DE2051589C3 - Elektrischer Synthesator - Google Patents

Description

Die Erfindung bcirifft einen elektrischen Synthesator gemäß Oberbegriff des Hauptanspruchs.

Es sind bereits Vorrichtungen und Verfahren /ur Synthese der menschlichen Sprache bekannt (DE-OS 03 621, DE-OS 14 72 0Oi 'H-PS 4 74 118, CH-PS 70 044, DD-PS 67 151. u.vi-.-> 31 58 685 und US-PS 02 165), die alle auf der Übertragung analoger Bezugsschwingungen basieren. Die hierfür erforderlichen Bandbreiten sowie die zur Übertragung erforderliche Leistung sind nicht unbeträchtlich.

Man hat daher auch bereits versucht, Sprachsignale in Digitalform zu übertrogen, wobei als Übertragungsstrecke insbesondere die Übertragung von einer Bodenstation zu einem Raumfahrzeug gewählt worden ist Dabei zeigte sich u. a^ daß die digitalisierten Sprachsignale mit anderen von einem Raumfahrzeug aus gesendeten Daten verschachtelt werden können, so daß die erforderlichen Funkverbindungen mit dem Raumfahrzeug verringert werden.

Wissenschaftler haben festgestellt, daß statt der Sprachsignale selbst eine »Beschreibung« der Sprachsignale übertragen werden kann und daß aus dieser Beschreibung die Sprachsignale rekonstruiert werden können. Die »Beschreibung« enthält sorgfältig ausgewählte, der Sprache zugeordnete Funktionen oder Parameter, aus denen die Sprache rekonstruiert werden kann. Die Beschreibung wird in eine digitale Wortform unigesetzt und diese benötigt eine geringere Bandbreite als bei Übertragung der ursprünglichen analogen Sprachsignale erforderlich wäre.

Sprachdaten werden hauptsächlich durch Änderung der Form des Leistungsdichtespektrums übertragen und weniger durch die zeitliche Änderung des Schalldruckes, wie dies häufig irrtümlich angenommen wird. Somit kann die Beschreibung der Sprache durch Analyse des Leistungsspektrums eines ersten Signals mittels einer Reihe von Bandfiltern vorgenommen werden, welche den Tonfrequenzbereich in eine Reihe von benachbarten Bänder.i aufteilen. Die Energie in jedem Band wird am Ausgang jedes Filters gemessen und das Meßergebnis ergibt eine ungefähre, jedoch kontinuierliche Beschreibung der Leistung an diskreten Stellen der zugeführten Sprache.

Zusätzlich zur Amplitudenanalyse der einzelnen Kanäle können Daten gewonnen werden, die von der Grundfrequenz oder Tonhöhe abhängen. Die Sprache besteht außerdem aus »stimmhaften« und «stimmlosen« Lauten. Stimmhafte Laute enthalten die Vokale sowie die stimmhaften Konsonanten. Sie werden dadurch erzeugt, daß die aus den Lungen austretende Luit die Stimmbänder in Schwingungen versetzt. Stimmhafte Laute bestehen hauptsächlich aus Harmonischen der Frequenz, mit der der Kehlkopf vibriert. Die Grundfrequenzen von stimmhaften Lauten liegen im wesentlichen im Bereich von etwa 70 bis 350 Hz.

Stimmlose Laute sind Konsonanten, die mit den Lippen, den Zähnen und/oder der Zunge erzeugt werden. Sie haben keine festgelegte Frequenzverteilung, bestehen jedoch im wesentlichen aus willkürlich im Tonfrequenzbereich verteilten Frequenzen und ändern ihre Amplitude in Abhängigkeit von dem erzeugten Ton. Somit enthält die Beschreibung der Sprache die Tonhöhen-Frequenz, Amplitudeninformationen über die Bänder des Tonfrcquenzspcktruins, einen Hinweis auf das Vorhandensein von stimmlosen Lauten und Ampliludendaten für die stimmlosen Laute.

Um die Stimme mit einer Kanalanordnung /ur Stimmsynthese zusammenzusetzen, wird eine Reihe von Bandfiltern ähnlich den vorstehend beschriebenen benutzt, die mit dem Ausgangssignal eines Summ- oder Zischgenerators und mit abgeglichenen Modulatoren für die Rekonstruktion verständlicher Sprache zusammenarbeiten.

Anordnungen /ur Synthese von Sprachsignale mit Filtern haben mindestens zwei wesentliche Nachteile. Da Bandfilter mit unendlich steil ansteigendem D;impfungsbereich technisch nicht herstellbar sind, wird häufig Energie von einem Kanal in den nächsten übergekonpeit. wodurch eine erhebliche Störung

entsteht. Ferner haben Filter keine unendlich kurze Ansprechzeit, und es wird demgemäß in dem jeweiligen Filter Energie gespeichert, was zu Schwingungen in der Filteranordnung führt, durch die Verzerrungen im erzeugten Sprachsignal auftreten. Die Verwendung einer Vielzahl von Filtern führt außerdem zu einem zu großen und zu schweren Aufbau für solche Anwendungsfälle, bei denen Größe und Gewicht wichtige Faktoren sind, wie beispielsweise bei Raumfahrzeugen. Filter benötigen, bezogen auf die Leistung der erzeugten Ausgangssignale, eine große Eingangsleistung, da in ihnen normalerweise ein erheblicher Leistungsverlust eintritt.

Darüber hinaus verhindern die bei der Verwendung von Filtern auftretenden Fehler die Reproduzierbarkeit, wenn dies für ein bestimmtes Signai mit einer gegebenen Genauigkeit erforderlich ist.

Kanal-Analysatoren der beschriebenen Art sind für die heute zu stellenden Forderungen nicht ausreichend anpassungsfähig. In gewissen Situationen kann es erwünscht sein, die Phase einer einzelnen Harmonischen zu verschieben oder eine Harmonische mit einem zweiten Signal zu modulieren oder für einen gegebenen FaIi eine bestimmte Harmonische vollständig auszuschalten, um so das zu synthetisierende Signal zu verbessern oder seine Qualität zu ändern. So wird beispielsweise in einigen Tiefseeforschungsfahrzeugen eine Atmosphäre mit einem hohen Prozentsalz von Helium verwendet. Die Schallausbreitung in Helium ist bezüglich der Ausbreitung des gleichen Schalles in Luft verzerrt, wodurch in diesen Fahrzeugen eine unnatürliche Sprache erzeugt wird. Falls eine derartige Verzerrung durch eine Anordnung zur Synthese, die die Tonhöhe ändern kann, kompensiert wird, so könnte der Sprache ihr natürlicher, durch die veränderte Ausbreitung verloren gegangener Ton zurückgegeben werden.

Wissenschaftler und Ingenieure versuchen bereits lange Zeit eine vollständige digital arbeitende Anordnung zur Synthese von Sprachsignalen zu bauen. Bisher wurden jedoch nur beschränkte F.rfolge erzielt. Alle Digitalteile der bisher bekannten Anordnungen zur Synthese erfordern einen umfangreichen Speicher, durch den die Verwendbarkeit der zugehörigen Anordnung zur Synthese begrenzt wird. Daher wird eine Digitalanordnung zur Synthese gewünscht, die im sogenannten Realtime-Betrieb arbeitet, wodurch keine umfangreichen Speichereinrichtungen erforderlich sind. Dadurch könnte eine derartige Anordnung für viele Fälle anzuwenden sein, in denen sie bisher nicht benutzt werden konnte.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung 7iir Synthese eine«; Signals 711 schaffen, die die vorstehend erwähnten Nachteile vermeidet und für viele Anwendungsfälle geeignet ist, in denen bisher derartige Umsetzer nicht eingesetzt werden konnten.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst wie durch Patentanspruch 1 gekennzeichnet.

Die erfindungsgernäße Anordnung eignet sich besonders zur Aufnahme von digital kodierten Angaben über Grundparameter der Sprache und zur Umsetzung dieser digital kodierten Angaben in analoge Signale.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Patentansprüchen 2 bis 16 angegeben.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand der Figuren näher erläutert: es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Anordnung zur Signalsynthese gemäß der Erfindung,

Fig. 2 eine Darstellung von digital kodierten, in Reihe auftretenden Eingangssignalen für die Anordnunggemäß Fig. 1,

Fig. 3 in grafischer Darstellung die Berechnung von Frequenzkomponenten im synthetisierten Signal,
F i g. 4 eine Möglichkeit zur Gewinnung von sinusförmigen Informationen aus dem synthetisierten Signal,

F i g. 5 eine grafische Darstellung des grundsätzlichen Rechen Verfahrens,

Fig. 6 eine vereinfachte schematische Darstellung des Reihen-Parallel-Umsetzers aus F i g. 1,

Fig. 7 eine vereinfachte schematische Darstellung des Amplituden-Pufferregistersaus Fig. 1,

Fig. 8 eine vereinfachte schematische Darstellung der Kombination von 12-Bit-Addierer und Akkumulator Γ) aus Fig. 1,

Fig. 9 eine vereinfachte schematische Darstellung des Größenvergleichers, der Hüllkurvensteuerung und der Tabelle für die Kanalbandbreiten aus Fig. 1,

Fig. 10 vereinfacht eine schematische Darstellung der /(-Index- und Synchronisierungssteuerung aus Fig. 1,

Fig. 11 eine vereinfachte schematische Darstellung der Tabelle von amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen aus Fig. 1,

Fig. 12 den allgemeinen Zeitablauf für den Betrieb verschiedener Elemente der Anordnung gemäß Fig. 1,

Fig. 13 eine vereinfachte schematische Darstellung des Rauschgenerators gemäß Fig. 1.

Zur allgemeinen Beschreibung der Erfindung sei zunächst auf die Fig. 1 und 2 verwiesen, in denen ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Anordnung 10 zur Synthese dargestellt ist, die zur Umsetzung von digital kodierter, zu einem ersten analogen Signal gehörenden Information in Analogsignale dient, welche ü ihrerseits zur Reproduzierung des ersten Signals verwendet werden.

Sprachanaiysatoren zur Umwandlung von Sprache in digital«- Kodierungen oder Signale sind bekannt. Ein von einem derartigen Analysator erzeugtes digitales Signal kann, wie in 1Ί g. 2 dargestellt ist. aus aufeinanderfolgenden Rahmen, etwa 190. aus digitalen Worten bestehen, wobei diese Worte Informationen bezüglich grundsätzlicher Parameter der Sprache an im Abstand aufeinanderfolgenden, vorherbestimmten Zeitpunkten aufweisen. Bei dem beschriebenen Analysator werden die digitalen Signale mit einer Geschwindigkeit von 2 400 Bit/sec übertragen. Jeder der Rahmen enthält zusätzlich Informationen darüber, ob die Sp^rache zu einem bestimmten Zeitpunkt stimmhaft oder stimmlos ist. eine Definition der Grundfrequenz der Sprache zu dem Zeitpunkt, zu dem der Rahmen gehört, falls der Ton stimmhaft ist. sowie die Amplitude des Energiepegels einer vorbestimmten, aufeinanderfolgenden Reihe von Bändern oder Spektrumsbereichen, die im Tonfrequenzbereich verteilt sind, unabhängig davon, ob die Sprache zu diesem Zeitpunkt stimmhaft oder stimmlos ist Somit enthält jeder der Rahmen 190 siebzehn Worte, von denen das erste aus 6 Bit, 92, besteht, die zur Identifizierung der Grundfrequenz des stimmhaften

Wi Lautes oder zur Anzeige, daß zu diesem Zeitpunkt ein stimmhafter Laut fehlt, dienen. In Reihe angeordnet folgen dem ersten Wort fünfzehn aufeinanderfolgende 3-Bit-Worte, wie etwa die Worte 93 bis 96, die jeweils kodiert die Energieamplitude in dem jeweils zugehöri-

b5 gen vorbestimmten Band- oder Spektrumsbereich des Tonfrequenzbandes zu demjenigen Zeitpunkt anzeigen, der dem Rahmen zugeordnet ist Das siebzehnte Wort 96 enthält in entsprechender Weise die Amplitudenin-

formation für das sechzehnte Band, weist jedoch entgegen den anderen Worten der Reihe 2-Bil auf. Das erste 3-Bit-Wort 93 gibt beispielsweise die Amplitudenenergie der Sprache im Frequenzband zwischen 200 Hz und 332 Hz an, und entsprechend gibt das letzte Wort 96 die Amplitudenenergie des Spektrumsbereiches zwischen 3331 Hz und 3820 Hz an. Die aufeinanderfolgenden Bänder des Rahmens, die zu jeweils einem Wort gehören, vergrößern ihre Frequenzbandbreite in vorbestimmter ausgewählter Weise. Beispielsweise kann die Vergrößerung der Bandbreite logarithmisch erfolgen.

Das Synchronisierungs-Bit 97 dient zur Synchronisierung des zeitlichen Ablaufes der Arbeitsschritte der verschiedenen Schaltkreise der Anordnung 10 zur Synthese von Sprache.

Die crfindungsgemäße Anordnung äst ein Spezia!- computer mit besonderem Anwendungsbereich. Sie nimmt Eingangsinformationen mit einer Geschwindigkeit von 2400 Bit/sec. auf, und der Bit-Fluß besteht aus in Reihe angeordneten 54-Bit-Rahmen der vorstehend beschriebenen Art.

Zum vollen Verständnis des Verfahrens zur Rekonstruktion von ursprünglichen analogen Signalen aus Beschreibungen der durch dieses Signal gegebenen Töne muß das Rechenverfahren näher erläutert werden. Die allgemeine Gleichung für die Berechnung lautet wie folgt:

χ -1 V

H ] = 1

* fsin 2.t(H-Z)(K

J"

(D

In dieser Gleichung ist X_(lk) die Summe einer Folge von Rechnungen für die Amplitude und die Frequenz des zu bildenden analogen Signals, wobei die Summation für K Zeitpunkte erfolgt. Der Faktor f ist die Tonhöhen- oder Grundfrequenz in Hz, für die die ■j Rechnung durchgeführt wird, und der Faktor H bezeichnet die Ordnung der Harmonischen (z. B. 1, 2, 3, ...N) für die zur Grundfrequenz gehörigen Harmonischen. Der Faktor A(n. η gibt die Amplitude der Hüllkurve während eines bestimmten Zeitpunktes einer

K) Grundfrequenz (bei der H-f=\ ist) oder eine Sinusoberwelle (für Werte von H ■ /-größer als 1) des zu erzeugenden Tones an. Der Faktor T bezeichnet die kleinste Zeiteinheit, bei der eine Berechnung der Amplitude an einer Stelle für eine bestimmte Harmonisehe erfolgt. L ist das größte Produkt von H ■ f, welches kleiner als 3820 Hz ist. C ist ein Maßstabsfaktor für die Anzahl der Rechnungen während eines Zyklus der Grundfrequenzperiode. K bezeichnet einen Zeitfaktor für die Anzahl der Rechnungen, die bezüglich einem

2n bestimmten Zyklus der Grundfrequenz durchgeführt werden. Die Faktoren K, T und C sind im folgenden ausführlich erläutert. Die obere Grenze des zu berücksichtigenden Frequenzbandes wurde für dieses Ausführungsbeispiel zu 3820 Hz gewählt. Die Festlegung dieser oberen Grenze gegenüber einer üblichen Grenze von 4000 Hz erleichtert die Berechnung und beeinträchtigt nicht merkbar die Erkennbarkeit oder die Qualität des erzeugten Ausgangssignals.

