden Auftretens des Impulsstrcms mit bestimmten

Zeitabständen voneinander beibehalten. Während des normalen Betriebs des Schwingkreises 280 bewirkt das Fehlen von Impulsen in dem Eingangsdatenstrom eine Verminderung der Amplitude des Signalzugs, Diese Amplitudenverminderung wird in einer nachstehend näher beschriebenen Weise ermittelt.

Der Koppelkondensator 232 liefert stets einen sinusförmigen Schwingkreis-Bezugssignal zug an die Phasenabtastschaltung 210, Die Phasenabtastschaltung 210 wird durch den über den Kondensator 206 zugeführten geformten Eingangsimpuls veranlaßt, die Phasendifferenz zwischen den geformten Impulsen und dem sinusförmigen Bezugssignalzug zu ermitteln bzw, abzutasten» Durch die geformten Impulse wird im Besonderen das Brückennetzwerk eingeschaltet, weshalb ein Strom, durch einen Widerstand 242 und in oder aus einem Kondensator 244 der Integratorschaltung 240 fließt. Ob der betreffende Strom in oder aus dem betreffenden Kondensator fließt, hängt von der Phasenbeziehung zwischen dem sinusförmigen Bezugssignalzug und dem geformten Impuls ab. Dieser Betrieb wird nachstehend noch näher beschrieben werden.

Das Ausgangssignal der Integratorschaltung 240 wird über eine Leitung 246 abgegeben, welche über eine Impedanz 252 mit einem Spannungsverstärker 250 herkömmlicher Ausführungsform verbunden ist. Der Spannungsverstärker bzw, die Spannungsverstärkerschaltung 250 kann die Form von Schaltungen besitzen, wie sie an anderer Stelle näher beschrieben sind (z.B. von der Fairchild Semiconductor Corporation unter der Bezeichnung yuA702 High Gain Wide Band DC Amplifier, Februar 1966),

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Der Verstärker 250 nimmt als zweites Eingangssignal eine Bezugsspannung V auf, die über eine Leitung 253 zugeführt wird. Eine veränderbare Impedanz 266 kann dabei so eingestellt sein, daß ein bestimmter Spannungspegel von einem Spannungsteilernetzwerk erhalten wird, welches die positiven und negativen Speisespannungsklemmen +V, -V, die Klemmdiode und die Impedanzen 288, 267 und 264 in der geschalteten Weise enthält. Der Spannungspegel wird dabei so gewählt, daß unter Erzielung von Schaltungsverzögerungen in der Schleife 203 eine bestimmte Phasenbeziehung mit dem sinusförmigen Bezugssignalzug und den geformten Impulsen erzielt wird.

Die verstärkte Ausgangsspannung der Verstärkerstufe bzw. des Verstärkers 250 wird über eine Leitung 260 als ein Eingangssignal einem Element einer zweiten Integratorschaltung zugeführt. Wie dargestellt _y enthält die zweite Integratorschaltung 270 einen Widerstand 272 in Reihe mit einem Kondensator 274. Die andere Belegung des Kondensators 274 ist dabei mit einem Verbindungspunkt 275 verbunden, an welchem ein Kondensator 277, ein Widerstand 276 und eine ZENER-Diode 278 gemeinsam angeschlossen sind. Die Spannungsquelle +V gibt eine Gleichvorspannung an die Kathode einer Varactordiode VC ab, und zwar über einen Widerstand 276 und die Reihenspulen 282 und 283. Die Ausgangsleitung 271 des Integrators 270 führt zu der Anode der Varactordiode VC des Resonanzschwingkreises hin.

Wie dargestellt, weist der Resonanzschwingkreis 280 zwei Zweige auf, deren erster die veränderbare Induktivität bzw. Spule 282 in Reihe mit einer festen Spule 283 enthält und deren anderer die Varactordiode VC enthält. Der Kondensator leitet jegliche Störsignale von der Speisespannungsquelle +V ab.

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Die Kapazität des Varactors VC und die Induktivität der

Spulen 282 und 283 legen die Arbeitsfrequenz des Schwingkreises 280 fest.

Wie zuvor erwähnt, bewirken die dem Verbindungspunkt 281 zugeführten geformten Impulse eine Aktivierung bzw, ein Anstoßen des Schwingkreises 280, der dadurch den sinusförmigen Bezugssignalzug mit der Arbeitsfrequenz erzeugt. Der Schwingkreis 280 kann als ein Element betrachtet werden, das die zugeführten geformten Impulse absorbiert, so daß lediglich der sinusförmige Bezugssignalzug an dem hochohmigen Eingang der Emitterfolgerschaltung 285 auftritt. Der Emitterfolger bzw, die Emitterfolgerschaltung 285 gibt den Signalzug an die Phasenabtastschaltung 210 und an einen Durchlaufdetektor 290 ab.

Der am Ausgang des Emitterfolgers 285 auftretende sinusförmige Signalzug wird dabei im einzelnen über einen Kondensator 287 wechselstrommäßig dem 'Durchlaufdetektor 290 zugeführt. Wie dargestellt, enthält der Detektor 290 bzw, die Durchlaufdetektorschaltung 290 zwei Transistoren 292 und 294 vom npn-Leitfähigkeitstyp, Diese beiden Transistoren sind mit ihren Emitterelektroden gemeinsam über eine Impedanz

297 an eine negative Spannungsklemme -V bzw, an eine entsprechend bezeichnete Spannungsquelle angeschlossen. Die Basen der Transistoren 292 und 294 sind über einen Widerstand

298 miteinander verbunden. Durch die Spannungsquelle -V wird eine negative Vorspannung über einen Widerstand 291 in Reihe mit einer Klemmdiode 293 abgegeben. Die Kollektoren der Transistoren 292, 294 sind, direkt bzw, in der dargestellten Weise mit der positiven Spannungsquelle bzw, -klemme +V verbunden. Bei Fehlen eines Signals an der Basis des Transistors 292 ist der Transistor 294 leitend, wodurch

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der Transistor 292 im nichtleitenden Zustand ist. Der Spannungsabfall an dem Lastwiderstand 295 senkt den Spannungspegel, der an eine Ausgangsleitung 296 abgegeben wird, auf einen Wert von etwa O Volt,

-Der Durchlaufdetektor 290 ist durch die Spannung -V so vorgespannt, daß er nur dann getriggert bzw, ausgelöst wird, wenn die Transistoren eine positive Spannung liefern. Wenn die Triggerung erfolgt, wird der Transistor 292 leitend, wodurch der Transistor 294 in den nichtleitenden Zustand umgeschaltet wird. Wenn dies erfolgt, steigt die auf der Ausgangsleitung 296 auftretende Kollektorspannung von 0 Volt auf den Wert der positiven Speisespannung +V an. Der Detektor 290 gibt diese Spannungsänderung an eine Emitterfolgerschaltung 299 ab, die ihrerseits einen Taktausgangssignalzug als zweites Eingangssignal an die Datenwiedergewinnungslogik 300 abgibt.

Bezugnehmend auf Fig. 3 sei nunmehr die Datenwiederbereitstellungs— bzw. Datenwiedergewinnungslogik 300 näher beschrieben. Die Datenwiederbereitstellungslogik 300 spricht auf die Taktausgangsimpulse und Datenausgangsimpulse an, die von der Lesetaktschaltung 100 geliefert werden; sie erzeugt daraufhin Steuersignale, welche die Intervalle bzw, Zeitspannen festlegen, vährend welcher die Datenimpulse des Eingangsdatenstroms bezüglich des Inhalts abzutasten sind (d.h. in Binärzeichen 1 und 0 decodiert werden).

Wie dargestellt, enthält die Datenwiederbereitstellungslogik 300 eine Datenregisterlogik 302 und eine Datentrennlogik 350. Die Datenregisterlogik 302 bestimmt, ob der Dateneingangsstrom Binärinformationen 1 oder 0 enthält.

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Wie dargestellt, enthält die Datenregisterlogik 302 eine Verriegelungslogikschaltung DIT, die als Block 304 dargestellt ist und die mit einem Flipflop 0IC in Reihe geschaltet ist. Das Flipflop oIC und die zugehörige Eingangsgatterlogikschaltung sind als Block 314 dargestellt. Die von der Lesetaktschaltung 100 herführenden Datenausgabe- und Taktausgabeleitungen sind individuell zu den einzelnen Blöcken 302 und 314 in der dargestellten" Weise hingeführt.

