DE2122292B2 - Treiberschaltung für eine an einer Übertragungsleitung angeschlossene externe Last - Google Patents
Treiberschaltung für eine an einer Übertragungsleitung angeschlossene externe LastInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Treiberschaltung für eine an einer Übertragungsleitung angeschlossene
externe Last mit einer Lastimpedanz, deren Wert t>o
wesentlich höher ist als der Wellenwiderstand der Übertragungsleitung, wobei mit der Treiberschaltung
eine Verknüpfungsschaltung verbunden ist, die zumindest einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand
einzunehmen vermag. ·>■>
Es ist bereits eine Treiberschaltung für eine an einer Übertragungsleitung angeschlossene externe Last be
Lastimpedanz einen Wert hat, der niedriger ist als der Wellenwiderstand der vorgesehenen Übertragungsleitung.
Dadurch wird von der vorgesehenen externen Last eine Signalwelle über die Übertragungsleitung
zurückreflektiert, wenn von der Treiberschaltung cn die betreffende Last ein Signal abgegeben wird. Das
Auftreten von derartigen zurückreflektierten Signalwellen ist aber unerwünscht, da dadurch Störungen
hervorgerufen werden können.
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, einen Weg zu zeigen, wie bei einer Treiberschaltung der
eingangs genannten Art auf relativ einfache Weise eine störungsfreie Übertragung von Signalen von der
Treiberschaltung zu der externen Last erreicht wird.
Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe bei einer Treiberschaltung der eingangs genannten Art
erfindungsgemäß dadurch, daß mit der Übertragungsleitung ein Reihenabschlußnetzwerk verbunden ist, welches
zumindest einen ersten Impedanzzweig und einen zweiten Impedanzzweig umfaßt und welches durch die
Verknüpfungsschaltung derart gesteuert ist, daß bei im ersten Zustand befindlicher Verknüpfungsschaltung ein
bestimmter Spannungspegel über den ersten Impedanzzweig an der externen Last liegt und daß bei im zweiten
Zustand befindlicher Verknüpfungsschaltung die externe Last über den zweiten Impedanzzweig mit ihrem
Reflexionen von der externen Last absorbierenden Wellenwiderstand abgeschlossen ist.
Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß mit relativ geringem schaltungstechnischen Aufwand eine
sichere und störungsfreie Übertragung von Signalen von der Treiberschaltung zu der externen Last
ermöglicht ist.
Weitere zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
An Hand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.
F i g. 1 zeigt in einem Blockdiagramm eine die
Erfindung umfassende Schaltungsanordnung;
Fig. la zeigt in näheren Einzelheiten eine bevorzugte
Ausführungsform der in F i g. 1 dargestellten Schaltungsanordnung;
Fig.2a zeigt eine Form eines Elements eines in
Fig. la vorgesehenen Reihenabschlußnetzwerks;
F i g. 2b zeigt eine weitere Form desselben Elements des Reihenabschlußnetzwerks gemäß Fig. la;
Fig.3a zeigt einen Teil der in Fig. la dargestellten
Schaltungsanordnung, an Hand dessen die Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung erläutert werden wird;
Fig.3b zeigt in einem Diagramm eine Spannungs-Strom-Kennlinie
eines Teiles einer Ausgangsschaltung gemäß F i g. 1 a und 3a.
In Fig. 1 ist in einem Blockdiagramm eine mit hoher Geschwindigkeit arbeitende TTL-Transistorverknüpfungsschaltung
10 dargestellt, die durch eine integrierte Schaltung gebildet ist. Diese Verknüpfungsschaltung 10
bewirkt auf Ansteuerung an irgendeiner Eingangsklemme von drei Eingangsklemmen 12, 14 und 16 eine
Ansteuerung einer durch eine TTL-Verknüpfungsschaltung 80 gebildeten internen Last und einer externen
Last 60, und zwar über ein Reihenabschlußnetzwerk 50. Für die Zwecke der vorliegenden Erfindung sei
bemerkt, daß eine interne Last bzw. Eigenbelastung eine Belastung ist, die nicht Teil der Verknüpfungsschaltung
10 ist (d. h. nicht Teil des integrierten Schaltungsplättchens), sondern die ein Schaltungsteil ist, der in einer
Entfernung von mehreren Zentimetern von der
kanni MJS-PS 33 8i 236), bei dci allerdings die Verknüpfungsschaltung IC entfernt angeordnet ist. !rn
Unterschied dazu ist eine externe Last bzw. Belastung eine Belastung, die an von der Verknüpfungsschaltung
ίθ fern liegenden Stellen vorgesehen ist, welche bis zu
ca. 60 m von der Verknüpfungsschaltung 10 entfernt sind.