Die Summenformel gemäß Gleichung (1) kann im einzelnen für aufeinanderfolgende Zeitspannen wie folgt geschrieben werden:

i,m = -jj ['

, -sin

— + Λ

an

b,

2.T(2Z)T

sin - -^ — + Λ

2.τ(Η·Ζ)Τ

-V₁₁₂₁ = -ί [A_1n sin ²ψΠ ₊ Α_αί)^ψη ₊ ,,„.,,sinMWH].

(2)

(3)

^os) = ΰ ^⁴I/) ^sin

m„

. . 2.ύ(2Ζ)(ΚΤ) +A_ansm + 2⁸

(4)

In F i g. 5 ist eine Tonhöhen- oder Grundfrequenz / mit allen ihren im Sprachfrequenzbereich liegenden Oberwellen (2£ Zf, Af... π - f) dargestellt, v/obei die obere Grundfrequenz 3820 Hz beträgt Zur besseren Erläuterung ist eine Ausgangskurve 9t gezeigt, die theoretisch die Summe aus der Grundfrequenz und allen in den hörbaren Bereich fallenden Oberwellen zeigt.

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel ist die niedrigste berücksichtigte Grundfrequenz 74 Hz, da sie etwa mit dem unteren Ende des Bandes von Tonhöhenfrequenzen zusammenfällt Es wurde willkürlich festgelegt, daß während einer vollständigen Periode eines 74 Hz-Signals 256 Punkte und für jede der zugehörigen Oberwellen ebenfalls 256 Punkte berechnet werden, wobei die Punkte für die Oberwellen im gleichen Abstand innerhalb einer Zeitspanne verteilt sind, die der Periode der Gnindwelle entspricht Dadurch erhält man eine Skala für die Grundfrequenz von 74 Hz, wie sie in F i g. 5 dargestellt ist Wie im folgenden noch beschrieben wird, ändert sich die Grundfrequenz für die Berechnung, jedoch bleibt das Berechnungsverhältnis von K = 256 konstant. Mit anderen Worten, bei einer Grundfrequenz von 74 Hz werden innerhalb einer Zeitspanne von etwa 13,5 Millisekunden, einer Periode eines 74 Hz-Signals, 256 Berechnungen durchgeführt Für jede Oberwelle der 74 Hz-Grundfrequenz werden in der gleichen Zeitspanne 256 Berechnungen gemacht Somit beträgt die Zeitdauer für einen zu berechnenden Punkt für die 74 Hz-Grundwelle und jede ihrer Harmonischen:

13,5 msec.
256

= 52,7

Da die obere Grenze des hörbaren Bereiches bei diesem Ausführungsbeispiel auf 3820 Hz festgelegt ist

sich für eine Grundfrequenz von 74 Hz oder 51 Oberwellen im Tonfrequenz- oder

ergeben
3820
74

hörbaren Bereich. Die Gesamtzeit für die Berechnung beträgt 52,7 μ5βα, so daß der Wert eines Punktes für

jede Oberwelle oder die Grundwelle in etwa -~- oder

1,03 μ5βΰ. durchgeführt wird.

Bringt man die Gleichungen (2), (3) und (4) in Beziehung zu F i g. 5, so erkennt man, daß die Amplitude der Ausgangskurve 91 zu bestimmten Zeitintervallen I_x dadurch berechnet wird, daß man die genauen Werte für die Unbekannten bestimmt und die jeweilige Gleichung löst, so daß beispielsweise bei f_v = h. die Gleichung (3) einen Wert für die Amplitude des Ausgangssignals während des zweiten Zeitintervalls (ti) liefert. In den Gleichungen (2), (3) und (4) sind die jeweils die Komponente der ersten Oberwelle bezeichnenden Teile

mit a, a a„ die die Komponente der zweiten

Oberwelle bezeichnenden Teile mit b, b\ und b„ und entsprechend die die m-te Oberwelle bezeichnenden Teile mit m, m\ und m„ bezeichnet. Bei genauer Prüfung erkennt man außerdem, daß man bei Aufzeichnung der jeweiligen Komponenten a, au... a„ für entsprechende Zeitspannen K die Grundfrequenz reproduzieren kann und daß bei Vergrößerung der Zeitspannen K die Genauigkeit der reproduzierten, die Grundfrequenz darstellenden Sinuswelle verbessert wird.

Die bei dieser Anordnung verwendeten Grundfrequenzen liegen im Bereich von 74 bis 310 Hz. Der Fachmann weiß, daß als Grundfrequenzband normalerweise der Bereich von 74 bis 330 Hz angesehen wird. Es kann jedoch etwas abgeändert werden, ohne daß die Qualität des erzeugten Tones (bei Reproduzierung von Sprache) beeinträchtigt wird und ohne daß die Betriebsweise der Anordnung Änderungen erfährt. Es sei nun ein spezielles Beispiel für die Berechnung bei der Grundfrequenz von 310 Hz beschrieben. Die Einzeldarstellung der allgemeinen Gleichung (1) kann zusammengefaßt wie folgt beschrieben werden:

12,38

1,03

¹ISlO)

sin

tat

= 72 Γ

(310)

sin

„sin

2.-Γ7

~2§ ^ ^ 162'

2 · 2.-τΤ
—jT— - + '

255·2.-γΓ
2^s

öS

2·2·2πΤ

(Der Spektrumskomponentenbereich (8.) ist für K = 256 Null, da die Zeit tj gleich der Zeit /„ + 1 ist.).

Die Gesamtrechenzeit für die Berechnung der Komponenten X(„), X^ ... ^₁₂₅₆) beträgt nur 3,17 Millisekunden, da nur elf Rechnungen durchzuführen sind, d. h. es gibt nur zwölf mögliche Oberwellen der Grundfrequenz, die zwischen 310 Hz und 3820 Hz (-JTjT- =12Jliegen. Die gesamte Rechenzeit für irgendein Xtk bei einer Grundfrequenz von 310 Hz beträgt 12,38 μ5βα, so daß die Gesamtrechenzeit für alle X-Zeitabschnitte bei einer Grundfrequenz von 310 Hz 3,17 Millisekunden (12,38 χ 10~⁶ χ 256 = 3,17 χ ΙΟ-³) beträgt, während die Gesamtrechenzeit für eine Grundfrequenz von 74 Hz 13,5 Millisekunden ausmacht. Die Rechenzeit für die Berechnung jedes Elements der Gleichungen (5) bis (8) beträgt noch 1,03 μ^εα

Jeder die digital kodierte Eingangsinformation der Beschreibung des Tones enthaltende Rahmen enthält diejenigen Informationen, die erforderlich sind, um die vorstehend angegebene allgemeine Berechnung einer Grundfrequenz und jeder Oberwelle durchzuführen. Aus F i g. 2 und den Gleichungen (2), (3) und (4) ergibt sich, daß das 6-Bit-Wort 92 die dem Rahmen zugeordnete Grundfrequenz f bezeichnet und daß jedes der 3-Bit-Worte wie etwa 93 die Amplitudeninformation A(H η enthält, die zu mindestens einer Oberwelle gehört, welche in einen einer vorgewählten Reihe von Abschnitten des Tonfrequenzbandes oder -spektrums fällt Wegen des Abstandes der vorgewählten Abschnitte oder Bänder des Tonfrequenzbereiches und der Abstände der zur Grundfrequenz gehörenden Oberwellen kann mehr als eine Oberwelle innerhalb eines bestimmten Abschnittes liegen oder es kann auch keine Oberwelle in einem Abschnitt vorhanden sein. Wo mehr als eine Oberwelle in einem Abschnitt auftreten, gibt die A(H ■ /7-Infcrmation eines Wortes die Gesamtenergie der in diesen Abschnitt fallenden Oberwellen des ursprünglichen, kodierten Signals an.

Um eine entsprechende Darstellung des Tonspektrums des ursprünglichen Signals am Ausgang der Anordnung 10 zur Synthetisierung zu erhalten, muß der Rahmen eine größere Zeitspanne einnehmen, als die größte zu einer Grundfrequenz gehörende Periode. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Rahmenfolgefrequenz 22,5 Millisekunden, und die Rahmen folgen ohne Unterbrechung in Reihe aufeinander.

Die digital kodierte Eingangsinformation wird der Anordnung gemäß F i g. 1 an der Eingangsklemme 14 zugeführt, die mit einer Eingangssteuereinheit 13 verbunden ist Diese Einheit dient zum Synchronisieren der Eingangsinformation für die Eingangsanordnung 15 und enthält einen Serien-Parallel-Umsetzer 18, ein 48-Bit-Amplitudendaien-Pufferregister 22, ein 6-Bit-

Grundfrequenz-Pufferregister 26, eine Logikschaltung 28 zur Umwandlung digitaler, der Frequenz zugeordneter Eingangsdaten in Binärworte und ein Frequenzdaten-Speicherregister 29. Die Eingangssteuereinheit 13 erzeugt eine Rechteckimpulsfolge mit 2400 Bit/sec, die ein Taktsignal darstellen und im wesentlichen unabhängig von anderen Zeitgeberanordnungen innerhalb der Anordnung 10 zum Synchronisieren sind. Dieses Taktsignal wird dem Serien-Parallel-Umsetzer 18 über eine Leitung 19 zugeführt. Die der Steuereinheit 13 in Serie zugeführten Eingangsdaten werden von ihr über eine Leitung 17 dem Umsetzer 18 zugeleitet, und jeder Rahmen der serienförmigen Eingangsdaten wird mit einem Taktimpuls von der Leitung 19 im Umsetzer synchronisiert, so daß die dem Umsetzer über die Leitung 17 zugeführten Daten für den Betrieb der Eingangsanordnung synchronisiert sind. Ferner werden dem Amplituden-Pufferregister 22, dem Grundfrequenz-Pufferregister 26 und der /(-Index- und Synchronisationssteuereinheit 20 ein dem Synchronisierungs-Bit jedes Rahmens der Eingangsdaten entsprechendes Signal über die Leitung 16 zugeführt. Das in der Leitung 16 auftretende Signal besteht im wesentlichen aus einer Impulsfolge mit einer Folgefrequenz von 44,44 Bit/sec. oder aus einem Impuls je 54 Zählschritte des 2400 Bit/sec-Taktgebers.

Der Serien-Parallel-Umsetzer 18 (Fig. 6) ist eine in der Computertechnik bekannte Schaltanordnung.

Der Umsetzer 18 benutzt bekannte Flip-Flops, und der Fachmann erkennt, daß die Flip-Flops jeweils erste und zweite Eingänge und erste und zweite Ausgänge Q und Q(»Nicht-Q«), einen Takteingang, der in Abhängigkeit von einem zugeführten Impuls die an den Eingängen anstehenden Daten an die Ausgänge weitergibt, sowie einen Rücksteiieingang haben, der bei Zuführung eines Impulses die Ausgänge der Flip-Flops löscht. Flip-Flops sind allgemein bekannt, so daß keine weitere Erklärung erforderlich ist. Im übrigen bezieht sich die Bezeichnung »1« oder »hoch« auf das Vorhandensein einer Gleichspannung gegebener Größe und die Bezeichnung »niedrig« oder »0« auf das Fehlen einer derartigen Spannung. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird eine 5 Volt Gleichspannung als 1 verwendet Im wesentlichen entspricht ein erster Ausgang jedes Flip-Flops dem ersten Eingang des gleichen Flip-Flops und in gleicher Weise entspricht ein zweiter Ausgang dem zweiten Eingang, so daß bei Zuführung eines Taktimpulses zum Takteingang des Flip-Flops der Ausgang seinen Zustand entsprechend dem Zustand am Eingang zum Zeitpunkt der Zuführung des Taktimpulses ändert

Die in Serie auftretenden Daten in der Leitung 17 werden dein Eingang des UriiseUers 18 zugeführt, worauf die in Serie auftretenden Signale in zwei parallele Pfade 17, 17a aufgeteilt sind. Der Pfad 17a enthält einen Inverter 21 und jeder der beiden parallelen Pfade ist unmittelbar mit den jeweiligen Eingängen eines ersten Flip-Flops 23 einer Gruppe von 54 parallel geschalteten Flip-Flops 23 verbunden. Das erste Flip-Flop 23 enthält einen ersten Eingang, an den die Leitung 17 und einen zweiten Eingang, an den die Leitung 17a angeschlossen ist Die zweite Verbindung erfolgt jedoch über einen Inverter 21, so daß beim Auftreten eines eine 1 bezeichnenden Bits in den Eingangsdaten diese 1 unmittelbar dem ersten Eingang und eine 0 dem zweiten Eingang zugeführt wird. Wird umgekehrt dem ersten Eingang eine 0 zugeleitet so gelangt eine 1 an den zweiten Eingang. Die Ausgänge des ersten Flip-Flops 23 sind mit den Eingängen des zweiten Flip-Flops 23 und so fort durch die gesamte Gruppe der übrigen Flip-Flops verbunden. Die Leitung 19 ist an den Takteingang jedes Flip-Flops 23 ^r) angeschlossen. Tritt also gleichzeitig mit einer Frequenz von 2400 Impulsen pro Sekunde an den Rückstelleingängen ein Impuls auf, so werden die 2400-Bit/sec-Eingangsdaten in der Leitung 17 in Serie durch die Flip-Flops 23 geführt und am Ende von jeweils 54

ίο aufeinanderfolgenden Schritten entsprechen die in Serie den ersten Eingängen jedes Flip-Flops zugeführten Bits jeweils einem Bit des in F i g. 2 dargestellten 54-Bit-Rahmens aus Eingangsdaten. An die erste Ausgänge jedes Flip-Flops 23 ist jeweils eine Leitung 24 angeschlossen,

Γ) durch die die Ausgänge des Umsetzers 18 für die parallel auftretenden Daten gegeben sind.

Wie in F i g. 2 dargesteiit, ist das zeitlich zuerst in den Umsetzer 18 gelangende Daten-Bit das erste Bit des 6-Bit-Wortes für die Grundfrequenz des Rahmens. Das letzte in den Umsetzer 18 gelangende Wort ist ein 3-Bit-Wort für den im sechzehnten Abschnitt des Tonfrequenzbandes enthaltenen Energiepegel der Oberwellen, und dieses 3-Bit-Wort enthält ein Synchronisations-Bit, das das letzte Bit des gesamten Rahmens ist. Aus diesem Grunde hat die zum letzten Wort gehörende Amplitude des Energiepegels nur zwei kennzeichnende Bits.

