DE112014004505T5 - Elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung - Google Patents

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Masaki Yamada
Naohisa Uehara
Ryota KONDO
Yuuya Tanaka
Hidehiko Kinoshita
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Abstract

Eine elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung, welche eine Umwandlung auf eine gewünschte Spannung durchführt, indem sie ein Laden und Entladen eines DC-Kondensators (8) verwendet, weist Folgendes auf: eine Spule (3), die mit einer Gleichrichterschaltung (200) verbunden ist; einen Zweigbereich (300), in welchem Dioden (4, 5) und erste und zweite Schaltelemente (6a, 7a) in Reihe zwischen positiven und negativen Anschlüssen eines Glättungskondensators (9) verbunden sind, und mit welchem die Spule (3) verbunden ist; und den DC-Kondensator (8). Eine Steuerungsschaltung (10) führt eine Hochfrequenz-PWM-Steuerung für die ersten und zweiten Schaltelemente (6a, 7a) unter Verwendung der gleichen Ansteuerungsperiode durch, wobei deren Referenzphasen voneinander um eine halbe Periode verschoben sind, und sie steuert die Summe und das Verhältnis von Einschaltzeiträumen der ersten und zweiten Schaltelemente (6a, 7a) in einer Periode, so dass sie sowohl eine Steuerung mit hohem Leistungsfaktor für den Eingangs-AC-Strom und eine Spannungssteuerung für den DC-Kondensator (8) ermöglicht.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung, um eine gewünschte DC-Spannung zu erhalten.
  • Stand der Technik
  • Eine Art von herkömmlichen elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtungen ist eine elektrische DC-/DC-Energieumwandlungs-Einrichtung, welche Folgendes aufweist: zwei oder mehr Schalteinheiten, die jeweils aus zwei Halbleiter-Schaltelementen gebildet ist, wobei die Halbleiter-Schaltelemente in jeder Schalteinheit in Reihe geschaltet sind; einen Energieübertragungs-Kondensator zum Laden und zum Entladen; und eine Induktivität. Die elektrische DC/DC-Energieumwandlungs-Einrichtung passt das Verhältnis zwischen Eingangs- und Ausgangsspannungen und die Leistungsrichtung an, und zwar durch den Betrieb in vier Arten von Schaltmodi (siehe z. B. Patentdokument 1).
  • Literaturverzeichnis
  • Patentdokument
    • Patentdokument 1: Japanische Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift JP 2012-016 075 A
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Mit der Erfindung zu lösende Probleme
  • Bei der obigen herkömmlichen elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gilt Folgendes: Für den Fall, dass eine AC-Spannungsversorgung mit der Eingangsseite verbunden ist, kann, da eine Steuerung gemäß der Phase der AC-Spannungsversorgung nicht durchgeführt werden kann, eine Steuerung mit hohem Leistungsfaktor für den Eingangsstrom nicht durchgeführt werden, und es ist schwierig, die Spannung des Energieübertragungs-Kondensators so zu steuern, dass sie konstant ist.
  • Die vorliegende Erfindung wurde konzipiert, um das obige Problem zu lösen, und es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, in einer elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung, die den Eingang von einer AC-Spannungsversorgung gleichrichtet und dann eine Umwandlung auf die gewünschte Spannung unter Verwendung des Ladens und Entladens eines DC-Kondensators durchführt, sowohl eine Steuerung mit hohem Leistungsfaktor für den Eingangsstrom, als auch eine dahingehende Steuerung durchzuführen, dass die Spannung des DC-Kondensators konstant gemacht wird.
  • Lösung der Probleme
  • Eine elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung weist Folgendes auf: eine Gleichrichterschaltung zum Gleichrichten einer Eingabe von einer AC-Spannungsversorgung; einen Schaltbereich zum Hochsetzen der Spannung einer Ausgabe der Gleichrichterschaltung, um eine resultierende Ausgabe durchzuführen; einen Glättungskondensator zum Glätten der Ausgabe des Schaltbereichs; und eine Steuerungsschaltung zum Steuern des Schaltbereichs.
  • Der Schaltbereich weist Folgendes auf: eine Spule, deren erstes Ende mit einem Anschluss auf der positiven Seite der Gleichrichterschaltung verbunden ist; einen Zweigbereich, der aus einem ersten Halbleiterelement, einem zweiten Halbleiterelement, einem ersten Schaltelement und einem zweiten Schaltelement für jede Steuerung des Leitens und des Blockierens von Strom gebildet ist, welche in Reihe zwischen positiven und negativen Anschlüssen des Glättungskondensators geschaltet sind, wobei ein zweites Ende der Spule mit einem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Halbleiterelement und dem ersten Schaltelement verbunden ist; und einen DC-Kondensator, der zwischen einen Verbindungspunkt zwischen dem ersten Halbleiterelement und dem zweiten Halbleiterelement und einen Verbindungspunkt zwischen dem ersten Schaltelement und dem zweiten Schaltelement geschaltet ist.
  • Die Steuerungsschaltung führt eine PWM-Steuerung mit hoher Frequenz für den Schaltbereich durch, so dass sie die Spannung des DC-Kondensators derart steuert, dass sie einen Befehlswert annimmt, so dass sie den Schaltungsstrom steuert, der von der AC-Spannungsversorgung über die Gleichrichterschaltung fließt, um den Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung zu verbessern, und so dass sie die Spannung des Glättungskondensators so steuert, dass sie eine Sollspannung annimmt.
  • Die Steuerungsschaltung führt ein Ansteuern mit hoher Frequenz des ersten Schaltelements und des zweiten Schaltelements unter Verwendung der gleichen Ansteuerungsperiode durch, wobei deren Referenzphasen voneinander um eine halbe Periode versetzt sind, und sie steuert die Summe eines ersten Einschaltzeitraums des ersten Schaltelements in einer Periode und eines zweiten Einschaltzeitraums des zweiten Schaltelements in einer Periode, so dass sie den Schaltungsstrom steuert, und sie steuert das Verhältnis des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums, so dass sie die Spannung des DC-Kondensators steuert.
  • Wirkung der Erfindung
  • Infolge der obigen Konfiguration ermöglicht die elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung eine Steuerung mit hohem Leistungsfaktor für den Eingangsstrom, und eine dahingehende Steuerung, dass die Spannung des DC-Kondensators konstant gemacht wird. Dadurch wird die gewünschte DC-Spannung zuverlässig erhalten. Außerdem können die Kapazität der Spule und die Kapazität des DC-Kondensators verringert werden, so dass die Konfiguration der Vorrichtung verkleinert werden kann.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • In den Zeichnungen zeigen:
  • 1 ein Konfigurationsdiagramm einer elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
  • 2 ein Wellenform-Diagramm von Gate-Signalen und einem jeden Teil in einem ersten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
  • 3 ein Strompfad-Diagramm zur Erläuterung des Betriebs in dem ersten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
  • 4 ein Strompfad-Diagramm zur Erläuterung des Betriebs in dem ersten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
  • 5 ein Strompfad-Diagramm zur Erläuterung des Betriebs in dem ersten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
  • 6 ein Wellenform-Diagramm von Gate-Signalen und einem jeden Teil in einem zweiten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
  • 7 ein Strompfad-Diagramm zur Erläuterung des Betriebs in dem zweiten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
  • 8 ein Strompfad-Diagramm zur Erläuterung des Betriebs in dem zweiten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
  • 9 ein Strompfad-Diagramm zur Erläuterung des Betriebs in dem zweiten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
  • 10 ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die grundlegende Steuerung in der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 11 ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Auswahl einer Anpassungsphase und eines Steuerungsmodus bei der Steuerung durch die elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 12 ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Erzeugung eines Tastverhältnis-Befehls für jedes Schaltelement gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 13 ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Erzeugung eines Gate-Signals für jedes Schaltelement gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 14 ein Diagramm, das eine Dreieckswelle zeigt, die für die Erzeugung des Gate-Signals für jedes Schaltelements verwendet wird, gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung.
  • 15 ein Wellenform-Diagramm von Gate-Signalen und einem jeden Teil in einem ersten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung.
  • 16 ein Wellenform-Diagramm von Gate-Signalen und einem jeden Teil in einem zweiten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung.
  • 17 ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Auswahl einer Anpassungsphase bei der Steuerung durch die elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 18 ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Erzeugung eines Tastverhältnis-Befehls für jedes Schaltelement gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 19 ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Erzeugung eines Gate-Signals für jedes Schaltelement gemäß Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 20 ein Konfigurationsdiagramm einer elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
  • 21 ein Wellenform-Diagramm von Gate-Signalen und einem jeden Teil in einem ersten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
  • 22 ein Wellenform-Diagramm von Gate-Signalen und einem jeden Teil in einem zweiten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
  • 23 ein Wellenform-Diagramm von Gate-Signalen und einem jeden Teil in einem ersten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß einem weiteren Beispiel von Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
  • 24 ein Wellenform-Diagramm von Gate-Signalen und einem jeden Teil in einem zweiten Steuerungsmodus der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß dem weiteren Beispiel von Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung.
  • 25 ein Konfigurationsdiagramm einer elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung.
  • 26 ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die grundlegende Steuerung in der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • 27 ein Konfigurationsdiagramm einer elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung.
  • Beschreibung der Ausführungsformen
  • Ausführungsform 1
  • Nachstehend wird Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung beschrieben.
  • 1 ist ein schematisches Konfigurationsdiagramm einer elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1 der vorliegenden Erfindung. Wie in 1 gezeigt, weist die elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung eine Hauptschaltung und eine Steuerungsschaltung 10 zum Umwandeln von AC-Energie einer AC-Spannungsversorgung 1 in DC-Energie und zum Ausgeben der DC-Energie auf.
  • Die Hauptschaltung weist Folgendes auf: eine Gleichrichterschaltung 200 zum Gleichrichten der Eingabe von der AC-Spannungsversorgung 1; einen Schaltbereich 100 zum Hochsetzen der Spannung der Ausgabe der Gleichrichterschaltung 200, um eine resultierende Ausgabe vorzunehmen; und einen Glättungskondensator 9 zum Glätten der Ausgabe von dem Schaltbereich 100. Die Gleichrichterschaltung 200 ist eine Dioden-Gleichrichterschaltung mit vier Dioden 201 bis 204 in Vollbrückenform.
  • Der Schaltbereich 100 weist Folgendes auf: eine Spule 3, welche eine Strombegrenzungsschaltung ist; eine Diode 4 als ein erstes Halbleiterelement; eine Diode 5 als ein zweites Halbleiterelement; ein erstes Schaltelement 6a; ein zweites Schaltelement 7a; und einen DC-Kondensator 8. Die Diode 4, die Diode 5, das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a sind in Reihe zwischen positiven und negativen Anschlüssen des Glättungskondensators 9 geschaltet und bilden folglich einen Zweigbereich 300.
  • Der Ausgang der AC-Spannungsversorgung 1 ist mit einem Eingangsanschluss der Gleichrichterschaltung 200 verbunden. Ein erster Ausgangsanschluss der Gleichrichterschaltung 200 ist mit dem einen Ende der Spule 3 verbunden. Ein Verbindungspunkt zwischen einem Anodenanschluss der Diode 5 und dem ersten Schaltelement 6a ist mit dem anderen Ende der Spule 3 verbunden. Die Diode 4 ist zwischen einen Kathodenanschluss der Diode 5 und einen positiven Anschluss des Glättungskondensators 9 geschaltet.
  • Das zweite Schaltelement 7a ist zwischen das erste Schaltelement 6a und einen negativen Anschluss des Glättungskondensators 9 geschaltet. Der DC-Kondensator 8 ist zwischen den Kathodenanschluss der Diode 5 und einen Verbindungspunkt zwischen dem ersten Schaltelement 6a und dem zweiten Schaltelement 7a geschaltet. Der negative Anschluss des Glättungskondensators 9 ist direkt mit einem zweiten Ausgangsanschluss der Gleichrichterschaltung 200 verbunden.
  • Das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a sind jeweils aus einem IGBT (Bipolartransistor mit isoliertem Gate) gebildet, zu welchem jeweils eine Diode 6b bzw. 7b antiparallel geschaltet ist.
  • Anstelle des IGBTs können das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a Halbleiter-Schaltelemente, wie z. B. ein MOSFET (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor) sein, wobei eine Diode zwischen dessen Source und dessen Drain enthalten ist.
  • Spannungssensoren sind vorgesehen, um die Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung zu detektieren, die Spannung Vc1 des DC-Kondensators 8 zu detektieren, bzw. die Spannung Vc2 des Glättungskondensators 9 zu detektieren, und ein Stromsensor ist vorgesehen, um den Strom Ic als einen Schaltungsstrom zu detektieren, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 fließt. In diesem Fall wird der Strom, der durch die Spule 3 fließt, als der Strom Ic detektiert.
  • Auf der Basis der detektierten DC-Kondensatorspannung Vc1, der detektierten Glättungskondensator-Spannung Vc2, der detektierten Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung und des detektierten Stroms Ic erzeugt die Steuerungsschaltung 10 Gate-Signale G1 und G2, so dass die Glättungskondensator-Spannung Vc2 die Sollspannung Vc2* annimmt, welche eine eingestellte konstante Spannung ist. Dadurch führt sie eine Einschalt-/Ausschaltsteuerung für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a durch und führt folglich eine Ausgangssteuerung für den Schaltbereich 100 durch.
  • Ein (nicht dargestellte) Last ist mit dem Glättungskondensator 9 verbunden. Im Normalzustand ist die Glättungskondensator-Spannung Vc2 niedriger als die Sollspannung Vc2*, und die Steuerungsschaltung 10 führt eine Ausgangssteuerung für den Schaltbereich 100 durch, um die AC-Energie von der AC-Spannungsversorgung 1 zu konvertieren und die sich ergebende DC-Energie dem Glättungskondensator 9 zuzuführen.
  • Nachstehend wird der Betrieb der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung beschrieben, die in der oben beschriebenen Weise konfiguriert ist.
  • Die Gleichrichterschaltung 200 führt eine Vollwellen-Gleichrichtung der Eingangsenergie von der AC-Spannungsversorgung 1 durch, und der Schaltbereich 100 gibt DC-Energie an den Glättungskondensator 9 aus, und zwar unter Verwendung des Ladens und Entladens des DC-Kondensators 8 durch einen Einschalt-/Ausschaltbetrieb des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Schaltelements 7a.
  • Die Steuerungsschaltung 10 führt eine Ausgangssteuerung für den Schaltbereich 100 durch, indem sie das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a mittels Hochfrequenz-PWM-Steuerung (Pulsweitenmodulation) einschaltet und ausschaltet, um den Strom Ic so zu steuern, dass der Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 1 nahezu 1 wird, und um die Spannung des Glättungskondensators 9 so zu steuern, dass sie die Sollspannung Vc2* wird.
  • Bei dieser Ausgangssteuerung passt die Steuerungsschaltung 10 einen Lade-/Entladewert des DC-Kondensators 8 an, um die DC-Kondensatorspannung Vc1 so zu steuern, dass sie ein konstanter Befehlswert Vc1* wird. Nachfolgend wird für den Fall, dass bloß eine „Stromsteuerung“ erwähnt wird, die Strom-Steuerungseinrichtung, die den Strom Ic so steuert, dass der Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 1 nahezu 1 wird.
  • Die Glättungskondensator-Spannung Vc2 bei einer Ausgangsstufe ist höher als die Scheitelspannung der Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung, und der Schaltbereich 100 führt eine Hochsetzsteuerung durch. Der Befehlswert Vc1* für die DC-Kondensatorspannung Vc1 wird auf die Hälfte der Sollspannung Vc2* für den Glättungskondensator 9 eingestellt.
  • Die Steuerungsschaltung 10 hat verschiedene Steuerungsmodi, die zu dem Fall korrespondieren, in welchem der Absolutwert |Vac| der Spannung der AC-Spannungsversorgung 1 niedriger ist als die DC-Kondensatorspannung Vc1 bzw. zu dem Fall, in welchem der Absolutwert |Vac| der Spannung gleich hoch oder höher ist als die DC-Kondensatorspannung Vc1. Die Steuerungsschaltung 10 führt eine Steuerung in einem ersten Steuerungsmodus für den erstgenannten Fall durch, und sie führt eine Steuerung in einem zweiten Steuerungsmodus für den letztgenannten Fall durch.
  • Das heißt, für den Fall, dass die Scheitelspannung der Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung gleich hoch wie oder höher ist als die DC-Kondensatorspannung Vc1, schaltet die Steuerungsschaltung 10 zwischen dem ersten Steuerungsmodus und dem zweiten Steuerungsmodus bei einer Phase um, wo der Absolutwert |Vac| der Spannung der AC-Spannungsversorgung 1 gleich hoch wie die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • Für den Fall, dass die Scheitelspannung der Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung niedriger ist als die DC-Kondensatorspannung Vc1, verwendet die Steuerungsschaltung 10 nur den ersten Steuerungsmodus. Nachstehend wird der Absolutwert |Vac| der Spannung der AC-Spannungsversorgung 1 einfach als eine Spannung |Vac| bezeichnet.
