DE2028038C2 - Übertragungsanlage mit einer Vielzahl von auf einer Übertragungsstrecke in Reihe geschalteten Verstärkern mit Kompensation der Intermodulationsprodukte dritter Ordnung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Übertragungsanlage nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine derartige Übertragungsanlage ist aus der US-PS 3202 928, insbes. Fig. 3, bekannt.

Zur Herstellung von Fernsprechverbindungen werden üblicherweise viele Verbindungen gleichzeitig im Frequenzmultiplexverfahren über eine Leitung übertragen. Dabei werden unter Verwendung von Trägerfrequenzen Kanalgruppen und weiter durch Verwendung höherfrequenter Träger Übergruppen und Hauptgruppen gebildet, so daß Kanäle für Hunderte von Verbindungen über eine einzelne Übertragungsleitung laufen. Auf langen Strecken sind dabei periodisch Verstärker eingefügt. Wie bei allen Verstärkern führt dann jede Nichtlinearität der Verstärker zu einer Intermodulation zwischen den Signalen, wodurch Störungen in Form von Intermodulationsprodukten mit den Summen- und Differenzfrequenzen der verschiedenen Kombinationen von Eingangssignalen erzeugt werden. Die durch jeden Verstärker erzeugten Intermodulationssignale sind zwar nur sehr klein, aber auf langen Übertragungsstrecken sind Hunderte von Verstärkern erforderlich, und die von jedem Verstärker erzeugten Störsignale werden von allen nachfolgenden Verstärkern weiter verstärkt. Jedes spezielle Modulationsprodukt addiert sich demgemäß zu denjenigei gleicher Frequenz, die von vorhergehenden Verstärkern erzeugt worden sind. Produkte zweiter Ordnung, d. h. die zweite Harmonische einer Signalfrequenz oder der Summe bzw. der Differenz von zwei Signalfrequenzen, addieren sich nicht in Phase, sondern löschen sich vielmehr bis zu einem gewissen Grad aus. Dagegen addieren sich gewisse Produkte dritter Ordnung annähernd in Phase, so daß die Störsignale am Ende der Übertragungsstrecke der algebraischen Summe der von jedem Verstärker für die jeweilige Frequenz erzeugten Produkte dritter Ordnung entsprechen. Die Amplitude der von einem einzelnen Verstärker erzeugten Produkte dritter Ordnung ist zwar kleiner als die Amplitude der Produkte zweiter Ordnung, aber die Gesamtamplitude nach einer In-Phase-Addition bei vielen Verstärkern ist größer. Dies führt für die Verstärker zu sehr strengen Bedingungen hinsichtlich von lntermodulationsverzerrungen dritter Ordnung. Im allgemeinen lassen sich diese Bedingungen in bekannter Weise unter Anwendung einer starken Gegenkopplung erfüllen. Außerdem werden die Transistoren der Verstärker zur Verringerung der Verzerrungen mit verhältnismäßig hohen Strömen und hohen Spannungen betrieben. Die Gegenkopplung verringert dabei die Gesamtverstärkung eines Verstärkers und begrenzt gleichzeitig das Produkt aus Verstärkung und Bandbreite. Ein Betrieb der Transistoren mit hohen Strömen und hohen . Spannungen erfordert eine große Gleichstrom-Versorgungsleistung für jeden Verstärker, die üblicherweise

über die Übertragungsstrecke zugeführt wird und für lange Übertragungsstrecken mit vielen Verstärkern sehr kritisch werden kann.

Bei der aus der US-PS 3202928 bekannten Übertragungsanlüge nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist

vorgesehen, am Ende einer Übertragungsstrecke mit einer Anzahl von Verstärkern, die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung erzeugen, jeweils einen Kompensationsverstärker einzusetzen. Ein solcher Kompensationsverstärker besitzt einen Haupt- und einen Nebenweg mit jeweils Verstärkerbauteilen, Dämpfungsgliedern und gegebenenfalls weiteren Bauteilen. Signale der beiden Wege werden ausgangsseitig so zusammengeführt, daß eine Auslöschung der Intermodulationsprodukte dritter Ordnung auftritt. Der bauliche Aufwand für solche Kompensationsverstärker ist jedoch hoch, und ihre Einstellung ist schwierig.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, auf einfache Weise ohne den Einsatz von Kompensationsverstärkern und bei niedriger Versorgungsleistung die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung in einer Übertragungsanlage zu verringern.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.
Es wird demgemäß nicht versucht, mit aufwendigen Mitteln die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung jedes einzelnen Verstärkers zu verringern oder besondere Kompensationsverstärker einzusetzen, sondern es wird lediglich für eine geänderte Phasenbeziehung zwischen den Intermodulationsprodukten dritter Ordnung und den Multiplexsignalen für die zweiten Verstärker gesorgt. Das kann ohne großen Aufwand erreicht werden, wobei die Verstärker prinzipiell den gleichen Aufbau haben können, aber so ausgelegt sind, daß die gewünschte Pha-