In F i g. 7 werden die aus 48 Bits bestehenden Amplitudeninformationen über parallele Leitungen 24 dem Amplituden-Pufferregister 48 zugeführt und in diesem zu Eingängen von Flip-Flops 27 geleitet Wie vorstehend bereits beschrieben, entspricht ein in der Leitung 16 auftretendes Signal dem Vorhandensein des Synchronisations-Bits in jedem Wortrahmen 190 (F i g. 2), und dieses Signal wird gleichzeitig dem Takteingang jedes der Flip-Flops 27 zugeführt. Somit werden die Ausgänge aller Flip-Flops 27 in Abhängigkeit von den an den Eingängen anstehenden Daten gesetzt, und zwar zu einem Zeitpunkt, zu dem der gesamte Datenrahmen in paralleler Darstellung aus dem Serien-Parallel-Umsetzer 18 zur Verfügung steht. Daher werden die parallel auftretenden Daten für eine der Frequenz des Auftretens des Synchronisierungsimpulses in der Leitung 16 entsprechende Zeit also für 22,5 Millisekunden im Pufferregister 22 gespeichert Eine separate Leitung 25 ist mit dem nichtinvertierten Ausgang (Q) jedes Flip-Flops 27 verbunden und an das Hüllkurvenregister 30 (Fig. 1) angeschlossen. Das Pufferregister 22 dient zur Speicherung der Amplitu dendaten, während ein neuer Rahmen aus in Serie auftretenden Eingangsdaten im Umsetzer 18 in parallele Form umgewandelt wird und während der letzte im Register 22 gespeicherte Datenrahmen durch andere Schaltkreise der Anordnung 10 zur Synthetisierung verarbeitet wird.

In gleicher Weise wird die 6-Bit-Grundfrequenz-Information jedes Rahmens über parallele Leitungen 24 einem Grundfrequenz-Pufferregister 26 (Fig. 1) zugeführt Außer der in diesen verwendeten Anzahl von

bO Flip-Flops entspricht das Register 26 in Aufbau und Betriebsweise im wesentlichen dem Register 22. Die Ausgänge des Registers 26 weisen sechs parallele Leitungen 31 auf, die mit einer Umsetzereinheit 28 für Frequenzdaten verbunden sind.

Die Frequenzdaten-Umsetzereinheit 28 aus Fig. ι ■wandelt die digital kodierte Eingangsinformation in binäre Form um und ändert die Frequenzanordnung der digital kodierten Eingangsinformation in eine binäre

Form, in der sie zur Aufnahme für die digitalen Schaltkreise geeignet ist Insbesondere kodieren zur Verfugung stehende Kanalanalysatoren die Grundfrequenz-Daten im wesentlichen gemäß nachfolgender Tabelle:

Tabelle I

Code

Frequenzwert (Hz)
(ungefähr)

000000
00000 1
000 0 10
0000 1 1
000 100
000 10 1
000110

i
XXXXXX

0 (Spezialkodierung) 74
78
82
86
91
95

310

Wie im folgenden beschrieben wird, ist es wichtig, die gradzahligen Vielfachen des zu einer Grundfrequenz gehörenden Beschreibungswortes zu erhalten, um Binärziffern entsprechend den Oberwellen der Grundfrequenz eines bestimmten Rahmens zu ermitteln. Es ist Jn der Computertechnik üblich, eine Binärzahl in der folgenden Weise zu verdoppeln:

000001 = 1
+ 000001 = +1

000010 = 2

An Hand von Tabelle 1 erkennt man, daß bei Verdopplung des Wortes 2 gemäß dem Beispiel, d. h. bei Zufügung des kodierten Wortes 000001 zu sich selbst ein Codewort gemäß Tabelle 1 erhalten wird, das 78 Hz und nicht 148 Hz (2 f) entspricht. Somit ist eine Umsetzung der kodierten Information in übliche arithmetische Binärwerte erforderlich. Eine Frequenzdaten-Umwandlereinheit, die in dem dargestellten Ausführungsbeispiel verwendet werden kann, wird beispielsweise von der Firma National Semiconductor Company, Santa Clara, Kalifornien, unter der Bezeichnung Modell MM 422 hergestellt.

Bei der Umsetzung von kodierten Daten in arithmetische Binärwerte erhält man noch ein anderes Ergebnis. Aus Tabelle I ergibt sich, daß eine im wesentlichen lineare Änderung dar Frequenz zwischen den Worten 2 bis 64, jedoch nicht zwischen den Worten 1 und 2 erfolgt. Durch Umsetzung der kodierten Daten in übliche arithmetische Binärwerte wird die nicht-lineare Änderung, die im anderen Fall die Berechnung unterbrechen würde, unbedeutend.

Die Frequenzdaten-Umsetzereinheit 28 dient außerdem noch zum Expandieren der kodierten Daten in ein 9-Bit-Wort im Unterschied zu dem 6-Bit-Wort der kodierten Eingangsdaten. Dem Fachmann ist klar, daß ein 6-Bit-Wort in der üblichen Binärrechnung nicht zu 310 Hz führen würde. Ein Standard-6-Bit-Binärwert kann beispielsweise wie folgt expandiert werden:

Stelle 1
Stelle 2
Stelle 3
Stelle 4
Stelle 5
Stelle 6

O₅

32

O₄

O₃ 2

Es ist allgemein bekannt, daß beispielsweise eine 1 an der Stelle 3 (000100) die Zahl 4 der Basis 10, eine 1 an der Stelle 3 und an der Stelle 2 (000110) die Zahl 6 der Basis 10 usw. bezeichnen, bis sich an allen Stellen 1 bis 6 (111111) Einsen befinden, wodurch die Zahl 63 bezeichnet ist, die außerdem die größte Zahl darstellt, die sich mit einem 6-Bit-Wort ausdrucken läßt. Wird also die Binärzahl auf 9-Bit an Stelle von 6-Bit erweitert, so kann ohne weiteres die Binärzahl für 310 (100110110) dargestellt werden, und neun Stellen sind die erste Möglichkeit zur Darstellung der Zahl 310. Die Frequenzdatt i-Umsetzereinheit 28 hat neun parallele Ausgangsleitungen 32, die zu der Frequenzspeichereinheit 29 und dem Stimmlos- Detektor 33 führen.

Die Frequenzspeichereinheit 29 ist ein Speicherregister mit Flip-Flops, das in Aufbau und Funktionsweise ähnlich dem Amplituden-Pufferregister 22 und dem Grundfrequenz-Pufferregister 26 ist; jedoch sind in der Speichereinheit 29 mindestens neun Flip-Flops, nämlich eines für jedes Bit vorgesehen und die weiteren zweiunddreißig sind jeweils an die Eingänge eines zugehörigen Flip-Flops angeschlossen. Die nicht invertierten Ausgänge jedes Flip-Flops sind über Leitungen 34 mit einem 12-Bit-Addierer 35 verbunden. Die Frequenzspeichereinheit 29 dient zur Speicherung von von der Umsetzereinheit 28 zugeführten Daten. Die Speicherung erfolgt solange, bis die Grundfrequenz das Ende einer Periode erreicht hat, so daß eine Synchronisierung der Daten aus der Eingangsanordnung 15 mit der Funktionsweise anderer Schaltkreise der Anordnung 10 zur Synthetisierung möglich isL Die Flip-Flops der Frequenzspeichereinheit 29 werden durch ein Signal der K-Index- und Synchronisationssteuereinheit 40 angesteuert, wie dies später beschrieben wird, um dadurch eine Überführung der in dieser Speichereinheit gespeicherten Daten in den Addierer 35 zu ermöglichen. Die Zeitfolge für das Steuersignal ist so eingestellt, daß Unterbrechungen des Rechenzyklus infolge Zuführung neuer Daten zu dem Rechenteil der Anordnung 10 vermieden werden.

Der 12-Bit-Addierer 35 und der Akkumulator 36 dienen zur Erzeugung von Binärworten entsprechend gewissen aufeinander folgenden Oberwellen der Grundfrequenz eines zugehörigen Rahmens.

Die Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12 ist der Haupttaktgeber für den Rechenteil der Anordnung 10. Diese Einheit enthält einen quarzgesteuerten Oszillator und eine Reihe von Flip-Flops, die in bekannter Weise als Frequenzteiler arbeiten, so daß die Steuereinheit 12 zehn Taktimpulse für die zeitgerechte Steuerung verschiedener Schaltkreise der Anordnung 10 zur Synthetisierung erzeugt. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel besteht der Taktimpuls 0 aus einer 7,76 MHz-Impulsfolge, der Taktimpuls 1 aus einer 3,88 MHz-Impulsfolge, der Taktimpuls 2 aus einer 1,94

MHz-Impulsfolge, der Taktimpuls 4 aus einer 0,97 MHz-Impulsfolge und der Taktimpulse 8 aus einer 0,425 MHz-Impulsfolge. Ober Verbindungen des invertierten Ausganges des jeweiligen Flip-Flops des Teilers stehen fünf zusätzliche Zeitgebersignale zur Verfugung, die jeweils um 180° gegenüber einem der Taktimpulse 0 bis 8 verschoben sind. Weiterhin können gegebenenfalls Kombinationen der vorstehend beschriebenen Taktimpulse zur Erzeugung weiterer Taktimpulse verwendet werden. Beispielsweise kann ein 1,03 MikroSekunden-Taktimpuls durch Kombination der Taktimpulse 2 und 4 gewonnen werden. Die Taktimpulse werden über zehn getrennte Leitungen 42 den verschiedenen Schaltkreisen zugeführt (F i g. 1).

Jedes Bit des 9-Bit-Wortes wird über parallele Leitungen 34 von der Frequenzspeichereinheit 29 zum Addierer 35 geleitet und jeweiligen Addiererabschnitten 39 (Fig.8) zugeführt. Es gibt mehr Addiererabschnitte (12) als Eingangsdatenbits (9), um Platz für eine binäre Expansion der Zahl zu haben. Die Eingangsdatenbits werden den Addiereingängen entsprechend den neuen, niedrigsten, kennzeichnenden Bits zugeführt. Jeder der Addiererabschnitte 39 ist in bekannter Weise aufgebaut, wofür beispielsweise eine integrierte Schaltung Modell 3904 der Firma Fairchild Semiconductor, Mountain View, Kalifornien, verwendet werden kann. Eine derartige Schaltung enthält zwei Addiererabschnitte 39 auf einer Platte. Jeder Addiererabschnitt 39 hat drei Eingänge, IN 1, IN 2, C_1n (Trägereingang) sowie zwei Ausgänge C_ou, (Trägerausgang) und Summe. Die jo Addiererabschnitte arbeiten gemäß der folgenden Tabelle:

Addierer-Tabelle	IN 2	(",„	c„„,	Summe
IN 1	0	0	0	0
0	0	1	0	1
0	1	0	0	1
0	1	1	1	0
0	0	0	0	1
1	0	1	1	0
1	1	0	1	0
1	1	1	1	1
1

Aus dieser Tabelle ergibt sich, daß beim Auftreten einer 1 an nur einem an allen der jeweiligen Eingänge eine Summe von 1 oder dezimal 2° = 1, daß jedoch bei Zuführung von einzeln zu irgendwelchen von zwei Eingängen am Ausgang C„_weine 1 auftritt.

Die Addierer-Akkumulator-Anordnung gemäß der Beschreibung ist in Fi g. 8 dargestellt. Der Akkumulator 36 enthält zwölf Flip-Flops 53, und der Summenausgang jedes Addierer-Abschnittes 39 ist über eine Leitung 37 sowohl mit dem invertierenden als auch mit dem nicht-invertierenden Eingang eines entsprechenden Flip-Flops 53 verbunden. Der r.icht-invertierende Ausgang (Q) jedes Flip-Flops 53 ist über eine Leitung 38 an den zweiten Eingang (INI) des jeweiligen Addierer-Abschnittes 39 und über eine zweite Leitung 44 mit einem Größenvergleicher 50 (Fig. 1) verbunden. Es sind zwölf entsprechende Addierer 39 und Flip-Flops 53 in den zwei Einheiten vorhanden, und der Trägerausgang C_1n des ersten Addierer-Abschnittes ist geerdet, um die versehentliche Zufuhr von falscher Information zu verhindern. Der Trägerausgang C„_u, jedes Addierer-Abschnittes 39 ist direkt mit dem Trägereingang C_1n des nächst benachbarten Addierer-Abschnittes verbunden, während der Ausgang C_oui des letzten Addierer-Abschnittes 39 offen ist Im Akkumulator 36 ist der Takteingang jedes Flip-Flops 53 über eine Leitung 52 mit der Zeitgeber- und Steuereinheit 12 (Fig. 1) verbunden, und die Rückstelleingänge aller Flip-Flops sind über eine Leitung 43 an die /C-Index- und Synchronisierungs-Steuereinheit 40 (Fig. 1) angeschlossen. Wie im folgenden beschrieben wird, wird der Impuls in der Leitung 43 zur Rückstellung des Akkumulators 36 benutzt, wenn die Bearbeitung eines bestimmten Datenrahmens beendet ist. Daraus ergibt sich, daß bei jeder Zuführung eines Taktimpulses von der Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12 zur Leitung 42 (Fig. 1) die Binärzahl in der Leitung 34 zu sich selbst addiert wird, so daß sich das Binärwort in den Ausgangsleitungen 44 um ganzzahlige Vielfache vergrößert und somit aufeinanderfolgende Oberwellen der Grundfrequenz, beispielsweise 2f, 3f, 4/usw. darstellen. Bei einer Grundfrequenz von 74 Hz ist beispielsweise das Binärwort in der Leitung 34 000001001010. Bei Zuführung des ersten Taktimpulses wird die Zahl in der Leitung 44 000010010100 oder 148(22 ₊ 2" + 2⁷ = 4 + 16 + 128 = 148).

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wurde festgestellt, daß ein Arbeitsfrequenzbereich zwischen 200 Hz und 3820 Hz eine ausreichend genaue Tonwiedergabe erzeugte. Somit wurden sechzehn zweckmäßige Frequenzbänder innerhalb des Tonfrequenzbereiches gewählt, die als zwischen den folgenden Bandbreitenmarkierungen liegend festgelegt wurden:

Bandbreitenmarkierung

35

40

0	200Hz
1	332Hz
2	464Hz
3	596Hz
4	728Hz
5	860Hz
6	992Hz
7	1135Hz
8	1300Hz
9	1485Hz
10	1700Hz
11	1945Hz
12	2225 Hz
13	2545 Hz
14	2910Hz
15	3330 H?
16	3820 Hz
17	Rückführung

50 Die Tabelle der Bandbreiten 70 dient zur Erzeugung von 7-Bit-Binärworten in Ausgangsleitungen 46, wobei die Worte jeweils eine der vorstehenden Frequenzmarkierungen bezeichnen. Wird die Tabelle 70 genau angesteuert, etwa über eine Leitung 45 von Impulsen der Hüllkurvensteuerung 60, so schalten die Ausgänge auf ein die nächst höhere Markierungsfrequenz bezeichnendes 7-Bit-Wort um, bis die Bandbreitenmarkierung 70 erreicht ist, worauf dann die Tabelle zurückgeführt wird und von neuem zu arbeiten beginnt. Wie im folgenden beschrieben wird, durchläuft die Tabelle 70 die siebzehn Markierungen Schritt für Schritt, während jeweils '/25b einer Periode der

b5 Grundfrequenz, die am Ausgang der Frequenzspeichereinheit 29 auftritt.