  • 2 ist ein Diagramm, das Wellenformen der Gate-Signale G1 und G2 für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a, den Strom Ic und die DC-Kondensatorspannung Vc1 in dem ersten Steuerungsmodus zeigt. 3 bis 5 sind Strompfad-Diagramme zur Erläuterung des Betriebs der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung in dem ersten Steuerungsmodus.
  • 6 ist ein Diagramm, das Wellenformen der Gate-Signale G1 und G2 für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a, den Strom Ic und die DC-Kondensatorspannung Vc1 in dem zweiten Steuerungsmodus zeigt. 7 bis 9 sind Strompfad-Diagramme zur Erläuterung des Betriebs der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung in dem zweiten Steuerungsmodus.
  • Wie in 2 und in 6 gezeigt, wird eine Ansteuerungsperiode (eine Trägerperiode) des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Schaltelements 7a, die der Hochfrequenz-PWM-Steuerung unterzogen werden, als T definiert, eine erste Phase α wird innerhalb einer halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase (T/2) eingestellt, und eine zweite Phase β wird innerhalb einer halben Periode von der Phase (T/2) bis zur Phase T eingestellt.
  • Folglich ist die Ansteuerungsperiode T in vier Zeiträume unterteilt. 2 und 6 zeigen Einschalt-/Ausschaltzustände der zwei Schaltelemente, d. h. des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Schaltelements 7a, sowie eine Wellenform bei jedem Teil in diesen vier Zeiträumen. Ein Verfahren zum Einstellen der ersten Phase α und der zweiten Phase β wird später beschrieben.
  • Die Wellenform-Diagramme in 2 und 6 zeigen einen Zustand, in welchem die Glättungskondensator-Spannung Vc2 so gesteuert wird, dass sie die Sollspannung Vc2* ist und folglich konstant ist.
  • Zunächst wird der erste Steuerungsmodus für den Fall beschrieben, wo die Spannung |Vac| niedriger als die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • Wie in 2 gezeigt, wird das erste Schaltelement 6a bei der Phase 0 eingeschaltet und bei der zweiten Phase β ausgeschaltet, und das zweite Schaltelement 7a wird bei der Phase (T/2) eingeschaltet und bei der ersten Phase α ausgeschaltet. Das heißt, unter Verwendung der Phase 0 als Referenzphase wird das erste Schaltelement 6a während eines ersten Einschaltzeitraums von der Phase 0 bis zur zweiten Phase β eingeschaltet, und unter Verwendung der Phase (T/2) als Referenzphase wird das zweite Schaltelement 7a während eines zweiten Einschaltzeitraums von der Phase (T/2) bis zur ersten Phase α eingeschaltet. In diesem Fall ist jede der Längen des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums gleich lang wie oder länger als die halbe Periode (T/2).
  • Es sei angemerkt, dass – obwohl der Zeitraum von der Phase (T/2) bis zu der ersten Phase α eine Kombination des Zeitraums von der Phase 0 bis zur ersten Phase α und des Zeitraums von der Phase (T/2) bis zur Phase T ist – diese Zeiträume einen kontinuierlichen Zeitraum in wiederholten Perioden bilden und daher als Zeitraum von der Phase (T/2) bis zur ersten Phase α dargestellt werden.
  • In dem ersten Zeitraum von der Phase 0 zur ersten Phase α und einem dritten Zeitraum von der Phase (T/2) zu der zweiten Phase β sind das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a beide eingeschaltet, und der Strom Ic fließt durch einen Strompfad, der in 3 gezeigt ist. Das bedeutet, dass der DC-Kondensator 8 und der Glättungskondensator 9 umgangen werden, und dass der Strom Ic, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 zur Spule 3 fließt, durch das erste Schaltelement 6a, das zweite Schaltelement 7a und dann die Gleichrichterschaltung 200 fließt, um zu der AC-Spannungsversorgung 1 zurückzufließen. Zu dieser Zeit nimmt der Strom Ic infolge der Spule 3 zu. Da der DC-Kondensator 8 umgangen wird, wird der DC-Kondensator 8 nicht geladen oder entladen, so dass dessen Spannung nicht variiert.
  • In dem zweiten Zeitraum von der Phase α zur Phase (T/2) ist das erste Schaltelement 6a eingeschaltet, und das zweite Schaltelement 7a ist ausgeschaltet, und der Strom Ic fließt durch einen Strompfad, der in 4 gezeigt ist. Das bedeutet, dass der Strom Ic, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 zur Spule 3 fließt, durch das Schaltelement 6a, den DC-Kondensator 8, die Diode 4, den Glättungskondensator 9 und dann die Gleichrichterschaltung 200 in dieser Reihenfolge fließt, um zu der AC-Spannungsversorgung 1 zurückzufließen.
  • Zu dieser Zeit wird der DC-Kondensator 8 entladen, und die Spannung Vc1 nimmt ab. Da die Summe der Spanung |Vac| und der DC-Kondensatorspannung Vc1 niedriger ist als die Glättungskondensator-Spannung Vc2, nimmt der Strom Ic infolge der Spule 3 ab.
  • In einem vierten Zeitraum von der Phase β zur Phase T ist das erste Schaltelement 6a ausgeschaltet, und das zweite Schaltelement 7a ist eingeschaltet, und der Strom Ic fließt durch einen Strompfad, der in 5 gezeigt ist. Das bedeutet, dass der Glättungskondensator 9 umgangen wird, und dass der Strom Ic, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 zur Spule 3 fließt, durch die Diode 5, den DC-Kondensator 8, das zweite Schaltelement 7a und dann die Gleichrichterschaltung 200 in dieser Reihenfolge fließt, um zu der AC-Spannungsversorgung 1 zurückzufließen. Zu dieser Zeit wird der DC-Kondensator 8 geladen, und die Spannung Vc1 nimmt zu. Da die Spannung |Vac| niedriger ist als die DC-Kondensatorspannung Vc1, nimmt außerdem der Strom Ic infolge der Spule 3 ab.
  • Wenn jede Periode der Ansteuerungsperioden in vier Zeiträume unterteilt wird und drei Arten von Steuerungen kombiniert werden, führt die Steuerungsschaltung 10 eine Einschalt-/Ausschaltsteuerung für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a durch, um den Strom Ic und die DC-Kondensatorspannung Vc1 zu erhöhen oder zu vermindern.
  • Nachfolgend wird der zweite Steuerungsmodus für den Fall beschrieben, dass die Spannung |Vac| gleich hoch wie oder höher als die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • Wie in 6, gezeigt, wird das erste Schaltelement 6a bei Phase 0 ausgeschaltet und bei der zweiten Phase β eingeschaltet, und das zweite Schaltelement 7a wird bei der Phase (T/2) ausgeschaltet und bei der ersten Phase α eingeschaltet. Das heißt, unter Verwendung der Phase 0 als Referenzphase wird das erste Schaltelement 6a während eines ersten Einschaltzeitraums von der zweiten Phase β bis zur Phase 0 (= T) eingeschaltet, und unter Verwendung der Phase (T/2) als Referenzphase wird das zweite Schaltelement 7a während eines zweiten Einschaltzeitraums von der ersten Phase α bis zur Phase (T/2) eingeschaltet. In diesem Fall ist jede der Längen des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums gleich lang wie oder kürzer als die halbe Periode (T/2).
  • In dem ersten Zeitraum von der Phase 0 zur ersten Phase α und einem dritten Zeitraum von der Phase (T/2) zu der zweiten Phase β sind das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a beide ausgeschaltet, und der Strom Ic fließt durch einen Strompfad, der in 7 gezeigt ist. Das bedeutet, dass der DC-Kondensator 8 umgangen wird, und dass der Strom Ic, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 zur Spule 3 fließt, durch die Diode 5, die Diode 4, den Glättungskondensator 9 und dann die Gleichrichterschaltung 200 in dieser Reihenfolge fließt, um zu der AC-Spannungsversorgung 1 zurückzufließen.
  • Da die Spannung |Vac| niedriger ist als die Glättungskondensator-Spannung Vc2, nimmt zu dieser Zeit der Strom Ic infolge der Spule 3 ab. Da der DC-Kondensator 8 umgangen wird, wird der DC-Kondensator 8 nicht geladen oder entladen, so dass dessen Spannung nicht variiert.
  • In dem zweiten Zeitraum von der Phase α zur Phase (T/2) ist das erste Schaltelement 6a ausgeschaltet, und das zweite Schaltelement 7a ist eingeschaltet, und der Strom Ic fließt durch einen Strompfad, der in 8 gezeigt ist. Das bedeutet, dass der Glättungskondensator 9 umgangen wird, und dass der Strom Ic, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 zur Spule 3 fließt, durch die Diode 5, den DC-Kondensator 8, das Schaltelement 7a und dann die Gleichrichterschaltung 200 in dieser Reihenfolge fließt, um zu der AC-Spannungsversorgung 1 zurückzufließen. Zu dieser Zeit wird der DC-Kondensator 8 geladen, und die Spannung Vc1 nimmt zu. Da außerdem die Spannung |Vac| höher ist als die DC-Kondensatorspannung Vc1, nimmt außerdem der Strom Ic infolge der Spule 3 zu.
  • In einem vierten Zeitraum von der Phase β zur Phase T ist das erste Schaltelement 6a eingeschaltet, und das zweite Schaltelement 7a ist ausgeschaltet, und der Strom Ic fließt durch einen Strompfad, der in 9 gezeigt ist. Das bedeutet, dass der Strom Ic, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 zur Spule 3 fließt, durch das Schaltelement 6a, den DC-Kondensator 8, die Diode 4, den Glättungskondensator 9 und dann die Gleichrichterschaltung 200 in dieser Reihenfolge fließt, um zu der AC-Spannungsversorgung 1 zurückzufließen. Zu dieser Zeit wird der DC-Kondensator 8 entladen, und die Spannung Vc1 nimmt ab. Da außerdem die Summe der Spanung |Vac| und der DC-Kondensatorspannung Vc1 höher ist als die Glättungskondensator-Spannung Vc2, nimmt der Strom Ic infolge der Spule 3 zu.
  • Wenn auch in dem zweiten Steuerungsmodus jede Periode der Ansteuerungsperioden in vier Zeiträume unterteilt wird und drei Arten von Steuerungen kombiniert werden, führt die Steuerungsschaltung 10 eine Einschalt-/Ausschaltsteuerung für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a durch, um den Strom Ic und die DC-Kondensatorspannung Vc1 zu erhöhen oder zu vermindern.
  • Nachfolgend wird das Verhältnis zwischen der DC-Kondensatorspannung Vc1 und der Glättungskondensator-Spannung Vc2 beschrieben.
  • Für den Fall, dass die DC-Kondensatorspannung Vc1 niedriger ist als die Hälfte der Glättungskondensator-Spannung Vc2, kann im vierten Zeitraum (siehe 9) in dem zweiten Steuerungsmodus die Summe der Spannung |Vac| und der DC-Kondensatorspannung Vc1 niedriger werden als die Glättungskondensator-Spannung Vc2, und daher kann der Strom Ic nicht zuverlässig durch die Spule 3 erhöht werden.
  • Für den Fall, dass die DC-Kondensatorspannung Vc1 höher ist als die Hälfte der Glättungskondensator-Spannung Vc2, kann in dem zweiten Zeitraum (siehe 4) in dem ersten Steuerungsmodus die Summe der Spannung |Vac| und der DC-Kondensatorspannung Vc1 höher werden als die Glättungskondensator-Spannung Vc2, und daher kann der Strom Ic nicht zuverlässig durch die Spule 3 verringert werden.
  • Damit die DC-Kondensatorspannung Vc1 so gesteuert wird, dass sie die Hälfte der Glättungskondensator-Spannung Vc2 beträgt, wird demzufolge der Befehlswert Vc1* für die DC-Kondensatorspannung Vc1 auf die Hälfte der Sollspannung Vc2* für den Glättungskondensator 9 eingestellt.
  • Bei den zwei Arten von Steuerung in dem ersten Steuerungsmodus und in dem zweiten Steuerungsmodus, die in 2 und 6 gezeigt sind, wird eine Erhöhungs-/Verringerungsanpassung des Stroms Ic und eine Erhöhungs-/Verringerungsanpassung der DC-Kondensatorspannung Vc1 durchgeführt, indem eine von erster Phase α und zweiter Phase β ausgewählt wird und die ausgewählte Phase angepasst wird.
  • Zunächst wird die Erhöhungs-/Verringerungsanpassung des Stroms Ic und die Erhöhungs-/Verringerungsanpassung der DC-Kondensatorspannung Vc1 in dem ersten Steuerungsmodus unter Bezugnahme auf 2 beschrieben.
  • Falls die erste Phase α erhöht wird, um sich der Phase (T/2) zu nähern, wird der erste Zeitraum verlängert, und der zweite Zeitraum wird verkürzt. Zu dieser Zeit wird die zweite Phase β nicht verändert. Für den Strom Ic wird ein Erhöhungszeitraum verlängert, und ein Verringerungszeitraum wird verkürzt. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic zu. Für die DC-Kondensatorspannung Vc1 wird ein Zeitraum verlängert, während dessen die DC-Kondensatorspannung Vc1 nicht variiert, und ein Verringerungszeitraum wird verkürzt. Zu dieser Zeit verändert sich der Erhöhungszeitraum (der vierte Zeitraum) der DC-Kondensatorspannung Vc1 nicht. Im Ergebnis nimmt die mittlere Spannung (nächstehend als mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1) der DC-Kondensatorspannung Vc1 in einer Periode zu.
  • Falls die zweite Phase β so erhöht wird, dass sie sich der Phase T nähert, wird der dritte Zeitraum verlängert, und der vierte Zeitraum wird verkürzt. Zu dieser Zeit wird die erste Phase α nicht verändert. Für den Strom Ic wird ein Erhöhungszeitraum verlängert, und ein Verringerungszeitraum wird verkürzt. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic zu. Für die DC-Kondensatorspannung Vc1 wird ein Zeitraum verlängert, während dessen die DC-Kondensatorspannung Vc1 nicht variiert, und ein Erhöhungszeitraum wird verkürzt. Zu dieser Zeit verändert sich der Verringerungszeitraum (der zweite Zeitraum) der DC-Kondensatorspannung Vc1 nicht. Im Ergebnis nimmt die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 ab.
  • Falls die erste Phase α so verringert wird, dass sie sich der Phase 0 nähert, wird der erste Zeitraum verkürzt, und der zweite Zeitraum wird verlängert. Zu dieser Zeit wird die zweite Phase β nicht verändert. Für den Strom Ic wird ein Erhöhungszeitraum verkürzt, und ein Verringerungszeitraum wird verlängert. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic ab. Für die DC-Kondensatorspannung Vc1 wird ein Zeitraum verkürzt, während dessen die DC-Kondensatorspannung Vc1 nicht variiert, und ein Verringerungszeitraum wird verlängert. Im Ergebnis nimmt die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 ab.
  • Falls die zweite Phase β so verringert wird, dass sie sich der Phase (T/2) nähert, wird der dritte Zeitraum verkürzt, und der vierte Zeitraum wird verlängert. Zu dieser Zeit wird die erste Phase α nicht verändert. Für den Strom Ic wird ein Erhöhungszeitraum verkürzt, und ein Verringerungszeitraum wird verlängert. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic ab. Für die DC-Kondensatorspannung Vc1 wird ein Zeitraum verkürzt, während dessen die DC-Kondensatorspannung Vc1 nicht variiert, und ein Erhöhungszeitraum wird verlängert. Im Ergebnis nimmt die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu.
  • Das heißt, in dem ersten Steuerungsmodus wird, um den Strom Ic zu erhöhen, die erste Phase α oder die zweite Phase β erhöht, um die Summe des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums zu erhöhen. Um den Strom Ic zu verringern, wird die erste Phase α oder die zweite Phase β verringert, um die Summe des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums zu verringern.
  • Die Auswahl der ersten Phase α oder der zweiten Phase β wird auf der Basis der DC-Kondensatorspannung Vc1 durchgeführt.
  • Für den Fall, dass der Strom Ic erhöht wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu erhöhen, die erste Phase α ausgewählt und erhöht. Für den Fall, dass der Strom Ic verringert wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu erhöhen, die zweite Phase β ausgewählt und verringert. Folglich nimmt das Verhältnis (erster Einschaltzeitraum/zweiter Einschaltzeitraum) des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums ab, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 wird erhöht.
  • Für den Fall, dass der Strom Ic erhöht wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu verringern, die zweite Phase β ausgewählt und erhöht. Für den Fall, dass der Strom Ic verringert wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu verringern, die erste Phase α ausgewählt und verringert. Folglich nimmt das Verhältnis (erster Einschaltzeitraum/zweiter Einschaltzeitraum) zu, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 wird verringert.
  • Als nächstes wird die Erhöhungs-/Verringerungsanpassung des Stroms Ic und die Erhöhungs-/Verringerungsanpassung der DC-Kondensatorspannung Vc1 in dem zweiten Steuerungsmodus unter Bezugnahme auf 6 beschrieben.
  • Die erste Phase α wird erhöht, um sich der Phase (T/2) zu nähern, während die zweite Phase β nicht verändert wird. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic ab, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 nimmt ab.