Die in F i g. 1 dargestellte Schaltungsanordnung ist in Fig. la näher dargestellt. Die Transistorverknüpfungsschaltungs-Treiberschaltung
10 enthält eine drei Eingänge aufweisende TTL-NAND-Schaltung. Wie dargestellt,
>veist die Verknüpfungsschaltung 10 einen Eingangsteil auf, der durch einen mehrere Emitter
enthaltenden Transistor 20 vom npn-Leitfähigkeitstyp gebildet ist. Dieser Transistor 20 steuert einen
Phasenteiler-Transistor 24 an, welcher komplementäre Ausgangssignale zur Steuerung eines Kaskoe-Ausgangsteiles
abgibt.
Von der Ausgangsklemme 70 her steuert die Verknüpfungsschaltung 10 eine externe Übertragungsleitungslast
60 und eine oder mehrere nahe gelegene gesteuerte interne TTL-Verknüpfungsschaltungen 80.
Über das Reihenabschlußnetzwerk 50 steuert die Verknüpfungsschaltung 10 das eine Ende der zwei
Leiter umfassenden Übertragungsleitung 62 an, die an ihrem anderen Ende mit einer weit abgelegenen
hochohmigen Empfangs-Verknüpfungsschaltung 64 verbunden ist. Die hochohmige Verknüpfungsschaltung
64 kann an sich bekannte Emitterfolgers haltungen, Strombetriebs-Verknüpfungsschaltungen oder TTL-Schaltungen
enthalten. Jede dieser Verknüpfungsschaltungen besitzt dabei eine Eingangsimpedanz, dii viele
Male größer ist als der Wellenwiderstand Zo der Übertragungsleitung.
Das Netzwerk 50 enthält zwei Elemente 52 und 54, deren eines eine nichtlineare Impedanz besitzt und
deren anderes eine lineare Impedanz besitzt, in der einfachsten Form besteht die nichtlineare Impedanz des
Netzwerks 50 aus einem Strom in nur einer Richtung leitenden Element. Dieses Element kann dabei die Form
einer Diode oder eines Transistors bestitzen, wie dies aus F i g. 2a und 2b hervorgeht.
Die Verknüpfungsschaltung 10 enthält, genauer gesagt, ein UND-Glied mit einem mehrere Emitter
aufweisenden Transistor 20. Dieser Transistor 20 weist im vorliegenden Fall drei Emitterelektroden auf, die mit
den Eingangsklemmen 12, 14 bzw. 16 verbunden sind. Die Basis des Transistors 20 ist über eine Reihenimpedanz
in Form eines Widerstands 18 mit einer positives Potential + V führenden Potentialklemme verbunden.
Der Kollektor des Transistors 20 steuert die Basis des Phasenteiler-Transistors 24. Der Transistor 24 ist mit
seinem Kollektor über eine Impedanz in Form eines Kollektorwiderstands 22 mit der das Potential + V
führenden Potentialklemme verbunden. Der Emitter des Transistors ist mit einer Potentialabsenkimpedanz
verbunden, die gemäß F i g. la durch den Widerstand 23 gebildet ist. Der Transistor 24 gibt zwei komplementäre
Ausgangssignale an einen Ausgangsteil der Verknüpfungsschaltung 10 ab.
Der Ausgangsteil der Verknüpfungsschaltung 10 enthält einen oberen Teil und einen unteren Teil. Der
untere Teil enthält einen ersten Transistor 34 vom npn-Leitfähigkeitstyp. Dieser Transistor 34 ist mit
seiner Basis mit dem Emitter des Transistors 24 verbunden. Der Emitter des Transistors 34 ist geerdet,
und der Kollektor des Transistors 34 ist mit der Ausgangsklemme 70 der Verknüpfungsschaltung 10
verbunden.