Nur die sieben wichtigsten Bits (MSB) des Ausgangs des Akkumulators 36 werden über sieben parallele

Leitungen 44 dem Größenvergleicher 50 zugeführt. Die Ausgänge der Tabelle der Kanalbandbreiten 70 sind über sieben Leitungen mit 46 mit dem Vergleicher verbunden. Dieser Vergleicher 50 vergleicht die von der Tabelle 70 und dem Akkumulator 36 zugeführten Worte und wenn der Wert eines vom Akkumulator zugeführten Binärwortes gleich oder größer als der Wert des vor der Tabelle 70 zugeführten Binärwortes ist, dann ändert das Ausgangssignal des Vergleichers in der Leitung 47 seinen Zustand. So kann sich beispielsweise das Ausgangssignai von OVoIt auf eine im wesentlichen konstante Gleichspannung von einigen 10 Volt ändern. Für diesen Zweck brauchbare Vergleicnschaltungen sind im Handel erhältlich, und es kann insbesondere ein Paar 4-Bit-Vergleicher, Modell DM 7200/DM 8200 der id National Semiconductor Corporation verwendet werden, die für das hier beschriebene Ausführungsbeispiel parallel geschaltet sind.

In F i g. 9 ist die Zusammenarbeit von Vergleicher 50, Hüllkurvensteuerung 60 und Tabelle 70 der Kanalbandbreiten gezeigt. Wie vorstehend beschrieben, ist die niedrigste durch das Ausgangssignal der Tabelle 70 bezeichnete Frequenz 200 Hz, so daß auf der Leitung 46 immer ein Wort auftritt, das gleich oder größer als 200 Hz ist. Unter Berücksichtigung des im folgenden beschriebenen Zeitablaufes ergibt sich, daß neue Daten in der Leitung 44 nur dann auftreten, wenn die Ausgänge der Tabelle 70 gleich oder größer als 200 Hz sind. Falls in einem besonderen Fall der Wert der in der Leitung 44 angezeigten Zahl kleiner ais 200 Hz ist, so ändert sich das Ausgangssignal des Vergleichers 50 nicht. Da jedoch aufeinander folgende Taktimpulse in vorstehend beschriebener Weise über die Leitung 42 der Addierer-Akkumulator-Kombination 35, 36 zugeführt werden, erhöht sich das Ausgangssignai des Akkumulators bis es schließlich eine Frequenz bezeichnet, die gleich oder größer 200 Hz ist

\ · esem Zeitpunkt ändert das Ausgangssignal des Vergi.ii hers 50 seinen Zustand, üblicherweise von 0 auf irgendeinen positiven Wert einer Gleichspannung. Der Ausgang des Vergleichers 50 ist über eine Leitung 47 mit der Hüllkurvensteuerung 60 und insbesondere mit einem in dieser angeordneten Nicht-Und-Gatter 55 verbunden. Das Nicht-Und-Gatter 55 hat drei Eingänge und arbeitet in Abhängigkeit von drei den Eingängen zugeführten positiven Signalen, um ein negatives Signal an seinem Ausgang zu erzeugen. Die Taktimpulse von der Leitung 42 werden dem Eingang des Gatters 55 zugeführt und sind normalerweise »hoch«, nehmen jedoch periodisch in der nachfolgend beschriebenen Weise ab. Eine negative Änderung des Ausgangssignals des Gatters 51 wird durch einen Inverter 56 invertiert und dem Eingang eines Digitalzählers 57 zugeführt, der durch Zuführung eines positiven Signals die durch sein Ausgangssignal dargestellte Zahl um 1 vergrößert. Das Ausgangssignal des Digitalzählers 57 ist ein 4-Bit-Wort, das sechzehn Kombinationen der binären Stellen (0000 bis 1111) hat, welche die Zahlen von 1 bis 16 bezeichnen. Somit stellt das Zählerausgangssignal eine Adresse für die ersten sechzehn aufeinanderfolgenden, vorstehend beschriebenen Frequenzmarkierungen dar. Ist die Markierungsfrequenz 200 Hz, so ist das Ausgangssignal des Zählers 0000 und bezeichnet das Wort in der Leitung 44 einen Wert gleich oder größer als 200 Hz, dann ändert das Ausgangssignal des Vergleichers 50 seinen Zustand und das Ausgangssignal des Digitalzählers 57 ändert sich zu 0001. Diese Adresse (0001) wird über Leitungen 45 der Tabelle 70 der Kanalbandbreiten zugeführt und gelangt in dieser zu jedem von siebzehn Anzeigegattern 58. Digitalzähler der beschriebenen Art werden beispielsweise von der Firma Signetics Corporation, Sunnyvale, Kalifornien, anter der Bezeichnung »Modell S8281] 4-Bit-Binärzähl/Speicherelement« vertrieben.

Jedes der Anzeigegatter 58 außer dem siebzehnten spricht auf eine von sechzehn möglichen Kombinationen des Ausgangssignals des Zählers 57 an. Die Anzeigegatter 58 sind von bekannter Bauart und bestehen üblicherweise aus integrierten Schaltkreisen, wie sie etwa von der Firma National Semiconductor Company, Santa Clara, Kalifornien, unter der Bezeichnung Modell MM-422 vertrieben werden. Das Ausgangssignal jedes Anzeigegatters 58 wird einer entsprechenden Reihe 59 von parallel geschalteten Dioden 61 zugeführt Bei Zuführung des richtigen Binärwortes zu dem Eingang des entsprechenden Anzeigegatters 58 ändert das Ausgangssignal dieses Gatters seinen Zustand, typischerweise von positiv zu 0. Gewisse Dioden sind aus der zu jedem Gatter gehörigen Reihe 59 ausgelassen, wodurch eine Anzeige einer 0 am Ausgang der Reihe möglich ist Somit wird im Zusammenhang mit jedem Anzeigegatter 58 ein bestimmtes 7-Bit-Wort erzeugt. Die Ausgänge jeder der Diodenreihen 59 sind mit den entsprechenden Ausgängen der anderen Diodenreihen parallel geschaltet, und alle ReiLenausgänge sind über Leitungen 56 mit dem Eingang des Vergleichers 50 verbunden. Vergrößert sich das Ausgangssignal des Digitalzählers 57 um einen Schritt, so wird das nächstfolgende Anzeigegatter 58 angesteuert und spricht an. Die entsprechende Diodenreihe 59 erzeugt ein die nächste Markierungsfrequenz bezeichnendes Binärwort. Wiederum wird das Ausgangssignal des Akkumulators 36 (Fig. 1) vergrößert und der erzeugte Oberwellenwert wird mit der neuen Frequenzmarkierung verglichen, bis wiederum eine Übereinstimmung erreicht ist, worauf dann der gesamte Vorgang wiederholt wird, so daß die nächste Markierungsfrequenz für den Vergleich herangezogen wird.

Ein Paar Zeitgebersignale von der Zeitgeber- und Ausgangssteuerung 12 werden den entsprechenden Eingängen des Nicht-Und-Gatters 55 zugeführt. Wie vorstehend bereits beschrieben, spricht das Gatter auf hohe Spannungen (1) an jeder der Gatterleitungen, in diesem Falle 3, an, so daß die Hüllkurvensteuerung 60 betätigt wird. Die Zeitgebersignale sind insbesondere so angeordnet, daß sie das Gatter 55 betätigen, wenn eine Oberwelle der Grundfrequenz nicht in das besondere Frequenzband fällt. Es sei beispielsweise die Grundfrequenz von 180Hz und die zweite Harmonische von 360 Hz betrachtet. Prüft man die vorstehende Aufstellung der Markierungsfrequenzen, so erkennt man, daß keine Harmonische der Grundfrequenz in das durch die Markierungen 200 Hz und 332 Hz gebildete Frequenzband fällt. Beginnt die Bearbeitung dieser Grundfrequenz, so entspricht das Signal von der Tabelle 70 200 Hz und das Signal vom Akkumulator 180Hz, wodurch kein Vergleichssignal in der Leitung 47 erzeugt wird. Wird der Akkumulator 36 wieder über die Leitung 42 getaktet, so steigt sein Ausgangssignal an, das heißt es ändert sich 0 in eine positive Spannung, wodurch angezeigt wird, daß ein Vergleich vorgenommen wurde. Nach einer kurzen Verzögerung zur Stabilisierung des Schaltkreises steuert die Hüllkurvensteuerung 60 die Tabelle 70 an, um ein neues Ausgangssignal zu erzeugen, das in diesem Beispiel 332 Hz bezeichnet. Es ist jedoch immer noch das Signal vom Akkumulator 36 größer als

das von der Tabelle. In diesem Fall kann der Zähler 57 der Hüllkurvensteuerung 60 keinen Schritt weiterschalten, da das Eingangssignal des Vergleichers 50 keine Änderung des Ausgangssignals in der Leitung 47 hervorruft Als Folge davon wird die Bearbeitung von <5 zyklischen Bandbreiten durch die Einheiten 50, 60 und 70 angehalten und die Berechnung unterbrochen. Die dem Nicht-Und-Gatter 55 zugeführten Zeitgeberimpulse beseitigen diese Schwierigkeiten, die durch ein Herausfallen der Harmonischen aus einem Frequenzband zwischen zwei Markierungen entsteht. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel müssen den drei Eingängen des Nicht-Und-Gatters 55 »hohe« Spannungen, die jeweils eine 1 bezeichnen, zugeführt werden, um das Ausgangssignal des Gatters herunterzuschalten und dadurch eine Schaltung des Zählers 57 zu ermöglichen. Deshalb sind die Zeitgeberimpulse auf mindestens einer der Leitungen 42, die mit den Eingängen des Gatters 55 verbunden sind, so angeordnet, daß mindestens einmal pro Zyklus des Vergleichers 50 die Spannung an mindestens einer Leitung kurzzeitig auf 0 absinkt Falls durch einen normalen Vergleich kein Vergleichssignal erzeugt wurde, wenn also eine Harmonische in dem Frequenzband fehlt, dann wird durch die Spannungserhöhung auf mindestens einer Leitung ein falscher Vergleich erzeugt und der Zähler macht einen Schritt, wodurch eine neue Bandbreitenmarkierung, beispielsweise die Markierung 3 für 442 Hz abgerufen wird. Der Vergleichsschaltkreis ist dann in der Lage, in üblicher Weise zu arbeiten.

Ist die Grundfrequenz sehr hoch, d. h. nähert sb sich 310 Hz, so ist es möglich, daß zwei Bandbereiche vorhanden sind, in denen keine Harmonischen vorhanden sind. Aus diesem Grund ist auf mindestens einer mit dem Nicht-Und-Gatter 55 verbundenen Leitungen 42 eine Doppel-Impuls-Anordnung vorgesehen. Die Impulse treten in schneller Folge auf, um erforderlichenfalls aufeinander folgende falsche Vergleichssignale zu erzeugen.

In entsprechender Weise sind die Impulse an den Eingängen des Gatters 55 aufgebaut, so daß eine ausreichende Ansprechzeit für den Vergleicher 50 gegeben ist, falls ein normaler Vergleich durchgeführt wird.

Da der Digitalzähler 57 nur einen 4-Bit-Ausgang mit sechzehn möglichen Wortkombinationen hat, muß die Adresse der siebzehnten Markierung auf irgendeine andere Weise erzeugt werden. Dieses Eingangssignal wird dadurch geliefert, daß man eine hohe, eine 1 darstellende Spannung in der Eingangsleitung 47 erzeugt. Alle Ausgangssignale des Digitalzählers 57 sind jetzt Einsen (Uli) und sie werden beim Bandbreitengatter 17 zugeführt, das ein Ausgangssignal 0 erzeugt. Das Ausgangssignal des Bandbreitengatters 17 wird invertiert und einem Nicht-Und-Gatter 63, das entsprechend dem Gatter 55 aufgebaut ist, zugeführt, so daß bei Erreichen der sechzehnten Markierungsfrequenz einem der drei Eingänge des Nicht-Und-Gatters 63 eine 1 zugeführt wird. Wenn auf der Leitung 47 ein Vergleichssignal auftritt, das anzeigt, daß das Oberwel- t>o lensignal auf der Leitung 44 gleich oder größer als 3330 Hz ist, wird dem zweite· ' j:^„ng des Nicht-Und-Gatters 63 ein eine 1 darstellendes Signal zugeführt. Das dritte eine 1 darstellende Signal wird dem Nicht-Und-Gatter 63 in Form eines Taktimpulses von der Zeitgeber- und Ausgangs-Steuereinheit 12 zugeleitet. Es ist so abgestimmt, daß sichergestellt wird, daß die Adressierung und der Vergleich des Bandbereiches 16 beendet ist Gelangt das dritte Signal an das Nicht-Und-Gatter 63, so schaltet dieses auf ein Ausgangssignal um, wodurch wiederum ein Flip-Flop 64 zur Erzeugung einer 1 für die entsprechende Diodenreihe 59 erzeugt wird. Dadurch entsteht am Ausgang in der vorstehend beschriebenen Weise das richtige Vergleichssignal für den Bandbereich 17. Wie im folgenden beschrieben wird, wird der Rückstellklemme des Flip-Flops 64 von der /(-Index- und Synchronisierungssteuerung 40 ein Impuls zugeführt durch den eine Rückführung der Tabelle 70 erfolgt

Die Tabelle der Kanalbreiten 70 durchläuft zyklisch die sechzehn Bänder jeweils mit l/256stel einer Periode der Grundfrequenz. Mit anderen Worten, die zur Grundfrequenz und jeder ihrer Oberwellen gehörenden Daten werden jeweils während l/256stel der Periode der Grundfrequenz erzeugt, & h. die digitale Verarbeitung bezüglich der Zusammenstellung gemäß der allgemeinen Gleichung (1) und den einzelnen Gleichungen (2), (3) und (4). Das Ausgangssignal in der Leitung 65 der Hüllkurvensteuerung 60 wird dem A(H /j-Register 60 und dem Hüllkurvenregister 30 zugeführt und durch entsprechende Ansteuerung dieser Einheiten erhäh man im Register 30 Informationen über die Amplituder: der Harmonischen, die zu mindestens einer Sinusfunktion der Gleichungen (2), (3) und (4) gehören.

Wie in F i g. 1 dargestellt, wird das Ausgangssignal des Vergleichers 50 über eine Leitung 47 der AMndex- und Synchronisierungssteuereinheit 40 zugeführt, welche zur Erzeugung der Frequenzmarkierung 17 dient. Diese zeigt das Ende des Zyklus von sechzehn Bändern von jeweils l/256stel Periode der Grundfrequenz an und ermöglicht die Synchronisierung des Betriebes des K-Zählers 80, des K-H-Akkumulators 75, des Rückstellsignals in der Leitung 43, des Ausgangsakkumulators 85 und des Digital-Analog-Umsetzers 86.