Die den Binärzeichen 1 und 0 entsprechenden Ausgangssignale des Flipflops 0IC werden zwei Verstärkergattern 344 und 346 zugeführt. Diese Verstärkergatter sind ferner über eine Signalleitung mit der monostabilen Kippschaltung 344 verbunden, die durch Impulse des Taktausgangssignals der Lesetaktschaltung 100 getriggert bzw. ausgelöst wird.

Die Datentrennlogik 350 bewirkt eine Trennung der Ausgangssignale der Datenregisterlogik 302 in Taktsignale und Datensignale. Die Taktsignale und die Datensignale werden über zwei Gruppen von Leitungen, die mit Daten "1", Daten "0" und Sync "1", Sync "0" bezeichnet sind, an eine nicht näher dargestellte Hilfslogik hingeführt. Wie dargestellt, enthält die Trennlogik 350 ein Flipflop DS mit zugehörigen Eingangs-UND-Verknüpfungsgattern 354 und 356, die innerhalb des Blockes 352 dargestellt sind. Die zugehörigen 0- und 1-Ausgänge und die Ausgänge der Verknüpfungsglieder 344 und 346 sind an zwei Datenverstärkergatter 360, 362 sowie an zwei Taktverstärkergatter 370, 372 angeschlossen.

Im folgenden sei die Arbeitsweise der in Figuren 1 und 3 dargestellten Anordnungen unter Bezugnahme auf die in Fig.2 dargestellten Impulsdiagramme näher erläutert. In Fig. 2 zeigt der Impulszug (b) einen typischen Datenstrom, bestehend aus Synchronimpulsen und Datenimpulsen S bzv. D nach der

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Verarbeitung durch eine monostabile Daten-Kippschaltung 102 und einen Emitterfolger 104 zur Abgabe von Impulsen fester Breite,

Die Synchronimpulse S des Impulszuges (b) legen die Grenzen eines Bitintervalls oder einer Zelle fest. Bei den dargestellten Signalzügen treten diese Impulse normalerweise in Intervallen von 400 Nanosekunden auf. Die Datenimpulse D treten, wie dargestellt, normalerweise in der Mitte der Bitintervalle auf_β Die Änderungen der in dem Impulszug (b) dargestellten Zeitintervalle zeigen angenommene Änderungen in der Frequenz und Phase der Impulse zur Veranschaulichung der Ausführungsform an. So umfassen die dargestellten Werte insbesondere eine Frequenzänderung in einer Richtung von 3% und eine maximale Phasenänderung von 25% innerhalb einer Periode, Die Periode ist hier als das Zeitintervall zwischen der Vorderflanke eines Datenimpulses D und der Vorderflanke eines Synchronimpulses S festgelegt. Dieses Zeitintervall beträgt normalerweise 200 Nanosekunden.

Wie aus Fig. 2 hervorgeht, ist die maximale Verschiebung, die entweder ein Synchronimpuls oder ein Datenimpuls erfährt, dann gegeben, wenn ein Synchronimpuls auf einen

Datenimpuls folgt, der jedoch nicht von einem Datenimpuls gefolgt wird. Dies führt zur Verschiebung des Synchronimpulses zu dem folgenden Synchronimpuls hin, und zwar auf Grund der ImpulszusammendrängungsWirkungen, Das maximale Intervall, das normalerweise 200 Nanosekunden beträgt, überschreitet nicht 240 Nanosekunden, und das minimale Intervall, das normalerweise 400 Nanosekunden beträgt, ist nicht kürzer als 320 Nanosekunden.

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Nunmehr sei angenommen, daß der Resonanzschwingkreis 280 bei seiner Arbeitsfrequenz (von z.B. 5 MHz) betrieben wird und an seinem Ausgang 284 das in Fig. 2 als Signalzug (a) dargestellte sinusförmige Bezugssignal mit einer Amplitude M liefert.

Während des obigen Betriebs hat die Phasenabtastschaltung das zeitliche Auftreten der entsprechend einer Gaußschen Kurve geformten Impulse am Filterausgang entsprechend dem Signalzug (c) in Bezug auf die Nulldurchgangspunkte des ψ sinusförmigen Signalzugs (a) verglichen, und zwar für die Ableitung bzw„ Gewinnung einer Spannung, die proportional der Phasendifferenz zwischen diesen Impulsen und Punkten ist. Die Phasenabtastschaltung bzw. der Phasenabtaster 210 arbeitet dabei insbesondere im Bereich einer Nulldurchlaufkennlinie, und zwar insbesondere um die Nulldurchlaufpunkte des sinusförmigen Signalzugs (a).

Die Phasenabtastschaltung 210 bewirkt im übrigen, was weit wichtiger ist, eine Abtastung des sinusförmigen Bezugssignals lediglich während einer Zeitspanne, die durch das Vorhandensein eines geformten Impulses an ihrem Eingangstransformator 212 k festgelegt ist. ¥enn ein geformter Impuls den Nulldurchgangspunkt symmetrisch durchläuft (das heißt in genauer 90°-Phasenverschiebung ist), liefert demgemäß die Phasenabtastschaltung 210 ein Ausgangssignal, das die gleiche Lage und negative Teile aufweist. Dieses Signal wird an einen Integrator 240 abgegeben, der eine Summierung oder - Ausmittelung auf Null Volt vornimmt. Geringe Verschiebungen in den relativen Phasen der beiden Signale bewirken eine Änderung des Ausgleichs zwischen positiven und negativen Teilen,die während des Auftretens von Impulsen des Signalzugs (c) vorhanden sind, so daß dann, wenn eine Summierung durch den Integrator 240 erfolgt, ein positives oder negatives Gleichspannungs-

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Fehlersignal abgegeben wird, dessen Höhe proportional der Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen ist und dessen

Polarität die Richtung der Verschiebung anzeigt· Die Zeitkonstante des Integrators 240 ist dabei so gewählt, daß er gleiche Größen in positiver und negativer Richtung unter Lieferung von Null Volt integriert, wenn die beiden Eingangssignalzüge in der richtigen Phasenlage sind.

Zurückkommend auf Fig. 2 sei bemerkt, daß die ersten beiden geformten Impulse des Signalzugs (c) , die mit 40a und 40b bezeichnet sind, von dem ersten Synchronimpuls S und dem Datenimpuls D des Impulszugs (b) abgeleitet sind, und gleichmäßig den ersten positiven und den zweiten negativen Nulldurchlauf des Signalzugs (a) umfassen, wie sie mit 20a und 21b bezeichnet sind. Zusätzlich zur Abgabe von Energie an den Resonanzschwingkreis 280 bewirkt jeder Impuls der Impulse 40a, 40b, daß die Phasenabtastschaltung 210 gleiche positive und negative Teile des sinusförmigen Signals abtastet. Demgemäß werden Ströme gleicher Größe in den Integratorkondensator 244 fließen, wodurch der Integrator 240 veranlaßt wird, über die Leitung 246 eine Null-Fehlerspannung abzugeben, die einem Teil 80a des Signalzugs (g) gemäß Fig. 2 entspricht.

Der Null-Spannungspegel wird dem Invertereingang (-) des Verstärkers 250 zugeführt, der seinerseits eine Null-Fehlerspannung abgibt, wie dies der Signalzug (h) in Fig. 2 veranschaulicht. Dieser Spannungspegel wird dem Integrator 270 über die Leitung 260 zugeführt« Der Integrator integriert mit einer bestimmten Exponentialgeschwindigkeit jegliche Spannungsänderung, wodurch im obigen Fall eine Null-Fehlerspannung abgegeben wird, wie dies der Signalzug (i) erkennen läßt. Diese Fehlerspannung wird der Anode der Varactordiode VC von dem Verbindungspunkt 271 her zugeführt.