Transistoren 26 und 30 von npn-Leitfähigkeitstyp. Diese beiden Transistoren 26 und 30 sind unter Bildung einer
Darlington-Schaltung in Reihe geschaltet. Dabei ist der
Fmitter des Ausgangstransistors 30 mit der Ausgangsklemme
70 verbunden. Im einzelnen ist die Basis des Transistors 30 mit dem Emitter des Transistors 26
verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand 25 geerdet ist. Die Kollektoren der Transistoren 26 und 30
sind über eine Impedanz Zl mit einer das Potential + V
führenden Potentialklemme verbunden. Die betreffende Impedanz Zl entspricht bei der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung einem Widerstand 28. Die Basis des Transistors 26 ist mit dem Kollektor des
Transistors 24 verbunden.
Der Transistor 30 gibt ein Ausgangssignal ab, welches die Verknüpfungsschaltung IO für die Ansteuerung
großer kapazitiver Lasten geeignet macht, ohne daß damit lange Verteilungsverzögerungen in Kauf genommen
werden. Der Widerstand 28 ist mit der das Potential + V führenden Potentialklemme verbunden;
er begrenzt die Höhe des den Transistor 30 in dem Fall durchfließenden Stromes, daß der Emitter des Transistors
30 in unbeabsichtigter Weise geerdet wird. Damit bewirkt diese Anordnung einen Kurzschlußschutz.
Im folgenden sei die Arbeitsweise der Verknüpfungsschaltung
10 näher erläutert. Die NAND-Verknüpfungsschaltung 10 gemäß Fig. la arbeitet in folgender
Weise. Wenn an irgendeiner Eingangsklemme der Eingangsklemmen 12,14,16 ein niedriger Spannungspegel,
wie z. B. ein Spannungspegel von 0,2 Volt auftritt, der kennzeichnend ist für eine binäre 0, so fließt ein
Strom von der Potentialklemme + V durch den Widerstand 18 und durch den Emitter des Transistors 20
zu einer hier nicht näher dargestellten Steuerquelle hin. Da die Spannungsdifferenz zwischen dem Emitter und
dem Kollektor des Transistors 20 sehr gering ist, wird auch nur der niedrige Spannungspegel, der der einen
Eingangsklemme zugeführt worden ist, der Basis des Phasenteiler-Transistors 24 zugeführt. Dieser niedrige
Spannungspegel vermindert stark das Leitendsein des Transistors 24. Die Spannung am Kollektor des
Transistors 24 steigt damit auf einen hohen Spannungspegel an, während der Spannungspegel am Emitter
dieses Transistors 24 auf den niedrigen Spannungspegel absinkt.
Die komplementären Spannungspegel am Kollektor und Emitter des Phasenteiler-Transistors 24 werden den
Basen der Transistoren 26 und 34 zugeführt. Demgemäß bewirkt der hohe Spannungspegel, der etwa mit dem
Potentialwert + V auftritt, daß der Transistor 26 leitet. Dies wiederum senkt den Spannungspegel am Emitter
des Transistors 26 auf den Wert der Kollektorspannung des Transistors 24, und zwar vermindert um den
Spannungsabfall (Vbe) an der Basis-Emitter-Diode des Transistors 26. Diese Spannung wird der Basis des
Transistors 30 zugeführt, der dadurch in den leitenden Zustand umgeschaltet wird. Gleichzeitig wird der
niedrige Spannungspegel der Basis des Transistors 34 zugeführt, der dadurch in den nichtleitenden Zustand
gelengt. Damit wirkt der Transistor 30 als hohe Impedanz zwischen der Klemme 70 und Erde. Der einer
binären 1 entsprechende Spannungspegel, der mit Hilfe der Verknüpfungsschaltung 10 an der Ausgangsklemme
70 abgegeben wird, wird durch den Spannungsabfall an der Basis-Emitter-Diode des Transistors 30 geliefert.