  • Die zweite Phase β wird erhöht, um sich der Phase T zu nähern, während die erste Phase α nicht verändert wird. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic ab, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 nimmt zu.
  • Die erste Phase α wird verringert, um sich der Phase 0 zu nähern, während die zweite Phase β nicht verändert wird. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic zu, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 nimmt zu.
  • Die zweite Phase β wird verringert, um sich der Phase (T/2) zu nähern, während die erste Phase α nicht verändert wird. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic zu, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 nimmt ab.
  • Das heißt, in dem zweiten Steuerungsmodus wird, um den Strom Ic zu erhöhen, die erste Phase α oder die zweite Phase β verringert, um die Summe des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums zu erhöhen. Um den Strom Ic zu verringern, wird die erste Phase α oder die zweite Phase β erhöht, um die Summe des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums zu verringern.
  • Die Auswahl der ersten Phase α oder der zweiten Phase β wird auf der Basis der DC-Kondensatorspannung Vc1 durchgeführt.
  • Für den Fall, dass der Strom Ic erhöht wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu erhöhen, die erste Phase α ausgewählt. Für den Fall, dass der Strom Ic verringert wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu erhöhen, die zweite Phase β ausgewählt. Folglich nimmt das Verhältnis (erster Einschaltzeitraum/zweiter Einschaltzeitraum) ab, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 wird erhöht.
  • Für den Fall, dass der Strom Ic erhöht wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu verringern, die zweite Phase β ausgewählt. Für den Fall, dass der Strom Ic verringert wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu verringern, die erste Phase α ausgewählt. Folglich nimmt das Verhältnis (erster Einschaltzeitraum/zweiter Einschaltzeitraum) zu, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 wird verringert.
  • Nachfolgend wird die Erzeugung der Gate-Signale G1 und G2 für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a beschrieben, um den oben beschriebenen Steuerungsbetrieb durchzuführen.
  • Um das Gate-Signal G1 für das erste Schaltelement 6a zu erzeugen, berechnet in diesem Fall die Steuerungsschaltung 10 einen Befehl (einen β-Tastverhältnis-Befehl) für ein Tastverhältnis (β/T) korrespondierend mit der zweiten Phase β, mit welchem das Tastverhältnis des ersten Schaltelements 6a bestimmt wird. Um das Gate-Signal G2 für das zweite Schaltelement 7a zu erzeugen, berechnet außerdem die Steuerungsschaltung 10 einen Befehl (einen α-Tastverhältnis-Befehl) für ein Tastverhältnis (α/T) korrespondierend mit der ersten Phase α, mit welchem das Tastverhältnis des zweiten Schaltelements 7a bestimmt wird.
  • Als eine Grundinformation zum Berechnen des β-Tastverhältnis-Befehls und des α-Tastverhältnis wird ein unten beschriebener Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD berechnet.
  • 10 ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das eine grundlegende Steuerung bei der Ausgangssteuerung für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a mittels der Steuerungsschaltung 10 zeigt. Um die Glättungskondensator-Spannung Vc2 auf der Sollspannung Vc2* beizubehalten und den Strom Ic so zu steuern, dass der Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 1 verbessert wird, wird ein Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a berechnet.
  • Wie in 10 gezeigt, wird eine Steuerungsberechnung mittels einer PI-Reglers 13 durchgeführt, und zwar unter Verwendung einer Abweichung 12 zwischen der Glättungskondensator-Spannung Vc2 und der Sollspannung Vc2* als Rückführungswert. Unter Verwendung des PI-Reglers 13 als ein Amplituden-Sollwert und unter Verwendung einer synchronisierten Frequenz Fs der AC-Spannungsversorgung wird ein Sinuswellen-Strombefehl 14 erzeugt und dann in einen Absolutwert davon umgewandelt, so dass ein Strombefehl Ic* erzeugt wird, der mit |Vac| synchronisiert ist.
  • Danach wird eine Steuerungsberechnung durch einen PI-Regler 16 durchgeführt, und zwar unter Verwendung einer Abweichung 15 zwischen dem Strombefehl Ic* und dem detektierten Strom Ic als Rückführungswert. Die Ausgabe 17, die erhalten wird, wenn die Ausgabe des PI-Reglers 16 durch die DC-Kondensatorspannung Vc1 geteilt wird, wird mittels eines Begrenzers innerhalb eines Bereichs von ±0,5 begrenzt, so dass ein Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD berechnet wird.
  • Der Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD korrespondiert mit einem Anpassungswert für die ausgewählte Phase unter der ersten Phase α und der zweiten Phase β, und da jeder Anpassungswert für die erste Phase α und die zweite Phase β die halbe Periode nicht überschreitet, ist der Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD innerhalb eines Bereichs von ±0,5 begrenzt. Wenn ΔD positiv ist, wird der Strom Ic so gesteuert, dass er zunimmt, und wenn ΔD negativ ist, wird der Strom Ic so gesteuert, dass er abnimmt.
  • 11(a) ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Auswahl einer Anpassungsphase (erste Phase α/zweite Phase β) durch die Steuerungsschaltung 10 zeigt. 11(b) ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Auswahl eines Steuerungsmodus (erster Steuerungsmodus/zweiter Steuerungsmodus) durch die Steuerungsschaltung 10 zeigt.
  • Wie in 11(a) gezeigt, vergleicht ein Komparator 19 die DC-Kondensatorspannung Vc1 mit deren Befehlswert Vc1*, und ein Komparator 20 führt eine Bestimmung des Vorzeichens des Tastverhältnis-Grundbefehls ΔD durch. Die Ausgänge der Komparatoren 19 und 20 werden einer Anpassungsphasen-Wähleinrichtung 21 zugeführt. Wenn beide Ausgänge der Komparatoren 19 und 20 einen H-Pegel oder einen L-Pegel angeben, gibt der Ausgang 22 (das Beurteilungssignal) der Anpassungsphasen-Wähleinrichtung 21 den H-Pegel an, und die zweite Phase β wird ausgewählt.
  • Wenn die Ausgänge der Komparatoren 19 und 20 eine Kombination des H-Pegels und des L-Pegels angeben, gibt der Ausgang 22 (das Beurteilungssignal) der Anpassungsphasen-Wähleinrichtung 21 den L-Pegel an, und die erste Phase α wird ausgewählt.
  • Das heißt, für den Fall von Vc1 ≥ Vc1* gilt Folgendes: Wenn ΔD ≥ 0, dann wird die zweite Phase β ausgewählt, und wenn ΔD < 0, dann wird die erste Phase α ausgewählt. Für den Fall von Vc1 < Vc1* gilt Folgendes: Wenn ΔD ≥ 0, dann wird die erste Phase α ausgewählt, und wenn ΔD < 0, dann wird die zweite Phase β ausgewählt.
  • Wie in 11(b) gezeigt, vergleicht ein Komparator 23 die Spannung |Vac| mit der DC-Kondensatorspannung Vc1 und gibt ein Logiksignal zum Auswählen eines Steuerungsmodus aus. Das heißt, falls |Vac| < Vc1, dann gibt das Logiksignal den L-Pegel an, und der erste Steuerungsmodus wird ausgewählt. Falls |Vac| ≥ Vc1, dann gibt das Logiksignal den H-Pegel an, und der zweite Steuerungsmodus wird ausgewählt.
  • 12 ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Berechnung des β-Tastverhältnis-Befehls und des α-Tastverhältnis-Befehls zum Bestimmen der Tastverhältnisse des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Schaltelements 7a zeigt. Der β-Tastverhältnis-Befehl und der α-Tastverhältnis-Befehl werden jeweils auf der Basis des Beurteilungssignals, welches die Ausgabe 22 der Anpassungsphasen-Wähleinrichtung 21 ist, des Logiksignals, das den Steuerungsmodus angibt, und des berechneten Tastverhältnis-Grundbefehls ΔD berechnet.
  • 12(a) ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Berechnung des β-Tastverhältnis-Befehls zeigt. In diesem Fall wird eine Anfangsphase der zweiten Phase β so eingestellt, dass ein Erhöhungswert und ein Verringerungswert des Stroms Ic in einer halben Periode von der Phase (T/2) bis zur Phase T der Ansteuerungsperiode gleich groß zueinander werden. Eine Vorwärtssteuerung wird durchgeführt, und zwar unter Verwendung eines Tastverhältnisses, das zu der Anfangsphase als die Anfangswerte β1 und β2 des β-Tastverhältnis-Befehls korrespondiert. Hierbei ist β1 ein Anfangswert in dem ersten Steuerungsmodus, und β2 ist ein Anfangswert in dem zweiten Steuerungsmodus.
  • Wie in 12(a) gezeigt, gibt eine Wähleinrichtung 24 ein Signal 25 aus, das Null angibt, oder den Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD, und zwar auf der Basis des Beurteilungssignals. Wenn das Beurteilungssignal den L-Pegel angibt und die erste Phase α ausgewählt ist, ist das Signal 25 Null. Wenn das Beurteilungssignal den H-Pegel angibt und die zweite Phase β ausgewählt ist, ist das Signal 25 der Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD.
  • Danach wird die Polarität des Signals 25 invertiert, um ein Signal 25a mit umgekehrter Polarität zu erzeugen, und eine Wähleinrichtung 26 gibt eines von dem Signal 25 und dem Signal 25a mit umgekehrter Polarität aus, und zwar auf der Basis des Logiksignals. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt und der erste Steuerungsmodus ausgewählt ist, ist die Ausgabe 27 der Wähleinrichtung 26 das Signal 25. Wenn das Logiksignal den H-Pegel angibt und der zweite Steuerungsmodus ausgewählt ist, ist die Ausgabe 27 der Wähleinrichtung 26 das Signal 25a mit umgekehrter Polarität.
  • Unterdessen gibt eine Wähleinrichtung 28 einen der Anfangswerte β1 und β2 aus, und zwar auf der Basis des Logiksignals. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt (wenn der erste Steuerungsmodus ausgewählt ist), ist die Ausgabe 29 der Wähleinrichtung 28 der Anfangswert β1. Wenn das Logiksignal den H-Pegel angibt (wenn der zweite Steuerungsmodus ausgewählt ist), ist die Ausgabe 29 der Wähleinrichtung 28 der Anfangswert β2. Die Ausgabe 29 wird als Vorwärtsterm zu der Ausgabe 27 der Wähleinrichtung 26 addiert, so dass der β-Tastverhältnis-Befehl 30 erzeugt wird.
  • 12(b) gibt ein Steuerungs-Blockdiagramm an, das die Berechnung des α-Tastverhältnis-Befehls zeigt. In diesem Fall wird eine Anfangsphase der ersten Phase α so eingestellt, dass ein Erhöhungswert und ein Verringerungswert des Stroms Ic in einer halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase (T/2) der Ansteuerungsperiode T gleich groß zueinander werden. Es wird eine Vorwärtssteuerung durchgeführt, und zwar unter Verwendung eines Tastverhältnisses, das zu der Anfangsphase als die Anfangswerte α1 und α2 des α-Tastverhältnis-Befehls korrespondiert. Hierbei ist α1 ein Anfangswert in dem ersten Steuerungsmodus, und α2 ist ein Anfangswert in dem zweiten Steuerungsmodus.
  • Wie in 12(b) gezeigt, gibt eine Wähleinrichtung 31 ein Signal 32 aus, das den Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD oder Null angibt, und zwar auf der Basis des Beurteilungssignals. Wenn das Beurteilungssignal den L-Pegel angibt und die erste Phase α ausgewählt ist, ist das Signal 32 der Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD. Wenn das Beurteilungssignal den H-Pegel angibt und die zweite Phase β ausgewählt ist, ist das Signal 32 Null.
  • Danach wird die Polarität des Signals 32 invertiert, um ein Signal 32a mit umgekehrter Polarität zu erzeugen, und eine Wähleinrichtung 33 gibt eines von dem Signal 32 und dem Signal 32a mit umgekehrter Polarität aus, und zwar auf der Basis des Logiksignals. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt und der erste Steuerungsmodus ausgewählt ist, ist die Ausgabe 34 der Wähleinrichtung 33 das Signal 32. Wenn das Logiksignal den H-Pegel angibt und der zweite Steuerungsmodus ausgewählt ist, ist die Ausgabe 34 der Wähleinrichtung 33 das Signal 32a mit umgekehrter Polarität.
  • Unterdessen gibt eine Wähleinrichtung 35 einen der Anfangswerte α1 und α2 aus, und zwar auf der Basis des Logiksignals. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt (wenn der erste Steuerungsmodus ausgewählt ist), ist die Ausgabe 36 der Wähleinrichtung 35 der Anfangswert α1. Wenn das Logiksignal den H-Pegel angibt (wenn der zweite Steuerungsmodus ausgewählt ist), ist die Ausgabe 36 der Wähleinrichtung 35 der Anfangswert α2. Die Ausgabe 36 wird als Vorwärtsterm zu der Ausgabe 34 der Wähleinrichtung 33 addiert, so dass ein α-Tastverhältnis-Befehl 37 erzeugt wird.
  • Folglich werden der β-Tastverhältnis-Befehl 30 und der α-Tastverhältnis-Befehl 37 berechnet.
  • Im ersten Steuerungsmodus gilt Folgendes: wenn die zweite Phase β als Anpassungsphase ausgewählt ist, wird der β-Tastverhältnis-Befehl 30 erzeugt, indem der Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD zum Anfangswert β1 addiert wird, und der α-Tastverhältnis-Befehl 37 wird der Anfangswert α1. Im ersten Steuerungsmodus gilt Folgendes: wenn die erste Phase α als die Anpassungsphase ausgewählt ist, wird der β-Tastverhältnis-Befehl 30 der Anfangswert β1, und der α-Tastverhältnis-Befehl 37 wird erzeugt, indem der Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD zum Anfangswert α1 addiert wird.
  • Im zweiten Steuerungsmodus gilt Folgendes: Wenn die zweite Phase β als Anpassungsphase ausgewählt ist, wird der β-Tastverhältnis-Befehl 30 erzeugt, indem ein polaritätsinvertierter Wert des Tastverhältnis-Grundbefehls ΔD zum Anfangswert β2 addiert wird, und der α-Tastverhältnis-Befehl 37 wird der Anfangswert α2. Im zweiten Steuerungsmodus gilt Folgendes: Wenn die erste Phase α als die Anpassungsphase ausgewählt ist, wird der β-Tastverhältnis-Befehl 30 der Anfangswert β2, und ein α-Tastverhältnis-Befehl 37 wird erzeugt, indem ein polaritätsinvertierter Wert des Tastverhältnis-Grundbefehls ΔD zum Anfangswert α2 addiert wird.
  • Nachfolgend werden die Anfangswerte β1 und β2 und die Anfangswerte α1 und α2 beschrieben, die bei der Vorwärtssteuerung verwendet werden, die in 12 gezeigt ist.
  • Die Anfangswerte β1 und β2 zum Bestimmen der zweiten Phase β, bei welcher das erste Schaltelement 6a eingeschaltet oder ausgeschaltet wird, sind so eingestellt, dass der Erhöhungswert und der Verringerungswert des Stroms Ic in einer halben Periode von der Phase (T/2) bis zur Phase T der Ansteuerungsperiode T gleich groß zueinander werden, wie oben beschrieben.
  • Zunächst wird der erste Steuerungsmodus für den Fall beschrieben, wo die Spannung |Vac| niedriger als die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • In einer halben Periode von der Phase (T/2) zur Phase T ist der Zunahme-Zeitraum des Stroms Ic der dritte Zeitraum (von der Phase (T/2) bis zur zweiten Phase β). Daher wird der Strom-Zunahmewert Iup in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (1) repräsentiert, wobei L die Spulenkapazität der Spule 3 ist. Iup = (|Vac|/L)∙(β – (T/2)) Ausdruck (1)
  • In der halben Periode von der Phase (T/2) bis zur Phase T ist der Abnahme-Zeitraum des Stroms Ic der vierte Zeitraum (von der zweiten Phase β bis zur Phase T). Daher wird ein Strom-Abnahmewert Idown in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (2) repräsentiert. Idown = ((Vc1 – |Vac|)/L)∙(T – β) Ausdruck (2)
  • Wenn der Strom-Zunahmewert Iup und der Strom-Abnahmewert Idown gleich groß zueinander sind, ist der folgende Ausdruck (3) erfüllt. Iup = Idown Ausdruck (3)
  • Der Wert von (β/T) ist in diesem Fall der Anfangswert β1. Aus den Ausdrücken (1) bis (3) wird der folgende Ausdruck (4) erhalten. β1 = (β/T) = (2Vc1 – |Vac|)/2Vc1 Ausdruck (4)
  • Nachfolgend wird der zweite Steuerungsmodus für den Fall beschrieben, dass die Spannung |Vac| gleich hoch wie oder höher als die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • In einer halben Periode von der Phase (T/2) zur Phase T ist der Zunahme-Zeitraum des Stroms Ic der vierte Zeitraum (von der zweiten Phase β bis zur Phase T). Daher wird der Strom-Zunahmewert Iup in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (5) repräsentiert, wobei Vc2 die Glättungskondensator-Spannung ist. Iup = ((|Vac| + Vc1 – Vc2)/L)∙(T – β) Ausdruck (5)
  • In der halben Periode von der Phase (T/2) bis zur Phase T ist der Abnahme-Zeitraum des Stroms Ic der dritte Zeitraum (von der Phase (T/2) bis zur zweiten Phase β). Daher wird ein Strom-Abnahmewert Idown in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (6) repräsentiert. Idown = ((Vc2 – |Vac|)/L)∙(β – (T/2)) Ausdruck (6)
  • Wenn der Strom-Zunahmewert Iup und der Strom-Abnahmewert Idown gleich groß zueinander sind, ist der folgende Ausdruck (7) erfüllt. Iup = Idown Ausdruck (7)
  • Der Wert von (β/T) ist in diesem Fall der Anfangswert β2. Aus den Ausdrücken (5) bis (7) wird der folgende Ausdruck (8) erhalten. β2 = (β/T) = (|Vac| + 2Vc1 – Vc2)/2Vc1 Ausdruck (8)
  • Die Anfangswerte α1 und α2 zum Bestimmen der ersten Phase α, bei welcher das zweite Schaltelement 7a eingeschaltet oder ausgeschaltet wird, sind so eingestellt, dass der Erhöhungswert und der Verringerungswert des Stroms Ic in einer halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase (T/2) der Ansteuerungsperiode T gleich groß zueinander werden, wie oben beschrieben.