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Es sei bemerkt, daß der Signalzug (i) auf einen Nennwert einer Sperr-Bezugsvorspannung angegeben ist. Diese Bezugsspannung entspricht in der Größe der Differenz zwischen den Gleichspannungen an den Verbindungspunkten 271 und 281 (das ist die Vorspannung an der Diode VC). Im vorliegenden Fall, in welchem kein Fehler vorhanden ist, kann die Spannungsquelle +V als Element angesehen werden, das lediglich die negative Bezugsgleichspannung an die Varactordiode VC abgibt. Gleichzeitig hält der Kondensator 277 den Verbindungspunkt wechselstrommäßig auf Null Volt. Demgemäß hält der Integra- * tor 270, der auf keine Änderung der negativen Spannung anspricht, dieselbe Größe der negativen Vorspannung fest, die der Anode der Varactordiode VC zugeführt ist, wie dies der Signalzug (i) erkennen läßt, und zwar entsprechend der Bezugsspannung (-V ref).

Dieselbe negative Spannung, die der Varactordiode VC zugeführt ist, bewirkt, daß deren Kapazität auf demselben Wert gehalten wird, der seinerseits die Frequenz des Resonanzschwingkreises 280 auf demselben Wert festhält.

Die Arbeitsweise der Phasenabtastschaltung 210 und der Schleife 203 dürfte am besten verständlich werden, wenn das Verhalten dieser Schaltung und Schleife auf Synchronimpulse 30c und 30e sowie auf den Datenimpuls 30f der Impulsfolge(b) hin untersucht wird. Da der von dem Synchronimpuls 30c abgeleitete geformte Impuls 40c insbesondere zeitlich später bezogen auf den Nulldurchlaufpunkt 23a auftritt, tastet die Phasenabtastschaltung 210 einen größeren Betrag des negativen Teils des sinusförmigen Signals ab. Auf diese Weise fliä3talso mehr Strom von dem Integrator-Kondensator 244 ab als in diesen Kondensator hinein. Dies bewirkt, daß der Integrator 240 über die Leitung 246 eine negative Spannung

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abgibt, wie dies der Teil 80b des Signalzugs (g) in Fig. 2 erkennen läßt.

Der Verstärker 250 verstärkt und invertiert die negative Spannung und gibt eine positive Spannung entsprechend dem Teil 90a des Signalzuges (h) an den Integrator 270 über eine Leitung 260 ab. Der Integrator 270 integriert diese Spannung mit einer bestimmten exponentiellen Geschwindigkeit und liefert seinerseits eine positive Spannung, die dem Teil 92a des Signalzuges 92i entspricht. Wenn diese positive Spannung der Anode der Varactordiode VC zugeführt wird, senkt sie die Höhe der Sperrvorspannung. Dadurch steigt die Kapazität der betreffenden Diode an. Demgemäß steigt auch die Frequenz des Resonanzschwingkreises 280 an, wodurch eine Rechtsverschiebung des nächsten NuIldurchlaufs 33b erfolgt. Auf diese Weise wird die Verschiebung des Synchronimpulses 30c nach links von seiner nominellen Position aus kompensiert.

Da das Brückennetzverk des Phasenabtasters bzw. der Phasenabtastschal tung 210 bei Fehlen eines Impulses am Eingangstransformator 213 abschaltet, hält der Kondensator 244 seine negative Ladung bzw. Spannung solange fest, bis der nächste geformte Impuls 4Od dem betreffenden Abtaster 210 zugeführt wird. Wie dargestellt, tritt dieser von dem Synchronimpuls 4Od abgeleitete geformte Impuls 4Od zeitlich früher auf als der Nulldurchgangspunkt 24a. Demgemäß tastet der Phasenabtaster einen größeren Teil des positiven Bereichs des sinusförmigen Signalzuges (a) ab. Außerdem fließt mehr Strom in den Kondensator 244 hinein als von diesem ab. Dies wiederum bewirkt, daß der Integrator 240 seine Fehlerspannung auf etwa 0 Volt verringert, wie dies der Punkt 80c des Signalzuges (g) in Fig.2 veranschaulicht. Der Verstärker 250 gibt nunmehr einen Null-Volt-Pegel an den Integrator 270 ab, der damit die Höhe der Sperrvorspannung an der Varactordiode VC erhöht. Auf diese

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Weise wird die Kapazität der Diode auf ihren Nennwert verringert. Demgemäß steigt die Frequenz des ResonanzSchwingkreises 280 auf ihren unrsprünglichen Wert an. Dies wiederum hat zur Folge, daß der nächste bezeichnete Nulldurchlauf nach links verschoben wird, wodurch eine Kompensation der Verschiebung des Synchronimpulses 3Od nach rechts von der nominellen Position aus erfolgt.

Bezüglich der vorstehend betrachteten Operation sei zusammenfassend festgestellt, daß die Fehlerregelschleife 203 auf entgegengesetzte Verschiebungen der Synchronimpulse S anspricht, die dann erzeugt werden, wenn sie einen einem Binärzeichen 0 entsprechenden Datenimpuls umfassen. Die betreffende Fehlerregelschleife 203 spricht dabei auf die erwähnten Verschiebungen dadurch an, daß die Frequenz des Schwingkreises 28p geändert wird, und zwar derart, daß die Phase des sinusförmigen Signals verschoben wird. Demgegenüber erfolgt eine tatsächliche Fehleränderung und entsprechende Frequenzänderung auf Null während des sich aus zwei Synchronisierimpulsen ergebenden Arbeitszyklus. Wie dargestellt, ist der Phasenabtaster 210 also imstande, den richtigen Wert der Fehlerspannung entsprechend dem Signalzug (g) für den nächsten Impuls zu liefern, der, wie dies der Signalzug (c) erkennen läßt, symmetrisch die Nulldurchläufe 25b umfaßt.

Im Hinblick auf die Vorhersageeigenschaften der Synchronimpulse innerhalb des Datenstroms entsprechend dem Signalzug (c) sei bemerkt, daß der Phasenabtaster 210 derart betrieben ist, daß die geeigneten Abtast- und Halteeigenschaften erzielt werden, und zwar für die Lieferung der richtigen Fehlereingangsspannung für den Fehlerkreis bzw. für die Fehlerschleife 203. Es sei bemerkt, daß die aufeinanderfolgenden Impulse 1011 der Impulsfolge (b) zu minimalen und maximalen

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Phasenverschiebungen führen, wie dies oben ausgeführt worden ist.

Der sinusförmige Bezugssignalzug (a) wird nicht nur dem Phasenabtaster 210 zugeführt, sondern auch über einen Emitterfolger 285 und einen Kondensator 287 einem sogenannten Durchlaufdetektor 290. Da der Detektor 290 so vorgespannt ist, daß er in seinem Zustand nur bei Durchlaufen von Durchlaufpunkten des Signalzugs (a) zu positiven Werten hin umschaltet, liefert er einen Impuls 50a der Impulsfolge (d)gemäß Fig. während der oben erläuterten Zeitspanne.

Der positive Übergang entsprechend dem NuI1durchiaufpunkt 21 a bewirkt, genauer gesagt, daß der Transistor 292 in den leitenden Zustand gelangt und damit den Transistor 294 in den nichtleitenden Zustand umschaltet. Dies ermöglicht, daß die Spannung am Kollektor dieses Transistors auf +V ansteigt. Die Kollektorspannungsänderung wird dem Emitterfolger zugeführt. Der Emitterfolger 299 leitet solange, bis er in die Sättigung gelangt. Dadurch wird der Impuls 50a auf der mit Taktausgang bezeichneten Leitung abgegeben. Wenn der Spannungspegel des sinusförmigen Signalzugs auf einen bestimmten Wert absinkt, schaltet der Detektor 290 in bekannter Weise in seinen Originalzustand zurück, in welchem die Transistoren 292 und 294 nichtleitend bzw. leitend sind.

Es sei bemerkt, daß die Datenstromimpulse des Impulszuges (b) nicht nur dea Filter 180 zugeführt werden, sondern auch einem monostabilen Kippgenerator 106, einer ersten Schaltung von Schaltungen, die unabhängig die Datenstromimpulse verarbeiten und Datenausgangssignale entsprechend der Impulsfolge (f) gemäß Fig. 2 abgeben.