Wenn die Eingangsklemmen 12, 14 und 16 jeweils einen hohen Spannungspegel führen, wie z. B. einen
entspricht, so fließt der Strom von der Potentialklemme
+ V nicht mehr durch den Widerstand 18, da nämlich
sämtliche Emitter-Basis-Diodci des Transistors 20 in
Sperrichtung vorgespannt sind. Mit kleiner werdendem Stromfluß durch den Widerstand 18 steigt der
Spannungspegel an der Basis des Phasenteiler-Transistors 24 an, was zu einem starken Leiten des Transistors
24 führt. Durch den erhöhten Strom, der den Transistor 24 und die mit diesem in Reihe liegenden Widerstände
22 und 23 durchfließt, werden die Spannungspegel am Kollektor bzw. Emitter dieses Transistors abgesenkt
bzw. angehoben. Der Transistor 34 wird in den leitenden Zustand übergeführt, in welchem ein niederohmiger
Stromweg zwischen der Ausgangsklemme 70 und Erde geschaffen ist. Auf diese Weise wird ein niedriger
Spannungspegel, entsprechend einer binären 0. an der Ausgangsklemme 70 abgegeben. Der Spannungspegel
an der Basis des Spannungseinstell-Transistors 30 ist dabei von solcher Größe, daß dessen Nichtleitendsein
gewährleistet ist. Dadurch wird die Ausgangsklemme 70 auf dem binären Null-Pegel gehalten.
Die von der Verknüpfungsschaltung 10 erzeugten, einem Verknüpfungspegel 0 bzw. 1 entsprechenden
niedrigen bzw. hohen Spannungspegel werden über das Reihenabschlußnetzwerk 50 dem einen Ende des Leiters
62a der Übertragungsleitung 62 zugeführt, und zwar für die Aufnahme durch die an dem anderen Ende der
Leitung vorgesehene hochohmige Empfangs-Verknüpfungsschaltung 64. Der Leiter 62b stellt einen Erdrückführleiter
für Verknüpfungssignale dar, die zwischen den Verknüpfungsschaltungen 10 und 64 übertragen
werden.
Wie oben bereits erwähnt, werden die von der
Verknüpfungsschaltung 64 aufgenommenen Spannungspegei in ihrem Wert verdoppelt, da nämlich die
Eingangsimpedanz der Verknüpfungsschaltung 64 wie ein unterbrochener Stromkreis im Vergleich zu der
niedrigen Impedanz der Übertragungsleitung 62 wirkt.
Im folgenden sei die Wirkungsweise des Reihenabschlußnetzwerks
50 in Verbindung mit den Fig. 3a und 3b näher erläutert. In F i g. 3a ist dabei eine Ersatzschaltung
des Ausgangsteiles, des Reihenabschlußnetzwerks 50 und der Übertragungsleitung 62 gemäß Fig. la
dargestellt Dabei sind entsprechende Bezugszeichen verwendet wie in Fig. la. Bei Vorhandensein einer
hohen Spannung liegt in der Schaltung 10 der Widerstand 28 in Reihe zu den Darlington-Emitterfolgetransistoren
26 und 30, wodurch eine Ansteuerung über das Netzwerk 50 und die Last 60 nach Erde hin
erfolgt. Die Last 60 weist einen Impedanzwert Zb auf,
der dem Wellenwiderstand der Übertragungsleitung 62 entspricht. Von der Klemme 70 in die Schaltung hinein
gemessen ist eine Impedanz mit dem aus Fig.3b ersichtlichen Verlauf vorhanden. In Fig.3b ist dabei
speziell die Ausgangsspannungs-Ausgangsstrom-Kennlinie einer typischen TTL-Verknüpfungsschaltung gezeigt.
Bei einem Null-Strom gibt die Verknüpfungsschaltung in typischer Weise eine Ausgangsspannung von
33VoIt ab. Die Darlington-Schaltung stellt eine niedrige Steuerimpedanz (d. h. von nahezu 0) dar, und
zwar so lange, bis der Punkt a erreicht ist Wie ersichtlich, ändert sich die Steuer- bzw. Treiberimpedanz,
wenn die Schaltung einen höheren Strom als 10 mA liefert Dies bedeutet daß die Darlington-Schaltung
dann gesättigt ist und daß mit weiterem Stromanstieg die Treiberimpedanz sich an den Wert des
Kollektorlastwiderstands 28 annähert, der den Sättigungswiderstand des Transistors 30 darstellt.