Die in Fig. 10 dargestellte /C-Index- und Synchronisierungssteuerung 40 enthält ein erstes Nicht-Und-Gatter 68 mit vier Eingängen. Zwei dieser Eingänge sind mit Leitungen 42 von der Zeitgeber- und Ausgangs-Steuereinheit 12 verbunden, während der dritte Eingang über eine Leitung 47 an den Ausgang des Vergleichers 50 angeschlossen, und der vierte Eingang an den nicht invertierten Ausgang des Flip-Flops 64 (Fig.9) der Bandbreitentabelle 70, also an den Adressenausgang für die Frequenzmarkierung 17 angeschlossen ist. Das Gatter 68 erzeugt beim Auftreten von hohen Spannungen (Einsen) an jedem seiner Eingänge eine niedrige Ausgangsspannung (Null). Wird die Adressierung für die Frequenzmarkierung 17 in der Tabelle erzeugt und das Flip-Flop 64 gesetzt, so entsteht in der Leitung 51 eine hohe Spannung und wird dort mindestens während der Bearbeitung des siebzehnten Bandes während des in Frage stehenden Zyklus aufrechterhalten. Somit entsteht während dieser Zeit eine hohe Spannung an einem Eingang des Gatters 68. Weiterhin werden dem Eingang des Gatters 68 zu Zeitpunkten, die der Beendigung des Zyklus der Frequenzmarkierungen 1 bis 17 entsprechen, hohe Spannungen auf der Taktleitung 42 zugeführt, so daß nur während einer begrenzten Zeitspanne die Frequenzmarkierung 17 erzeugt werden kann. Der beschriebene zeitliche Abaluf dient zur Unwirksammachung der Frequenzmarkierung 17 außer für eine vorgewählte Zeitspanne, um zu verhindern, daß die Frequenzmarkierung 17 durch unerwünschte Signale versehentlich erzeugt wird, so daß die Zuverlässigkeit der Berechnung während jedes Zyklus verbessert wird. Schließlich ist der Ausgang des Vergleichers 50 (F i g. 9)

über eine Leitung 47 mit dem vierten Eingang des Gatters 68 (Fig. 10) verbunden. Nachdem die Adressierung für den Bandbereich 17 erzeugt ist und in Abhängigkeit hiervon ein Vergleichssignal gewonnen wurde, wird das Ausgangssignal des Vergleichers 50, ■> wie vorstehend beschrieben, positiv und eine vierte hohe Spannung wird dem Gatter 68 zugeführt, damit dessen Ausgangssignal auf 0 schaltet. Der Ausgang des Gatters 68 ist mit einem Flip-Flop 67 verbunden, das bei Umschaltung des Ausgangssignals des Gatters gesetzt wird, da an seinem Stelleingang ein Inverter angeschlossen ist. In dem gesetzten Zustand hat das Flip-Flop 67 an seinem nicht invertierten Ausgang (Q) eine 1 und an seinem invertierten Ausgang (Q) eine 0. Der nicht invertierte Ausgang ist über eine Leitung 52 an das Gatter 69 angeschlossen und liefert das Markierungssignal für den Bandbereich 17. Der invertierte Ausgang (Q) liefert das Nicht-Signal für den Bandbereich 17, das später beschrieben wird, und ist mit der Leitung 43 verbunden. Das Nicht-Signal wird zur Rückstellung verschiedener Schaltkreise der Anordnung zur Synthetisierung benutzt

Ein die Rückstellung sperrender Schaltkreis enthält ein Nicht-Und-Gatter 87, das zwischen dem Ausgang des Gatters 68 und dem Rückstelleingang des Flip-Flops

67 liegt. Das Gatter 87 hat vier Eingänge, von denen ein erster mit dem Ausgang des Gatters 68 verbunden ist. Die übrigen drei Eingänge sind über Leitungen 42 mit der Zeitgeber- und Ausgangs-Steuereinheit 12 verbunden. Ist also das Ausgangssignal des Gatters 68 niedrig, jo so liegt an mindestens einem der Eingänge des Gatters 87 eine niedrige Spannung und das Flip-Flop 67 kann nicht versehentlich zu falscher Zeit zurückgestellt werden. Tritt am Ausgang des Gatters 68 eine 1 auf, etwa wenn einer der Taktimpulse auf der Leitung 42 fehlt, so wird das Flip-Flop 67 zur Erzeugung der Frequenzmarkierung 17 gesetzt, wie dies vorstehend beschrieben wurde, und es bleibt gesetzt, bis Taktimpulse auf den Leitungen 42 die erforderlichen 1-Signale erzeugen, um so am Ausgang des Gatters 87 eine 0 hervorzurufen. Die 0 am Ausgang des Gatters 87 wird am Rückstelleingang des Flip-Flops 67 invertiert und dadurch wird die Frequenzmarkierung 17 entfernt. Die Zeitgabe auf den Leitungen 42 am Eingang der Gatter

68 und 87 ist so gewählt, daß die Impulsbreite der jeweiligen Frequenzmarkierung 17 festgelegt ist.

Der nicht invertierte Ausgang des Flip-Flops 87 ist wie vorstehend beschrieben, mit dem Nicht-Und-Gatter

69 verbunden und der Ausgang des Gatters 69 liegt über einem Inverter 73 an der Leitung 41. Das Gatter 69 hat einen zweiten Eingang, der an den nicht invertierten Ausgang eines Flip Flops 71 angeschlossen ist und der Ausgang des Gatters 69 liegt am Rückstelleingang des Flip-Flops 71. Das Synchronisierungssignal des Rahmens wird von der Eingangsschaltung (Fig. 1) über eine Leitung 16 und einen Inverter 74 dem ersten Eingang eines Nicht-Und-Gatters 72 zugeführt und ein Tonhöhensynchronisierungssignal gelangt vom .K-Zähler (F i g. 1) über eine Leitung 49 zu einem zweiten Eingang des Gatters 72. Das Rahmensynchronisierungssignal ist bo normalerweise 0, wird jedoch durch den Inverter 74 invertiert, so daß einem Eingang des Gatters 72 immer ein 1-Signal zugeführt wird, außer wenn das Rahmensynchronisierungssignal auf der Leitung 16 auftritt Das Tonhöhensynchronisierungssignal auf der Leitung 49 wird im .K-Zähler 80 erzeugt und entspricht dem Beginn einer vollen Periode der Grundfrequenz (K = ¹O). Treten das Rahmensynchronisierungssignal und das Tonhöhensynchronisierungssignal gleichzeitig auf, da das Rahmensynchronisierungssignal invertiert wurde, so wird das Gatter 72 unwirksam. Wird durch den /(-Zähler 80 auf der Leitung 49 zu irgendeiner Zeit außer beim Auftreten eines Rahmensynchronisierungssignals auf der Leitung 16 ein Impuls erzeugt, so stehen am Eingang des Nicht-Und-Gatters 72 zwei positive Impulse, und an dessen Ausgang erscheint eine 0. Diese 0 wird dem Setzeingang des Flip-Flops 71 zugeführt und wird dort invertiert, um das Flip-Flop zu setzen. Dadurch wird auf der Leitung 88, die mit dem Eingang eines Nicht-Und-Gatters 69 verbunden ist, eine 1 erzeugt. Treten an beiden Eingängen des Gatters 69 1-Signale auf, etwa wenn eine Frequenzmarkierung 17 vorhanden ist und wenn der /C-Zähler 80 (Fi g. 1) in irgendeine Stellung K = 0 springt, so bewirkt der Rahmensynchronisierungsimpuls auf der Leitung 16 eine Verschiebung der Amplitudeninformationsdaten vom Amplituden-Pufferregister 22 in das Hüllkurvenregister 30. Wird genau zu dem Zeitpunkt, zu dem die Amplitudeninformation vom Register 22 in das Hüllkurvenregister 30 übertragen wird und bevor die Übertragungsleitung 25 freigeworden ist, eine Änderung der Rahmeninformation etwa infolge eines Impulses auf der Leitung 41 hervorgerufen, so können im Hüllkurvenregister falsche Daten gespeichert werden, wodurch die Durchführung weiterer Berechnungen unterbrochen werden kann. Darum wird das Gatter 72 in der vorstehend beschriebenen "Weise unwirksam gemacht, damit derartige Fehler vermieden werden.

Die Frequenzmarkierung 17 auf der Leitung 42 wird dem K-Zähler 80, dem Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 86, dem Vervielfacher 84 und dem Akkumulator 85 zugeführt. Wenn das Ausgangssignal des Gatters 69 Null ist, so wird es durch einen angeschlossenen Inverter 73 zu einer 1 invertiert, die auf der Leitung 41 am Ausgang des Inverters auftritt. Auerdem wird bei einer Null am Ausgang des Gatters 69 dieses Signal über eine Leitung 89 dem Rückstelleingang des Flip-Flops 71 zugeführt, wo das Signal zur Rückstellung des Flip-Flops invertiert wird und die 1 vom Eingang des Gatters 69 weg schaltet. Man erkennt, daß der in der Leitung 41 erzeugte Impuls eine Dauer hat, die der Ansprechzeit des Rückstellkreises des Flip-Flops 71 entspricht.

Die zum Flip-Flop 71 gehörende Sperrschaltung verhindert das Auftreten eines K = O-Impulses vom AT-Zähler 80 gleichzeitig mit dem Auftreten eines Rahmensynchronisierungsimpulses. Wie vorstehend beschrieben, wird ein Impuls auf der Leitung 41 dem Hüllkurvenregister 30 zugeführt, um eine Speicherung des Inhaltes des Re^CT!Sters 22 im Regster 30 hervorzurufen. Die Leitung 41 ist außerdem mit der Frequenzspeichereinheit 29 verbunden und der auf ihr auftretende Synchronisierungsimpuls bewirkt eine Übertragung von Daten aus der Frequenzspeichereinheit 29 in den Addierer 35. Es sei darauf hingewiesen, daß diese Vorgänge nur erfolgen, wenn K = 0 ist da, wie vorstehend beschrieben, ein K = 0-Impuls vom K-Zah\er 80 erforderlich ist um in der Steuereinheit 40 einen Impuls für die Leitung 41 zu erzeugen.

Das Hüllkurvenregister 30 (Fig. 1) speichert bei Empfang eines Impulses von der /C-Index- und Synchronisierungssteuereinheit 40 über die Leitung 41 Amplitudendaten aus dem Amplituden-Pufferregister 22. Es ist ein Teil der Eingangsanordnung 15. Da der Impuls auf der Leitung 41 der Frequenzbandmarkierung 17 entspricht stellt dieser das Ende eines Zyklus durch

die sechzehn Abschnitte des Tonfrequenzbandes während '/256Stel einer Periode der vorhandenen Grundfrequenz dar, so daß ein neuer Rahmen von Amplitudendaten abgerufen und im Hüllkurvenregister 30 gespeichert wird, so daß er für die nächste volle Periode der Grundfrequenz zur Verfügung steht.

Sind die Amplitudendaten eines bestimmten Rahmens in Abhängigkeit von einem Impuls auf der Leitung 41 im Register 30 gespeichert und wird ein Vergleichssignal für jeden der sechzehn Bandbereiche erzeugt, so müssen die richtigen Amplitudendaten im Register 30 bezüglich des zugehörigen Frequenzbereiches synchronisiert werden. Deshalb wird bei jedem Abruf einer Adresse für eine neue Frequenzbandmarkierung in der Tabelle 70 ein Impuls vom Eingang des Zählers 57 der Hüllkurvensteuerung 60 (Fig.9) auf die Leitung 65 gegeben und dieser Impuls taktet das Hüllkurvenregister 30, um die Ampliludendaten am Ausgang des Registers auf das nächste Amplitudendaten-Wort innerhalb des Rahmens in richtiger Zeitfolge umzustellen. Der Schaltkreis des Hüllkurvenregisters 30 entspricht dem Register 22, da es eine Gruppe von Flip-Flops enthält, die durch ein Signal auf der Leitung 41 in Abhängigkeit von den Daten an ihren jeweiligen Eingängen gesetzt werden. Der Ausgang des Hüllkurvenregisters 30 ist auf seinen Eingang rückgekoppelt, um einen Umlauf der Amplitudenworte jedes Rahmens zu ermöglichen.

Das Bereitschaftssignal von der Hüllkurvensteuerung 60 auf der Leitung 65 wird dem A₁H /-/Register 66 zugeführt. Außerdem werden bei Erzeugung eines Bereitschaftssignals auf der Leitung 65 die Amplitudendaten auf de: Leitung 76 am Ausgang des Hüllkurvenregisters 30 weitergeleitet und im A₍n /^-Register 66 gespeichert. Sie durchlaufen auch die vorstehend beschriebene Rückkopplung und gelangen wieder zur Speicherung in das Hüllkurvenregister 30, wo sie nunmehr an letzter statt an erster Stelle in der Zeitfolge stehen. Auf diese Weise werden die aufeinanderfolgenden Worte für die Amplitudendaten in Abhängigkeit von einem Signal von der Hüllkurvensteuerung 60 durch das Hüllkurvenregister 30 geschoben.

Das A₁H ^-Register 66 speichert in Abhängigkeit von einem Impuls auf der Leitung 65 die 3-Bit-Worte auf der Leitung 76. Taktimpulse auf der Leitung 42 werden dem Register 66 zugeleitet, um die Zeitspanne zu bestimmen, während der die Speicherung erfolgen kann, so daß irrtümliche Speicherung von Daten vermieden wird. Entsprechende Verfahren und Schaltkreise zur Festlegung von Zeitspannen wurden bereits beschrieben. Der Ausgang des A₁H /-^Registers 66 ist über Leitungen 81 mit der Tabelle 90 für die ampHiiüeiiinuduiiei'lefi trigonometrischen Funktionen verbunden.

Der /(-Zähler 80 ist ähnlich dem vorstehend beschriebenen Zähler 57 (Fig.9) aufgebaut und als kommerzielle Einheit erhältlich. Der wesentliche Unterschied zwischen dem Zähler 80 und dem Zähler 57 besteht im Zählbereich oder der Kapazität der erzeugten Ausgangsworte. Der /(-Zähler 80 hat einen 8-Bit-Ausgang und kann daher höhere Werte zählen als der Zähler 57, der nur einen 4-Bit-Ausgang hat Jeder Frequenzbandmarkierungsimpuls 17 auf der Leitung 52 schaltet den ^-Zähler 80 um eine Stelle weiter. Der /(-Zahler 80 ist so aufgebaut, daß er in Abhängigkeit von aufeinanderfolgenden Impulsen auf der Leitung 52 nacheinander von K = 0 bis K = 255 zählt Hat der /(-Zähler 80 die Stellung K=Q erreicht, so erzeugt er einen Impuls auf der Leitung 49, wodurch eine neue Periode der Grundfrequenz angelassen wird. Der binäre Ausgang des /(-Zählers 80 ist so aufgebaut, daß alle Ausgänge bei K = 0 Null anzeigen. Acht parallel geschaltete Logikgatter sind jeweils an eine der Kombinationen der Ausgangsbits des /(-Zählers 80 angeschlossen, und jedes Gatter invertiert das seinem Eingang zugeführte Signal. Dem Fachmann ist klar, daß die Gatter so angeordnet werden können, daß nur dann ein 1-Ausgangssignal erzeugt wird, wenn die Ausgänge aller Gatter eine 1 zeigen. Dies erfolgt nur, wenn der /(-Zähler infolge einer Frequenzbandmarkierung 17 zurückgestellt wird, so daß alle seine Ausgänge auf Null stehen. Diese Ausgangssignale werden der Leitung 49 zugeführt, die, wie vorstehend beschrieben, für die entsprechenden Schaltkreise das Signal K = O gibt.