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- air -

Der Emitterfolger 103 gibt im einzelnen die positiven Synchron- und Datenimpulse S bzw. D der Impulsfolge (b) über die Leitung 105 und eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode 108 an die Basis des leitenden Transistors 124 ab, der vom pnp-Leitfähigkeitstyp ist. Durch jeden positiven Impulsjwird die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 124 in Sperrichtung vorgespannt, wodurch der betreffende Transistor in den nichtleitenden Zustand gelangt. Der Kondensator 125 verhindert, daß der Spannungspegel am Emitter des Transistors 124 sich augenblicklich ändert.

fc Demgemäß lädt sich der Kondensator 125 linear auf einen positiven Spannungspegel auf, durch den der Transistor 124 in den leitenden Zustand übergeführt wird. Die Ladung des Kondensators 125 führt zur Abgabe der Kippsignale bzw, Sägezahnsignale des Signalzugs (e) gemäß Fig. 2, Gleichzeitig damit wird mit in nichtleitenden Zustand befindlichem Transistor 124 der Pegel der der Basis des Transistors 128, der vom npn-Leitfähigkeitstyp ist, zugeführten negativen Spannung angehoben. Dadurch wird dieser Transistor in den nichtleitenden Zustand umgeschaltet. Hierdurch ist dann ein Stromweg durch die Dioden 116 und 118 und den Widerstand 120 geschaffen. Auf Grund des in diesem Stromkreis fließenden Stroms bildet sich ein positiver Spannungspegel an der Basis

™ des Transistors 124 aus. Wenn der Synchronimpuls S nicht mehr vorhanden ist, erfolgt keine Zustandsänderung des Kippgenerators 106 mehr. Dies bedeutet, daß der Kondensator 125 sich noch auflädt und seine Aufladung fortsetzt, bis sein Spannungspegel um einen Diodenspannungsabfall den positiven Spannungspegel überschreitet, der der Basis des Transistors 124 zugeführt ist« Wenn dies erfolgt, schaltet der Transistor

124 in den leitenden Zustand um und entlädt den Kondensator

125 auf Null VoIt₀ Gleichzeitig senkt der durch die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 124 fließende Strom die Höhe der der Basis des Transistors 128 zugeführten negativen

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Spannung ab. Dadurch wird dieser Transistor in den leitenden Zustand umgeschaltet. Nunmehr befindet sich der Sägezahnbzw, Kippgenerator 106 wieder in dem Zustand, in dem er vor Aufnahme des Synchronimpulses S war.

Wenn der Generator 106 den Datenimpuls (d) aufnimmt, arbeitet er in derselben Weise hinsichtlich der Erzeugung des Sägezahnausgangssignals 60b des Signalzugs (e) gemäß Fig. 2, Bs sei bemerkt, daß die Zeitkonstante des den Widerstand 126 und den Kondensator 125 umfassenden RC-Gliedes so gewählt ist, daß sie größer ist als die Breite des Eingangsimpulses, jedoch noch von solcher Größe, daß ein Sägezahnausgangssignal periodisch alle 200 Nanosekunden erzeugt wird.

Jedes der positiven Sägezahnausgangssignale wird dem veränderbaren Schwellwertdetektor 140 zugeführt* Aus Fig. 2 kann dabei an Hand des Sägezahnausgangssignals 60e ersehen werden, daß der Zeitpunkt, zu dem der Schaltkreis 160 Impulse entsprechend der Impulsfolge (f) gemäß Fig. 2 erzeugt, verändert werden kann· Wie zuvor erwähnt, kann durch Einstellen der der Basis des Transistors 144 zugeführten Schwellwerk spannung die Zeitdauer verlängert oder verkürzt werden, bis der Detektor 140 einschaltet. Dies ist in Fig. 2 durch das mit dt in dem Signalzug (e) bezeichnete Zeitintervall veranschaulicht.

Wenn der Detektor 140 einschaltet, gibt er den negativen Spannungssprung an die Basis-Emitter-Strecke des Transistors ab, der vom pnp-Leitfähigkeitstyp ist und der damit in den leitenden Zustand umschaltet. Der Transistor 168 leitet im leitenden Zustand einen Strom durch seine Emitter-Kollektor-Strecke zur Basis des Transistors 172 hin, der vom npn-Leitfähigkeitstyp ist und der damit einschaltet bzw, in den leitenden Zustand gelangt. Zu diesem Zeitpunkt erzeugt der

1 Ö S 8 S 2 / 1 1 S

Transistor 172 einen scharf ansteigenden Datenausgangsimpuls entsprechend der Impulsfolge (f) gemäß Fig. 2.

im folgenden sei die Arbeitsweise der Datenwiederbereitstellungslogik 300 betrachtet» Gemäß Figuren 2 und 3 spricht die Logik 300 auf den Impulsstrom der Impulse entsprechend den Impulsfolgen (b) und (d) an, die durch die Lesetaktschaltung 100 an die Datenausgabe- und Takt-Ausgabeleitungen abgegeben werden,und bewirkt eine Trennung der Datenimpulse (d) von dem Eingangsdatenstrom.

Im einzelnen bewirkt die Datenregisterlogik 302 eine Trennung der Impulsfolge (b) in zwei Impulsströme, deren einer Binärzeichen ^M1^H und deren anderer Binärzeichen ^H0" enthält* Das Flipflop DIT dient dabei als sogenannter Datenfühler während eines Zellenintervalls. Das betreffende Flipflop wird in einen Binärzustand 1 gesötet und über ein UNIMJmlaufgatter 318 verriegelt, wenn ein Datenimpuls in der Informationszelle auftritt. Durch Synehroaimpulse S wird das Flipflop DiT über das UND-Glied 318 zurückgesetzt.

Die Synchronimpulse bewirken ein Setzen oder Rücksetzen (d.h. Umsteuern)des Flipflops 0IC entsprechend dem Zustand des Flipflops DIT, weshalb dieses Flipflop den Zustand der in dem vorhergehenden Zellenintervall abgetasteten Information speichert.

Die monostabile Kippstufe 334 wird auf die Rückflanke jedes Synchronimpulses getriggert, der über die Takt-Ausgabe-Leitung aufgenommen wird. Demgemäß erzeugt entweder das Verknüpfungsgatter 344 oder das Verknüpfungsgatter 346 ein Ausgangssignal entsprechend einem Binärzeichen 1 während der Dauer des Ausgangssignals der monostabilen Kippschaltung, und zwar je nach Zustand des Flipflops 0IC. Dies bedeutet,

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daß das Gatter bzw· Verknüpfungsglied 344 ein einem Binärzeichen 1 entsprechendes Signal liefert, wenn das Flipflop 0IC in dem 1-Zustand gesetzt ist. Im Unterschied dazu liefert das Gatter bzw. Verknüpfungsglied 346 ein einem Binärzeichen 1 entsprechendes Signal, wenn das Flipflop 0IC in dem Binärzustand 0 gesetet ist.

Die Trennlogik 350 bewirkt eine Trennung der Synchron-Ausgangsbits und der Daten-Ausgangsbits durch Vergleich des Zustands der Daten/Synchron-Flipflops DS mit den Bit-Ausgangssignalen von den Verknüpfungsgliedern 344 und 346.

Während des normalen Betriebs wird insbesondere ein Impuls auf der Daten-Ausgabe-Leitung vorhanden sein, und zwar zumindest in jedem weiteren InformationsZellenintervall (das ist ein Synchronimpuls). Das Flipflop DS wird dabei jeweils gesetzt, wenn ein Synchronimpuls ermittelt wird. Während abwechselnder Zellenintervalle wird das Flipflop DS zurückgesetzt, wenn die Eingangsdaten einen Datenimpuls umfassen. Das Verknüpfungsglied 354 veranlaßt das Flipflop DS,auf die Rückflanke eines einem Binärzeichen 1 entsprechenden Signals in seinem Zustand umzuschalten, das entweder von dem Verknüpfungsglied 344 oder von dem Verknüpfungsglied 346 zugeführt wird. Demgemäß befindet sich das betreffende Flipflop in seinem zurückgestellten Zustand, wenn das Eingangsdatensignal ein Synchronimpuls ist, und in seinem Setzzustand, wenn das Dateneingangssignal ein Datenimpuls ist.