Der Punkt b entspricht dem Wert maximalen Strom
bzw. dem sogenannten KurzschluUsirompunkt. Diese
Stromwert wird dadurch berechnet, daß der Spannungs abfall an der Darlington-Schaltimg (das ist Vccs-,wt,me
von der Speisespannung + V subtrahiert wird und dal
dieser Wert dann durch den Wert des Kollektorwider Stands dividiert wird. Unter Annahme typischer Wert<
beträgt der Kurzschlußstrom:
= 5VI
= 76m/
Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der Wen des Kollektorwiderstands 28 so gewählt, daß eir
angemessener Kurzschiußschutz erreicht wird und da£
eine hinreichend hohe Ausgangsspannung und eir hinreichend hoher Ausgangsstrom zur Ansteuerung dei
Übertragungsleitungslast 60 und der Eigenlast 80 erziel· sind. Der Wert des Kollektorwiderstands 28 und dei
nichtlinearen Impedanz 52 des Netzwerks 50 sind in übrigen so gewählt, daß sie gemeinsam die Übertra
gungsleitung 62 unter Vermeidung von Reflexioner abschließen.
Der Wert der Impedanz 54 des Netzwerks 50 ist se gewählt, daß er etwa dem Wellenwiderstand Zo dei
Leitung 62 entspricht. Der Grund hierfür liegt darin. da[ dann, wenn der Ausgangspegel an der Klemme 70 vor
einer binären 1 auf eine binäre 0 umschaltet (das heiß von einem hohen Spannungspegel auf einen niedriger
Spannungspegel) die Impedanz der Schallung 10 sehi niedrig ist. Dies bedeutet, daß die Impedanz der sehi
niedrigen Ausgangsimpedanz der Kollektor-Emitier Strecke des gesättigten Transistors 34 entspricht. Wenr
sich die Schaltung in ihrem Zustand niedriger Spannung befindet, entsprechend der binären 0. dann ist die Diodt
52 in Sperrichtung vorgespannt, wodurch auf die Übertragungsleitung 62 eine hohe Impedanz wirkt
Deshalb schließt die Impedanz 54 des Netzwerks 50 dif Übertragungsleitung 62 mit ihrem Weilenwidersland ab
Wenn nunmehr die Verknüpfungsschaltung 10 vor ihrem Zustand niedriger Spannung in ihrer. Zustanc
hoher Spannung (d.h. entsprechend einer binären 1' umschaltet, muß das Netzwerk 50 unter typischer
Bedingungen die Hälfte des Spannungspegels einei binären 1 abgeben. Dies ruft dann in der Verknüpfungs
schaltung 64 einen Spannungspegel hervor, der einei binären 1 entspricht
Im folgenden sei lediglich als Beispiel angenommen daß eine binäre 1 und eine binäre 0 mit den folgender
typischen Spannungspegeln an den Empfängereingän gen auftreten:
Verknüpfungssignal 1 = 3,3 Volt
Verknüpfungssignal 0 = 0,2 Volt
Verknüpfungssignal 0 = 0,2 Volt
Unter typischen Bedingungen beträgt die Hälfte de! einem Verknüpfungssignal 1 entsprechenden Span
nungspegels 1,65 Volt Die Leitungsspannung Vj. für eir Verknüpfungssignal 1 am Eingang der Leitung 6i
entspricht damit dem Spannungspegel, wenn di« Leitung eine binäre 0 führt (das ist die Dauerzustands
spannung Vsatuguag) zuzüglich der einen Hälfte dei
Differenz der Spannungspegel zwischen einer binären 1 und einer binären 0 (das sind die Übergangsspannungs
pegel). Dies führt zu einem einem vollständiger Verknüpfungssignal 1 entsprechenden Wert vor
33 Volt an der Verknüpfungsschaltung 64. Demgemäl genügt Vl folgender Beziehung:
Vi = VsiniimM + 1Ii(^ »Verknüpfungssignal 1«
— V »Verkniipfungssignal Ο«)
Vx = 1,75VoIt (1) '
Unter der Annahme, daß der Wellenwiderstand Za
der Leitung 62 hier 80 Ohm beträgt, berechnet sich der Wert des Ausgangsstroms /our der Verknüpfungsschal- ι ο
tung 10 bei einer Last Z0 wie folgt:
Wie ausgeführt, entspricht die Änderung der Lei- \
tungsspannung DVL der Differenz zwischen dem
Spannungspegel, um den die Ausgangslast V0 angehoben wird, d h. 1,75 Volt, und dem Spannungspegel, den