  • Zunächst wird der erste Steuerungsmodus für den Fall beschrieben, wo die Spannung |Vac| niedriger als die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • In einer halben Periode von der Phase 0 zur Phase (T/2) ist der Zunahme-Zeitraum des Stroms Ic der erste Zeitraum (von der Phase 0 bis zur ersten Phase α). Daher wird ein Strom-Zunahmewert Iup in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (9) repräsentiert. Iup = (|Vac|/L)∙α Ausdruck (9)
  • In der halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase (T/2) ist der Abnahme-Zeitraum des Stroms Ic der zweite Zeitraum (von der ersten Phase α bis zur Phase (T/2)). Daher wird ein Strom-Abnahmewert Idown in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (10) repräsentiert. Idown = ((Vc2 – |Vac| – Vc1)/L)∙((T/2) – α) Ausdruck (10)
  • Wenn der Strom-Zunahmewert Iup und der Strom-Abnahmewert Idown gleich groß zueinander sind, ist der folgende Ausdruck (11) erfüllt. Iup = Idown Ausdruck (11)
  • Der Wert von (α/T) ist in diesem Fall der Anfangswert α1. Aus den Ausdrücken (9) bis (11) wird der folgende Ausdruck (12) erhalten. α1 = (α/T) = (Vc2 – |Vac| – Vc1)/2(Vc2 – Vc1) Ausdruck (12)
  • Nachfolgend wird der zweite Steuerungsmodus für den Fall beschrieben, dass die Spannung |Vac| gleich hoch wie oder höher als die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • In einer halben Periode von der Phase 0 zur Phase (T/2) ist der Zunahme-Zeitraum des Stroms Ic der zweite Zeitraum (von ersten Phase α bis zur Phase (T/2)). Daher wird ein Strom-Zunahmewert Iup in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (13) repräsentiert. Iup = ((|Vac| – Vc1)/L)∙((T/2) – α) Ausdruck (13)
  • In der halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase (T/2) ist der Abnahme-Zeitraum des Stroms Ic der erste Zeitraum (von der Phase 0 bis zur zweiten Phase α). Daher wird ein Strom-Abnahmewert Idown in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (14) repräsentiert. Idown = ((Vc2 – |Vac|)/L)∙α Ausdruck (14)
  • Wenn der Strom-Zunahmewert Iup und der Strom-Abnahmewert Idown gleich groß zueinander sind, ist der folgende Ausdruck (15) erfüllt. Iup = Idown Ausdruck (15)
  • Der Wert von (α/T) ist in diesem Fall der Anfangswert α2. Aus den Ausdrücken (13) bis (15) wird der folgende Ausdruck (16) erhalten. α2 = (α/T) = (|Vac| – Vc1)/2(Vc2 – Vc1) Ausdruck (16)
  • 13 ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Erzeugung der Gate-Signale G1 und G2 für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a auf der Basis des β-Tastverhältnis-Befehls und des α-Tastverhältnis-Befehls zeigt.
  • 13(a) ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Erzeugung des Gate-Signals G1 für das erste Schaltelement 6a zeigt. Zunächst wird ein Wert 38, der erhalten wird, indem der berechnete β-Tastverhältnis-Befehl 30 innerhalb eines Bereichs von 0,5 bis 1,0 mittels eines Begrenzers begrenzt wird, einem positiven Anschluss eines Komparators 40 und einem negativen Anschluss eines Komparators 41 zugeführt.
  • Außerdem wird ein Dreieckswellen-Signal 39 für die PWM-Steuerung einem negativen Anschluss des Komparators 40 und einem positiven Anschluss des Komparators 41 zugeführt. Wie in 14 gezeigt, ist das Dreieckswellen-Signal 39 eine Trägerwelle mit der Periode T, und das Tastverhältnis ist 0 bei der Phase 0, und es ist 1 bei der Phase T.
  • Ausgangssignale 42 und 43 von den Komparatoren 40 und 41 werden einer Wähleinrichtung 44 zugeführt. Dann wird auf der Basis des Logiksignals eines der Ausgangssignale 42 und 43 als das Gate-Signal G1 aus der Wähleinrichtung 44 ausgegeben. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt und der erste Steuerungsmodus ausgewählt ist, dann ist das Gate-Signal G1 das Ausgangssignal 42, und es gibt den H-Pegel während eines Zeitraums von der Phase 0 bis zur zweiten Phase β an. Wenn das Logiksignal den H-Pegel angibt und der zweite Steuerungsmodus ausgewählt ist, dann ist das Gate-Signal G1 das Ausgangssignal 43, und es gibt den H-Pegel während eines Zeitraums von der zweiten Phase β bis zur Phase T an.
  • 13(b) ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Erzeugung des Gate-Signals G2 für das zweite Schaltelement 7a zeigt.
  • Ein Tastverhältnis-Befehlssignal 46, das 0,5 angibt, wird einem positiven Anschluss eines Komparators 48 und einem negativen Anschluss eines Komparators 49 zugeführt. Außerdem wird das Dreieckswellen-Signal 39 einem negativen Anschluss des Komparators 48 und einem positiven Anschluss des Komparators 49 zugeführt.
  • Unterdessen wird ein Wert 47, der erhalten wird, indem der berechnete α-Tastverhältnis-Befehl 37 innerhalb eines Bereichs von 0 bis 0,5 mittels eines Begrenzers begrenzt wird, einem positiven Anschluss eines Komparators 52 und einem negativen Anschluss eines Komparators 53 zugeführt. Außerdem wird das Dreieckswellen-Signal 39 einem negativen Anschluss des Komparators 52 und einem positiven Anschluss des Komparators 53 zugeführt.
  • Der Ausgang 51 des Komparators 49 und der Ausgang 54 des Komparators 52 werden einem ODER-Verknüpfungselement 56 zugeführt. Der Ausgang 50 des Komparators 48 und der Ausgang 55 des Komparators 53 werden einem UND-Verknüpfungselement 58 zugeführt.
  • Ein Ausgangssignal 57 von dem ODER-Verknüpfungselement 56 und ein Ausgangssignal 59 von dem UND-Verknüpfungselement 58 werden einer Wähleinrichtung 60 zugeführt, und auf der Basis des Logiksignals wird eines der Ausgangssignale 57 und 59 daraus als das Gate-Signal G2 ausgegeben. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt und der erste Steuerungsmodus ausgewählt ist, dann ist das Gate-Signal G2 das Ausgangssignal 57, und es gibt den H-Pegel während eines Zeitraums von der Phase (T/2) bis zur ersten Phase α an. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt und der zweite Steuerungsmodus ausgewählt ist, dann ist das Gate-Signal G1 das Ausgangssignal 59, und es gibt den H-Pegel während eines Zeitraums von der ersten Phase α bis zur Phase (T/2) an.
  • Die Steuerungsschaltung 10 erzeugt folglich die Gate-Signale G1 und G2, um das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a zu steuern.
  • Nachfolgend wird das Umschalten zwischen dem ersten Steuerungsmodus und dem zweiten Steuerungsmodus beschrieben. Das Umschalten des Steuerungsmodus wird bei einer Phase der AC-Spannungsversorgung durchgeführt, wo die Spannung |Vac| gleich der DC-Kondensatorspannung Vc1 ist, unter Verwendung des Logiksignals. Zu dieser Zeit muss der Einschalt-/Ausschaltzustand eines jeden von erstem Schaltelement 6a und zweitem Schaltelement 7a invertiert werden.
  • Zu der Zeit des Umschaltens des Steuerungsmodus ist |Vac| = Vc1 erfüllt.
  • Daher ergeben sich aus den obigen Ausdrücken (4) und (8) die Anfangswerte β1 und β2 des β-Tastverhältnis-Befehls wie folgt: β1 = β2 = 1/2
  • Außerdem ergeben sich aus den obigen Ausdrücken (12) und (16) die Anfangswerte α1 und α2 des α-Tastverhältnis-Befehls wie folgt: α1 = α2 = 0
  • Hierbei wird angenommen, dass die DC-Kondensatorspannung Vc1 die Hälfte der Glättungskondensator-Spannung Vc2 beträgt.
  • Wenn also die Steuerung zwischen dem ersten Steuerungsmodus und dem zweiten Steuerungsmodus auf der Basis der Veränderung der Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung umgeschaltet wird, verändert sich entweder der Anfangswert β1 (= β2) des β-Tastverhältnis-Befehls oder der Anfangswert α1 (= α2) des α-Tastverhältnis-Befehls nicht. Daher kann der Steuerungsmodus umgeschaltet werden, wenn einfach der Einschalt-/Ausschaltzustand eines jeden von erstem Schaltelement 6a und zweitem Schaltelement 7a umgeschaltet wird. Folglich kann die Steuerungs-Berechnung einfach und schnell umgeschaltet werden.
  • Wie oben beschrieben, gilt Folgendes: Unter Verwendung des Strombefehls Ic* passt die Steuerungsschaltung 10 den β-Tastverhältnis-Befehl und den α-Tastverhältnis-Befehl an, die den Tastverhältnissen des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Schaltelements 7a entsprechen, so dass sie den Schaltbereich 100 so steuert, dass die DC-Spannung Vc2 des Glättungskondensators 9 so gesteuert wird, dass sie die Sollspannung Vc2* ist, und so dass der Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 1 verbessert wird.
  • Die Steuerungsschaltung 10 erzeugt den β-Tastverhältnis-Befehl und den α-Tastverhältnis-Befehl individuell und passt diese individuell an, so dass sie die Summe und das Verhältnis des ersten Einschaltzeitraums des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Einschaltzeitraums des zweiten Schaltelements 7a in einer Periode steuert. Während die Stromsteuerung so durchgeführt wird, dass der Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 1 verbessert wird, können das Laden und Entladen des DC-Kondensators 8 so gesteuert werden, dass veranlasst wird, dass die Spannung Vc1 dem Befehlswert Vc1* folgt.
  • In der Spule 3 wird der Strom erhöht oder verringert, und zwar bei einer Frequenz, die doppelt so hoch wie die Ansteuerungsfrequenz für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a ist. Daher kann die benötigte Spulenkapazität verringert und verkleinert werden.
  • Jeder Lade-/Entladezeitraum des DC-Kondensators 8 ist gleich lang wie oder kürzer als die Hälfte der Ansteuerungsperiode T, und das Laden oder Entladen wird bei der Frequenz durchgeführt, die doppelt so hoch wie die Ansteuerungsfrequenz für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a ist. Daher kann die benötigte Kondensatorkapazität verringert werden, und der DC-Kondensator 8 kann ebenfalls verkleinert werden.
  • Der Schaltbereich 100 hat eine Konfiguration, die erhalten wird, indem das erste Schaltelement 6a, die Diode 5 und der DC-Kondensator 8 zu einer normalen Schaltung mit Chopper-Konfiguration hinzugefügt werden.
  • Folglich kann die Spannung, die an die Spule 3 angelegt wird, auf eine Differenzspannung zwischen der Glättungskondensator-Spannung Vc2 und der DC-Kondensatorspannung Vc1 verringert werden, oder auf die DC-Kondensatorspannung Vc1, so dass eine Verringerung der Verluste, eine Verkleinerung und eine Gewichtsverringerung der Spule 3 erzielt werden können. Die Spannungen, die an das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a angelegt werden, werden ebenfalls auf die Differenzspannung zwischen der Glättungskondensator-Spannung Vc2 und der DC-Kondensatorspannung Vc1 verringert, oder auf die DC-Kondensatorspannung Vc1.
  • Daher kann eine Wirkungsverbesserung durch eine Verringerung der Schaltverluste erhalten werden, und eine Verkleinerung der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung kann erzielt werden, indem die Wärmeabführungs-Struktur vereinfacht wird. Ein Störungserzeugungswert kann ebenfalls verringert werden, und daher kann eine Verkleinerung der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung weiter vorangetrieben werden, und zwar mittels Vereinfachung einer Filterschaltung.
  • Die Steuerungsschaltung 10 ist mit verschiedenen Steuerungsmodi in Abhängigkeit vom Amplitudenverhältnis zwischen der Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung und der DC-Kondensatorspannung Vc1 versehen. Daher kann eine Korrektursteuerung des Leistungsfaktors verwirklicht werden, und zwar über einen großen Spannungsbereich der Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung.
  • Die Steuerungslogik des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Schaltelements 7a sind ebenfalls so eingestellt, dass sie invertiert werden, und zwar in Abhängigkeit des Amplitudenverhältnisses zwischen der Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung und der DC-Kondensatorspannung Vc1. Daher wird ein Umschalten des Steuerungsmodus bei einer Phase vereinfacht, wo sich das Amplitudenverhältnis zwischen der Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung und der DC-Kondensatorspannung Vc1 umkehrt, so dass die Strom-Steuerbarkeit verbessert werden kann.
  • Bei der Steuerung des β-Tastverhältnis-Befehls und des α-Tastverhältnis-Befehls für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a werden deren Anfangswerte eingestellt und als Vorwärtssteuerungs-Werte verwendet. Zu dieser Zeit zeigt sich auf der Basis der DC-Kondensatorspannung Vc1 und des Stroms Ic der Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD nur in dem ausgewählten von β-Tastverhältnis-Befehl und α-Tastverhältnis-Befehl, während der andere auf dem Anfangswert festgehalten wird.
  • Folglich können die Summe und das Verhältnis des ersten Einschaltzeitraums des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Einschaltzeitraums des zweiten Schaltelements 7a in einer Periode rasch gesteuert werden, und auch beim Umschalten des Steuerungsmodus wird verhindert, dass die Steuerung durch eine Ansprechzeit der Regelung mit Rückführung verzögert wird, so dass eine schnelle Steuerung erhalten werden kann.
  • Ausführungsform 2
  • Als nächstes wird Ausführungsform 2 der vorliegenden Erfindung beschrieben.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform 2 sind die Hauptschaltung und die Steuerungsschaltung 10 wie bei der obigen Ausführungsform 1 vorgesehen, die in 1 gezeigt ist, und die Steuerungsschaltung 10 erzeugt Gate-Signale G1a und G2a, die verschieden von denjenigen bei der obigen Ausführungsform 1 sind. Dadurch führt sie eine Ausgangssteuerung des Schaltbereichs 100 durch.
  • Auch in diesem Fall führt auf der Basis der detektierten DC-Kondensatorspannung Vc1, der detektierten Glättungskondensator-Spannung Vc2, der detektierten Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung und des detektierten Stroms Ic die Steuerungsschaltung 10 eine Ausgangssteuerung für den Schaltbereich 100 durch, indem sie das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a einschaltet und ausschaltet, und zwar durch Hochfrequenz-PWM-Steuerung, um den Strom Ic so zu steuern, dass der Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 1 nahezu 1 wird, und um die Spannung des Glättungskondensators 9 so zu steuern, dass sie die Sollspannung Vc2* wird. Außerdem passt die Steuerungsschaltung 10 einen Lade-/Entladewert des DC-Kondensators 8 an, um die DC-Kondensatorspannung Vc1 so zu steuern, dass sie ein konstanter Befehlswert Vc1* wird.
  • Die Glättungskondensator-Spannung Vc2 ist höher als die Scheitelspannung der Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung, und der Befehlswert Vc1* für die DC-Kondensatorspannung Vc1 wird so eingestellt, dass er die Hälfte der Sollspannung Vc2* für den Glättungskondensator 9 ist.
  • Für den Fall, dass die Spannung |Vac| niedriger ist als die DC-Kondensatorspannung Vc1, führt die Steuerungsschaltung 10 eine Steuerung in dem ersten Steuerungsmodus durch, und für den Fall, dass die Spannung |Vac| gleich hoch wie oder höher ist als die DC-Kondensatorspannung Vc1, führt die Steuerungsschaltung 10 eine Steuerung in dem zweiten Steuerungsmodus durch. Nachstehend werden der erste Steuerungsmodus und der zweite Steuerungsmodus in Ausführungsform 2 auf der Basis von 15 und 16 beschrieben.