Die binären Ausgangssignale 1 und 0 des Flipflops DS führen jeweils bestimmte Verknüpfungsglieder 360, 362 und 370, 372 für die Dauer des Ausgangssignals der monostabilen Kippschaltung in den übertragungsfähigen Zustand, Dabei wird insbesondere ein Ausgangssignal an dem mit Daten "1" bezeichneten Ausgang abgegeben, wenn ein Datenimpuls ermittelt

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worden ist, und in entsprechender Weise wird ein Ausgangssignal an den mit Daten"O" bezeichneten Ausgang , bei Fehlen eines Datenimpulses (das heißt Daten o) abgegeben.

Dasselbe trifft auch für die mit Sync "1" und Sync "O¹¹ bezeichneten Ausgänge zu. Dies bedeutet, daß ein Ausgangssignal an dem mit Sync ^M1" bezeichneten Ausgang auftritt, wenn ein Synchronimpuls ermittelt worden ist, und daß ein Ausgangssignal an dem mit Sync "O" bezeichneten Ausgang bzw, auf der"entsprechend bezeichneten Leitung bei Fehlen eines Synchronimpulses auftritt.

Es sei bemerkt, daß die Lesetaktschaltung 100 eine maximale Trennung zwischen Datenimpulsen des Eingangsdatenstroms und den Impulsen des Taktausgangssignals mit sich bringt, obwohl Frequenz— und Phasenänderungen von Impulsen innerhalb des Datenstroms auftreten.

Da der Resonanzschwingkreis 280 seine gesamte Energie von den geformten Impulsen des Signalzuges (c) gemäß Fig. 2 ableitet, führt das Fehlen von aufeinanderfolgenden Impulsen (d.h. von solchen Impulsen, wie sie mit 30k, 301 und 30m bezeichnet sind) innerhalb des Datenstromes zu einer Abnahme in der Amplitude M des sinusförmigen Bezugssignals· In Fig. ist dabei speziell gezeigt, daß die Amplitude M des sinusförmigen Signalzuges sich um 379» von seinem Ursprungswert verringert, wenn drei aufeinanderfolgende Impulse in dem

Eingangsdatenstrom fehlen. Zufolge der Abnahme in der Amplitude schaltet der Durchlaufdetektor 290 bei dieser Amplitude nicht um, weshalb er ausfällt, weitere Zeitsteuerimpulse bzw. Taktimpulse zu erzeugen, wie dies die Impulsfolge (d) gemäß Fig. 2 erkennen läßt.

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Die Anzahl von Impulsen kann durch Wahl eines geeigneten Werts für Q des Resonanzschwingkreises 280 gewählt werden. In der dargestellten Ausführungsform ist diese Wahl so vorgenommen, daß der Dämpfungsfaktor kleiner ist als 1, damit der Schwingkreis ein Schwingansprechvermögen besitzt. Im übrigen ist der Q-Wert des Resonanzschwingkreises so gewählt, daß die Schaltung während drei Zyklen schwingt, bevor diese Amplitude auf 1/e ihres Ursprungswerts absinkt. Durch Wahl eines Wertes für Q kann/die Berechnung des Dämpfungsfaktors, der speziellen Werte für die Widerstands-, Spulen- und Kondensatorelemente des Resonanzschwingkreises vorgenommen werden. Bezüglich weiterer Einzelheiten dieser genauen Berechnung sei Bezug genommen auf die oben erwähnte andere Stelle·

Es sei bemerkt, daß der Widerstand der Widerstandselemente der Eingangsimpedanz Rin des Emitterfolgers 285 entspricht. Für einen Wert von Q besitzt das Widerstandselement in der dargestellten Ausführungsform einen Wert von 10 kOhm, während das Spulenelement und das Kondensatorelement Werte von 13,2yuH bzw. 77pF besitzen. Die Gesamtinduktivität der Spulenelemente entspricht der Induktivität der Spulen 282 und 283, während die Kapazität der Kondensatorelemente bzw. des Kondensatorelements der Kapazität der Varactordiode VC entspricht. Für sämtliche praktische Zwecke können die übrigen Kapazitätswerte, die groß sind im Vergleich zu der Kapazität der Varactordiode, unberücksichtigt bleiben.

Wie oben bereits erwähnt, werden die Frequenz und Phase des sinusförmigen Bezugssignals mit einer bestimmten Exponentialgeschvindigkeit entsprechend dem Fehlersignal korrigiert, das durch den Phasenabtaster 410 erzeugt wird. Diese Korrekturgeschwindigkeit ist eine kritische Dämpfungsgeschwindigkeit, Hierdurch wird die Periode des sinusförmigen Signals durch einen Alpha-Anteil (oO der Fehlerspannung korrigiert, die

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als Folge der Phasenabtastung erzeugt wird. In entsprechender Weise wird die Phasendifferenz durch einen Beta-Anteil (ß) entsprechend derselben Fehlerspannung korrigiert. Die Berechnung dieser Anteile basiert auf das Erreichen eines Null-Fehler zustands innerhalb einer festgelegten Anzahl von Impulsen. In der dargestellten Ausführungsform werden durch <* = 0,012 und β s 0,20 OTfriedeastellende Ergebnisse geliefert. Es läßt sich zeigen, daß mit Rücksicht darauf, daß der Fehler in diesem Betrachtungsrahmen sich als exponentiell auswirkende kritisch gedämpfte Eigenschaften äußert, wobei die Fehlerfunktion gleichungsmäßig folgendem Ausdruck entspricht:

^er^(rn^{)=! (C1 + K}n ^{C2) e} ~^*^{n (1} >

Hierin bedeutet C1 ein Koeffizient für die Phase, C2 bedeutet ein Koeffizient für die Frequenz und /f bezieht sich auf ck in folgender Weise:

* in (1 - fä ) (2)

Der Ausdruck e (K ) bezeichnet den Fehler bei irgendeinem Impuls K, während die Koeffizienten 01 und C2 den Phasenbaw. Frequenzfehler bezeichnen, der nach einer Anzahl K Impulsen zu Null wird.

Der Koeffizdent C1 wird unter ursprünglicMen Bedingungen berechnet (d.h. dann, wenn η » 0 ist und wenn der Fehler e (Ii_n) - 0,5 ist)· Der Koeffizient C2 wird dann berechnet, wenn der Fehler innerhalb einer bestimmten Anzahl von Impulsen auf Null absinkt. In der dargestellten Ausffihrungsform ist diese Zahl mit 15 gewählt.

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Durch Einsetzen der zuvor aufgeführten Werte wird der angegebene Ausdruck für e_r (K_n) nunmehr zu: (0,5+K_n · 0,033) e " Τ*η

Unterschiedliche Werte für 4- können durch Einsetzen von Werten für oC in die Gleichung (2) erhalten werden.

Durch Anwenden des Wertes γ bei der Auswahl der Zeitkonstante für die Schleife 203 wird die gewünschte kritisch gedämpfte Korrekturg^3chwindigkeit erzielt. Die Korrekturspannung der Schleife 203 gemäß Fig. 1 besitzt dabei speziell die Form des Ausdrucks:

e_c - r .(1 - β -^t/RC ) (3)

Es sei bemerkt, daß in der Schleife 203 der Exponent t/RC dem Produkt der Zeitkonstanten der Integratoren 240, 270 entspricht. Dies bedeutet, daß "ann, wenn die Zeitkonstante des Integrators 240 als gleich T1 angenommen ist und die Zeitkonstante des Integrators 270 als gleich T2 angenommen ist, der Ausdruck t/RC = T1 · T2 gegeben ist. In beiden Fällen entsprechen diese Zeitkonstanten den Widerstandswerten und Kondensatorwerten. Demgemäß wird die gewünschte exponentielle Korrekturgeschwindigkeit durch Wahl der Werte für die Integratoren 240 und 270 erhalten.

In der dargestellten Ausführungsform entspricht t der Zeitspanne, die vergeht, bis der Fehler e_p (K_n) sich von einem Maximalwert von ί 0,5 auf einen Null-Fehler bei einem -f--Wert von 0,1165 verringert hat. Das Intervall t ist dabei gegeben durch die Nennperiode der Impulse innerhalb des Datenstroms, multipliziert mit der Anzahl von Impulsen (d.h. 200 Nanosekunden · 15).