Der Addierer 77 und der /(//-Akkumulator 75 sind im Aufbau und in der Funktion ähnlich der Addierer-Akkumulator-Kombination 35, 36. Der Ausgang des /(-Zählers 80 ist mit dem Eingang des Addierers 77 verbunden, und der Addierer 77 ist in im wesentlichen der gleichen Weise mit dem Akkumulator 75 zusammengeschaltet, wie der Addierer 35 mit dem Akkumulator 36. Bei jedem Takten des AT/Z-Akkumulators 75 mit einem Impuls von der Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12 wird die Binärzahl am Eingang des Addierers 77 zu sich selbst addiert. Bei jedem Erzeugen einer Frequenzbandmarkierung 17 auf der Leitung 52 macht der /(-Zähler einen Schritt und leitet dem Eingang des Addierers eine neue Binärzahl zwischen K = Q und K = 255 zu. Das Nicht-Signal für die Frequenzbandmarkierung 17 auf der Leitung 43 stellt den /(//-Akkumulator 75 zu entsprechender Zeit zurück, so daß die Berechnung erneut beginnt Der Ausgang des /(//-Akkumulators 75 ist über acht parallele Leitungen und den Addierer 78 mit dem Eingang der Tabelle 90 für die amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen 90 verbunden. Wie später beschrieben wird, summiert der Addierer 78 die »stimmlosen« Daten, um die Erkennbarkeit der erzeugten Sprachsignale zu verbessern.

Zum Zeitpunkt K = Q stehen die Binärausgänge des /(-Zählers 80 alle auf Null und der Addierer-Akkumulator 77, 75 erzeugt entsprechend ein Ausgangssignal »alle Null«. Somit wird die Zeitspanne zwischen K = 0 und K = 1 dazu benutzt, den Datentransport in das Hüllkurvenregister 30 und die Frequenzspeichereinheit 29 durchzuführen, und die Schaltkreise können die einzelnen Vorgänge beenden, bevor die Berechnung für die nächste Periode beginnt.

Es wird nun die F i g. 3 beschrieben. Wenn dem /(-Zähler 80 ein Impuls zugeführt wird und sein Ausgang auf ein Binärwert = 1 schaltet so beginnt der Addierer-Akkumulator 77, 75 zu arbeiten und der Ausgang des Akkumulators 75 beginnt sich allmählich zu vergrößern. Ferner wird bei Zuführung eines Frequenzbandimpulses 17 auf der Leitung 52 zu irgendeinem der Schritte K = 2 bis K = 52 des /(-Zählers 80 (F i g. 1) der Ausgang des Addierer-Akkumulators 57, 75 sich vergrößernde Digitalworte erzeugen. Da die dem /(//-Akkumulator 75 über die Leitung 42 zugeführten Taktimpulse mit konstanter Frequenz auftreten, vergrößert sich der Ausgang des /(//-Akkumulators mit konstanter Geschwindigkeit Nimmt man an, daß das binäre Ausgangssignal des /(//-Akkumulators 75 einem Analog-Digital-Umsetzer zugeführt und aufgezeichnet würde, so würde die Kurve der Kurve 91 aus Fig.3 entsprechen. Wie bereits beschrieben, vergrößert sich das Ausgangssignal des Akkumulators 75 nicht, sondern bleibt während der

Zeitspanne von K = 0 bis K = 1 gleich Null.

Man erkennt aus der Kurve 91, daß sich das Ausgangssignal des K-//-Akkumulators 75 von Null aus bei jedem Takten durch eine Frequenzbandmarkierung 17 vergrößert. Dies erfolgt, weil der Akkumulator 75 ^r> durch das Nicht-Signal für die Frequenzbandmarkierung 17, welches dem Akkumulator über die Leitung 43 zugeführt wird, zurückgestellt wird. Die Steigerung der Kurve 91 während irgendeiner Frequenzbanddauer 17 wird durch den Wert des Wortes am Ausgang des ι ο /(-Zählers 80 (Fig. 1) bestimmt. Tritt also am Ausgang des K-Zählers 80 ein Binärwort = 1 etwa zur Zeit K = 1 auf, dann hat die Kurve eine gewisse Steigung, wie etwa die Kurve 91a. Wird das Ausgangssignal des /C-Zählers infolge der Taktung durch die nächste r, Frequenzbandmarkierung 17 vergrößert, so vergrößert sich auch das Wort am Ausgang des /C-Zählers und die Steigung während dieser Periode des Frequenzbandes 17 ist größer als während der ersten Periode, was beispielsweise durch die Kurve 916 angedeutet ist. 1st das Ausgangswort des /C-Zählers 80 = 2, so steigt die Kurve doppelt so stark, während die Steigung bei einem Ausgangswort = 3, etwa bei K = 3, dreimal so stark steigt. Diese Vergrößerungen der Steigung setzen sich jeweils um 1 vergrößernd durch 255 Zählschritte fort, bevor der Zähler in seine Ausgangsstellung zurückkehrt. Da das Ausgangssignal des Akkumulators 75 nur 8-Bit aufweist, vergrößert sich dieser Ausgang schrittweise und die maximale Zahl der sich aufeinanderfolgend vergrößernden Worte beträgt (bei 75 Hz), so daß das jo Akkumulatorausgangssignal 54 Schritte durchläuft, bis eine Unterbrechung durch die nächste Frequenzbandmarkierung 17 erfolgt Hat das Ausgangssignal des Akkumulators 75 die maximale Anzahl von Schritten erreicht, so springt es auf Null zurück und beginnt erneut zu steigen, wie durch die Kurven 910,91c usw. in F i g. 3 angedeutet

Man erkennt, insbesondere aus der Beschreibung von Fig. 1, daß die Frequenzbandmarkierung 17 mit einer Folgefrequenz auftritt, die proportional zur Frequenz der Vergleiche ist, die im Größenvergleicher 50 gemäß F i g. 1 durchgeführt werden. Somit ist also die Schaltzeit für das Ausgangssignal des Akkumulators 75 um so kürzer, je höher die Grundfrequenz des bearbeiteten Datenrahmens ist. Bei einer Grundfrequenz von 74 Hz durchläuft der Akkumulatorausgang außerdem vierundfünfzig Schritte, jedorh für eine Grundfrequenz von 310 Hz nur elf Schritte und für Grundfrequenzen zwischen 74 und 3!0 Hz eine ganzzahlige Zahl von Schritten, die zwischen 54 und 11 liegt. Die Anzahl der Schritte innerhalb eines Frequenzbereiches ist umgekehrt proportional zum Wert des Wortes am Ausgang des /C-Zählers. Wird daher der /C-Zähler 80 durch aufeinanderfolgende Frequenzbandimpulse 17 getaktet, so schaltet der Akkumulator 75 für aufeinanderfolgende Perioden in ähnlicher Weise, wie in analoger Darstellung der Ausgangssignale durch die Kurve 91 in F i g. 3 angegeben. Das Ausgangssignal des K-//-Akkumulators 75 wird, wie vorstehend beschrieben, einfach mechanisch zur Herstellung von Sinusinformationen von der Tabelle 90 für die amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen benutzt

Im folgenden sei nun die Berechnung von A(H■ η[άη2π(Η■ f)~\ beschrieben. Wie in Fig. 11 zu erkennen ist, ist der Ausgang des K-//-Akkumulators 75 über einen 8-Bit-Addierer und eine Leitung 79 mit der Tabelle 90 für die amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen verbunden. Das Ausgangssignal des Akkumulators 75 hat eine digitale Form; es besteht aus 8-Bit-Worten. Im Inneren der Tabelle 90 werden die Daten auf der Leitung 79, außer dem kennzeichnenden Bit, einem ersten Inverter-Addierer 111 zugeführt. Betrachtet man das 8-Bit-Wort auf der Leitung 79, so bezeichnen die beiden kennzeichnenden Bits des Wortes die Quadranteninformation, d. h. 00 für den ersten Quadranten, 01 für den zweiten Quadranten, 10 für den dritten Quadranten und 11 für den vierten Quadranten. Das kennzeichnendste Bit wird über die Leitung 119 dem zweiten Inverter-Addierer 115 zugeleitet und seine Verarbeitung wird später im Zusammenhang mit dem Betrieb des zweiten Inverter-Addierers beschrieben. Das zweite kennzeichnende Bit wird direkt dem ersten Inverter-Addierer 111 zusammen mit den übrigen sechs Bits der Daten auf der Leitung zugeführt. Das kennzeichnendste dem Inverter-Addierer 111 zugeführte Bit des 7-Bit-Wortes gibt eine Anzeige für den Inverter-Addierer, ob eine Inversion erforderlich ist. Wenn beispielsweise das wichtigste Bit 0 ist, d. h. im ersten Quadranten liegt, dann durchläuft die Information den Inverter-Addierer 111 ohne Inversion, und wenn das wichtigste Bit des 7-Bit-Wortes eine 1 ist, dann invertiert der Inverter-Addierer die Information und addiert eine 1 hinzu, bevor er die Information zum ersten Halteregister 112 weiterleitet. Die Inversion und die Addition erfolgen in der Einhait 112 mittels bekannter Technik, die als »2'-Complement« (vergleiche »Digital Computer«, S. 367, Yauhan Chu, McGraw-Hill Publishing Corporation, New York) bezeichnet wird. Das kennzeichnendste Bit des dem Eingang des Inverter-Addierers 111 zugeführten 7-Bit-Wortes wird aus dem Datenstrom im Inverter-Addierer abgetrennt und die sechs übrigen Bits der information werden dem ersten Halteregister 112 zugeleitet.

Die Kurve 96 aus Fig. 3 zeigt eine analoge Darstellung des digitalen Ausgangssignals des Inverter-Addierers 111. Wenn das siebte oder zweitkennzeichnendste Bit des 8-Bit-Wortes auf der Leitung 79 sich in eine 1 ändert, so wird die nächste Eingangsinformation für den Inverter-Addierer 111 invertiert und eine 1 wird hinzugefügt. Dann bekommt die Kurve 96 zwischen den entsprechenden Frequenzbandmarkierungen 70 eine dreieckförmige Form (in analoger Darstellung) und die Anzahl der Schritte in jedem fallenden oder steigenden Bereich dieser dreieckförmigen Kurve hängt von dem Wert des Wortes am Ausgang des /C-Zählers 80 aus F i g. 1 ab.

Die Taktimpulse auf der Leitung 42 werden dem Gatter 116 zugeleitet, das seinerseits mit dem ersten Halteregister 112 verbunden ist Das Register 112 ähnelt in Aufbau und Funktion den anderen, vorstehend beschriebenen Registern, beispielsweise dem Grundfrequenz-Pufferregister 26 und enthält also eine Reihe von parallel geschalteten Flip-Flops. Der Ausgang des Gatters 116 ist mit dem Takteingang jedes Flip-Flops im Register 112 verbunden. Wenn ein entsprechendes Flip-Flop durch einen Taktimpuls getriggert wird, so wird das an den Eingängen der parallel geschalteten anstehende 6-Bit-Digitalwort an die nicht invertierten Ausgänge der Flip-Flops weitergegeben.

Der Ausgang des ersten Halteregisters 112 ist mit den Nur-Lese-Speicher 113 verbunden, der für das beschriebene Ausführungsbeispiel insgesamt 512 getrennte Erkennungsgatter enthält, die aus integrierten Schaltkreisen aufgebaut sind. Jedes Gatter hat mindestens neun Eingänge. Die sechs Ausgangsleitungen des Halteregisters 112 sind parallel auf sechs Eingänge jedes

Erkennungsgatters geschaltet. Die Amplitudendaten im A(H . ((-Register (Fig. 1) gelangen über Leitungen 81 (3-13its) und über das zweite Halteregister 114 zum Nur-Lese-Speicher 113 und werden parallel den drei übrigen Eingängen der Erkennungsgatter zugeführt. Das Erkennungsgalter hat eine Vielzahl von parallelen Ausgängen und bei Zufuhr einer bestimmten Amplitudendaten-Kombination und vorläufiger Sinusdaten erzeugt das Erkennungsgatter ein digitales Ausgangswort auf parallelen Ausgangsleitungen, das gleich dem errechneten Wert für einen besonderen Punkt der herzustellenden Tonkurve gemäß Gleichung (1) ist. Das Ausgangssignal des entsprechenden Erkennungsgatters ist daher gleich dem Sinus eines Winkels (zu diesem Zeitpunkt) zwischen 0 und 90° multipliziert mit der Amplitudeninformation einer der sechzehn, vorstehend beschriebenen Tonfrequenzbereiche.

Jede 1,03 Mikrosekunden ändert sich die vorläufige Sinusinforniation am Ausgang des ersten Halteregisters 112. Geht man davon aus, daß die Kurve 96 aus F i g. 3 eine Grundfrequenz von 74 Hz darstellt, so wird ein Teil der Kurve 96, etwa der Teil 96a, wie vorstehend beschrieben, in 54 Schritten erzeugt. Das jedem Schritt entsprechende Wort entspricht einem ganzzahligen Vielfachen des Ausgangssignals des /C-Zählers 80. Da es 54 Schritte in der Kurve 96a gibt, entspricht ein bestimmter Punkt auf der Kurve einer bestimmten Harmonischen der Grundfrequenz von 74 Hz. Das einem Schritt entsprechende digitale Wort stellt daher den Sinus dieser Harmonischen dar und wenn während eines bestimmten Frequenzbandzyklus 17 ein Amplitudenwort aus dem A(n ,^Register 66 dieser Harmonischen entspricht, dann spricht ein bestimmtes Erkennunjjs^aiter an und der Wert des erzeugten Ausgangswortes ivt gleich dem Sinus desjenigen Winkels, der durch den Punkt der Harmonischen multipliziert mit den Amplitudendaten gebildet wird.

jedes der vorstehend beschriebenen Erkennungsgalter isl den an Hand von Tabelle 70 für die Kanalbandbreiten beschriebenen Anzeigegattern ähnlich und unterscheidet sich nur in der Anzahl von Eingängen und Ausgängen. Das am Ausgang der Diodenreihe erzeugte Wort ist gleich dem Sinus desjenigen Winkels, der zu der Harmonischen multipliziert mit den Amplitudendaten von Amplhudenregister 66 gehört. Das zweite Halteregister 114 ist im wesentlichen im Aufbau und Funktionsweise gleich dem Register 112, enthält jedoch nur drei Flip-Flops. Die Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12 (F i g. 1) ist mit dem zweiten Halteregister über Leitungen 42 und ein Gatter 117 verbunden.

Die über die Leitung 42 durch das Gatter 117 dem zweiten Haheregister ί 14 (Fig. i i) zugeleiteten Taktimpulse sind so angeordnet, daß das Gatter 117 dem zweiten Halteregister einen Impuls zuführt, um die in dem Register vorhandene Information zum Nur-Lese-Speicher 113 zu leiten, bevor die Impulse auf der Leitung 42 über das Gatter 116 einen Impuls zum ersten Halteregister 112 führen, der die vorläufige Sinusinformation vom ersten Halteregister 112 zum Nur-Lese-Speicher 113 leitet.