  • 15 ist ein Diagramm, das Wellenformen der Gate-Signale G1a und G2a für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a, den Strom Ic und die DC-Kondensatorspannung Vc1 in dem ersten Steuerungsmodus zeigt. 16 ist ein Diagramm, das Wellenformen der Gate-Signale G1a und G2a für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a, den Strom Ic und die DC-Kondensatorspannung Vc1 in dem zweiten Steuerungsmodus zeigt.
  • Wie in 15 und in 16 gezeigt, wird eine Ansteuerungsperiode (eine Trägerperiode) des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Schaltelements 7a, die der Hochfrequenz-PWM-Steuerung unterzogen werden, als T definiert, eine erste Phase αa wird innerhalb einer halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase (T/2) eingestellt, und eine zweite Phase βa wird innerhalb einer halben Periode von der Phase (T/2) bis zur Phase T eingestellt.
  • Folglich ist die Ansteuerungsperiode T in vier Zeiträume unterteilt. 15 und 16 zeigen Einschalt-/Ausschaltzustände der zwei Schaltelemente, d. h. des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Schaltelements 7a, sowie eine Wellenform bei jedem Teil in diesen vier Zeiträumen. Ein Verfahren zum Einstellen der ersten Phase αa und der zweiten Phase βa wird später beschrieben.
  • Die Wellenform-Diagramme in 15 und 16 zeigen einen Zustand, in welchem die Glättungskondensator-Spannung Vc2 so gesteuert wird, dass sie die Sollspannung Vc2* ist und folglich konstant ist.
  • Zunächst wird der erste Steuerungsmodus für den Fall beschrieben, wo die Spannung |Vac| niedriger als die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • Wie in 15 gezeigt, wird das erste Schaltelement 6a bei Phase 0 ausgeschaltet und bei der ersten Phase αa eingeschaltet, und das zweite Schaltelement 7a wird bei der Phase (T/2) ausgeschaltet und bei der zweiten Phase βa eingeschaltet. Das heißt, unter Verwendung der Phase 0 als Referenzphase wird das erste Schaltelement 6a während eines ersten Einschaltzeitraums (von der ersten Phase αa bis zur Phase 0 (= T)) bis zur Phase 0 eingeschaltet, und unter Verwendung der Phase (T/2) als Referenzphase wird das zweite Schaltelement 7a während eines zweiten Einschaltzeitraums (von der zweiten Phase βa bis zur Phase (T/2)) bis zur Phase (T/2) eingeschaltet. In diesem Fall ist jede der Längen des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums gleich lang wie oder länger als die halbe Periode (T/2).
  • Es sei angemerkt, dass – obwohl der Zeitraum von der zweiten Phase βa bis zu der Phase (T/2) eine Kombination des Zeitraums von der zweiten Phase βa bis zur Phase T und des Zeitraums von der Phase 0 bis zur Phase (T/2) ist – diese Zeiträume einen kontinuierlichen Zeitraum in wiederholten Perioden bilden und daher als der Zeitraum von der zweiten Phase βa bis zur Phase (T/2) dargestellt werden.
  • Zur Beschreibung des Betriebs der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung in dem ersten Steuerungsmodus werden die Strompfad-Diagramme verwendet, die in 3 bis 5 für die obige Ausführungsform 1 gezeigt sind.
  • In einem ersten Zeitraum von der Phase 0 zur ersten Phase αa ist das erste Schaltelement 6a ausgeschaltet, und das zweite Schaltelement 7a ist eingeschaltet, und der Strom Ic fließt durch den Strompfad, der in 5 gezeigt ist. Das bedeutet, dass der Glättungskondensator 9 umgangen wird, und dass der Strom Ic, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 zur Spule 3 fließt, durch die Diode 5, den DC-Kondensator 8, das zweite Schaltelement 7a und dann die Gleichrichterschaltung 200 in dieser Reihenfolge fließt, um zu der AC-Spannungsversorgung 1 zurückzufließen. Zu dieser Zeit wird der DC-Kondensator 8 geladen, und die Spannung Vc1 nimmt zu. Da die Spannung |Vac| niedriger ist als die DC-Kondensatorspannung Vc1, nimmt außerdem der Strom Ic infolge der Spule 3 ab.
  • In einem zweiten Zeitraum von der ersten Phase αa zur Phase (T/2) und einem vierten Zeitraum von der zweiten Phase βa zu der Phase T sind das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a beide eingeschaltet, und der Strom Ic fließt durch den Strompfad, der in 3 gezeigt ist. Das bedeutet, dass der DC-Kondensator 8 und der Glättungskondensator 9 umgangen werden, und dass der Strom Ic, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 zur Spule 3 fließt, durch das erste Schaltelement 6a, das zweite Schaltelement 7a und dann die Gleichrichterschaltung 200 fließt, um zu der AC-Spannungsversorgung 1 zurückzufließen. Zu dieser Zeit nimmt der Strom Ic infolge der Spule 3 zu. Da der DC-Kondensator 8 umgangen wird, wird der DC-Kondensator 8 nicht geladen oder entladen, so dass dessen Spannung nicht variiert.
  • In einem dritten Zeitraum von der Phase (T/2) zur zweiten Phase βa ist das erste Schaltelement 6a eingeschaltet, und das zweite Schaltelement 7a ist ausgeschaltet, und der Strom Ic fließt durch den Strompfad, der in 4 gezeigt ist. Das bedeutet, dass der Strom Ic, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 zur Spule 3 fließt, durch das Schaltelement 6a, den DC-Kondensator 8, die Diode 4, den Glättungskondensator 9 und dann die Gleichrichterschaltung 200 in dieser Reihenfolge fließt, um zu der AC-Spannungsversorgung 1 zurückzufließen.
  • Zu dieser Zeit wird der DC-Kondensator 8 entladen, und die Spannung Vc1 nimmt ab. Da die Summe der Spanung |Vac| und der DC-Kondensatorspannung Vc1 niedriger ist als die Glättungskondensator-Spannung Vc2, nimmt der Strom Ic infolge der Spule 3 ab.
  • Wenn jede Periode der Ansteuerungsperioden in vier Zeiträume unterteilt wird und drei Arten von Steuerungen kombiniert werden, führt die Steuerungsschaltung 10 eine Einschalt-/Ausschaltsteuerung für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a durch, um den Strom Ic und die DC-Kondensatorspannung Vc1 zu erhöhen oder zu vermindern.
  • Nachfolgend wird der zweite Steuerungsmodus für den Fall beschrieben, dass die Spannung |Vac| gleich hoch wie oder höher als die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • Wie in 16 gezeigt, wird das erste Schaltelement 6a bei Phase 0 eingeschaltet und bei der ersten Phase αa ausgeschaltet, und das zweite Schaltelement 7a wird bei der Phase (T/2) eingeschaltet und bei der zweiten Phase βa ausgeschaltet. Das heißt, unter Verwendung der Phase 0 als Referenzphase wird das erste Schaltelement 6a während eines ersten Einschaltzeitraums von der Phase 0 bis zur ersten Phase αa eingeschaltet, und unter Verwendung der Phase (T/2) als Referenzphase wird das zweite Schaltelement 7a während eines zweiten Einschaltzeitraums von der Phase (T/2) bis zur zweiten Phase βa eingeschaltet. In diesem Fall ist jede der Längen des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums gleich lang wie oder kürzer als die halbe Periode (T/2).
  • Zur Beschreibung des Betriebs der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung in dem zweiten Steuerungsmodus werden die Strompfad-Diagramme verwendet, die in 7 bis 9 für die obige Ausführungsform 1 gezeigt sind.
  • In einem ersten Zeitraum von der Phase 0 zur ersten Phase αa ist das erste Schaltelement 6a eingeschaltet, und das zweite Schaltelement 7a ist ausgeschaltet, und der Strom Ic fließt durch den Strompfad, der in 9. gezeigt ist. Das bedeutet, dass der Strom Ic, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 zur Spule 3 fließt, durch das Schaltelement 6a, den DC-Kondensator 8, die Diode 4, den Glättungskondensator 9 und dann die Gleichrichterschaltung 200 in dieser Reihenfolge fließt, um zu der AC-Spannungsversorgung 1 zurückzufließen.
  • Zu dieser Zeit wird der DC-Kondensator 8 entladen, und die Spannung Vc1 nimmt ab. Da außerdem die Summe der Spanung |Vac| und der DC-Kondensatorspannung Vc1 höher ist als die Glättungskondensator-Spannung Vc2, nimmt der Strom Ic infolge der Spule 3 zu.
  • In einem zweiten Zeitraum von der ersten Phase αa zur Phase (T/2) und einem vierten Zeitraum von der zweiten Phase βa zu der Phase T sind das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a beide ausgeschaltet, und der Strom Ic fließt durch den Strompfad, der in 7 gezeigt ist. Das bedeutet, dass der DC-Kondensator 8 umgangen wird, und dass der Strom Ic, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 zur Spule 3 fließt, durch die Diode 5, die Diode 4, den Glättungskondensator 9 und dann die Gleichrichterschaltung 200 in dieser Reihenfolge fließt, um zu der AC-Spannungsversorgung 1 zurückzufließen.
  • Da die Spannung |Vac| niedriger ist als die Glättungskondensator-Spannung Vc2, nimmt zu dieser Zeit der Strom Ic infolge der Spule 3 ab. Da der DC-Kondensator 8 umgangen wird, wird der DC-Kondensator 8 nicht geladen oder entladen, so dass dessen Spannung nicht variiert.
  • In einem dritten Zeitraum von der Phase (T/2) zur zweiten Phase βa ist das erste Schaltelement 6a ausgeschaltet, und das zweite Schaltelement 7a ist eingeschaltet, und der Strom Ic fließt durch den Strompfad, der in 8. gezeigt ist. Das bedeutet, dass der Glättungskondensator 9 umgangen wird, und dass der Strom Ic, der von der AC-Spannungsversorgung 1 über die Gleichrichterschaltung 200 zur Spule 3 fließt, durch die Diode 5, den DC-Kondensator 8, das Schaltelement 7a und dann die Gleichrichterschaltung 200 in dieser Reihenfolge fließt, um zu der AC-Spannungsversorgung 1 zurückzufließen. Zu dieser Zeit wird der DC-Kondensator 8 geladen, und die Spannung Vc1 nimmt zu. Da außerdem die Spannung |Vac| höher ist als die DC-Kondensatorspannung Vc1, nimmt außerdem der Strom Ic infolge der Spule 3 zu.
  • Wenn auch in dem zweiten Steuerungsmodus jede Periode der Ansteuerungsperioden in vier Zeiträume unterteilt wird und drei Arten von Steuerungen kombiniert werden, führt die Steuerungsschaltung 10 eine Einschalt-/Ausschaltsteuerung für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a durch, um den Strom Ic und die DC-Kondensatorspannung Vc1 zu erhöhen oder zu vermindern.
  • Bei den zwei Arten von Steuerung in dem ersten Steuerungsmodus und in dem zweiten Steuerungsmodus, die in 15 und 16, gezeigt sind, wird eine Erhöhungs-/Verringerungsanpassung des Stroms Ic und eine Erhöhungs-/Verringerungsanpassung der DC-Kondensatorspannung Vc1 durchgeführt, indem eine von der ersten Phase αa und der zweiten Phase βa ausgewählt wird und die ausgewählte Phase angepasst wird.
  • Zunächst wird die Erhöhungs-/Verringerungsanpassung des Stroms Ic und die Erhöhungs-/Verringerungsanpassung der DC-Kondensatorspannung Vc1 in dem ersten Steuerungsmodus unter Bezugnahme auf 15 beschrieben.
  • Falls die erste Phase αa so verringert wird, dass sie sich der Phase 0, nähert, wird der erste Zeitraum verkürzt, und der zweite Zeitraum wird verlängert. Zu dieser Zeit wird die zweite Phase βa nicht verändert. Für den Strom Ic wird ein Verringerungszeitraum verkürzt, und ein Erhöhungszeitraum wird verlängert. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic zu. Für die DC-Kondensatorspannung Vc1 wird ein Erhöhungszeitraum verkürzt, und ein Zeitraum wird verlängert, während dessen die DC-Kondensatorspannung Vc1 nicht variiert. Die mittlere Spannung (die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1) der DC-Kondensatorspannung Vc1 in einer Periode nimmt ab.
  • Falls die zweite Phase βa so verringert wird, dass sie sich der Phase (T/2) nähert, wird der dritte Zeitraum verkürzt, und der vierte Zeitraum wird verlängert. Zu dieser Zeit wird die erste Phase αa nicht verändert. Für den Strom Ic wird ein Verringerungszeitraum verkürzt, und ein Erhöhungszeitraum wird verlängert. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic zu. Für die DC-Kondensatorspannung Vc1 wird ein Verringerungszeitraum verkürzt, und ein Zeitraum während dessen die DC-Kondensatorspannung Vc1 nicht variiert, wird verlängert. Im Ergebnis nimmt die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu.
  • Wenn die erste Phase αa erhöht wird, um sich der Phase (T/2) zu nähern, wird der erste Zeitraum verlängert, und der zweite Zeitraum wird verkürzt. Zu dieser Zeit wird die zweite Phase βa nicht verändert. Für den Strom Ic wird ein Verringerungszeitraum verlängert, und ein Erhöhungszeitraum wird verkürzt. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic ab. Für die DC-Kondensatorspannung Vc1 wird ein Erhöhungszeitraum verlängert, und ein Zeitraum wird verkürzt, während dessen die DC-Kondensatorspannung Vc1 nicht variiert. Im Ergebnis nimmt die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu.
  • Falls die zweite Phase βa so erhöht wird, dass sie sich der Phase T nähert, wird der dritte Zeitraum verlängert, und der vierte Zeitraum wird verkürzt. Zu dieser Zeit wird die erste Phase αa nicht verändert. Für den Strom Ic wird ein Verringerungszeitraum verlängert, und ein Erhöhungszeitraum wird verkürzt. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic ab. Für die DC-Kondensatorspannung Vc1 wird ein Verringerungszeitraum verlängert, und ein Zeitraum wird verkürzt, während dessen die DC-Kondensatorspannung Vc1 nicht variiert. Im Ergebnis nimmt die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 ab.
  • Das heißt, in dem ersten Steuerungsmodus wird, um den Strom Ic zu erhöhen, die erste Phase αa oder die zweite Phase βa verringert, um die Summe des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums zu erhöhen. Um den Strom Ic zu verringern, wird die erste Phase αa oder die zweite Phase βa erhöht, um die Summe des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums zu verringern.
  • Die Auswahl der ersten Phase αa oder der zweiten Phase βa wird auf der Basis der DC-Kondensatorspannung Vc1 durchgeführt.
  • Für den Fall, dass der Strom Ic erhöht wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu erhöhen, die zweite Phase βa ausgewählt. Für den Fall, dass der Strom Ic verringert wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu erhöhen, die erste Phase αa ausgewählt. Folglich nimmt das Verhältnis (erster Einschaltzeitraum/zweiter Einschaltzeitraum) des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums ab, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 wird erhöht.
  • Für den Fall, dass der Strom Ic erhöht wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu verringern, die erste Phase αa ausgewählt. Für den Fall, dass der Strom Ic verringert wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu verringern, die zweite Phase βa ausgewählt. Folglich nimmt das Verhältnis (erster Einschaltzeitraum/zweiter Einschaltzeitraum) zu, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 wird verringert.
  • Als nächstes wird die Erhöhungs-/Verringerungsanpassung des Stroms Ic und die Erhöhungs-/Verringerungsanpassung der DC-Kondensatorspannung Vc1 in dem zweiten Steuerungsmodus unter Bezugnahme auf 16 beschrieben.
  • Die erste Phase αa wird erhöht, um sich der Phase (T/2) zu nähern, während die zweite Phase βa nicht verändert wird. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic zu, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 nimmt ab.
  • Die zweite Phase βa wird erhöht, um sich der Phase T zu nähern, während die erste Phase αa nicht verändert wird. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic zu, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 nimmt zu.
  • Die erste Phase αa wird verringert, um sich der Phase 0 zu nähern, während die zweite Phase βa nicht verändert wird. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic ab, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 nimmt zu.
  • Die zweite Phase βa wird verringert, um sich der Phase (T/2) zu nähern, während die erste Phase αa nicht verändert wird. Im Ergebnis nimmt der Strom Ic ab, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 nimmt ab.
  • Das heißt, in dem zweiten Steuerungsmodus wird, um den Strom Ic zu erhöhen, die erste Phase αa oder die zweite Phase βa erhöht, um die Summe des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums zu erhöhen. Um den Strom Ic zu verringern, wird die erste Phase αa oder die zweite Phase βa erhöht, um die Summe des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums zu verringern.
  • Die Auswahl der ersten Phase αa oder der zweiten Phase βa wird auf der Basis der DC-Kondensatorspannung Vc1 durchgeführt.