senänderung eintritt. So kann nach einer zweckmäßigen Weiterbildung der Erfindung bei Verwendung von Transistor-Endstufen in den Verstärkern der Las'widerstand des Transistors der Endstufe der ersten Verstärker wenigstens doppelt so groß gemacht werden wie der Lastwiderstand des Transistors der Endstufe jedes zweiten Verstärkers.

Zusätzliche Weiterbildungen der Erfindung sind in weiteren Unteransprüchen gekennzeichnet.

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung unter Verwendung von zwei Verstärkertypen, die abwechselnd entlang der Übertragungsstrecke eingesetzt sind;

Fig. 2A bis 2D Vektordiagramme, die die Addition der Intermodulationsprodukte zweiter und dritter Ordnung auf einer üblichen Verstärkerstrecke wiedergeben;

Fig. 3A und 3B Vektordiagramme, die die Addition von Intermodulationsprodukten dritter Ordnung auf einer erfindungsgemäßen Verstärkerstrecke erläutern;

Fig. 4 eine nichtlineare Transistor-Ersatzschaltung zur Berechnung der Phasenlage von Intermodulationsprodukten dritter Ordnung;

Fig. 5A und 5B Vektordiagramme zur Erläuterung der Phasenverschiebung, die sich durch Änderungen des Lastwiderstandes und der Vorspannung ergeben;

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Prüfschaltung zur Messung von Änderungen der Phasenlage von Intermodulationsprodukten dritter Ordnung.

Bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält eine Fernsprech-Fernleitung 11 zur Übertragung von Frequenzmultiplexsignalen zwischen zwei Endstellen 12 und 13 eine Anzahl von Verstärkern 1,2,3.. .n — 1,/!, die im gleichmäßigen Abstand entlang der Leitung verteilt sind. Abweichend von typischen Leitungen bekannter Art sind die Verstärker nicht identisch. Es sind zwei Typen A und B vorgesehen. Die Verstärker A und B unterscheiden sich in einem wesentlichen Merkmal; der Phasenwinkel, mit dem die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung des Typs e (/', +J₂ -Ji) von den Verstärkern A erzeugt werden, weicht so weit von demjenigen Phasenwinkel ab, mit dem entsprechende Produkte von den Verstärkern B erzeugt werden, wobei beide Phasenwinkel sich auf die Phase des Signals e(J\) beziehen, um eine in Phase-Addition zu verhindern. Es wird gezeigt werden, daß, wenn die Differenz der Phasenwinkel sich 180° nähert, das gesamte, durch die Leitung 11 eingeführte Intermodulationsrauschen wesentlich verringert ist. Bei einer Differenz von 180° ist es, wenigstens theoretisch, möglich, eine vollständige Auslöschung der Intermodulationsprodukte dritter Ordnung zu erreichen.

Fig. 2 zeigt, aufweiche Weise sich die Intermodulationsprodukte zweiter und dritter Ordnung entlang einer Übertragungsleitung üblicher Art ansammeln, bei der alle im gleichen Abstand angeordneten Verstärker identisch sind. Es seien ein einzelnes Signal de Frequenz/, und typische Modulationsprodukte betrachtet, die durch seine Wechselwirkung mit benachbarten Signalen der Frequenz J₂ und J₃ erzeugt werden, die alle aus einer einzigen Multiplexgruppe stammen. Das Vektordiagramm in Fig. 2A zeigt die Spannung und die Phasenbeziehungen am Ausgang des ersten Verstärkers. Der Vektor C₁(J₁) gibt den Bitrag und die Phase des Signals der Frequenz/, an. Entsprechend stellt ein Vektor e, (J₁ +/2) das Intermodulationsprodukt zweiter Ordnung der Frequenz (/, +/,) dar. und ein Vektor e, (/, +J₂-J₃) das Produkt dritter Ordnung mit der Frequenz (J₁ +Jz-Ji) dar, die beide durch die naturgegebenen Nichtlinearitäten des Verstärkers erzeugt werden. Da die drei Vektoren Spannungen mit drei verschiedenen Frequenzen darstellen, lassen sich ihre Phasenlagen nicht vergleichen. Es sei die Verschiebung in der Phase und dem Betrag für jede Spannung beim Durchlaufen jedes Leitungsabschnittes und Verstärkers betrachtet. Um die Vektoren zur Erläuterung zu trennen, ist e_t (J₁ +J₂) mit einem Bezugswinkel α gezeigt, der der Position von e_t (J₁) nacheilt; e_x (J^ +J₂