Jede der neun parallelen Leitungen, die sechs Leitungen vom ersten Halteregister 112 und die drei Leitungen vom zweiten Halteregister 114, sind parallel dem Eingang jedes entsprechenden Erkennungsgatters des Nur-Lese-Speichers 113 zugeführt Man erkennt, daß das Ausgangssignal des A(n /j-Registers 66 (F i g. 1) nur acht mögliche Kombinationen von Amplitudendaten erzeugt, die der Tabelle 90 der amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen (Fig. 1) zugeführt werden, da das Ausgangssignal nur aus einem 3-Bit-Wort besteht. Entsprechend bestehen die Sinusinformationen aus dem Register 112 und in die Tabelle 90 der amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen nur aus 64 möglichen Kombinationen. Jedes Erkennungsgatter des Nur-Lese-Speichers 113 ermittelt eines der acht möglichen Worte der Amplitudeninfor-

lu mation und eines der 64 möglichen Worte der Sinusinformation und liefert in Abhängigkeit von diesen beiden Worten ein Ausgangswort, das mit einer bestimmten Frequenz zusammenhängt, d. h. entweder mit der Grundfrequenz oder einer bestimmten Ober-

i") welle, und es hat eine Amplitude, die durch die Amplitudeninformation des A/n . /-^Registers bestimmt ist. Das Ausgangssignal des entsprechenden Erkennungsgatters ist daher ein Produkt aus dem Sinus des der Grundwelle oder der Oberwelle zu einem bestimmten Zeitpunkt entsprechenden Winkels multipliziert mit der Amplitudeninformation für die Grundfrequenz oder die Oberwelle zu dieser Zeit. Liegt keine Information über Harmonische oder die Amplitude vor, so ist das Ausgangssignal des Nur-Lese-Speichers 113 zu dieser Zeit Null, so daß dem Ton zu diesem Zeitpunkt Harmonische fehlen. Wenn diese Daten an dieser Stelle in analoge Informationen umgewandelt werden, so hat das Ausgangssignal des Nur-Lese-Speichers 113 für die Grundwelle allein die Form der Kurve 121 in Fig. 3. In

ω dieser Kurve sind nur die ersten wenigen Grade einer Sinuswelle der Grundfrequenz gezeigt. Diese Sinuswelle ist natürlich die Hüllkurve für entsprechende Impulse. Die Kurve 193 aus F i g. 3 zeigt entsprechende Amplituden für die siebenundzwanzigste Oberwelle der Grundfrequenz. Worte, die der Amplitude multipiizieri mit dem Sinus jeder Oberwelle der Grundfrequenz und der Grundfrequenz selbst entsprechen, werden während jeder Periode des Frequenzbandbereiches 17 erzeugt, während der entsprechende Amplitudendaten zur Verfügung stehen.

Bei einer bestimmten Frequenz F_x, der Grundfrequenz, zeigt die Kurve 120 in Fig.4 die Hüllkurve infolge 256 Frequenzbandmarkierungen 17 für zwei Perioden der Grundfrequenz F>. Diese Kurve 120 entspricht der Kurve 193 in F i g. 3 und bezieht sich nur auf eine Frequenz im Frequenzband. Am Ausgang des Nur-Lese-Speichers 113 zeigen die jeweiligen Ausgänge 121 jedes Erkennungsgatters nur positive Werte. Deshalb ist der Ausgang des Nur-Lese-Speichers 113 in F i g. 11 mit dem Eingang eines zweiten Inverter-Addu rers 115 verbunden, der dem ersten Inverter-Addierer 111 ähnlich ist. Das kennzeichnendste Bit des 8-Bit Wortes aus dem S-Bii-Audierer 78, das dem umgang der Tabelle 90 der ampütudenmodulierten trigonometrisehen Funktionen zugeführt wird, wird über eine Leitung 119 dem Eingang des zweiten Inverter-Addäerers 115 zugeleitet. Wie vorstehend bereits beschrieben, ist das kennzeichnendste Bit auf der Leitung 119 ein Teil der Quadranteninformation, die aus zwei kennzeichnen-

bo den Bits der Daten auf der Leitung 79 besteht 1st das kennzeichnendste Bit auf der Leitung 0, so zeigt dies an, daß die haibe, zur Zeit dem zweiten Inverter-Addierer 115 vom Ausgang des Nur-Lese-Speichers 113 zugeführte Periode nicht invertiert werden soll. Entsprechend bedeutet das Auftreten einer 1 auf der Leitung 119 und in die Zufuhr vom zweiten Inverter-Addierer 115, daß die halbe zur Zeit am Eingang des zweiten Inverter-Addierers 115 anstehende halbe Periode

invertiert werden muß. Wie b"i dem ersten Inverter-Addierer 111 erfolgt die Inversion mittels eines 2'-Complement-Schaltkreises. Das auf Ausgangsleitungen 82 des zweiten Inverter-Addierers 115 auftretende Ausgangssignal ist eine Reihe von digitalen Worten, die Punkte auf einer Welle bezeichnen, deren Hüllkurve in F i g. 4 für nur eine Harmonische (Kurve 122) dargestellt ist. Die Kurven 123 und 124 aus Fig.4 zeigen die Umhüllung einer entsprechend aufgenommenen Welle 123 der Grundfrequenz und einer entsprechend aufgenommenen Welle 124 einer Oberwelle von dieser. Es liegt immer ein Ausgangssignal vom Nur-Lese-Speicher 113 vor, außer wenn eine Null am Ausgang des ersten Halteregisters 112 aus F i g. 11 oder am Ausgang des zweiten Halteregisters 114 aus F i g. 11 auftritt.
Im folgenden wird die Berechnung der Funktion

-1-y

Γ sin 2^

if

H-/=i

rs
L

n J

beschrieben. Das Ausgangssignal der Tabelle 90 der amplitudenmodulierten trigonometrischen Funktionen wird über Leitungen 82 einem Addierer-Akkumulator 83, 85 zugeführt, der in Aufbau und Funktion dem vorstehend beschriebenen Addierer-Akkumulator, das heißt dem Addierer-Akkumulator 35, 36 gleicht. Der Akkumulator 85 wird durch einen Taktimpuls auf der Leitung 42 alle 1,03 Mikrosekunden getaktet, so daß jedesmal, wenn die Tabelle 90 ein neues zu einer Harmonischen gehörendes Wort erzeugt, der Akkumulator einen Zyklus ausführt. Der Akkumulator 85 wird durch jede Frequenzbandmarkierung 17 zurückgestellt. Der Addierer 83 wird jedoch nicht wie der Addierer 35 zurückgestellt, und das Ausgangssignal des Addierer-Akkumulators 83, 85 steigt in Abhängigkeit von jedem Ausgangssignal der Tabelle 90 an. Das Ausgangssignal des Akkumulators 85 ist ein digitales Wort (10 Bits), das die Summe der Ausgangsworte der Tabelle 90 während einer bestimmten Zeit, d. h. der Zeitspanne zwischen entsprechenden Frequenzbandmarkierungen 17 darstellt.

Der Ausgang des Akkumulators 85 ist über zehn parallele Leitungen mit dem Vervielfacher 84 verbunden. Wird eine Grundfrequenz von 310 Hz bearbeitet, so werden im Akkumulator 85 elf Worte addiert, falls jeder Harmonischen entsprechende Amplitudendaten im A(H /-/Register vorhanden sind. Wird entsprechend eine Grundfrequenz von 74 Hz bearbeitet, so könnten während einer Frequenzbandperiode 17 vierundfünfzig Worte im Akkumulator addiert werden. Man erkennt also, daß die Amplitude des zum Digital-Analog-Umsetzer 86 übertragenen Wortes maßstäblich aufgeteilt werden muß, um ein Ungleichgewicht zwischen dem Ton zu verschiedenen Zeiten zu vermeiden.

Der Vervielfacher bzw. Maßs'.absvervielfacher 84 ermöglicht die gewünschte Angleichung. Er erhält einen Zähler ähnlich dem Zähler, der im Zusammenhang mit der Hüllkurvensteuerung 60 beschrieben wurde. Dieser Zähler erhält über die Leitung 42 einen 1,03 Mikrosekunden-Taktimpuls von der Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit 12. Dieser Taktimpuls zählt die Anzahl der im Ausgangssignal des Akkumulators 85 enthaltenen Harmonischen, da die Berechnung eines zu jeder Harmonischen gehörenden Wortes in der Tabelle 90 1,03 Mikrosekunden benötigt. Das Ausgangswort vom Akkumulator 85 wird dann durch das Ausgangssignal des Zählers geteilt, um das Frequenzband auszugleichen. Da beide der Divisor und der Divident digitale Worte sind, kann die Division nach irgendeiner der vielen bekannten Arten erfolgen.

Ist der Ausgleichungsvorgang beendet, so ist das Ausgangssignal des Maßstabvervielfachers 84 ein digitales Wort, das einen Punkt auf derjenigen Kurve bezeichnet, die der zu synthetisierenden Sprache entspricht Der Ausgang des Vervielfachers 84 ist daher mit einem üblichen Digital-Analog-Umsetzer 85 verbunden, der eine analoge Ausgangsspannung erzeugt, deren Amplitude der Größe des erzeugten digitalen Wortes entspricht. Die Frequenzbandmarkierung 17 auf der Leitung 52 wird jeweils dem Akkumulator 85, dem Vervielfacher 84 und dem Digital-Analog-Umsetzer 86 zugeführt, um diese Einheiten beim Auftreten eines Frequenzbandimpulses zurückzustellen. Es ergibt sich, daß dem Digital-Analog-Umsetzer 86 entsprechend jedem Frequenzbandimpuls 17 ein neues Wort zugeleitet wird. Das analoge Ausgangssignal des Umsetzers 86 ist eine Schrittfunktion einer Spannung, wobei jedoch die Zeit für jeden Schritt kurz genug ist, daß die Stufen in der Kurve durch das Ohr nicht wahrgenommen werden. Wird das analoge Ausgangssignal des Umsetzers 86 auf einen Lautsprecher oder ähnliches gegeben, so erfolgt eine wirksame Synthese des ursprünglichen Tones aus der digitalen Beschreibung.

Es wurde vorstehend bereits darauf hingewiesen, daß bei Analysen von stimmlosen Tönen der Dalenrahmen am Eingang der Anordnung 10 zur Synthetisierung alle

jo Nullen für das Grundfrequenz-Datenwort enthält. Die Amplitudendaten des stimmlosen Rahmens entsprechen genau den Amplituden des stimmlosen Tones im jeweiligen Frequenzband des ursprünglichen Sprachspektrums.

J5 Der Ausgang der Frequenzdaten-Umsetzereinheit 28 (Fig. 1) ist mit dem Eingang des »stimmlos«-Detektors 33 verbunden. Die neun parallelen, aus der Umsetzereinheit 28 herausführenden Leitungen 32 sind jeweils an eine von neun parallelen Gattern einer Dioden-Transistor-Logik (DTL) des Detektors 33 angeschlossen. Derartige Logikschallungen sind in der Elektronik bekannt, und es ist außerdem bekannt, daß ein Merkmal einer derartigen parallel geschalteten Logik darin besteht, daß bei Zuführung aller Nullen zu den jeweiligen Eingängen und bei Verbindung der Ausgänge miteinander das erzeugte Ausgangssignal eine 1 ist. Gibt also ein Datenrahmen einen stimmlosen Ton an, so ist das Ausgangssignal der neun parallel geschalteten Logik-Gatter eine 1 und der stimmlose Ton wird

so angezeigt.

Das Ausgangssignal der DTL-Gatter gelangt über eine Leitung 126 zu dem Rauschgenerator 127 und über eine zweite Leitung 125 und einen nicht dargestellten Inverter zum Frequenz-Speicherregister 129. Das Signal auf der Leitung 125 wird einem entsprechenden Flip-Flop im Register 29 zugeführt, wobei durch das Kippen des Flip-Flop ein Ausgangswort (vom Register 29) erzeugt wird, das die Grundfrequenz 128 Hz darstellt. Dadurch wird im Frequenz-Speicherregister

bo 29 ein stimmhafter Ton mit einer Grundfrequenz von 128 Hz erzeugt. Diese bestimmte Frequenz ist gewählt worden, weil sie mindestens eine Harmonische in jedem der sechzehn Bandbereiche des Tonfrequenzspektrums enthält. Die 128 Hz-Frequenz wird als Träger benutzt,

b5 der in der im folgenden beschriebenen Weise moduliert wird, um ein abgeglichenes Rauschspektrum im Ton zu erzeugen, wodurch der Ton natürlicher erscheint und seine Erkennbarkeit und Qualität verbessert wird.

Wenn die Frequenz-Speichereinheit 29 infolge der »stimmlos«-Anzeige auf der Leitung 123 vom Detektor 33 auf die Grundfrequenz 128 Hz gestellt wird, so wird diese aurch die übrige Schaltung festgestellt und insbesondere wird durch die K-Index- und Synchronisierungssteuereinheit 40 angezeigt daß eine Frequenzbandbreitenmarkierung 17 in einer bestimmten Folgefrequenz auftritt Diese Frequenzbandbereichsmarkierung 17 wird dann über die Leitung 52 dem Rauschgenerator 127 zugeführt und wie vorstehend beschrieben, dem .K-Zähler 80 zugeleitet. Bei Zuführung der Frequenzbandbereichimpulse 17 zum JC-Zähler 80 beginnt dieser weiterzuschalten, wodurch der Addierer-Akkumulator 77,75 ein Ausgangssignal erzeugt das sich durch einige neunundzwanzig Schritte (entsprechend der Anzahl der Harmonischen von 128 Hz) vergrößert

Wie in Fig. 13 dargestellt wird im Inneren des Rauschgenerators 127 die Frequenzbandbereichmarkierung 17 über eine Leitung 52 einem Zähler 128 zugeführt, der in dem dargestellten Ausführungsbeispiel in Abhängigkeit von jeder fünfundzwanzigsten Frequenzbandbereichmarkierung 17 einen Ausgangsimpuls erzeugt. Der Ausgang des Zählers 128 ist an einen Pseudo-Zufallsgenerator 129 angeschlossen. Ein derartiger Pseudo-Zufallsgenerator ist allgemein bekannt und beispielsweise ausführlich beschrieben in »Digital Communications with Space Applications« von Golomb, Baumert, Easterling, Stiffer und Viterbi; Prentiss-HaIl Company, Englewood Cliffs, New Jersey. Das Ausgangssignal des Pseudo-Zufallsgenerators 129 ist jo ein 8-Bit-Wort, das sich in Abhängigkeit von einem Impuls vom Zähler 128 in willkürlicher Weise über eine bestimmte Zeitspanne ändert. Beispielsweise kann sich das Ausgangssignal des Pseudo-Zufallsgenerators willkürlich bei 1000 Takten des Ausgangssignals des Zählers 128 ändern und dann erfolgt eine Wiederholung dieses Zyklus in der gleichen willkürlichen Weise für die nächsten 1000 Takte usw. Die Wiederholung des Pseudo-Zufallsgenerators 129 erfolgt etwa alle 25 000 Schritte des /(-Zählers und stellt daher eine vollständig willkürliche Verteilung für die Aufgaben dieses Rauschgenerators dar.

