DE19849111C1

DE19849111C1 - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf Powerlines

Info

Publication number: DE19849111C1
Application number: DE19849111A
Authority: DE
Inventors: Bruno Stadler; Klaus Jaeckel; Reinhard Schiffel
Original assignee: Krone GmbH
Current assignee: Iq Wireless Entwicklungsgesellschaft fur Sy GmbH
Priority date: 1998-10-07
Filing date: 1998-10-24
Publication date: 2001-05-17
Anticipated expiration: 2018-10-25
Also published as: EP1119924A1; AU5517199A; WO2000021212A1

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf Powerlines oder anderen physikalisch nicht auftrennbaren Leitungen (18) mittels einer Repeaterkette (10), wobei die Datenübertragung kanalorientiert und die Daten mittels eines Zugriffsverfahrens den Kanälen zugeordnet und mittels eines Übertragungsverfahrens zwischen den Repeatern (11-17) im Duplexbetrieb übertragen werden, wobei das Übertragungsverfahren als dreiphasiges TDD mit Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in zwei Kanalgruppen (1, 2) organisiert ist und die an die Leitung (18) angeschalteten Repeater (11-17) entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung (18) modulo 3 in drei Gruppen unterteilt sind, umfassend folgende Verfahrensschritte: DOLLAR A a) Senden der ersten Gruppe (11, 14, 17) in der ersten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (12; 13, 15; 16), DOLLAR A b) Senden der zweiten Gruppe (13, 16) in der zweiten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (12, 14; 15, 17), DOLLAR A c) Senden der dritten Gruppe (12, 15) in der dritten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeatern (11, 13; 14, 16), wobei die Kanalgruppen (1, 2) je TDD-Phase für alle Repeater (11-17) fest einer Übertragungsrichtung zugeordnet sind.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf Powerlines.

Die Nutzung von Powerlines für Zwecke der Telekommunikations- und Datentechnik ist aufgrund der vorhandenen umfassenden Niederspannungs- Energieverteilungsnetze äußerst interessant, da dadurch eine separate Verkabelung für Datenübertragung überflüssig wäre. Die vorhandenen Niederspannungs-Energieverteilungsnetze erreichen nicht nur jeden Haushalt, sondern ermöglichen auch eine nahezu beliebige Zugänglichkeit innerhalb des Haushaltes selbst. Daher wurden die vorhandenen Niederspannungs- Energieverteilungsnetze auch schon für schmalbandige Point-to-Point- Übertragen wie beispielsweise Meßwerterfassungen, Alarmanlagen, Sprachübertragungen oder Säuglingsüberwachungseinrichtungen genutzt.

Für breitbandige Übertragungsverfahren weist die Nutzung des Niederspannungs-Energieverteilungsnetz jedoch einige technische Probleme auf. Neben den 230 V Wechselspannung können Spannungsspitzen von bis zu 1000 V auftreten. Des weiteren schwanken die Impedanzen in Abhängigkeit von der Zu- und Abschaltung von elektrischen Verbrauchern, da sowohl die elektrischen Kabel des Netzes als auch der angeschlossenen elektrischen Verbraucher unterschiedliche Wellenwiderstände aufweisen können. Darüber hinaus ist die Dämpfung auf den Powerlines relativ groß und dazu noch frequenzabhängig, wobei ein charakteristischer Wert ungefähr 0,05 dB/(MHz.m) ist. Dies bedeutet, daß bei 30 MHz die Dämpfung 1,5 dB/m beträgt, so daß höhere Übertragungsfrequenzen nicht mehr sinnvoll sind. Da jede Leitung gleichzeitig als Empfangs-Antenne wirkt, kommt es aufgrund des RF-Empfangs der Leitung sowie aufgrund der angeschalteten Verbraucher zu hohen Störpegeln, so daß entsprechend hohe Empfangspegel erforderlich sind. Zum anderen ist die erlaubte Sendeleistung jedoch beschränkt, da die Leitung ebenfalls als Sende-Antenne wirkt, deren Abstrahlung unter den vorgegebenen Störspannungsgrenzwerten liegen muß, da es ansonsten zu ungewollten Störungen anderer Einrichtungen kommen kann. Die erforderlichen hohen Empfangspegel bei gleichzeitig niedrigen Sendeleistungen ergeben ein sehr niedriges Linkbudget, das auch im Gegensatz zur Funkübertragungstechnik nicht durch Gewinnantennen verbessert werden kann. Ein weiteres technische Problem stellen die undefinierten Stoßstellen dar.

Stoßstellen entstehen immer dort, wo Leitungen oder Einrichtungen mit ungleichen Impedanzen (Wellenwiderständen) zusammengeschaltet werden. Wird nun beispielsweise ein elektrischer Verbraucher mittels einer Stichleitung an das Energieverteilungsnetz angeschlossen, so ergibt sich die wirksame Impedanz der Stichleitung am Ort der Anschaltung aus Impedanz und Länge der Stichleitung im Verhältnis zur Frequenz und der angeschalteten Eingangsimpedanz des Verbrauchers. Sind diese Impedanzen nicht angepaßt, so kommt es zu Reflexionen an der Stoßstelle. Da sich bei den meisten Verbrauchern der Eingangswiderstand mit der Betriebsweise ändert, kommt es zu dynamischen Änderungen der Reflexionsbedingungen an solchen Stoßstellen. Stoßstellen weisen deshalb zwei verknüpfte störende Eigenschaften auf:

Reflektierte Signale können mit einer durch den größeren Laufweg bedingten Verzögerung am Empfänger eintreffen und dort störende Interferenzen verursachen. Aufgrund der hohen Dämpfung im Niederspannungsnetz kann angenommen werden, daß reflektierte Signale mit einer Verzögerung größer ca. 200 ns keine Bedeutung haben, da diese aufgrund der damit verbundenen großen Weglänge bereits erheblich gedämpft sind.