-/₃) liegt bei einem Bezugswinkel ß. Der das Signal darstellende Vektor e, (Z₁) ist unterbrochen gezeichnet, da er wesentlich langer ist und nicht im gleichen Maßstab wie die Vektoren für die Produkte zweiter und dritter Ordnung angegeben ist.

Fi g. 2 B zeigt die Beziehungen am Ausgang des zweiten Verstärkers. Bei einer üblichen Leitung sinddie Verstärker so ausgebildet, daß sie gerade die erforderliche Verstärkung haben, um die Signalamplitude wieder herzustellen, die durch die Dämpfung in dem Leitungsabschnitt zwischen den Verstärkern verringert worden ist. Bei einer solchen Leitung tritt eine Phasenverschiebung für Signale auf, die jede Kombination eines Leitungsabschnittes mit zugehörigem Verstärker durchlaufen, und diese Phasenverschiebung ist annähernd eine lineare Funktion der Frequenz, aber nicht genau direkt proportional der Frequenz. Je höher die Frequenz ist, um so größer ist die Phasenverschiebung, ferner eine Frequenz mit dem doppelten Wert einer gegebenen Frequenz zeigt weniger als die doppelte Phasenverschiebung der gegebenen Frequenzen. Jede der drei in Fig. 2A dargestellten Spannungen ist daher in ihrer Phase beim Durchlaufen des Leitungsabschnittes zwischen dem ersten und zweiten Verstärker verschoben worden, und ihre Amplitude ist durch den zweiten Verstärker wieder auf denjenigen Wert gebracht worden, der am Ausgang des ersten Verstärkers vorhanden ist. Da die Frequenz/,,/₂ undT₃ dicht beieinander liegen, haben die Frequenzen der Produkte zweiter Ordnung (J₁ +Ji) ^ur>d 2/, etwa die doppelte Frequenz des Signals/,, während die Frequenzen der Produkte dritter Ordnung (/,+/2-/5) und (2J₁-J₂) dicht beim Wert der Signalfrequenz/, liegen. Da der Betrag der Phasenverschiebung eine lineare Funktion der Frequenz ist, ist der Winkel φ, um den der Signalvektor C₁(Z₁) verschoben worden ist, um e₂ (J₁ ) zu werden, etwa gleich dem Winkel <p₃, um den e, (J₁ +J₂ -J₃) verschoben worden ist, um c, _ 2 t/i +J₂ -J₃) zu werden. Der Winkel <p₂, um den e_iU\+j'₂) verschoben worden ist, um e,_₂(/, -t-/₂) ^zu werden, ist andererseits wesentlich größer als </>, oder φ₃, aber weniger als zwei mal so groß.

Die Nichtlinearitäten des zweiten Verstärkers erzeugen genau wie der erste Verstärker Intermodulationsprodukte zweiter und dritter Ordnung. Diese Produkte sind in Fig. 2B durch den Index R2 bezeichnet. Die Phasenlage, mit der diese Produkte mit Bezug auf die Phasenlage erzeugt werden, mit der ähnliche Produkte in dem vorhergehenden Verstärker erzeugt worden sind, ist um einen Betrag verschoben, der gleich den kombinierten Beträgen ist, mit der die beisteuernden Signale verschoben worden sind. Das heißt, wenn das Signal e(J\) um den Winkel Δ, verschoben worden ist und e(f₂) um A₂ verschoben wurde, so wird das Produkt e (J₁ +J₁) um den Winkel (Δ,+Δ₂) verschoben. Entsprechend wird das Produkt e(J\ +J₂ -J₃) um den Winkel (Δ, + Δ, -Δ₃) verschoben. Da aber, wie oben erwähnt, die Frequenzen/, J₂ und/₃ dicht beieinander liegen, haben Δ,, Δ₂ und Δ₃ etwa den gleichen Winkel φ. Der Vektor e_R2 (J₁ +J₂) wird daher mit Bezug auf e, (J₁ +/₂) um einen Winkel von etwa 2φ verschoben, während e_R2(J\ +J₂ —J3) mit Bezug