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Es sei darauf hingewiesen, daß es wünschenswert werden kann, das obige Zeitintervall zu verkürzen, um eine Anfangs synchronisation zu erreichen und dieselbe Korrekturgeschwindigkeit beizubehalten. Dies kann durch Bereitstellung von Einrichtungen zur automatischen Erhöhung der Anzahl von Eingangsimpulsen erreicht werden, die zunächst der Lesetaktschaltung zugeführt werden.

Die für den Resonanzschwingkreis 280, die Integratoren und 270, den Eingangswiderstand des Emitterfolgers 285 zum Zwecke der Erzielung einer kritisch gedämpften Korrekturgeschwindigkeit innerhalb der bestimmten Anzahl von Impulsen bei dem ausgewählten Q-Wert ausgewählten Bauelemente mit ihren beispielsweisen Werten sind in der nachstehenden Tabelle aufgeführt.

Tabelle

Spule 282 = 7,6/uH

Spule 283 « 5,6/uH

Varactordiode VC = 77 pP

Kondensator 274 = 1 /uF

Widerstand 272 = 220 Ohm

R_in = 10 kOhm

Widerstand 242 = 240 0hm

Kondensator 244 = 0,15/uF

Die vorstehend angegebenen Werte sind lediglich zur Ver— anschaulichung aufgeführt, ohne die Erfindung irgendwie zu beschränken.

Euren die vorliegende Erfindung ist also,zusammenfassend gesagt, ein verbessertes Lesetaktsystem geschaffen, das unabhängig Zeitsteuer-Signalzüge und Datensignalzüge verarbeitet,

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wie sie von einem Speicher mit wahlfreiem Zugriff abgeleitet werden, und das eine leichte Einstellung der Ausgangssignalzüge für die Erzielung der gewünschten Phasenbeziehung zwischen diesen Signalzügen zu erreichen gestattet.

In der Praxis kann die Erfindung unter Ausführung von Änderungen der dargestellten Ausführungsform benutzt werden. Es können z.B. andere Verstärkertypen, unterschiedliche Q-Werte_f andere Spannungsquellenpolaritäten und Transistoren benutzt werden.

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Claims (1)

1. Patentansprüche

   /iy Verfahren zur Erzeugung von ersten und zweiten Impulsfolgen aus einem Datenstrom zur Erleichterung der Wiedergewinnung von Informationen aus dem betreffenden Datenstrom, umfassend Datenimpulse und Synchronimpulse, wobei die Impulse des Datenstroms festgelegten Phasen- und Frequenzabweichungen ausgesetzt sind, dadurch gekennzeichnet,

   a) daß aus den Impulsen ein Bezugssignalzug mit einer ^ Vielzahl von Bezugspunkten erzeugt wird,

   " b) daß die Phasendifferenz zwischen diesem Bezugssignalzug und jedem Impuls des Datenstroms an bestimmten Bezugspunkten abgetastet wird, und zwar zur Ableitung eines Fehlersignals, das proportional der Phasendifferenz zwischen den betreffenden Impulsen und dem Bezugssignalzug ist,

   c) daß die Frequenz des Bezugssignalzuges entsprechend dem Fehlersignal auf einen bestimmten Wert eingestellt wird, derart, daß eine bestimmte Phasenbeziehung erhalten wird,

   d) daß der erste Impulszug von bestimmten Bezugspunkten der Bezugspunkte des Bezugssignalzuges abgeleitet wird,

   e) daß für jeden Daten- und Synchronimpuls ein linearer Signalzug erzeugt wird und

   f) daß aus dem erzeugten Signalzug die Impulse der zweiten Impulsfolge in bestimmten Intervallen zwischen den Impulsen des ersten Impulszuges abgeleitet werden,

   2« Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

   a) daß jeder Impuls des Datenstroms geformt wird,

   b) daß direkt vor den geformten Impulsen ein symmetrischer, sinusförmig verlaufender Bezugssignalzug mit einer Vielzahl von Bezugspunkten abgeleitet wird und

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   c) daß die Phasendifferenz zvischen diesem Signalzug und jeäem der geformten Impulse des Datenstromes zur Ableitung des Fehlersignals abgetastet wird, das proportional der zvischen den betreffenden Impulsen vorhandenen Phasendifferenz ist»

   3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, vobei die Datenimpulse durch das Fehlen oder Auftreten eines Impulses zvischen regelmäßig auftretenden Synchronimpulsen codiert dargestellt sind und vobei die Synchronimpulse des Datenstroms bestimmten PhasenMnderungen und geringen Frequenzänderungen ausgesetzt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase des Bezugssignalzugs unter Erzielung einer 9O°-Phasenbeziehung zvischen den Impulsen des Datenstroms und den Bezugspunkten des periodisch auftretenden Bezugssignalzuges auf einen Exponentialvert eingestellt vird, daß von vorbestimmten Bezugspunkten des periodisch auftretenden Bezugssignals Zeitimpulse des ersten Signalzuges abgeleitet verden, daß ein lineares Signal mit unterschiedlichen Eigenschaften von dem periodisch auftretenden Bezugssignalzug von jedem Impuls des Datenstromes abgeleitet vird und daß auf jedes Auftreten des zuletzt ervähnten Signals hin Impulse erzeugt verden, die der Anzahl von Impulsen des Datenstroms entsprechen*

   4· Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 3 zvecks Ableitung eines Taktsignalzugs und eines Datensignalzugs von einem Daten- und Synchronimpulse umfassenden Eingabe-Datenimpulsstrom, dessen Impulse von Signalen abgeleitet sind, velche in einen Speicher mit vahlfreiem Zugriff unter Anvendung eines Doppelungs-Aufzeichnungsverfahrens aufgezeichnet sind, dadurch gekennzeichnet,

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   a) daß eine normalerweise unwirksame Resonanzeinrichtung (280) den Impulsstrom aufnimmt und ein periodisch auftretendes Bezugssignal (a) mit Bezugspunkten erzeugt,

   b) daß eine Phasenabtasteinrichtung (210) den Impulsstrom aufnimmt und mit der Resonanzeinrichtung (280) verbunden ist, und zwar zur Abtastung der Phasendifferenz zwischen jedem der Impulse und den Bezugspunkten des Bezugssignals (a),

   c) daß Integrationseinrichtungen (240,270) in Reihe mit der Phasenabtasteinrichtung (210) und der Resonanzeinrichtung (28o) geschaltet sind, wobei diese Integrationseinrichtungen (240,270) durch die Phasenabtasteinrichtung (210) gesteuert eine Fehlerspannung, die proportional der Phasendifferenz ist, und eine Korrekturvorspannung für die Einstellung der Frequenz der Resonanzeinrichtung (280) auf einen bestimmten Wert erzeugen, und zwar zur Herbeiführung einer bestimmten Phasenbeziehung zwischen den Impulsen des Datenstroms und dem Bezugssignal (a),

   d) daß Einrichtungen zur Erzeugung eines linearen Spannungssignalzugs auf das Auftreten jedes Impulses des DatenimpulsStroms hin vorgesehen sind,

   e) daß eine variable Schwellwertschalteinrichtung (140) vorgesehen ist, die den linearen Spannungssignalzug aufnimmt und die Impulse des Datensignalzugs erzeugt, und zwar unter Verzögerung entsprechend einem ausgewählten Schwellwertpegel des Spannungssignalzugs, und

   f) daß eine Detektoreinrichtung (290) vorgesehen ist, die die Impulse des Taktimpulssignalzugs mit einer bestimmten Phasanbeziehung zu dem Datensignalzug von bestimmten Bezugspunkten der abwechselnd auftretenden Bezugspunkte des sinusförmigen Bezugssignals (a) ableitet·

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   5· Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationseinrichtungen (240,270) einen ersten Integrator (240) enthalten, mit dem ein zweiter Integrator (270) in Reihe geschaltet ist und der eine Zeitkonstante für die Erzeugung einer Korrekturspannungsgröße besitzt, welche die Frequenz der Resonanzeinrichtung (280) so einstellt, daß die Phasenbeziehung einem kritisch gedämpften Wert entspricht,

   6· Vorrichtung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch.gekennzeichnet, daß die Phasenabtasteinrichtung (210) ein Brückennetzwerk (220,222,224t226) ^mit einem ersten und zweiten Eingang (228,230) enthält, wobei diese Eingänge (228,230)

   zur Aufnahme der geformten Impulse des Datenstroms und des sinusförmigen Bezugssignals dienen, und daß in Reihe mit der Phasenabtasteinrichtung (210) und den Integrationseinrichtungen (240,270) eine Verstärkereinrichtung (250) geschaltet ist, die derart geschaltet ist, daß sie an die Integrationseinrichtungen (240,270) bei Fehlen einer Fehlerspannung eine Bezugsspannung einer bestimmten Größe und Polarität zur Vorbereitung des Resonanzschwingkreises (280) für die Abgabe des sinusförmigen Signal mit einer Nennfrequenz abgibt.