die Last Zo zuvor geführt hat, bei dem die Sättigungsspannung des Transistors 34 (das ist VSätügung) einer
binären 0 entspricht
Die Verknüpfungsschaltung 10 muß eine Leitungsspannung Vl abgeben, deren Wert zumindest 1.75 Volt
beträgt, um nämlich den erwünschten Stromwert für die Obertragungsleitungslast Zo zu erzielen. Demgemäß
muß das Netzwerk 50 denselben Spannungspegel von 1,75VoIt an die Last Zl abgegeben, wenn die
Verknüpfungsschaltung 10 im Zustand hoher Spannung ist
Da die Diode 52 des Netzwerks 50 in Durchlaßrichtung vorgespannt ist, wenn die Verknüpfungsschaltung
10 sich im Zustand hoher Spannung befindet, genügt die Ausgangsspannung V00, an der Klemme 70 folgender
Beziehung:
νΜ = 1,75VoIt +0,8VoIt
VM = 2,55VoIt
(2)
35
40
Bezugnehmend auf F i g. 3b sei bemerkt, daß die von der Verknüpfungsschaltung 10 mit der dargestellten
Ausgangsspannungs-Ausgangsstrom-Kennlinie (das heißt bei einer Kollektorimpedanz von 50 Ohm)
abgegebene Spannung bei 3,3 Volt liegt. Damit liegt diese Spannung höher als die geforderten 2,55 Volt
Diese Spannung läßt sich aus der in Kennlinie gemäß Fig.3b kennzeichnenden Gleichung errechnen. Dies
bedeutet, daß die Gleichung der in F i g. 3b dargestellten Kennlinie, die eine Neigung von 50 besitzt (das ist MZl) so
folgender Beziehung genügt:
V = ml + b
(3)
Hierbei sind jn=50 und b= —76m, wie dies sich von
den Punkten ergibt, die 10 mA, 3,3 Volt und 76 mA und
0 Volt in Fig.3b entsprechen. Durch Einsetzen dieser
Werte in die Gleichung (3) unter Berücksichtigung eines Stromes / von 19,4 mA und Auflösen der Gleichung
nach Vergibt sich:
V= 50 / + 3,8
V= 50 (19,4 mA) + 3,8
V = 2,83VoIt
(4)
60
65
Netzwerk 50 einen Spannungspegel Vt abgibt, der
höher ist als zur Ansteuerung der Übertragungsleitung Zu mit dem an sich geforderten Strom ausreicht.
Während Impedanzwerte, die niedriger sind als die gewählten Impedanzwerte ebenfalls zu einer entsprechenden Ansteuereigenschaft führen, wird die Verwendung einer Impedanz bevorzugt, die den maximalen
Kurzschlußstrom / hinreichend stark begrenzt, der durch den Transistor 30 im Falle eines Kurzschlusses
fließt, und die Reflexionen vermeidet.
Zusammenfassend kann festgestellt werden, daß das Netzwerk; 50 durch die dem Widerstand 54 parallelgeschaltete Diode 52 die Höhe der Spannung heraufsetzt,
welche die Verknüpfungsschaltung 10 an den Eingang der Übertragungsleitung 62 in dem Fall abgibt, daß die
betreffende Schaltung 10 im Zustand hoher Spannung bzw. im Binärzustand 1 ist Ohne die Verwendung der
Diode 52 oder eines ihr entsprechend geschalteten Bauelements vermag die Verknüpfungsschaltung 10
nicht den gewünschten Spannungspegel bei den in typischer Weise höheren Strompegeln abzugeben, wie
sie zur Steuerung der Übertragungsleitung 62 erforderlich sind. Der Grund hierfür liegt darin, daß ohne das
Netzwerk 50 die Verknüpfungsschaltung 10 einen Strom desselben Wertes durch eine Reihenimpedanz 54
des Wertes Zo und einen Wellenwiderstand (60) des
Wertes Za abgeben muß. Da das Netzwerk 50 einen
Spannungspegel, der der Hälfte des Spannungspegels des Verknüpfungssignals 1 entspricht, an den Eingang
der Leitung 62 abgibt, nimmt die Empfangs-Verknüpfungsschaltung 64 einen Spannungspegel auf, der
vollständig dem Verknüpfungssignal 1 entspricht Hierdurch wird die Störgrenze der Verknüpfungsschaltung 64 heraufgesetzt, und außerdem ermöglicht diese
Maßnahme eine flexible Einstellung des Störspannungspegels in dieser Verknüpfungsschaltung. Darüber hinaus
absorbiert die nichtlineare Impedanz der leitenden Diode 52 in Verbindung mit der Impedanz des
Widerstands 28 Energie, wodurch Reflexionen vermieden sind.