■ auf e, (J₁ +J₂ -J₃) um einen Winkel von etwa gleich φ verschoben wird. Die sich ergebende Summe der Produkte zweiter und dritter Ordnung findet man durch eine Vektoraddition; die Vektoren e₁.₂(f₁+f₂) und e_R2(J\ +J₂) addieren sich zum Vektor e₂ (J₁ +J₂), und die Vektoren e_y -₂(J\+j₂-f₃) und e_R1(J\ +fi-J'i) addieren sich zu e₂ (J₁ +J₂ -Ji). Es zeigt sich nun, daß der Winkel, mit dem das Produkt dritter Ordnung e_R2(J\ +J₂-J₃) vom Verstärker 2 erzeugt wird, annähernd gleich dem Winkel ist, um welchen das Produkt dritter Ordnung ^e\(J\+Ji—Ji) beim Übergang vom Ausgang des Verstärkers 1 zum Ausgang des Verstärkers 2 verschoben wird. Im Gegensatz dazu weicht der Winkel 2 φ, mit dem das Produkt zweiter Ordnung e_R2(J\ +J₂) erzeugt wird, wesentlich von dem Winkel ψ₂ ab, um den das Produkt ^e\ U\ ⁺Ji) ^auf der gleichen Strecke verschoben wird.

Eine weitere Phasenverschiebung erleiden das Signal e(J\) und die sich ergebende Summe der Verzerrungsprodukte zweiter und dritter Ordnung beim Durchlauf des Leitungsabschnittes zwischen dem zweiten und dritten Verstärker. Außerdem erzeugt der dritte Verstärker zusätzliche Verzerrungsprodukte, so daß sich die durch die Vektoren in Fig. 2C dargestellten Intermodulationsprodukte ergeben. Die Vektoren des Produktes dritter Ordnung e(J\ +J₂ -J₃) haben sich weiterhin in Phase addiert, während die Vektoren des Produktes zweiter Ordnung e(J\ +J₂) langsam um einen größeren Betrag außer Phase kommen.

Fig. 2D zeigt die Addition der Produkte zweiter und dritter Ordnung am Ausgang des fünften Verstärkers. Es ιΛ leicht zu erkennen, daß der Vektor e(J\) seine ursprüngliche Größe wegen der Verstärker behält, die diese Amplitude aufrechterhalten, wie oben erläutert. Die Größe des Vektors für das Produkt zweiter Ordnung e(J\ +J₂) beginnt sich jedoch zu verringern, da das vom fünften Verstärker erzeugte Produkt zweiter Ordnung e(J\ +J₂)_R1 beinahe um 180° außer Phase mit dem Gesamtprodukt zweiter Ordnung am fünften Verstärker ist. Der Vektor für das Produkt dritter Ordnung e(J\ +J₂-J₃) hat sich jedoch weiter über alle fünf Verstärker in Phase addiert und seine Länge ist jetzt wesentlich größer als die Länge des ursprünglich größeren Vektors für das Produkt zweiter Ordnung.

Es zeigt sich folglich, daß, da die Frequenz der Intermodulationsprodukte dritter Ordnung sehr dicht bei der Signalfrequenz liegt, die Produkte dritter Ordnung dazu neigen, sich in Phase zu addieren und eine vorherrschende Rauschquelle zu werden.

Unter Verwendung der Anordnung nach Fig. 1 wird eine solche Addition in Phase verhindert, da der Phasenwinkel, mit dem Produkte dritter Ordnung in den Verstärkern A erzeugt werden, von dem Phasenwinkel abweicht, mit dem die Produkte in den Verstärkern B erzeugt werden. Fi g. 3 zeigt die Subtraktion dieser Produkte.