Der Ausgang des Pseudo-Zufallsgenerators 129 ist über Logikgatter 130 mit dem Eingang des zweiten Pseudo-Zufallsgenerators 131 verbunden. Jedes der parallelen Bits des Ausgangssignals des Pseudo-Zufallsgenerators 129 gelangt durch ein entsprechendes Logik-Gatter 130 in die Leitungen, die mit dem ⁿseudo-Zufallsgenerator 131 verbunden sind. Das Frequenzbandbereichmarkierungssignal 17 auf der Leitung 52 wird jedem der Logikgatter 130 direkt zugeführt. Jede Frequenzbandbereichmarkierung 17 in der Leitung 52 bewirkt das Setzen des jeweiligen Logikgatters, wodurch das 8-Bit-Wort am Ausgang des Pseudo-Zufallsgenerators 129 an den Eingang des Pseudo-Zufallsgenerators Ul geleitet wird. Man erkennt daß sich das Ausgangssignal des Pseudo-Zufallsgenerators 129 zu Zeiten ändert, die jeder fünfundzwanzigsten Frequenzbandbereichmarkierung 17 entsprechen und daß das 8-Bit-Wort am Ausgang des bo Generators 129 beim Auftreten jeder Frequenzbandbereichmarkierung 17 durch die Logikgatter 130 übertragen wird. Der Pseudo-Zufallsgenerator 131 ist identisch dem Zufallsgenerator 129 aufgebaut, jedoch enthalten beide Generatoren 129 und 131 parallele Eingangs-Flip- b5 Flops und der Takteingang des Eingangs-Flip-Flops des Generators 131 ist mit der Leitung 52 für die Frequenzbandmarkierung 17 verbunden, so daß ein Impuls auf der Leitung 52 zur Voreinstellung des Datenausgangs des Pseudo-Zufallsgenerators 129 auf den Eingang des Pseudo-Zufallsgenerators 131 dient. Außerdem werden dem Zufallsgenerator 131 Zeitimpulse von der Hüllkurvensteuerung 60 (Fig. 1) über die Leitung 65 zugeführt und ein Impuls von der Hüllkurvensteuerung gelangt alle 1,03 Mikrosekunden in den Zufallsgenerator. Die Hüllkurvensteuersignale treten, wie vorstehend beschrieben, jedesmal dann auf, wenn ein Vergleich im Größenvergleicher 50 durchgeführt wurde. Somit macht der Pseudo-Zufallsgenerator

131 sechzehn Schritte während der Zeitspanne zwischen Frequenzbandbereichsmarkierungen 17. Das bedeutet, daß während einer Frequenzbandbereichsperiode 17 nur sechzehn vom Zufallsgenerator 131 erzeugte Zufallsworte an dessen Ausgang erscheinen. Das Hüllkurvensignal wird von der Leitung 65 auch den Serienregistern 133 zugeleitet. Der Ausgang des Pseudo-Zufallsgenerators 131 ist an den Eingang des 10-Bit-Addierers 132 angeschlossen.

Bei jedem Auftreten eines Hüllkurvenimpulses auf der Leitung 65 wird der Generator 131 getriggert und das Wort am Ausgang des Generators 129 wird dem Eingang des Addierers 132 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Generators 131 besteht aus einem 5-Bit-Wort, wobei 4-Bits Amplitudenmodulationsdaten und 1 -Bit eine Vorzeicheninformation darstellen. Die Vorzeicheninformation ist das kennzeichnendste Bit. Die 5 Bit werden dem 10-Bit-Addierer

132 an den am wenigsten kennzeichnenden fünf Stellen zugeführt. Der 1 D-Bit-Addierer 132 hat eine ausreichende Kapazität zum Addierer von seinem Eingang zugeführten Worten.

Wird das erste Wort in den Addierer 132 durch den Hüllkurvenimpuls auf der Leitung 65 getaktet, so wird das Wort in das Serienregister 133 eingegeben. Dieses Register enthält sechzehn Reihen von zehn parallel geschalteten Flip-Flops. Der Eingang jedes Flip-Flops ist mit der Hüllkurvenleitung 65 verbunden, und wenn beim Auftreten des ersten Hüllkurvenimpulses die erste Reihe von Flip-Flops getaktet wird, wird das Wort am Ausgang des Generators 129 (und 131) in dieser Reihe gesetzt, da der Generator 131 dem Ausgang des Generators 129 beim ersten Zähltakt folgt. Beim Auftreten des zweiten Taktens infolge eines Hüllkurvenimpulses wird das Wort in der ersten Reihe in die zweite Reihe übertragen und das erste Zufallswort aus dem Generator 131 gelangt in die erste Reihe. Der Ausgang des Registers 133, d. h. die letzte Reihe ist mit dem Eingang des Addierers 132 verbunden, jedoch wird bis zum sechzehnten Taktimpuls auf der Leitung 65 nichts addiert Unmittelbar vor dem Auftreten des sechzehnten Taktimpulses sind sechzehn Zufallsworte im Register 133 gespeichert, und zwar jeweils eins in jeder Reihe. Beim Auftreten des sechzehnten Impulses wird das erste Wort dem Ausgangssignal des Addierers 131 hinzugefügt. Da der Frequenzbandbereichsimpuls 17 auf der Leitung 52 kurz nach dem Auftreten des sechzehnten Hüllkurvenimpulses erscheint, dient er zum Rückstellen des Zufallsgenerators 131, so daß dieser einen neuen Zufallszyklus beginnt, wodurch jedes dtm Eingang des Addierers 132 wieder zugeführten Worte zu sich selbst addiert wird. Das Ausgangssignal des Zufallsgenerators 129, 131 kann positiv oder negativ sein, so daß die wieder zugeführten Signale algebraisch addiert werden. Beim Auftreten jeder fünfundzwanzigsten Frequenzbandbreitenmarkierung 17 ändert sich das Ausgangssignal des Generators 129 und eine neue

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Beziehung wird dem Eingang des Generators 131 zugeführt, jedoch wird der Ausgang des Registers 133 zu dieser Zeit nicht auf Null zurückgestellt, so daß ein vollständig neues Zufallsmuster gebildet wird.

Der Ausgang des Registers 133 ist mit dem Eingang des 8-Bit-Addierers 78 verbunden und bewirkt in Abhängigkeit vom Zufallssignal des Registers ein Zittern der Sinusdaten, die zur Verwendung in der Tabelle 90 für die Kanalbandbreiten erzeugt werden.

Das so erzeugte Zittern im Ausgangssignal der Anordnung 10 zur Synthetisierung erscheint als

Rauschen, das jedoch, wie vorstehend beschrieben, sorgfältig gesteuert ist, um die zu jeder Frequenz und zu jedem Teil der Amplitudeninformation gehörende Rauschmenge auszugleichen. Keine besondere Harmoniscbe in jedem Band wird unzulässig betont Daraus ergibt sich, daß die Verständlichkeit und Qualität der Sprache erheblich verbessert wird, indem man zu den Sprachsignalen einen auf andere Weise erzeugten synthetischen stimmlosen Ton addiert, der der ursprünglichen stimmlosen Sprache sehr ähnlich ist

Hierzu 9 Blatt Zeichnungen

Claims (16)

Patentansprüche:

1. Elektrischer Synthesator für die Umwandlung aufeinanderfolgender Gruppen von Digitalworten in Analogsignale zur Erzeugung eines Tons, wobei jede Gruppe Bits enthält, die der Grundfrequenz bzw. der Höhe des Tons zu einem bestimmten Zeitpunkt sowie den Amplituden einer Anzahl ihrer Harmonischen zu diesem Zeitpunkt entsprechen, gekennzeichnet durch : 1»

a) einen Frequenzspeicher (29) zur Speicherung der die Grundfrequenz darstellenden Bits;

b) einen ersten Akkumulator (36) zur Schaffung und Speicherung von die Frequenzen der Harmonischen darstellenden Bits; ^])

c) ein Hüllkurvenregister (30) zur Speicherung von die Amplituden der Harmonischen darstellenden Bits;

d) von dem Frequenzspeicher (29), dem Akkumulator (36) und dem Hüllkurvenregister (30) -° angesteuerte Register (66), zweiter Akkumulator (75) und Addierer (77) mit Tabellenschaltung (90) für die Speicherung einer Folge von Bits entsprechend den Gliedern einer Folge von Harmonischen, welche das Produkt der Grund- ^2l frequenz mit ihrer Amplitude sowie das Produkt ausgewählter Bander der harmonischen Frequenzen mit ihren zugehörigen Amplituden zu dem bestimmten Zeitpunkt darstellen; ^m

e) einen dritten Akkumulator (85) zur Sammlung der Folge-Bits für eine Summierung der Folge; und durch

f) einen Digital/Analog-Wandler (86) zur Erzeugung eines einen Momentanwert eines Ausga- ^J) betons darstellenden Analogsignals, wodurch der Ausgabeton durch Umwandlung der aufein-

lderfolgenden Wortgruppen in Analogsignale AKdergegeben wird.

2. Synthesator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Frequenzspetcher (29) und den ersten Akkumulator (36) ein Addierer (35) geschaltet ist, der zur Verfielfachung des Inhalts des Frequenzspeichers (29) zur Lieferung von Bits dient, die Vielfache einer Grundfrequenz wie harmonische Frequenzen darstellen.

3. Synthesator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Register (66), der zweite Akkumulator (75) und der Addierer (77) die w folgenden Elemente aufweisen:

g) eine Tabelle (70) der Kanalbandbreite mit Bandbreitenmarkierungen, die jeweils die Endfrequenz eines eine Folge von ausgewählten, γ, aufeinanderfolgenden Bändern im Ausgabeton darstellen;

h) einen Größenvergleicher (50) /um Vergleich des Inhalts des ersten Akkumulators (36) mit den Bits der Bar.dbreitenmarkieiung zur E^:.r/eu- ωι gung von die harmonischen Frequenzen der ausgewählten Bänder darstellenden Bits; und

i) eine ÄMrdex- und Synchronisierungssteuereinheit (40) zur Verbindung des Inhalts des llüllkurvenregisters (30) mit den die harmoni- hi sehen Frequenzen darstellenden Bits in den ausgewählten Bändern zur Festlegung des Frequenzanteils in der Folge.

4. Synthesator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch eine Frequenzdaten-Umsetzereinheit (28) zur Erzeugung von Einzelwerte einer Sinusschwingung darstellenden Bits für die Festsetzung des Frequenzanteils jeder Gruppe der Folge.

5. Synthesator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die jede Gruppe der Folge darstellenden Bits amplitudenmodulierte Sinusschwingungen angeben.

6. Synthesator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch

j) einen vom Frequenzspeicher (29) angesteuerten Stimmlos-Detektor (33) zur Speicherung von die Abwesenheit von Sprache anzeigenden Bits;

k) den Frequenzspeicher (29) zur Lieferung von eine Sprechgrundfrequenz darstellenden Bits;

I) einen Rauschgenerator (127) zur Lieferung von Rauschen darstellenden Bits;
m) eine von Größenvergleicher (50) und vom Rauschgenerator (127) angesteuerte Tabelle (90) zur Erzeugung von eine Modulation der Sprechgrundfrequenz mit dem Rauschen darstellenden Bits; und

n) einen Addierer (78) /ur Zufuhr der von der Tabelle (90) sowie vom Register (66), vom zweiten Akkumulator (75) und vom Addierer (77) erzeugten Analogsignale einschließlich der stimmlosen Töne.

7. Synthesator nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Rauschgenerator (127)einen Pseudo-Zufallsgenerator(129)aufweist.

8. Synthesalor nach einem der Ansprüche 1 bis 7, gekennzeichnet durch zwei vom Größenvergleicher (50) gesteuerte, logisch verknüpfte Pseudo-Zufallsgeneraioren (129, 131) und durch eine Zeitgeberund Ausgangssteuereinheit (12) zur Erzeugung von synchronen Zeitsignal-Biis, wobei der Ausgang eines der Pseudo-Zufallsgeneratoren zur Erzeugung eines gesteuerten Rauschens an ein vom Stimmlos-Detektor (33) gesteuertes Serienregister (133) angeschlossen ist.

9. Synthesator nach einem der Ansprüche I bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Speichereinheit (29) einen Addierer-Akkumulator (75) zur Erzeugung von Bits aufweist, die Harmonische der Sprechgrundfrequenz in einer ausgewählten Bandbreite angeben, und wobei im Rauschgenerator (127) eine Zuordnung der die harmonischen Grundfrequenzen mit den das gesteuerte Rauschen darstellenden Bits erfolgt.

10. Synthesator nach einem der Ansprüche I bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequen/bandbreite des Ausgabetons des dritten Akkumulators (85) veränderbar ist.

11. Elektrischer Synthesator für die Synthese eines Tonsignnls aus einem Rahmen von Frequenzinformalionsbits und Amplitudeninformationsbits eines entsprechenden Spekli'uniabschnills nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:

a) ein Grunilirequenz.regi.sler (26), einen Frequenzdatenwandler (28) und einen Frequenzspeicher (29) zur Erzeugung von Sinusschwingungsdaien für die von den Frequenzinformationsbils eines Rahmens dargestellte Grundfrequenz und für jede ihrer Harmonischen bis zu einer oberen Grenze,

b) ein Register (66), einen zweiten Akkumulator (75), einen Addierer (77) und eine Tabellenichaltung (90) zum Zusammenfassen der Sinusschwingungsdaten für die Grundfrequenz und für jede der Harmonischen mit den Amplitudeninformationsbits des entsprechenden Spektrumabschnitts für jeden Zeitraum einer Folge aufeinanderfolgender Zeiträume zur Erzeugung einer Vielzahl von Datenworten, die jeweils einen Abschnitt eines Ausgangssignals für einen bestimmten Rahmen angeben,

c) einen Addierer-Akkumulator (83) und einen dritten Akkumulator (85) zum Zusammenfassen der Vielzahl von Datenworten eines Rahmens zu einem synthetisierten Signal, ι -,

d) eine K-lndex- und Synchronisierungseinheit (40) zur Wiederholung der Schritte a), b) und c) für jeden Rahmen des Bitstroms bis zur Erzeugung eines zusammengefaßten, synthetisierten Signals, und 2»

e) eine Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit (12) zur Erzeugung von Steuerimpulsen für die Wiederholung der Schritte a), b) und c) für jeden Rahmen des Datenstroms.

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12. Synthesator nach Anspruch 11. dadurch gekennzeichnet, daß in der Zeitgeber- und Ausgangssteuereinheit (12) Zeitimpulse /ur Festlegung der aufeinanderfolgenden Zeilabschnitte erzeugbar sind. in

13. Synthesator nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen Addierer (35) und einen ersten Akkumulator (36) zur Erzeugung von Harmonischen der Grundfrequenz, die durch Frequenzinformationsbits eines einzelnen Rahmens dargestellt ist. r>

14. Synthesator nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch einen Größenvergleicher (50) zur Bildung eines Bandbreiten-Markierungsimpulses bei Beendigung eines Vergleichs der ausgewählten Bandbreiten mit der erzeugten Harmonischen zur Veränderung der Basis für die erzeugte Sinusschwingung für jede aufeinanderfolgende Zeitspanne eines Rahmens.

15. Synthesator nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch eine Hüllkurvensteuerung (60) zur 4"> Wiederholung des Vergleichs der jeweiligen Bandbreite mit der erzeugten Harmonischen für jede der aufeinanderfolgenden Zeitspannen.

16. Synthesator nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen Rauschgenerator (127) zur Erzeu- ^ri0 gung eines Pseudo-Zufallssignals für eine wahlweise Veränderung der erzeugten Sinusschwingungsdaten von der Verbindung mit den Amplitiidcninformationsbils des entsprechenden Spektrumabschnitts.