Wie ausgeführt, gibt die beschriebene Schaltungsanordnung, wenn sie sich im Zustand hoher Spannung
befindet, einen Spannungspegel an die Ausgangsklemme 70 ab, der etwa 0,8 Volt beträgt Dieser Spannungspegel liegt damit um den Spannungsabfall an einer
Diodenstrecke oberhalb des halben Spannungspegels entsprechend einer binären 1. Dieser Spannungspegel
hat sich als zufriedenstellende Störgrnze im Rahmen der Ansteuerung verschiedener TTL-Schaltungen erwiesen,
und zwar für den Fall, daß die Last 80 gemäß F i g. 1 und la in unmittelbarer Nähe dieser Schaltungen vorgesehen ist (z.B. in einem Abstand von mehreren
Zentimetern im Unterschied zu einem Abstand bis zu ca. 60 Metern).
Gemäß den Lehren der Erfindung vermag sich eine IIL-Verknüpfungsschaltung mit einer typischen Ausgangsspannungs-Ausgangsstrom-Kennlinie über ein
Reihenabschlußnetzwerk anzupassen an die hohe Störgrenze und an die Steuerungsanforderungen einer
Leitungstreiberschaltung. Die Werte der Bauelemente einer typischen Ausführungsform sind nachstehend
aufgeführt.
Aus obigem dürfte ersichtlich sein, daß mit dem für den Kollektorwiderstand 28 gewählten Wert das
| Widerstand 18 | 4000 0hm |
| Widerstand 22 | 800 0hm |
| Widerstand 23 | 800 0hm |
| Widerstand 25 | 3500 Ohm |
| Widerstand 28 | 50 Ohm |
Diode 52
Widerstand 54
Übertragungsleitung 62 mit
zwei verdrallten Leitungen
Übertragungsleitung 62 mit
zwei verdrallten Leitungen
Speisespannung + V
Schwellwert +0,8 Volt
Fairchild FD-624
80 Ohm
Fairchild FD-624
80 Ohm
80 Ohm
13 Nanosekunden auf
ca. 30 cm
5VoIt
Die oben aufgeführten Werte sind lediglich zum Zwecke der Veranschaulichung angegeben. Es sei
jedoch bemerkt, daß die Erfindung durch diese Werte nicht beschränkt sein soll. So ist z. B.die Verbindungsanordnung
gemäß der Erfindung nicht auf den angegebenen TTL-Schaiiungstyp beschränkt oder auf die
dargestellte Steueranordnung. Vielmehr können auch andere Typen von Verknüpfungsschaltungen, einschließlich
solche mit Verstärker-Flipflops, in Verbindung mit den Prinzipien gemäß der Erfindung
angewandt werden. Einige dieser Schaltungen sind in der Druckschrift »Honeywell Computer |ournal«,
Winter-Spring 1963, Copyright 1968, Seiten 54 bis 59 beschrieben. Anstatt der Ansteuerung einer Übertragungsleitungslast
von einer unsymmetrischen Anordnung her kann die Erfindung auch in Verbindung mit
einer doppelseitigen oder symmetrischen Leitungssteueranordnung verwendet werden.
Abschließend sei noch bemerkt, daß bei den dargestellten Schaltungen ohne weiteres Abhänderungen
vorgenommen werden können. So können z. B. die Polaritäten der Spannungsquellen, die Werte der
Impedanzen 54 und ZL und die Transistortypen geändert
werden, und darüber hinaus können für das Element 52 entsprechende Äquivalente vorgesehen werden.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (7)
1. Treiberschaltung für eine an einer Übertragungsleitung angeschlossene externe Last mit einer
Lastimpedanz, deren Wert wesentlich höher ist ab der Wellenwiderstand der Übertragungsleitung,
wobei mit der Treiberschaltung eine Verknüpfungsschaltung verbunden ist, die zumindest einen ersten
Zustand und einen zweiten Zustand einzunehmen vermag, dadurch gekennzeichnet, daß mit
der Übertragungsleitung (62) ein Reihenabschlußnetzwerk (50) verbunden ist, welches zumindest
einen ersten Impedanzzweig (52) und einen zweiten Impedanzzweig (54) umfaßt und welches durch die
Verknüpfungsschaltung (10) derart gesteuert ist, daß bei im ersten Zustand befindlicher Verknüpfungsschaltung
(10) ein bestimmter Spannungspegel über den ersten Impedanzzweig (52) an der externen Last
(60) liegt und daß bei im zweiten Zustand befindlicher Verknüpfungsschaltung (10) die externe
Last (60) über den zweiten Impedanzzweig (54) mit ihrem Reflexionen von der externen Last (60)
absorbierenden Wellenwiderstand (Zo) abgeschlossen ist.