  • Für den Fall, dass der Strom Ic erhöht wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu erhöhen, die zweite Phase βa ausgewählt. Für den Fall, dass der Strom Ic verringert wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu erhöhen, die erste Phase αa ausgewählt. Folglich nimmt das Verhältnis (erster Einschaltzeitraum/zweiter Einschaltzeitraum) ab, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 wird erhöht.
  • Für den Fall, dass der Strom Ic erhöht wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu verringern, die erste Phase αa ausgewählt. Für den Fall, dass der Strom Ic verringert wird, wird, um die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 zu verringern, die zweite Phase βa ausgewählt. Folglich nimmt das Verhältnis (erster Einschaltzeitraum/zweiter Einschaltzeitraum) zu, und die mittlere DC-Kondensatorspannung Vc1 wird verringert.
  • Nachfolgend wird die Erzeugung der Gate-Signale G1a und G2a für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a beschrieben, um den oben beschriebenen Steuerungsbetrieb durchzuführen.
  • Um das Gate-Signal G1a für das erste Schaltelement 6a zu erzeugen, berechnet in diesem Fall die Steuerungsschaltung 10 einen Befehl (einen αa-Tastverhältnis-Befehl) für ein Tastverhältnis (αa/T) korrespondierend mit der ersten Phase αa, mit welchem das Tastverhältnis des ersten Schaltelements 6a bestimmt wird. Um das Gate-Signal G2a für das zweite Schaltelement 7a zu erzeugen, berechnet außerdem die Steuerungsschaltung 10 einen Befehl (einen βa-Tastverhältnis-Befehl) für ein Tastverhältnis (βa/T) korrespondierend mit der zweiten Phase βa, mit welchem das Tastverhältnis des zweiten Schaltelements 7a bestimmt wird.
  • Als eine Grundinformation zum Berechnen des αa-Tastverhältnis-Befehls und des βa-Tastverhältnis-Befehls wird ein Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD berechnet. Der Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD wird durch die gleiche Berechnung berechnet wie diejenige, die in 10 bei der obigen Ausführungsform 1 gezeigt ist.
  • Das heißt, die Steuerungsschaltung 10 erzeugt den Strombefehl Ic*, um die Glättungskondensator-Spannung Vc1 auf der Sollspannung Vc2* zu halten und den Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 1 zu verbessern. Dadurch berechnet sie den Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a.
  • Der Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD korrespondiert mit einem Anpassungswert für die ausgewählte Phase unter der ersten Phase αa und der zweiten Phase βa, und da jeder Anpassungswert für die erste Phase α und die zweite Phase β die halbe Periode nicht überschreitet, ist der Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD innerhalb eines Bereichs von ±0,5 begrenzt. Wenn ΔD positiv ist, wird der Strom Ic so gesteuert, dass er zunimmt, und wenn ΔD negativ ist, wird der Strom Ic so gesteuert, dass er abnimmt.
  • 17 ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Auswahl einer Anpassungsphase (erste Phase αa/zweite Phase βa) durch die Steuerungsschaltung 10 zeigt.
  • Wie in 17 gezeigt, vergleicht ein Komparator 19 die DC-Kondensatorspannung Vc1 mit deren Befehlswert Vc1*, und ein Komparator 20 führt eine Bestimmung des Vorzeichens des Tastverhältnis-Grundbefehls ΔD durch. Die Ausgänge der Komparatoren 19 und 20 werden einer Anpassungsphasen-Wähleinrichtung 62 zugeführt. Wenn beide Ausgänge der Komparatoren 19 und 20 einen H-Pegel oder einen L-Pegel angeben, gibt der Ausgang 63 (das Beurteilungssignal) der Anpassungsphasen-Wähleinrichtung 62 den H-Pegel an, und die erste Phase αa wird ausgewählt.
  • Wenn die Ausgänge der Komparator 19 und 20 eine Kombination des H-Pegels und des L-Pegels angeben, gibt der Ausgang 63 (das Beurteilungssignal) der Anpassungsphasen-Wähleinrichtung 62 den L-Pegel an, und die zweite Phase βa wird ausgewählt.
  • Das heißt, für den Fall von Vc1 ≥ Vc1* gilt Folgendes: Wenn ΔD ≥ 0, dann wird die erste Phase αa ausgewählt, und wenn ΔD < 0, dann wird die zweite Phase βa ausgewählt. Für den Fall von Vc1 < Vc1* gilt Folgendes: Wenn ΔD ≥ 0, dann wird die zweite Phase βa ausgewählt, und wenn ΔD < 0, dann wird die erste Phase αa ausgewählt.
  • 18 ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Berechnung des αa-Tastverhältnis-Befehls und des βa-Tastverhältnis-Befehls zum Bestimmen der Tastverhältnisse des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Schaltelements 7a zeigt. Der αa-Tastverhältnis-Befehl und der βa-Tastverhältnis-Befehl werden jeweils auf der Basis des Beurteilungssignals, welches die Ausgabe 63 der Anpassungsphasen-Wähleinrichtung 62 ist, des Logiksignals, das den Steuerungsmodus angibt, und des berechneten Tastverhältnis-Grundbefehls ΔD berechnet.
  • Das Logiksignal, das den Steuerungsmodus angibt, wird durch die gleiche Berechnung berechnet wie diejenige, die in 11(b) bei der obigen Ausführungsform 1 gezeigt ist. Das heißt, falls |Vac| < Vc1, dann gibt das Logiksignal den L-Pegel an, und der erste Steuerungsmodus wird ausgewählt. Falls |Vac| ≥ Vc1, dann gibt das Logiksignal den H-Pegel an, und der zweite Steuerungsmodus wird ausgewählt.
  • 18(a) gibt ein Steuerungs-Blockdiagramm an, das die Berechnung des αa-Tastverhältnis-Befehls zeigt. In diesem Fall wird eine Anfangsphase der ersten Phase αa so eingestellt, dass ein Erhöhungswert und ein Verringerungswert des Stroms Ic in einer halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase (T/2) der Ansteuerungsperiode T gleich groß zueinander werden. Eine Vorwärtssteuerung wird durchgeführt, und zwar unter Verwendung eines Tastverhältnisses, das zu der Anfangsphase als die Anfangswerte α1a und α2a des αa-Tastverhältnis-Befehls korrespondiert. Hierbei ist α1a ein Anfangswert in dem ersten Steuerungsmodus, und α2a ist ein Anfangswert in dem zweiten Steuerungsmodus.
  • Wie in 18(a) gezeigt, gibt eine Wähleinrichtung 64 ein Signal 65 aus, das Null angibt, oder den Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD, und zwar auf der Basis des Beurteilungssignals. Wenn das Beurteilungssignal den L-Pegel angibt und die zweite Phase βa ausgewählt ist, ist das Signal 65 Null. Wenn das Beurteilungssignal den H-Pegel angibt und die erste Phase αa ausgewählt ist, ist das Signal 65 der Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD.
  • Danach wird die Polarität des Signals 65 invertiert, um ein Signal 65a mit umgekehrter Polarität zu erzeugen, und eine Wähleinrichtung 66 gibt eines von dem Signal 65 und dem Signal 65a mit umgekehrter Polarität aus, und zwar auf der Basis des Logiksignals. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt und der erste Steuerungsmodus ausgewählt ist, ist die Ausgabe 67 der Wähleinrichtung 66 das Signal 65a mit umgekehrter Polarität. Wenn das Logiksignal den H-Pegel angibt und der zweite Steuerungsmodus ausgewählt ist, ist die Ausgabe 67 der Wähleinrichtung 66 das Signal 65.
  • Unterdessen gibt eine Wähleinrichtung 68 einen der Anfangswerte α1a und α2a aus, und zwar auf der Basis des Logiksignals. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt (wenn der erste Steuerungsmodus ausgewählt ist), ist die Ausgabe 69 der Wähleinrichtung 68 der Anfangswert α1a. Wenn das Logiksignal den H-Pegel angibt (wenn der zweite Steuerungsmodus ausgewählt ist), ist die Ausgabe 69 der Wähleinrichtung 68 der Anfangswert α2a. Die Ausgabe 69 wird als Vorwärtsterm zu der Ausgabe 67 der Wähleinrichtung 66 addiert, so dass ein αa-Tastverhältnis-Befehl 70 erzeugt wird.
  • 18(b) ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Berechnung des βa-Tastverhältnis-Befehls zeigt. In diesem Fall wird eine Anfangsphase der zweiten Phase βa so eingestellt, dass ein Erhöhungswert und ein Verringerungswert des Stroms Ic in einer halben Periode von der Phase (T/2) bis zur Phase T der Ansteuerungsperiode T gleich groß zueinander werden.
  • Eine Vorwärtssteuerung wird durchgeführt, und zwar unter Verwendung eines Tastverhältnisses, das mit der Anfangsphase mit den Anfangswerten β1a und β2a des βa-Tastverhältnis-Befehls korrespondiert. Hierbei ist β1a ein Anfangswert in dem ersten Steuerungsmodus, und β2a ist ein Anfangswert in dem zweiten Steuerungsmodus.
  • Wie in 18(b) gezeigt, gibt eine Wähleinrichtung 71 ein Signal 72 aus, das Null angibt, oder den Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD, und zwar auf der Basis des Beurteilungssignals. Wenn das Beurteilungssignal den L-Pegel angibt und die zweite Phase βa ausgewählt ist, ist das Signal 72 der Tastverhältnis-Grundbefehl ΔD. Wenn das Beurteilungssignal den H-Pegel angibt und die erste Phase αa ausgewählt ist, ist das Signal 72 Null.
  • Danach wird die Polarität des Signals 72 invertiert, um ein Signal 72a mit umgekehrter Polarität zu erzeugen, und eine Wähleinrichtung 73 gibt eines von dem Signal 72 und dem Signal 72a mit umgekehrter Polarität aus, und zwar auf der Basis des Logiksignals. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt und der erste Steuerungsmodus ausgewählt ist, ist die Ausgabe 74 der Wähleinrichtung 73 das Signal 72a mit umgekehrter Polarität. Wenn das Logiksignal den H-Pegel angibt und der zweite Steuerungsmodus ausgewählt ist, ist die Ausgabe 74 der Wähleinrichtung 73 das Signal 72.
  • Unterdessen gibt eine Wähleinrichtung 75 einen der Anfangswerte β1a und β2a aus, und zwar auf der Basis des Logiksignals. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt (wenn der erste Steuerungsmodus ausgewählt ist), ist die Ausgabe 76 der Wähleinrichtung 75 der Anfangswert β1a. Wenn das Logiksignal den H-Pegel angibt (wenn der zweite Steuerungsmodus ausgewählt ist), ist die Ausgabe 76 der Wähleinrichtung 75 der Anfangswert β1a. Die Ausgabe 76 wird als Vorwärtsterm zu der Ausgabe 74 der Wähleinrichtung 73 addiert, so dass der βa-Tastverhältnis-Befehl 77 erzeugt wird.
  • Somit werden der αa-Tastverhältnis-Befehl 70 und der βa-Tastverhältnis-Befehl 77 berechnet.
  • Im ersten Steuerungsmodus gilt Folgendes: Wenn die erste Phase αa als die Anpassungsphase ausgewählt ist, wird der αa-Tastverhältnis-Befehl 70 erzeugt, indem ein polaritätsinvertierter Wert des Tastverhältnis-Grundbefehls ΔD zum Anfangswert α1a addiert wird, und der βa-Tastverhältnis-Befehl 77 wird zum Anfangswert β1a. Im ersten Steuerungsmodus gilt Folgendes: Wenn die zweite Phase βa als die Anpassungsphase ausgewählt ist, wird der αa-Tastverhältnis-Befehl 70 zum Anfangswert α1a, und der βa-Tastverhältnis-Befehl 77 wird erzeugt, indem ein polaritätsinvertierter Wert des Tastverhältnis-Grundbefehls ΔD zum Anfangswert β1a addiert wird.
  • Im zweiten Steuerungsmodus gilt Folgendes: Wenn die erste Phase αa als die Anpassungsphase ausgewählt ist, wird der αa-Tastverhältnis-Befehl 70 erzeugt, indem ein polaritätsinvertierter Wert des Tastverhältnis-Grundbefehls ΔD zum Anfangswert α2a addiert wird, und der βa-Tastverhältnis-Befehl 77 wird der Anfangswert β2a. Im zweiten Steuerungsmodus gilt Folgendes: Wenn die zweite Phase βa als Anpassungsphase ausgewählt ist, wird der αa-Tastverhältnis-Befehl 70 der Anfangswert α2a, und der βa-Tastverhältnis-Befehl 77 wird erzeugt, indem ein polaritätsinvertierter Wert des Tastverhältnis-Grundbefehls ΔD zum Anfangswert β2a addiert wird.
  • Nachfolgend werden die Anfangswerte α1a und α2a und die Anfangswerte β1a und β2a beschrieben, die bei der Vorwärtssteuerung verwendet werden, die in 18 gezeigt ist.
  • Die Anfangswerte α1a und α2a zum Bestimmen der ersten Phase αa, bei welcher das erste Schaltelement 6a eingeschaltet oder ausgeschaltet wird, sind so eingestellt, dass der Erhöhungswert und der Verringerungswert des Stroms Ic in einer halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase (T/2) der Ansteuerungsperiode T gleich groß zueinander werden, wie oben beschrieben.
  • Zunächst wird der erste Steuerungsmodus für den Fall beschrieben, wo die Spannung |Vac| niedriger als die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • In einer halben Periode von der Phase 0 zur Phase (T/2) ist der Zunahme-Zeitraum des Stroms Ic der zweite Zeitraum (von der ersten Phase αa bis zur Phase (T/2)). Daher wird der Strom-Zunahmewert Iup in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (17) repräsentiert, wobei L die Spulenkapazität der Spule 3 ist. Iup = (|Vac|/L)∙((T/2) – αa) Ausdruck (17).
  • In der halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase (T/2) ist der Abnahme-Zeitraum des Stroms Ic der erste Zeitraum (von der Phase 0 bis zur ersten Phase αa). Daher wird ein Strom-Abnahmewert Idown in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (18) repräsentiert. Idown = ((Vc1 – |Vac|)/L)∙αa Ausdruck (18)
  • Wenn der Strom-Zunahmewert Iup und der Strom-Abnahmewert Idown gleich groß zueinander sind, ist der folgende Ausdruck (19) erfüllt. Iup = Idown Ausdruck (19)
  • Der Wert von (αa/T) ist in diesem Fall der Anfangswert α1a. Aus den Ausdrücken (17) bis (19) wird der folgende Ausdruck (20) erhalten. α1a = (αa/T) = |Vac|/2Vc1 Ausdruck (20)
  • Nachfolgend wird der zweite Steuerungsmodus für den Fall beschrieben, dass die Spannung |Vac| gleich hoch wie oder höher als die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • In einer halben Periode von der Phase 0 zur Phase (T/2) ist der Zunahme-Zeitraum des Stroms Ic der erste Zeitraum (von der Phase 0 bis zur ersten Phase αa). Daher wird ein Strom-Zunahmewert Iup in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (21) repräsentiert. Iup = (|Vac| + Vc1 – Vc2)/L)∙αa Ausdruck (21)
  • In der halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase (T/2) ist der Abnahme-Zeitraum des Stroms Ic der zweite Zeitraum (von ersten Phase αa bis zur Phase (T/2)). Daher wird ein Strom-Abnahmewert Idown in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (22) repräsentiert. Idown = ((Vc2 – |Vac|)/L)∙((T/2) – αa) Ausdruck (22)
  • Wenn der Strom-Zunahmewert Iup und der Strom-Abnahmewert Idown gleich groß zueinander sind, ist der folgende Ausdruck (23) erfüllt. Iup = Idown Ausdruck (23)
  • Der Wert von (αa/T) ist in diesem Fall der Anfangswert α2a. Aus den Ausdrücken (21) bis (23) wird der folgende Ausdruck (24) erhalten. α2a = (αa/T) = (Vc2 – |Vac|)/2Vc1 Ausdruck (24)
  • Die Anfangswerte β1a und β2a zum Bestimmen der zweiten Phase β, bei welcher das zweite Schaltelement 7a eingeschaltet oder ausgeschaltet wird, sind so eingestellt, dass der Erhöhungswert und der Verringerungswert des Stroms Ic in einer halben Periode von der Phase (T/2) bis zur Phase T der Ansteuerungsperiode T gleich groß zueinander werden, wie oben beschrieben.