Fig. 3A zeigt die Beträge und Phasenlagen am Ausgang des Verstärkers 1, nämlich eines Verstärkers vom Typ A in F i g. 1. Zum Zweck der Erläuterung kann es sich hierbei um die gleichen Werte wie die in F i g. 2 A handeln, wobei das Produkt zweiter Ordnung <?, (J₁ +J₂) den Bezugswinkel α und das Produkt dritter Ordnung e, (/, +f₂ -f₃) den Winkel β hat. In Fig. 3B sind die Vektorbeziehungen am Ausgang des Verstärkers 2 dargestellt, nämlich eines Verstärkers B entsprechend Fig. 1. Das übertragene Signal und das Produkt zweiter Ordnung e₂ (J₁ +f₂) sind annähernd gleich dem typischen Fall gemäß F i g. 2. Zusätzlich ist der Produktvektor dritter Ordnung *i (/i +fi —fi)des Verstärkers 1 um den gleichen Winkel φ aufgrund der Kennlinien der Übertragungsleitung verschoben worden, um e,-₂(J\ +J₂-J₃) am zweiten Verstärker zu werden. Der 5-Verstärker ist so ausgelegt, daß die Phase des von ihm erzeugten Produktes dritter Ordnung e_R2 [J₁ +J₂ -/3)^von der des durch einen Λ-Verstärker bei den gleichen Eingangssignalen erzeugten Produktes dritter Ordnung abweicht. Wenn die Differenz 180° beträgt, ergibt die Vektoraddition der Produkte dritter Ordnung eine Auslöschung. Die Verzerrung dritter Ordnung ist dann kein begrenzendes Merkmal mehr für die Auslegung des Verstärkers. In der Praxis führt jede Differenz des Phasenwinkels der durch Verstärker des Typs A und des Typs B erzeugten Produkte dritter Ordnung zu einer feststellbaren Verbesserung, und eine Differenz zwischen i20^c und 240° reicht aus, um die durch die Produkte dritter Ordnung gegebenen Rauschbegrenzungen zu beseitigen.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 ist eine Auslöschung von Produkten dritter Ordnung nach jedem Paar unterschiedlicher Verstärker vorgesehen. Es besteht natürlich auch die Möglichkeit, einen Leitungsabschnitt mit mehreren Verstärkern A hintereinander und einen weiteren Abschnitt mit mehreren Verstärkern B, deren Anteil kleiner sein kann, vorzusehen. Dann ergibt sich eine minimale Verzerrung dritter Ordnung nach einem Paar von Abschnitten gleicher Länge. So lange die Verstärker die Produkte dritter Ordnung nicht in Phase mit Bezug aufeinander erzeugen, verringert sich die Gesamtverzerrung dritter Ordnung.

Es wurde gefunden, daß die Phase der durch einen Transistorverstärker erzeugten Intermodulationsprodukte dritter Ordnung ohne eine große Änderung der Phasenverschiebung des übertragenen Signals durch eine Beeinflussung des Transistor-Lastwiderstandes und der Vorspannung erreicht werden kann. Die Phase der Produkte dritter Ordnung läßt sich unter Verwendung bekannter Schaltungs-Analysierverfahren errechnen. Ein solches Verfahren ist in dem Aufsatz »Transistor Distortion Analysis Using Volterra Series Representation« in »Bell System Technical Journal«, Mai —Juni 1967, Seite 991 -1024 beschrieben. Die für den Transistor benutzte Ersatzschaltung muß natürlich die Nichtlinearität in Betracht ziehen, die zu der interrnodulationsverzerrung Anlaß gibt.

Eine geeignete nichtlineare Ersatzschaltung für einen in Emitterschaltung betriebenen Transistor ist in Fig. 4 gezeigt. Die Schaltung weist drei Verbindungspunkte 41, 42 und 43 auf, die die Basis-, eine innere und die Kollektorverbindung darstellen, wobei der Emitterkreis geerdet ist. Die Spannungen an den drei Punkten sind mit P₁, v₂ bzw. t'₃ bezeichnet. Der exponeniiellen Nichtlinesrität zwischen dem Emitterstrom und der Emitterspannung ist in der Schaltung durch einen spannungsabhängigen Emitterstromgenerator 44 Rechnung getragen, der zwisehen den Verbindungspunkt 42 und Erde geschaltet ist. Die Kennlinie für den Emitterstrom in Abhängigkeit von der Emitterspannung des jeweiligen Transistors läßt sich durch eine Taylor-Reihe der folgenden Form ausdrücken:

i=k(v)=kv+

Der Stromgenerator 44 ist daher mit k(v₂) bezeichnet. Parallel zu dem Stromgenerator 44 liegt die Emitterkapazität C₂.