   7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzeinrichtung (280) aus einem Parallelresonanzschwingkreis besteht, dessen Nenn-Resonanzfrequenz der Frequenz der Impulse des Datenstroms entspricht, daß der Parallelresonanzschwingkreis (280) einen in der Kapazität spannungsabhängigen Kondensator (VC) enthält, der zur Aufnahme der Korrekturvorspannung dient und der die Frequenz des Resonanzschwingkreises (280) auf den kritisch gedämpften Wert einzustellen erlaubt«

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   8, Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Parallelresonanzschwirigkreis (280) Widerstands-, Kondensator- und Induktionselemente mit bestimmten Werten enthält, die so gewählt sind, daß ein bestimmter Q-Wert bei Absinken der Amplitude des sinusförmigen Bezugssignals (a) infolge Fehlens einer aufeinanderfolgenden bestimmten Anzahl von Impulsen in dem Datenstrom

   auf eine Größe erreicht wird, die ausreicht, die Detektoreinrichtung (290) an einem Umschalten zu hindern, und zwar zur Abgabe von Impulsen des Taktimpulszuges von bestimmten W Bezugspunkten der Durchlauf-Bezugspunkte,

   9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 8, für die Verwendung in einem Magnetspeichersystem zur Erleichterung der Ermittelung von Informationen, die in einem Datenstrom enthalten sind, der von nach dem Doppelfrequensprinaip aufgezeichneten Binärsignalen abgeleitet ist, welche ein Synchronbit am Beginn jedes Intervalls und ein Datenbit etwa in der Mitte jedes Intervalls enthalten, wobei derartige Synchronbits sowohl einer Frequenzais auch einer Phasenverschiebung ausgesetzt sind, dadurch gekennzeichnet, daß eine Filtereinrichtung (18O) vorgesehen ist, die die Binärsignale des Datenstroms formt, daß eine normalerweise unwirksame Oszillatoreinrichtung (280) mit der Filtereinrichtung (I80) gekoppelt ist und auf die geformten Impulse hin ein symmetrisches, periodisch auftretendes Bezugssignal (a) liefert, enthaltend eine Anzahl von Bezugspunkten, daß eine Phasenabtast- und Korrektureinrichtung (210) mit der normalerweise unwirksamen Oszillatoreinrichtung (280) zur Erzeugung eines Fehlersignals verbunden ist, dessen Größe proportional der Phasenverschiebung zwischen den geformten Impulsen des DUtenstroms und bestimmten

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   Bezugspunkten der genannten Bezugspunkte ist,

   . wobei die Phasenabtast- und Korrektureinrichtung (210) derart geschaltet ist, daß sie eine Fehlersignalspannung anjdie Oszillatoreinrichtung (280) zur Einstellung deren Frequenz auf einen bestimmten Exponentialvert abgibt, daß ein Sägezahngenerator (106) vorgesehen ist, der ein Sägezahnsignal (e) auf das Auftreten jedes Impulses des Datenstroms (b) abgibt, daß eine variable Schwellwertdetektoreinrichtung (140) mit dem Sägezahngenerator (106) gekoppelt ist und durch Ansprechen bei einem bestimmten Schvellvertpegel Impulse eines Datenausgabesignalzugs (f) liefert,und daß ein Durchlaufdetektor (290) vorgesehen ist, der von bestimmten aufeinanderfolgenden Punkten des periodisch auftretenden Bezugssignals (a) einen Ausgangs-Zeitsteuersignalzug (d) ableitet.

   10· Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung (18O) zur Impulsformung der Impulse des Datenstroms (b) entsprechend einer Gaußschen Signalkurve dient, daß ein normalerweise unwirksamer Resonanzschwingkreis (280) mit einem in der Frequenz spannungsabhängigen Element (ve) vorgesehen ist, daß der Resonanzschwingkreis (280) mit der Filtereinrichtung (180) verbunden ist und auf die geformten Impulse hin ein periodisches, sinusförmiges Bezugssignal (a) mit einer Vielzahl von Durchlaufpunkten erzeugt, daß eine Phasenabtasteinrichtung (210) den geformten Signalzug und das periodische Bezugssignal aufnimmt und die Phasendifferenz zwischen dem geformten Signalzug und den Durchlaufpunkten des Bezugssignals abtastet, daß mit der Phasenabtasteinrichtung (210) eine Integrationseinrichtung (240,270) in Reihe geschaltet ist, die eine Fehlerkorrekturspannung

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   für die Abgabe an das in der Frequenz spannungsabhängige Element (VC) zum Zwecke der Frequenzänderung des Resonanzschwingkreises (280) auf einen bestimmten Wert zur Minimisierung der Anzahl von zur Synchronisierung erforderlichen Synchronimpulsen abgibt, daß eine Impedanzanpaßeinrichtung (286) mit dem Resonanzschwingkreis (280) und der Phasenabtasteinrichtung (210) verbunden ist, wobei die Eingangsimpedanz der Impedanzanpaß^einrichtung (286) in Verbindung mit den Frequenzelementen des Resonanzschwingkreises (280) so gewählt ist, daß ein bestimmter Q-Schaltungswert erreicht wird, daß mit der Impedanzanpaßeinrichtung (286) der -Durchlaufdetektor (290) verbunden ist, der Impulse des Zeitsteuersignalzugs an bestimmten Durchlaufpunkten des sinusförmigen Bezugssignals erzeugt, daß der Sägezahngenerator (106) die Impulse des Datenstroms aufnimmt und auf jeden Impuls dieses Datenstroms hin einen Sägezahnsignalzug erzeugt, und daß die mit dem Sägezahngenerator (106) verbundene veränderbare Schwellwertschaitereinrichtung (140) auf ihr Wirksamwerden hin Impulse des Datensignalzugs bei einem bestimmten Schwellwertpegel jedes Sägezahnsignalzugs ableitet, der zur Abgabe einer maximalen Trennung «wischen den Impulsen des Takt- und Datenimpulszugs ausgewählt ist.

   11, Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenabtasteinrichtung (210) ein Brückennetz— werk (220,222,224,226) mit einem ersten und zweiten Eingang (218;228,230) und einem Ausgang aufweist, daß der erste Eingang (228,230) zur Aufnahme der geformten Impulse von der Filtereinrichtung (180) dient, während der zweite Eingang (218) zur Aufnahme des sinusförmigen Bezugssignals (a) dient, und daß das Brückennetzwerk (220,222,224,226) in einem solchen Zustand ist, daß es die Phasendifferenz zwischen dem sinusförmigen Bezugs-

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   signal und den geformten Impulsen nur bei Aktivierung durch einen geformten Impuls abtastet.

   12. Vorrichtung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationseinrichtung (240,270) einen ersten und zweiten Integrationskreis (240,270) enthält, daß die beiden Integrationskreise (240,270) jeweils einen Eingang und einen Ausgang aufweisen, daß der Eingang des ersten Integrationskreises (240) mit der Fhasenabtasteinrichtung (210) verbunden ist und deren Ausgangssignale aufnimmt, während der Ausgang des betreffenden Integrationskreises (240) mit dem Eingang des zweiten Integrationskreises (270) verbunden ist, und daß der Ausgang des zweiten Integrationskreises (270) die Korrekturspannung an das in der Frequenz spannungsabhängige Element (VC) abgibt.