  • Zunächst wird der erste Steuerungsmodus für den Fall beschrieben, wo die Spannung |Vac| niedriger als die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • In einer halben Periode von der Phase (T/2) zur Phase T ist der Zunahme-Zeitraum des Stroms Ic der vierte Zeitraum (von der zweiten Phase βa bis zur Phase T). Daher wird der Strom-Zunahmewert Iup in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (25) repräsentiert, wobei L die Spulenkapazität der Spule 3 ist. Iup = (|Vac|/L)∙(T – βa) Ausdruck (25)
  • In der halben Periode von der Phase (T/2) bis zur Phase T ist der Abnahme-Zeitraum des Stroms Ic der dritte Zeitraum (von der Phase (T/2) bis zur zweiten Phase βa). Daher wird ein Strom-Abnahmewert Idown in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (26) repräsentiert. Idown = (Vc2 – |Vac| – Vc1)/L)∙(βa – (T/2)) Ausdruck (26)
  • Wenn der Strom-Zunahmewert Iup und der Strom-Abnahmewert Idown gleich groß zueinander sind, ist der folgende Ausdruck (27) erfüllt. Iup = Idown Ausdruck (27)
  • Der Wert von (β/T) ist in diesem Fall der Anfangswert β1a. Aus den Ausdrücken (25) bis (27) wird der folgende Ausdruck (28) erhalten. β1a = (β/T) = (|Vac| – Vc1 + Vc2)/2(Vc2 – Vc1) Ausdruck (28)
  • Nachfolgend wird der zweite Steuerungsmodus für den Fall beschrieben, dass die Spannung |Vac| gleich hoch wie oder höher als die DC-Kondensatorspannung Vc1 ist.
  • In einer halben Periode von der Phase (T/2) zur Phase T ist der Zunahme-Zeitraum des Stroms Ic der dritte Zeitraum (von der Phase (T/2) bis zur zweiten Phase βa). Daher wird ein Strom-Zunahmewert Iup in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (29) repräsentiert. Iup = ((|Vac| – Vc1)/L)∙(βa – (T/2)) Ausdruck (29)
  • In der halben Periode von der Phase (T/2) bis zur Phase T ist der Abnahme-Zeitraum des Stroms Ic der vierte Zeitraum (von der zweiten Phase βa bis zur Phase T). Daher wird ein Strom-Abnahmewert Idown in der halben Periode durch den folgenden Ausdruck (30) repräsentiert. Idown = ((Vc2 – |Vac|)/L)∙(T – βa) Ausdruck (30)
  • Wenn der Strom-Zunahmewert Iup und der Strom-Abnahmewert Idown gleich groß zueinander sind, ist der folgende Ausdruck (31) erfüllt. Iup = Idown Ausdruck (31)
  • Der Wert von (βa/T) ist in diesem Fall der Anfangswert β2a. Aus den Ausdrücken (29) bis (31) wird der folgende Ausdruck (32) erhalten. β2a = (βa/T) = (2Vc2 – |Vac| + Vc1)/2(Vc2 – Vc1) Ausdruck (32)
  • 19 ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Erzeugung der Gate-Signale G1a und G2a für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a auf der Basis des αa-Tastverhältnis-Befehls 70 und des βa-Tastverhältnis-Befehls 77 zeigt.
  • 19(a) ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Erzeugung des Gate-Signals G1a für das erste Schaltelement 6a zeigt. Zunächst wird ein Wert 78, der erhalten wird, indem der berechnete αa-Tastverhältnis-Befehl 70 innerhalb eines Bereichs von 0 bis 0,5 mittels eines Begrenzers begrenzt wird, einem positiven Anschluss eines Komparators 79 und einem negativen Anschluss eines Komparators 81 zugeführt. Außerdem wird das gleiche Dreieckswellen-Signal 39, wie es in 14 bei der obigen Ausführungsform 1 gezeigt ist, einem negativen Anschluss des Komparators 79 und einem positiven Anschluss des Komparators 81 zugeführt.
  • Ausgangssignale 80 und 82 von den Komparatoren 79 und 81 werden einer Wähleinrichtung 83 zugeführt. Dann wird auf der Basis des Logiksignals eines der Ausgangssignale 80 und 82 als das Gate-Signal G1a aus der Wähleinrichtung 83 ausgegeben. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt und der erste Steuerungsmodus ausgewählt ist, dann ist das Gate-Signal G1a das Ausgangssignal 80, und es gibt den H-Pegel während eines Zeitraums von der ersten Phase αa bis zur Phase T an. Wenn das Logiksignal den H-Pegel angibt und der zweite Steuerungsmodus ausgewählt ist, dann ist das Gate-Signal G1a das Ausgangssignal 82, und es gibt den H-Pegel während eines Zeitraums von der Phase 0 bis zur ersten Phase αa an.
  • 19(b) ist ein Steuerungs-Blockdiagramm, das die Erzeugung des Gate-Signals G2a für das zweite Schaltelement 7a zeigt.
  • Ein Tastverhältnis-Befehlssignal 85, das 0,5 angibt, wird einem negativen Anschluss eines Komparators 86 und einem positiven Anschluss eines Komparators 87 zugeführt. Außerdem wird das Dreieckswellen-Signal 39 einem positiven Anschluss des Komparators 86 und einem negativen Anschluss des Komparators 87 zugeführt.
  • Unterdessen wird ein Wert 88, der erhalten wird, indem der berechnete βa-Tastverhältnis-Befehl 77 innerhalb eines Bereichs von 0,5 bis 1,0 mittels eines Begrenzers begrenzt wird, einem negativen Anschluss eines Komparators 89 und einem positiven Anschluss eines Komparators 90 zugeführt. Außerdem wird das Dreieckswellen-Signal 39 einem positiven Anschluss des Komparators 89 und einem negativen Anschluss des Komparators 90 zugeführt.
  • Der Ausgang 91 des Komparators 87 und der Ausgang 92 des Komparators 89 werden einem ODER-Verknüpfungselement 93 zugeführt. Der Ausgang 95 des Komparators 86 und der Ausgang 96 des Komparators 90 werden einem UND-Verknüpfungselement 97 zugeführt.
  • Ein Ausgangssignal 94 von dem ODER-Verknüpfungselement 93 und ein Ausgangssignal 98 von dem UND-Verknüpfungselement 97 werden einer Wähleinrichtung 99 zugeführt, und auf der Basis des Logiksignals wird eines der daraus ausgegebenen Ausgangssignale 94 und 98 als das Gate-Signal G2a ausgegeben. Wenn das Logiksignal den L-Pegel angibt und der erste Steuerungsmodus ausgewählt ist, dann ist das Gate-Signal G2a das Ausgangssignal 94, und es gibt den H-Pegel während eines Zeitraums von der zweiten Phase βa bis zur Phase (T/2) an.
  • Wenn das Logiksignal den H-Pegel angibt und der zweite Steuerungsmodus ausgewählt ist, dann ist das Gate-Signal G2a das Ausgangssignal 98, und es gibt den H-Pegel während eines Zeitraums von der Phase (T/2) bis zur zweiten Phase βa an.
  • Die Steuerungsschaltung 10 erzeugt folglich die Gate-Signale G1a und G2a, um das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a zu steuern.
  • Nachfolgend wird das Umschalten zwischen dem ersten Steuerungsmodus und dem zweiten Steuerungsmodus beschrieben. Das Umschalten des Steuerungsmodus wird bei einer Phase der AC-Spannungsversorgung durchgeführt, wo die Spannung |Vac| gleich der DC-Kondensatorspannung Vc1 ist, unter Verwendung des Logiksignals. Zu dieser Zeit muss der Einschalt-/Ausschaltzustand eines jeden von erstem Schaltelement 6a und zweitem Schaltelement 7a invertiert werden.
  • Zu der Zeit des Umschaltens des Steuerungsmodus ist |Vac| = Vc1 erfüllt.
  • Daher ergeben sich aus den obigen Ausdrücken (20) und (24) die Anfangswerte α1a and α2a des αa-Tastverhältnis-Befehls wie folgt: α1a = α2a = 1/2
  • Außerdem ergeben sich aus den obigen Ausdrücken (28) und (32) die Anfangswerte β1 und β2 des βa-Tastverhältnis-Befehls wie folgt: β1a = β2a = 1
  • Hierbei wird angenommen, dass die DC-Kondensatorspannung Vc1 die Hälfte der Glättungskondensator-Spannung Vc2 beträgt.
  • Wenn also die Steuerung zwischen dem ersten Steuerungsmodus und dem zweiten Steuerungsmodus auf der Basis der Veränderung der Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung umgeschaltet wird, verändert sich entweder der Anfangswert α1a (= α2a) des αa-Tastverhältnis-Befehls oder der Anfangswert β1a (= β2a) des βa-Tastverhältnis-Befehls nicht.
  • Daher kann der Steuerungsmodus umgeschaltet werden, indem einfach der Einschalt-/Ausschaltzustand eines jeden von erstem Schaltelement 6a und zweitem Schaltelement 7a umgeschaltet wird. Folglich kann die Steuerungs-Berechnung einfach und schnell umgeschaltet werden.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform sind die Schaltphasen des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Schaltelements 7a symmetrisch zu denjenigen, die bei der obigen Ausführungsform 1 gezeigt sind, und zwar bezüglich einer Achse bei der Phase (T/2) der Ansteuerungsperiode T. In diesem Fall wird das Tastverhältnis des ersten Schaltelements 6a auf der Basis des αa-Tastverhältnis-Befehls bestimmt, und das Tastverhältnis des zweiten Schaltelements 7a wird auf der Basis des βa-Tastverhältnis-Befehls bestimmt, aber das Verfahren zu deren Steuerungsberechnung ist das gleiche wie bei der obigen Ausführungsform 1.
  • Das heißt, unter Verwendung des Strombefehls Ic* passt die Steuerungsschaltung 10 den αa-Tastverhältnis-Befehl und den βa-Tastverhältnis-Befehl an, die den Tastverhältnissen des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Schaltelements 7a entsprechen, so dass sie den Schaltbereich 100 so steuert, dass die DC-Spannung Vc2 des Glättungskondensators 9 so gesteuert wird, dass sie die Sollspannung Vc2* ist, und so dass der Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 1 verbessert wird.
  • Die Steuerungsschaltung 10 erzeugt außerdem den αa-Tastverhältnis-Befehl und den βa-Tastverhältnis-Befehl individuell und passt diese individuell an, so dass sie die Summe und das Verhältnis des ersten Einschaltzeitraums des ersten Schaltelements 6a und des zweiten Einschaltzeitraums des zweiten Schaltelements 7a in einer Periode steuert.
  • Während eine Stromsteuerung durchgeführt wird, um den Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 1 zu verbessern, können folglich das Laden und das Entladen des DC-Kondensators 8 so gesteuert werden, dass sie veranlassen, dass die Spannung Vc1 dem Befehlswert Vc1* folgt, und außerdem wird die gleiche Wirkung wie bei der obigen Ausführungsform 1 erzielt.
  • Ausführungsform 3
  • Als nächstes wird Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung beschrieben.
  • 20 ist ein schematisches Konfigurationsdiagramm einer elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 3 der vorliegenden Erfindung. Wie in 20 gezeigt, beinhaltet die elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung eine Hauptschaltung und eine Steuerungsschaltung 10a. Wie bei der obigen Ausführungsform 1 weist die Hauptschaltung Folgendes auf: eine Gleichrichterschaltung 200 zum Gleichrichten der Eingabe von der AC-Spannungsversorgung 1; einen Schaltbereich 100a zum Hochsetzen der Spannung der Ausgabe der Gleichrichterschaltung 200, um eine resultierende Ausgabe vorzunehmen; und einen Glättungskondensator 9 zum Glätten der Ausgabe von dem Schaltbereich 100a.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform 3 sind ein erstes Halbleiterelement und ein zweites Halbleiterelement, die einen Zweigbereich 300a im Schaltbereich 100a bilden, die Schaltelemente. Das heißt, ein Schaltelement 4a als das erste Halbleiterelement, ein Schaltelement 5a als das zweite Halbleiterelement, das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a sind in Reihe zwischen den positiven und negativen Anschlüssen des Glättungskondensators 9 geschaltet, so dass sie den Zweigbereich 300a bilden.
  • In diesem Fall sind die Schaltelemente 4a und 5a jeweils aus einem IGBT gebildet, zu welchem eine Diode 4b, 5c jeweils antiparallel geschaltet ist. Anstelle eines IGBT können auch Halbleiter-Schaltelemente, wie z. B. ein MOSFET verwendet werden, zwischen dessen Source und Drain eine Diode geschaltet ist.
  • Die restliche Konfiguration der Hauptschaltung ist die gleiche wie bei der elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß Ausführungsform 1, die in 1 gezeigt ist.
  • Auf der Basis der detektierten DC-Kondensatorspannung Vc1, der detektierten Glättungskondensator-Spannung Vc2, der detektierten Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung und des detektierten Stroms Ic erzeugt die Steuerungsschaltung 10 Gate-Signale G1, G2, G3 und G4, so dass die Glättungskondensator-Spannung Vc2 die Sollspannung Vc2* annimmt, welche eine eingestellte konstante Spannung ist. Dadurch führt sie eine Einschalt-/Ausschaltsteuerung für das erste Schaltelement 6a, das zweite Schaltelement 7a, das Schaltelement 4a und das Schaltelement 5a durch und führt folglich eine Ausgangssteuerung für den Schaltbereich 100a durch.
  • Wie bei der obigen Ausführungsform 1 hat die Steuerungsschaltung 10a verschiedene Steuerungsmodi, die mitu dem Fall korrespondieren, in welchem die Spannung |Vac| niedriger ist als die DC-Kondensatorspannung Vc1 bzw. zu dem Fall, in welchem die Spannung |Vac| gleich hoch oder höher ist als die DC-Kondensatorspannung Vc1. Die Steuerungsschaltung 10a führt eine Steuerung in einem ersten Steuerungsmodus für den erstgenannten Fall durch, und sie führt eine Steuerung in einem zweiten Steuerungsmodus für den letztgenannten Fall durch.
  • 21 ist ein Diagramm, das Wellenformen der Gate-Signale G1 bis G4, des Stroms Ic und der DC-Kondensatorspannung Vc1 in dem ersten Steuerungsmodus zeigt. 22 ist ein Diagramm, das Wellenformen der Gate-Signale G1 bis G4, des Stroms Ic und der DC-Kondensatorspannung Vc1 in dem zweiten Steuerungsmodus zeigt.
  • Wie in 21 und 22 gezeigt, sind die Gate-Signale G1 und G2 für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a die gleichen wie diejenigen bei der obigen Ausführungsform 1. Das Gate-Signal G3 für das Schaltelement 4a wird erhalten, indem das Einschalten und das Ausschalten des Gate-Signals G2 für das zweite Schaltelement 7a invertiert werden, und das Gate-Signal G4 für das Schaltelement 5a wird erhalten, indem das Einschalten und das Ausschalten des Gate-Signals G1 für das erste Schaltelement 6a invertiert werden.
  • Daher leiten die Schaltelemente 4a und 5a Ströme in dem Zeitraum, während dessen die Dioden 4b und 5b Ströme leiten, und sie führen folglich Stromleitungs- und Blockierungsvorgänge auf die gleiche Weise wie in den Dioden 4 und 5 bei der obigen Ausführungsform 1 durch. Folglich fließt der Strom auf die gleiche Weise wie bei der obigen Ausführungsform 1, und der Schaltbereich 100a arbeitet dementsprechend, und die Wellenformen des Stroms Ic und die DC-Kondensatorspannung Vc1 sind ebenfalls die gleichen wie bei der obigen Ausführungsform 1.
  • Wie bei der obigen Ausführungsform 1 erzeugt die Steuerungsschaltung 10a die Gate-Signale G1 und G2 für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a, und sie erzeugt die Gate-Signale G4 und G3, die erhalten werden, indem das Einschalten und das Ausschalten der Gate-Signale G1 und G2 invertiert werden. Folglich arbeitet die elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung auf die gleiche Weise wie bei der obigen Ausführungsform 1, so dass sie die gleiche Wirkung bietet.
  • Da das Schaltelement 4a und das Schaltelement 5a als das erste Halbleiterelement und das zweite Halbleiterelement verwendet werden, können im Vergleich zu dem Fall, dass Dioden verwendet werden, die Leitungsverluste verringert werden, und die Wirkung der Energieumwandlung wird verbessert.
  • Es können die Gate-Signale G1a und G2a wie bei der obigen Ausführungsform 2 verwendet werden. 23 und 24 zeigen diesen Fall. 23 ist ein Diagramm, das Wellenformen der Gate-Signale G1a bis G4a, des Stroms Ic und der DC-Kondensatorspannung Vc1 in dem ersten Steuerungsmodus zeigt. 22 ist ein Diagramm, das Wellenformen der Gate-Signale G1a bis G4a, des Stroms Ic und der DC-Kondensatorspannung Vc1 in dem zweiten Steuerungsmodus zeigt.
  • In diesem Fall erzeugt wie bei der obigen Ausführungsform 2 die Steuerungsschaltung 10a die Gate-Signale G1a und G2a für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a, und sie erzeugt die Gate-Signale G4 und G3 für das Schaltelement 5a und das Schaltelement 4a, indem sie das Einschalten und das Ausschalten der Gate-Signale G1a und G2a invertiert. Folglich arbeitet die elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung auf die gleiche Weise wie bei der obigen Ausführungsform 2, so dass sie die gleiche Wirkung bietet.
  • Ausführungsform 4
  • Als nächstes wird Ausführungsform 4 der vorliegenden Erfindung beschrieben. Nachstehend wird die vorliegende Ausführungsform 4 unter Fokussierung auf einen Teil beschrieben, der sich von den obigen Ausführungsformen 1 und 2 unterscheidet, unter Bezugnahme auf die Zeichnungen. Die gleichen Komponenten wie diejenigen in den obigen Ausführungsformen 1 und 2 sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen, und deren Beschreibung wird weggelassen.