Die Durchbruchs- und A_F£-Nichtlinearitäten sind durch einen Kollektorstromgenerator 46 dargestellt, der zwischen den Verbindungspunkten 42 und 43 liegt und parallel zu dem Kollektorwiderstand R_c geschaltet ist.

Die Nichtlinearität des Kollektorstroms aufgrund des Durchbrucheffektes ist eine Funktion der Kollektor-Basisspannung C₃-T₁ (bei höheren Spannungswerten). Die Nichtlinearität aufgrund von h_n: ist eine Funktion des Emitterstroms Z₁, (bei höheren Stromwerten). Da die Beziehung zwischen dem Emitterstrom und der Emitterspannung oben angegeben worden ist, läßt sich die h_FE-Nichtlinearität als Funktion der Emitterspannung V₂ ausdrücken. Demgemäß ist der Kollektorstromgenerator g(ι·,., !'3-I₁) bezeichnet.

Schließlich ist die Ko'lektorkapazität eine nichtlineare Funktion der Kollektor-Basisspannung. Sie ist daher in dem Schaltbild nach Fig. 4 durch den Kollektorkapazitäts-Stromgenerator 47 dargestellt, der zwischen die Punkte 42 und 43 geschaltet und mit y(r₃ - r₂) bezeichnet ist.

Die transformierte Lastimpedanz Z₁ (S) ist natürlich zwischen den Punkt 43 und Erde geschaltet. Ein Eingangsspannungsgenerator v_g liegt in Reihe mit der transformierten Eingangsimpedanz Z₉(S) zwischen den Verbindungspunkt 41 und Erde. Die Kolleklor-Basiskapazität C₃ ist zwischen die Punkte 41 und 43 und die Basis-Emitterkapazität C₁ ist zwischen den Punkt 41 und Erde geschaltet.

Mit den vier Nichtlinearitätsquellen, die anhand der drei Ströme i_e,;',. und i_e als Taylor-Reihen aufgrund von gemessenen Transistor-Parametern ausgedrückt sind, lassen sich Strom- und Spanniingsgleichungen für die Schaltung niederschreiben und mit Hilfe eines Rechners lösen. Wenn die Eingangsspannung v_g die drei Frequenzen/, ,/₂ und/j enthält, können der Betrag und die Phase der linearen Übertragungsfunktion und der Übertragungsfunktion dritter Ordnung berechnet werden. Das in dem oben erwähnten Aufsatz beschriebene Volterra-Verfahren liefert diese Information auf bequeme Weise, aber es können auch andere bekannte Verfahren angewendet werden.

Die Polardiagramme der Fig. 5A und 5B zeigen die Ergebnisse solcher Berechnungen. In Fig. 5A sind die Vektoren dargestellt, die die für einen typischen Leistungstransistor bei zwei verschiedenen Werten des Lastwiderstandes berechnete lineare Übertragungsfunktion und Übertragungsfunktion dritter Ordnung darstellen. Die benutzten Eingangsfrequenzen waren/, =50MHz, /₂ = 40,lMHz und /3=43.1 MHz. Die Ausgangsfrequenz dritter Ordnung (/, +/₂ —/₃) ist daher gleich 47,0MHz. Die zur Bestimmung der Transistor-Parameter benutzten Gleichstrombedingungen waren: Emitterstrom 10OmA und Kollektor-Basisspannung= 10 V. Der ausgezogene Vektor 51 stellt die berechneten Werte für den Betrag und die Phase der linearen Übertragungsfunktion der Transistorstufe für die Frequenz /₃ mit 43,1 MHz bei einem Lastwiderstand von 50 Ohm dar, während der gestrichelt gezeigte Vektor 52 die berechnete Übertragungsfunktion dritter Ordnung für 47,0 MHz angibt. Es ist natürlich nicht zweckmäßig, die Vektoren 51 und 52 im gleichen Maßstab zu zeichnen, da der Betrag der Übertragungsfunktion dritter Ordnung nur V20 ^des Betrages der linearen Übertragungsfunktion ist. Die Vektoren 53 und 54 geben die berechneten Werte für die entsprechenden Übertragungsfunktionen bei einem auf 200 Ohm 'geänderten Lastwiderstand an. Es zeigt sich sofort, daß der Betrag und die Phase der durch die ausgezogenen Vektoren dargestellten linearen Übertragungsfunktion sich nur leicht verschoben haben, während die Phase der durch die gestrichelten Vektoren angegebenen Übertragungsfunktion dritter Ordnung um etwa 180° verschoben und ihr Betrag halbiert ist. Die Kombination aus einem Verstärker mit einem Lastwiderstand von 50 Ohm und einem weiteren ähnlichen Verstärker mit einem Lastwiderstand von 200 Ohm führt daher zu einer beträchtlichen Auslöschung dritter Ordnung.
Der Einfluß einer höheren Kollektor-Basisspannung auf die Empfindlichkeit der Phasenänderungen dritter Ordnung in Abhängigkeit vom Belastungswiderstand läßt sich durch einen Vergleich der Fig. 5A und 5B erkennen. Zur Berechnung des Betrages und der Phase