   13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Integrationskreise (240,270) jeweils bestimmte Zeitkonstanten besitzen, die so gewählt sind, daß ihr Produkt zu einer Fehlerkorrekturspannung führt, die sich bei einem kritisch gedämpften Wert ändert.

   14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung (I80) eine Reihenschaltung von Spule (182) und Kondensator (I84) mit bestimmter Zeitkonstante zur Impulsformung entsprechend einer Gaußschen Kurve enthält.

   15. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator (106) zwei komplementäre Transistoren (124*128) enthält, deren erster Transistor (124) in rollektorgrundschaltung

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   geschaltet ist und einen Eingangskreis zur Aufnahme der Datenstromimpulse und einen Ausgangskreis zur Abgabe

   des Säga&ahnsignalzugs (e) enthält, daß der zveite Transistor (128) in Emittergrundschaltung geschaltet ist und einen Eingangskreis und einen Ausgangskreis aufweist, wobei dieser- Eingangskreis in Reihe zu der Eiaitter^Kollelctor-Strecke des ersten Transistors (124) lisgt, während der Ausgangskreis des zweiten Transistors (128) mit üem Eingangskreis des ersten Transistors (124) verbunden ist, und daß der erste Transistor (124) durch jeden Impuls des Datenstroms während einer Zeitspanne in den nichtleitenden Zustand schaltbar ist, die durch das Abschälten des Ausgangskreises des zweiten Transistors (128) festgelegt ist.

   16. Vorrichtung nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangskreis des ersten Transistors (124) ein Widerstands-Kondensator-Netzwerk (12β,125) enthält, dessen RC-Wert entsprechend einer bestimmten Zeitkonstante gewählt ist, und daß die beiden Transistoren (124,128) durch Halbleiter vom pnp- bzw, npn-Leitfähigkeitstyp gebildet sind.

   17* Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 16, dadurch gekennseiclHiöt, daß die veränderbare Schwellwertschalteinrichtung (14O) eine Stromschalteinrichtung (142,144) in Seihe siit einer Äusgangseinrichtusag (160) enthält, daß oft© Stromschalteinrichtung (142,144) einen ersten und zweiten Eingangskreis und zumindest einen Ausgangskreis aufweist, daß der erste Eingangskreis zur Aufnahme das Sägezahnausgangssignals (e) des Sägezahngenerators (106) dient, daß der zweite Eingangskreis mit einer variablen Spannungsquelle (+V, 150) aar Einstellung

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   eines bestimmten Schvellvertschaltpegels der Stromschal teinrichtung (142,144) verbunden ist und daß die Stromschalteinrichtung (142,144) einen Spannungspegel, der gleich dem Schaltpegel ist, zur Erzeugung von Signalen an dem Ausgang zwecks Vorbereitung der Transistorausgangseinrichtung (160) für die Erzeugung der Impulse des Datensignalzugs (f) liefert·

   18. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangseinrichtung (160) zwei komplementäre Transistoren (168,172) enthält, deren erster einen Eingangskreis und einen Ausgangskreis aufweist und in Basisgrundschaltung geschaltet ist und deren zweiter einen Eingangskreis und einen Ausgangskreis aufweist und in Kollektorgrundschaltung geschaltet ist, daß der Eingangskreis des zweiten Transistors (172) mit dem Ausgangskreis des ersten Transistors (168) verbunden ist, daß der Eingangskreis des ersten Transistors (168) auf Ansteuerung durch jedes Signal von der Schwellwertschalteinrichtung (140) in den übertragungsfähigen Zustand gelangt/ daß der Eingangskreis des zveiten Transistors (172) vom Ausgangskreis des leitenden ersten Transistors (168) her in den leitenden Zustand umschaltbar ist und damit die Impulse des Datenstroms (f) zu liefern vermag.

   19. Speichersystem mit wahlfreiem Zugriff, bei dem Informationen als Daten und Synchronisierimpulse codiert dargestellt sind, mit einer Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß eine Lesetaktvorrichtung (100) mit einer Phasenschleife (203) vorgesehen ist, die einen normalerweise

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   unwirksamen Resonanzschwingkreis (280) für die Erzeugung eines sinusförmigen Bezugssignals (a) auf die aufgenommenen Synchron- und Datenimpulse hin enthält, daß mit dem Resonanzschwingkreis (280) Einrichtungen gekoppelt sind, die Impulse eines Taktimpulszuges ableiten, daß ein Datenverarbeitungsteil vorgesehen ist, der die Synchron- und Datenimpulse aufnimmt und aus diesen Impulsen Impulse eines Datensignalzugs ableitet, daß der Datenverarbeitungsteil eine veränderbare Schwellwerteinrichtung (140) zur Einstellung der Impulse des Datenimpulszugs mit einer bestimmten Phasenbeziehung zu den Impulsen des Taktimpulszugs enthält, daß eine Daten- ' Wiedergewinnungs-Verknüpfungseinrichtung (300) vorgesehen ist, die die Takt- und Datenimpulszüge von der Lesetaktvorrichtung (1OQ) aufnimmt, und daß die Daten-Wiedergewinnungs-Verknüpfungseinrichtung (300) eine Verknüpfungseinrichtung zur Zusammenfassung der Zeitsteuer- und Datensignal züge enthält, und zwar zur Trennung der DatensJtgnale des Datensignal zugs von den Synchronsignalen.

   20· System nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Daten-Wiedergewinnungs-Verknüpfungseinrichtung (300) eine Datenregisterlogik (302) und eine Datentrennlogik (350) enthält, daß die Datenregisterlogik (302) eine erste Logikeinrichtung (304) zur Zusammenfassung des Taktimpulszuges und des Datenimpulszuges sowie zur Trennung der Impulse des Datenimpulszuges in einen ersten und einen zweiten Datenstrom mit Binärzeichen "1 " und Binärzeichen ¹¹O^M enthält, und daß die Datentrennlogik (350) eine zweite Logikeinrichtung (352) enthält, die mit der ersten Logikeinrichtung (304) verbunden ist und die damit so eingestellt ist, daß sie die ersten und zweiten Datenströme in Daten- und Synchronimpulse auftrennt·

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   21, System nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Logikeinrichtung (304) ein Verknüpfungsgatter (DIT) enthält, das zur Aufnahme der Daten- und Taktimpulszüge dient und das so eingestellt ist, daß es den Zustand des Datensignalzugs bzw« Datenimpulszugs abtastet, daß ein Flipflop (OIC) mit.dem Verkntipfungsgatter (DIT) zur Speicherung des Dateninhalts eines vorhergehenden Zeitintervalls entsprechend dem Zustand der Verknüpfungsgatter (DIT) verbunden ist, daß Impulsgeneratoreinrichtungen zur Aufnahme der Impulse während des Signalzugs wirksam sind und damit einen Impuls bestimmter Impulsbreite erzeugen, und daß die Logikgattereinrichtungen mit dem Flipflop (OIC) und der Impulsgeneratoreinrichtung derart verbunden sind, daß die ersten und zweiten Datenströme mit Binärzeichen ^M1 ⁿ und ¹¹O" für die Abgabe an die zweite Logikeinrichtung erzeugt werden,

   22. System nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Logikeinrichtung (352) ein Flipflop (DS) enthält, das mit dem erstgenannten Flipflop (OIC) und der Logikgattereinrichtung (304) verbunden ist, daß das Flipflop (DS) dabei so eingestellt wird, daß es von seinem einen Zustand in seinen anderen Zustand mit Auftreten eines Datenimpulses und in seinen einen Zustand bei Auftreten eines Synchronimpulses umschaltet, daß die Logikgattereinrichtung ferner Daten- und Synchron-Gatter (360,362,370,372) enthält, die mit dem Flipflop (DS) und der Verknüpfungsgattereinrichtung verbunden siftd, und daß jedes dieser Gatter so angeordnet ist, daß es gesonderte "0"- und "1 "-.Ausgangssignale für die Daten- und Synchronimpulse entsprechend Daten "0", Daten "1 ^H und Synchronimpulsen ^w0^H bzw· "1" abgibt.

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   Le e rsei te