  • 25 ist ein schematisches Konfigurationsdiagramm einer elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß der vorliegenden Ausführungsform 4.
  • Wie in 25 gezeigt, empfängt die elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung AC-Energie von einer dreiphasigen AC-Spannungsversorgung 301, die in Sternschaltung konfiguriert ist. Eine Gleichrichterschaltung 200a ist aus sechs Dioden 201 bis 206 gebildet, die in einer dreiphasigen Brückenform verbunden sind, um eine Gleichrichtung für alle Phasen der AC-Spannungsversorgung 301 durchzuführen. In diesem Fall ist ein Spannungssensor an einer Position zum Detektieren einer Spannung Vs nach der Gleichrichtung der Eingabe von der AC-Spannungsversorgung 301 mittels der Gleichrichterschaltung 200a vorgesehen.
  • Auf der Basis der detektierten DC-Kondensatorspannung Vc1, der detektierten Glättungskondensator-Spannung Vc2, der detektierten Spannung Vs und des detektierten Stroms Ic erzeugt die Steuerungsschaltung 10b Gate-Signale G1 und G2, so dass die Glättungskondensator-Spannung Vc2 die Sollspannung Vc2* annimmt, welche eine eingestellte konstante Spannung ist. Dadurch führt sie eine Einschalt-/Ausschaltsteuerung für das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a durch und führt folglich eine Ausgangssteuerung für den Schaltbereich 100 durch.
  • 26 ist ein Steuerungs-Blockdiagramm der Steuerungsschaltung 10b.
  • In diesem Fall ist der Strom IC ein DC-Strom, der erhalten wird, indem Ströme synthetisiert werden, die durch Gleichrichtung für die Phasen der AC-Spannungsversorgung 301 erhalten werden. Daher ist die synchronisierte Frequenz Fs der AC-Spannungsversorgung weggelassen, die in 10 in der Ausführungsform 1 gezeigt ist. Auch in diesem Fall ist es möglich, eine Steuerung durchzuführen, indem der Strombefehl Ic* erzeugt wird, um den Eingangs-Leistungsfaktor zu verbessern.
  • In Ausführungsform 1 und Ausführungsform 2 wird die Auswahl des Steuerungsmodus unter Verwendung der Spannung Vac der AC-Spannungsversorgung durchgeführt. In der vorliegenden Ausführungsform wird die Auswahl des Steuerungsmodus unter Verwendung der Spannung Vs nach der Gleichrichtung durchgeführt.
  • Auch bei der vorliegenden Ausführungsform führt auf der Basis der detektierten DC-Kondensatorspannung Vc1, der detektierten Glättungskondensator-Spannung Vc2, der detektierten Spannung Vs nach der Gleichrichtung und des detektierten Stroms Ic die Steuerungsschaltung 10b eine Ausgangssteuerung für den Schaltbereich 100 durch, indem sie das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltelement 7a einschaltet und ausschaltet, und zwar durch Hochfrequenz-PWM-Steuerung, um den Strom Ic so zu steuern, dass der Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 301 nahezu 1 wird, und um die Spannung des Glättungskondensators 9 so zu steuern, dass sie die Sollspannung Vc2* wird. Außerdem passt die Steuerungsschaltung 10b einen Lade-/Entladewert des DC-Kondensators 8 an, um die DC-Kondensatorspannung Vc1 so zu steuern, dass sie ein konstanter Befehlswert Vc1* wird.
  • Die Glättungskondensator-Spannung Vc2 ist höher als die Spannung Vs, und der Befehlswert Vc1* für die DC-Kondensatorspannung Vc1 wird so eingestellt, dass er die Hälfte der Sollspannung Vc2* für den Glättungskondensator 9 ist.
  • Auch für den Fall, dass als die AC-Spannungsversorgung die dreiphasige AC-Spannungsversorgung 301 verwendet wird, die in Sternschaltung konfiguriert ist, gilt also Folgendes: Während die Stromsteuerung so durchgeführt wird, dass der Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 301 verbessert wird, kann das Laden und das Entladen des DC-Kondensators 8 so gesteuert werden, dass veranlasst wird, dass die Spannung Vc1 dem Befehlswert Vc1* folgt, und es wird die gleiche Wirkung wie in den obigen Ausführungsformen 1 und 2 erhalten.
  • Ausführungsform 5
  • Als nächstes wird Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung beschrieben. Nachfolgend wird die vorliegende Ausführungsform 5 unter Fokussierung auf einen Teil beschrieben, der sich von der obigen Ausführungsform 4 unterscheidet, unter Bezugnahme auf die Zeichnungen. Die gleichen Komponenten wie diejenigen bei der obigen Ausführungsform 4 sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen, und deren Beschreibung wird weggelassen.
  • 27 ist ein schematisches Konfigurationsdiagramm einer elektrischen Energieumwandlungs-Einrichtung gemäß der vorliegenden Ausführungsform 5.
  • Wie in 27 gezeigt, empfängt die elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung AC-Energie von einer dreiphasigen AC-Spannungsversorgung 401, die in Dreiecksschaltung konfiguriert ist.
  • Auch bei der vorliegenden Ausführungsform wird, wie in Ausführungsform 4, die Eingabe von der AC-Spannungsversorgung 401 mittels der Gleichrichterschaltung 200a gleichgerichtet. Dann führt auf der Basis der detektierten DC-Kondensatorspannung Vc1, der detektierten Glättungskondensator-Spannung Vc2, der detektierten Spannung Vs, die erhalten wird, indem die Ausgabe der AC-Spannungsversorgung 401 gleichgerichtet wird, und des detektierten Stroms Ic die Steuerungsschaltung 10b eine Ausgangssteuerung für den Schaltbereich 100 durch, indem sie das erste Schaltelement 6a und das zweite Schaltlement 7a einschaltet und ausschaltet, und zwar durch Hochfrequenz-PWM-Steuerung, um den Strom Ic so zu steuern, dass der Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 401 nahezu 1 wird, und um die Spannung des Glättungskondensators 9 so zu steuern, dass sie die Sollspannung Vc2* wird. Außerdem passt die Steuerungsschaltung 10b einen Lade-/Entladewert des DC-Kondensators 8 an, um die DC-Kondensatorspannung Vc1 so zu steuern, dass sie ein konstanter Befehlswert Vc1* wird.
  • Die Glättungskondensator-Spannung Vc2 ist höher als die Spannung Vs, und der Befehlswert Vc1* für die DC-Kondensatorspannung Vc1 wird so eingestellt, dass er die Hälfte der Sollspannung Vc2* für den Glättungskondensator 9 ist.
  • Auch für den Fall, dass als die AC-Spannungsversorgung die dreiphasige AC-Spannungsversorgung 401 verwendet wird, die in Dreiecksschaltung konfiguriert ist, gilt also Folgendes: Während die Stromsteuerung so durchgeführt wird, dass der Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung 401 verbessert wird, kann das Laden und das Entladen des DC-Kondensators 8 so gesteuert werden, dass veranlasst wird, dass die Spannung Vc1 dem Befehlswert Vc1* folgt, und es wird die gleiche Wirkung wie bei der obigen Ausführungsform 4 erhalten.
  • Es sei angemerkt, dass innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung die obigen Ausführungsformen frei miteinander kombiniert werden können, oder dass jede der obigen Ausführungsformen angemessen modifiziert oder dabei Merkmale weggelassen werden können.

Claims (11)

  1. Elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung, die Folgendes aufweist: – eine Gleichrichterschaltung zum Gleichrichten einer Eingabe von einer AC-Spannungsversorgung; – einen Schaltbereich zum Hochsetzen der Spannung einer Ausgabe der Gleichrichterschaltung, um eine resultierende Ausgabe durchzuführen; – einen Glättungskondensator zum Glätten der Ausgabe des Schaltbereichs; und – eine Steuerungsschaltung zum Steuern des Schaltbereichs, – wobei der Schaltbereich Folgendes aufweist: – eine Spule, deren erstes Ende mit einem Anschluss auf der positiven Seite der Gleichrichterschaltung verbunden ist; – einen Zweigbereich, der aus einem ersten Halbleiterelement, einem zweiten Halbleiterelement, einem ersten Schaltelement und einem zweiten Schaltelement für jede Steuerung des Leitens und des Blockierens von Strom gebildet ist, welche in Reihe zwischen positiven und negativen Anschlüssen des Glättungskondensators geschaltet sind, wobei ein zweites Ende der Spule mit einem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Halbleiterelement und dem ersten Schaltelement verbunden ist; und – einen DC-Kondensator, der zwischen einen Verbindungspunkt zwischen dem ersten Halbleiterelement und dem zweiten Halbleiterelement und einen Verbindungspunkt zwischen dem ersten Schaltelement und dem zweiten Schaltelement geschaltet ist, – wobei die Steuerungsschaltung eine PWM-Steuerung mit hoher Frequenz für den Schaltbereich durchführt, so dass sie die Spannung des DC-Kondensators so steuert, dass sie einen Befehlswert annimmt, so dass sie den Schaltungsstrom steuert, der von der AC-Spannungsversorgung über die Gleichrichterschaltung fließt, um den Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung zu verbessern, und so dass sie die Spannung des Glättungskondensators so steuert, dass sie eine Sollspannung annimmt, und – wobei die Steuerungsschaltung ein Ansteuern mit hoher Frequenz des ersten Schaltelements und des zweiten Schaltelements unter Verwendung der gleichen Ansteuerungsperiode durchführt, wobei deren Referenzphasen voneinander um eine halbe Periode versetzt sind, und sie steuert die Summe eines ersten Einschaltzeitraums des ersten Schaltelements in einer Periode und eines zweiten Einschaltzeitraums des zweiten Schaltelements in einer Periode, so dass sie den Schaltungsstrom steuert, und sie steuert das Verhältnis des ersten Einschaltzeitraums und des zweiten Einschaltzeitraums, so dass sie die Spannung des DC-Kondensators steuert.
  2. Elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung nach Anspruch 1, wobei das erste Halbleiterelement und das zweite Halbleiterelement in dem Zweigbereich jeweils aus einer Diode gebildet sind.
  3. Elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung nach Anspruch 1, wobei das erste Halbleiterelement und das zweite Halbleiterelement in dem Zweigbereich jeweils aus einem Schaltelement gebildet sind, und wobei die Steuerungsschaltung das zweite Halbleiterelement so steuert, dass dessen Einschalt-/Ausschaltzustand in Bezug auf denjenigen des ersten Schaltelements invertiert ist, und die Steuerungsschaltung das erste Halbleiterelement so steuert, dass dessen Einschalt-/Ausschaltzustand in Bezug auf denjenigen des zweiten Schaltelements invertiert ist.
  4. Elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Steuerungsschaltung den Schaltbereich steuert, und zwar unter Verwendung eines ersten Steuerungsmodus, wenn der Absolutwert der Spannung der AC-Spannungsversorgung niedriger als die Spannung des DC-Kondensators ist, und unter Verwendung eines zweiten Steuerungsmodus, wenn der Absolutwert der Spannung der AC-Spannungsversorgung gleich hoch wie oder höher als die Spannung des DC-Kondensators ist, wobei in dem ersten Steuerungsmodus der erste Einschaltzeitraum des ersten Schaltelements und der zweite Einschaltzeitraum des zweiten Schaltelements jeweils gleich lang wie oder länger als die Hälfte der Ansteuerungsperiode sind, und wobei in dem zweiten Steuerungsmodus der erste Einschaltzeitraum des ersten Schaltelements und der zweite Einschaltzeitraum des zweiten Schaltelements jeweils gleich kurz wie oder kürzer als die Hälfte der Ansteuerungsperiode sind.
  5. Elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei für den Fall, dass die Ansteuerungsperiode T ist, die Steuerungsschaltung die Referenzphasen des ersten Schaltelements und des zweiten Schaltelements auf die Phase 0 bzw. auf die Phase T/2 setzt, eine erste Phase innerhalb einer halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase T/2 setzt, und eine zweite Phase innerhalb einer halben Periode von der Phase T/2 bis zur Phase T setzt, und wobei die Steuerungsschaltung die erste Phase und die zweite Phase steuert, welche einzustellen sind, so dass sie die Summe und das Verhältnis des ersten Einschaltzeitraums des ersten Schaltelements in einer Periode und des zweiten Einschaltzeitraums des zweiten Schaltelements in einer Periode steuert.
  6. Elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung nach Anspruch 4, wobei für den Fall, dass die Ansteuerungsperiode T ist, die Steuerungsschaltung die Referenzphasen des ersten Schaltelements und des zweiten Schaltelements auf die Phase 0 bzw. auf die Phase T/2 setzt, eine erste Phase innerhalb einer halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase T/2 setzt, und eine zweite Phase innerhalb einer halben Periode von der Phase T/2 bis zur Phase T setzt, wobei in dem ersten Steuerungsmodus das erste Schaltelement bei der Phase 0 eingeschaltet und bei der zweiten Phase ausgeschaltet wird, und das zweite Schaltelement bei der Phase T/2 eingeschaltet und bei der ersten Phase ausgeschaltet wird, wobei in dem zweiten Steuerungsmodus das erste Schaltelement bei der Phase 0 ausgeschaltet und bei der zweiten Phase eingeschaltet wird, und das zweite Schaltelement bei der Phase T/2 ausgeschaltet und bei der ersten Phase eingeschaltet wird, und wobei die Steuerungsschaltung die erste Phase und die zweite Phase steuert, welche einzustellen sind, so dass sie die Summe und das Verhältnis des ersten Einschaltzeitraums des ersten Schaltelements in einer Periode und des zweiten Einschaltzeitraums des zweiten Schaltelements in einer Periode steuert.
  7. Elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung nach Anspruch 4, wobei für den Fall, dass die Ansteuerungsperiode T ist, die Steuerungsschaltung die Referenzphasen des ersten Schaltelements und des zweiten Schaltelements auf die Phase 0 bzw. auf die Phase T/2 setzt, eine erste Phase innerhalb einer halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase T/2 setzt, und eine zweite Phase innerhalb einer halben Periode von der Phase T/2 bis zur Phase T setzt, wobei in dem ersten Steuerungsmodus das erste Schaltelement bei der Phase 0 ausgeschaltet und bei der ersten Phase eingeschaltet wird, und das zweite Schaltelement bei der Phase T/2 ausgeschaltet und bei der zweiten Phase eingeschaltet wird, wobei in dem zweiten Steuerungsmodus das erste Schaltelement bei der Phase 0 eingeschaltet und bei der ersten Phase ausgeschaltet wird, und das zweite Schaltelement bei der Phase T/2 eingeschaltet und bei der zweiten Phase ausgeschaltet wird, und wobei die Steuerungsschaltung die erste Phase und die zweite Phase steuert, welche einzustellen sind, so dass sie die Summe und das Verhältnis des ersten Einschaltzeitraums des ersten Schaltelements in einer Periode und des zweiten Einschaltzeitraums des zweiten Schaltelements in einer Periode steuert.
  8. Elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung nach Anspruch 4, wobei zu der Zeit des Umschaltens zwischen dem ersten Steuerungsmodus und dem zweiten Steuerungsmodus die Steuerungsschaltung den Einschalt-/Ausschaltzustand eines jeden von erstem Schaltelement und zweitem Schaltelement invertiert.
  9. Elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung nach Anspruch 5, wobei die Steuerungsschaltung einen Anfangswert der ersten Phase so einstellt, dass ein Erhöhungswert und ein Verringerungswert des Schaltungsstroms in der halben Periode von der Phase 0 bis zur Phase T/2 gleich groß zueinander sind, und die Steuerungsschaltung einen Anfangswert der zweiten Phase so einstellt, dass ein Erhöhungswert und ein Verringerungswert des Schaltungsstroms in der halben Periode von der Phase T/2 bis zur Phase T gleich groß zueinander sind, und wobei auf der Basis der Spannung des DC-Kondensators und des Schaltungsstroms die Steuerungsschaltung eine von erster Phase und zweiter Phase von deren Anfangswert anpasst und den anderen auf deren Anfangswert hält.
  10. Elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Steuerungsschaltung einen Strombefehl für den Schaltungsstrom erzeugt, so dass die Spannung des Glättungskondensators die Sollspannung wird und der Eingangs-Leistungsfaktor von der AC-Spannungsversorgung verbessert wird, so dass sie einen Tastverhältnis-Grundbefehl für das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement bestimmt, und wobei auf der Basis des Tastverhältnis-Grundbefehls und der Spannung des DC-Kondensators die Steuerungsschaltung einen Tastverhältnis-Befehl für das erste Schaltelement und einen Tastverhältnis-Befehl für das zweite Schaltelement individuell erzeugt, so dass der Schaltungsstrom dem Strombefehl folgt und die Spannung des DC-Kondensators der Befehlswert wird.
  11. Elektrische Energieumwandlungs-Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Befehlswert für die Spannung des DC-Kondensators auf die Hälfte der Sollspannung des Glättungskondensators eingestellt wird.
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