der linearen Übertragungsfunktion und der Übertragungsfunktion dritter Ordnung gemäß Fig. 5B wurde eine Kollektor-Basisspannung von 15 V benutzt. Zusätzlich wurden Lastwiderstände von 20 Ohm und 5000hm vorgesehen. Demgemäß geben die Vektoren 61 und 62

!5 die lineare Übertragungsfunktion bzw. die Übertragungsfunktion dritter Ordnung bei einem Lastwiderstand von 20 Ohm an, während die Vektoren 63 und 64 die Übertragungsfunktionen für die beiden Signale bei einem Lastwiderstand von 5000hm darstellen. Man erkennt, daß die Phasenverschiebung für die Übertragungsfunktion dritter Ordnung in Abhängigkeit vom Lastwiderstand bei einer Vorspannung von 15V entsprechend F i g. 5 B kleiner als bei einer Vorspannung von 10 V entsprechend Fig. 5A ist, während die Phasenverschiebung der linearen Übertragungsfunktion größer war. Wenn auch der Betrag der Phasenverschiebung nicht so groß ist, so lassen sich ähnliche Phasenverschiebungen dritter Ordnung auch in der Basis-Schaltung und Kollektor-Schaltung erzielen.

Typische Vorspannungswerte zur Erzielung einer optimalen Güte für das Intermodulationsrauschen individueller Verstärker des benutzten Typs waren ein Emitterstrom von 100mA und eine Kollektor-Basisspannung von 15 V. Daraus ergibt sich eine Verlustleistung im Transistor von 1,5 W. Eine entsprechende Güte einer Verstärker-Übertragungsstrecke läßt sich unter Verwendung von Ausführungsbeispielen der Erfindung erzielen, wenn für einen Verstärkertyp ein Strom von 100 mA und eine Spannung von 5 V (RL = 200 Ohm) und den anderen

40. Verstärkertyp ein Strom von 5OmA und eine Spannung von 10 V (RL = 18,75 Ohm) benutzt werden. Damit ergibt sich im M ittel eine Verlustleistung von nur 0,5 W pro Transistor. Eine Einsparung von 1 W je Verstärker bezüglich der über eine lange Leitung zu übertragenden Gleichstromleistung ist von wesentlicher Bedeutung.

Die größte Phasenverschiebung für das Intermodulationsprodukt dritter Ordnung tritt offensichtlich dann auf, wenn die Betriebsbedingungen so verschoben werden, daß sie einerseits in einem Bereich liegen, in welchem die spannungsabhängigen Nichtlinearitäten vorherrschen, und andererseits in einem Bereich, in welchem die stromabhängigen Nichtlinearitäten bestimmend sind. Die Größe der stromabhängigen Nichtlinearitäten läßt sich für eine gegebene Ausgangsleistung durch Veränderung des Lastwiderstandes steuern. Bei einem kleinen Lastwiderstand ergibt sich demgemäß eine große Stromänderung für die gleiche Ausgangsleistung, und die stromabhängige Nichtlinearität ist groß. Die spannungsabhängige Nichtlinearität, die teilweise auf der Kollektor-Kapazität beruht, ist bei kleinen Vorspannungen am größten. Wenn daher eine niedrige Emitter-Kollektorspannung benutzt und der Belastungswiderstand über einen Bereich von 4:1 verschoben wird, tritt eine große Verschiebung des Intermoduiationsprodukts dritter Ordnung auf.

Bei einem vielstufigen Verstärker einschließlich eines Verstärkers mit einer über alles führenden Gegenkopplung reicht es im allgemeinen aus, nur die letzte Stufe zu

beeinflussen, da diese Stufe Signale mit bei weitem der größten Amplitude erzeugt.