2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Impedanzzweig (52)
des Reihenabschlußnetzwerkes (50) eine nichtlineare Impedanz (52) enthält und daß der zweite
Impedanzzweig (54) des Reihenabschlußnetzwerkes (50) eine lineare Impedanz (54) enthält.
3. Treiberschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die nichtlineare Impedanz (52)
ein einen Strom in nur einer Richtung leitendes Element (52) ist.
4. Treiberschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das einen Strom in nur einer
Richtung leitende Element (52) eine Diode (52) ist.
5. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die lineare
Impedanz (54) ein Widerstand (54) ist, dessen Widerstandswert etwa dem Wellenwiderstand (Zo)
der Übertragungsleitung (62) entspricht.
6. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß dem Reihenabschlußnetzwerk
(50) von der Verknüpfungsschaltung (10) ein Signalpegel zuführbar ist, der etwa der
Hälfte des eine binäre 1 darstellenden Spannungspegels entspricht.
7. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsleitung
(62) eine verdrallte zweiadrige Leitung (62a, 62o; ist.
20
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| US3832575A (en) * | 1972-12-27 | 1974-08-27 | Ibm | Data bus transmission line termination circuit |
| US4228369A (en) * | 1977-12-30 | 1980-10-14 | International Business Machines Corporation | Integrated circuit interconnection structure having precision terminating resistors |
| DE2907307C2 (de) * | 1979-02-24 | 1982-08-12 | Hewlett-Packard GmbH, 7030 Böblingen | Ausgangsschaltung für einen Impulsgenerator |
| DE3738771A1 (de) * | 1987-11-14 | 1988-03-24 | Roland Dipl Ing Radius | Verstaerkungseinrichtung fuer unipolare impulsfoermige signale mit einem tastverhaeltnis kleiner als 0,5 |
| US5164663A (en) * | 1990-12-05 | 1992-11-17 | Hewlett-Packard Company | Active distributed programmable line termination for in-circuit automatic test receivers |
| US5534812A (en) * | 1995-04-21 | 1996-07-09 | International Business Machines Corporation | Communication between chips having different voltage levels |
| US6177807B1 (en) | 1999-05-28 | 2001-01-23 | International Business Machines Corporation | High frequency valid data strobe |
| US8154901B1 (en) | 2008-04-14 | 2012-04-10 | Netlist, Inc. | Circuit providing load isolation and noise reduction |
| US8001434B1 (en) | 2008-04-14 | 2011-08-16 | Netlist, Inc. | Memory board with self-testing capability |
| US7786754B2 (en) * | 2008-09-09 | 2010-08-31 | Hitachi Global Storage Technologies Netherlands B.V. | High speed digital signaling apparatus and method using reflected signals to increase total delivered current |
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|---|---|---|---|---|
| DE45C (de) * | 1877-07-16 | A. HELLHOF, Königl. Preufsischer Lieutenant der Artillerie, und J. A. HALBMAYR, Letzterer in Marienbad | Spreng-Minen-Geschütz | |
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| US3383526A (en) * | 1964-12-17 | 1968-05-14 | Ibm | Current driver circuit utilizing transistors |
| US3491251A (en) * | 1965-12-20 | 1970-01-20 | Motorola Inc | Logic circuit having noise immunity capability which exceeds one-half the logic swing in both directions |
| US3440440A (en) * | 1966-04-29 | 1969-04-22 | Sperry Rand Corp | Input-output circuit |
| US3522444A (en) * | 1967-03-17 | 1970-08-04 | Honeywell Inc | Logic circuit with complementary output stage |
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