Die Prüfschaltung nach Fig. 6 kann zur Messung der Phasenänderung des Produktes dritter Ordnung benutzt werden, die sich durch eine Beeinflussung der Transistor-Vorspannung und des Lastwiderstandes ergibt. Drei Signalgeneratoren 21, 22 und 23 mit benachbarten Trägerfrequenzen/,,./₂ bzw J₃ sind über einen Hybrid-Koppler 24 mit dem zu prüfenden Verstärker 26 und einem Bezugsverstärker 27 verbunden. Das Ausgangssignal des Bezugsverstärkers 27 läuft über ein Bandpaßfilter 31 zu einem Eingang eines Vektor-Voltmeters 29. Das Ausgangsignal des zu prüfenden Verstärkers 26 geht über eine Reihenschaltung von Bandsperrfiltern 28 zum anderen Eingang des Vektor-Voltmeters 29. Das Bandpaßfilter 31 ist so sorgfältig abgestimmt, daß nur die Frequenz des gerade betrachteten Intermodulationsproduktes dritter Ordnung/, +J₁-Ji durchgelassen wird, so daß das Vektor-Voltmeter 29 starr mit der richtigen Frequenz gekoppelt ist. Die Bandsperrfilter der Reihenschaltung 28 sind so sorgfältig abgestimmt, daß die Grundfrequenzen /,,/₂ und/, ausgefiltert werden, derart, daß sie das gewünschte Produkt dritter Ordnung nicht überdecken.

Das Vektor-Voltmeter 29 kann beispielsweise ein Hewlitt-Packard-Modell Nr. 8405 A sein. Das durch den Bezugsverstärker 27 erzeugte Intermodulationsprodukt dritter Ordnung /, +J₂ —/₃ liefert die erforderliche Bezugsphase der richtigen Frequenz an das Vektor-Voltme-

ter 29, so daß durch den Prüfverstärker 26 erzeugte Phasenänderungen des Produktes der gleichen Frequenz angezeigt werden können. Das Vektor-Voltmeter 29 zeigt direkt den Phasenunterschied zwischen dem durch den Verstärker 27 erzeugten Bezugsprodukt dritter Ordnung und dem durch den Prüfverstärker erzeugten Produkt sowie die Amplitude beider Produkte für jede Gruppe von Bedingungen. Selbstverständlich kann diese Schaltung zur empirischen Bemessung von Verstärkern ohne langwierige Berechnungen benutzt werden.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Übertragungsanlage mit einer Vielzahl von auf einer Übertragungsstrecke in Reihe geschalteter, erster Verstärker, die naturgemäß Intermodulationsprodukte dritter Ordnung aus einer Vielzahl von Multiplexsignalen und mit bestimmten Phasenbeziehungen zwischen den Intermodulationsprodukten dritter Ordnung und den Multiplexsignalen erzeugen, wobei mindestens ein zweiter, zu den ersten Verstärkern in Reihe geschalteter Verstärker vorgesehen ist, dessen Intermodulationsprodukt dritter Ordnung derart gewählt ist, daß die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung der ersten Verstärker mindestens teilweise kompensiert sind, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Verstärker (B) bzw. die zweiten Verstärker prinzipiell vom gleichen Aufbau wie die ersten Verstärker (A) sind und daß die Kompensation der Intermodulationsprodukte dritter Ordnung der ersten Verstärker (A) lediglich durch eine Änderung der Phasenbeziehung zwischen den Intermodulationsprodukten dritter Ordnung und den Multiplexsignalen für die zweiten Verstärker (B) erfolgt.

2. Übertragungsanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten (A) und die zweiten (B) Verstärker abwechselnd in die Übertragungsstrecke (11) eingeschaltet sind.

3. Übertragungsanlage nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung, die durch einen der zweiten Verstärker (B) erzeugt werden, in ihrer Phase um einen Betrag zwischen 120° und 240° gegen die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung verschoben sind, die von einem der ersten Verstärker (A) erzeugt werden.

4. Übertragungsanlage nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweken Verstärker (A, B) jeweils eine Transistor-Endstufe aufweisen und daß der Lastwiderstand des Transistors der Endstufe der ersten Verstärker (A) wenigstens doppelt so groß ist wie der Lastwiderstand des Transistors der Endstufe jedes zweiten Verstärkers (B).