Der Energieübergang über die Stoßstelle erfährt eine punktuelle Dämpfung. Die physikalische Begründung ist, daß an der Stoßstelle die ankommende Energie in den reflektierten und in den weiterlaufenden Energieteil aufgespalten wird. Eine starke Reflexion bedeutet somit auch eine hohe Dämpfung für die Weiterübertragung über die Stoßstelle. Weiterhin ist zu beachten, daß in das Niederspannungskabel nicht richtungsorientiert eingespeist und auch vom Niederspannungskabel nicht richtungsorientiert empfangen werden kann, wie Repeater in Funknetzen dies mittels Richtantennen können.

Die dargestellten physikalischen Gegebenheiten führen für breitbandige Übertragungsverfahren zu folgenden Problemen bzw. Anforderungen. Die Entkopplung von der Betriebsspannung des Niederspannungsnetzes zum Schutz von Mensch und Kommunikationstechnik ist aufwendig und kostspielig. Die Durchgangsdämpfung der Ankopplung geht zweimal in das Linkbudget ein, nämlich beim Einkoppeln und beim Auskoppeln der Signale. Aufgrund der großen Dämpfung und des geringen Linkbudgets sind nur geringe Übertragungsentfernungen möglich, so daß Repeaterketten (Regenerierverstärker) notwendig sind. Wegen der frequenzabhängigen Dämpfung sind Vorverzerrungen im Sender notwendig. Des weiteren sind hinsichtlich des Frequenzganges unempfindliche Zugriffs- und Übertragungsverfahren zu wählen. Das nicht auftrennbare physikalische Medium erfordert ein spezielles Übertragungsregime, das insbesondere Parameterverknüpfungen über die gesamte Repeaterkette (Sende- /Empfangspegel, Synchronisation, Vorverzerrungen) und einen parasitären Empfang von benachbarten Übertragungsstrecken vermeidet.

Aus der DE 195 04 587 A1 ist ein Zweiwege-Kommunikationssystem zur Datenübertragung zwischen einer Zentrale und Unterstationen sowie zwischen Zwischenstationen und Endverbrauchereinrichtungen bekannt. Die Zwischenstationen sind an das Niederspannungsnetz gekoppelte Knotencontroller, wobei zur Datenübertragung zwischen der Zentrale und den Unterstationen ein großflächiges Telekommunikationssystem, zum Beispiel ein Datenfunknetz oder ein leitungsgebundenes Netzwerk, insbesondere Lichtleiternetzwerk, genutzt wird. Die den Verteilnetztransformatoren zugeordneten Knotencontroller verfügen über Standardmodems als Schnittstelle zwischen dem Niederspannungsnetz und dem großflächigen Telekommunikationsnetz, während als Zwischenstation auf dem Übertragungsweg zwischen Knotencontroller und Endverbraucher-Einrichtung ein Modem mit Repeaterfunktion vorgesehen ist und die Übertragung im lokalen Niederspannungsnetzwerk mit einer Bandspreiztechnik durchgeführt wird.

Die Datenübertragung in Niederspannungsnetzen findet in dem in Europa zulässigen Frequenzbereich bis 148,5 kHz statt. In diesem Frequenzbereich ist aber die Übertragungsqualität zum einen durch eine Vielzahl hier auftretender Störsignale und ein starkes Rauschen eingeschränkt und zum anderen durch das schmalbandige Übertragungsband hinsichtlich der Teilnehmeranzahl und der Übertragungskapazität pro Teilnehmer begrenzt.

Aus der nachveröffentlichten DE 197 14 386 ist ein Verfahren zur Datenübertragung in Zweiweg-Kommunikation über Niederspannungsnetze, die an ein übergeordnetes Telekommunikationsnetz gekoppelt sind, bekannt, bei dem die Datenübertragung im Niederspannungsnetz in einem hochfrequenten Bereich bis 30 Mhz mit einer Bandspreizung der Datensignale und einem Sendepegel unterhalb der vorgegebenen Funk- und Leitungsstörspannungsgrenze durchgeführt wird und die Gewährleistung einer Mehrbenutzerstruktur mit unterschiedlichen Sequenzen einer Familie von Pseudozufallszahlen gespreizten Signalen zur Vorgabe einer empfängerspezifischen logischen Richtung im Niederspannungsnetz mit einer Richtungskodierung versehen werden, wobei die jeweils nutzerspezifisch gespreizten und richtungsspezifisch gekennzeichneten binären Datenfolgen im Niederspannungsnetz in den durch den Dämpfungsgrad bestimmten Abständen mit Hilfe der vorgegebenen Sequenzen durch Korrelation erkannt, regeneriert und mit einer neuen Richtungserkennung für die Weiterleitung der Signale bewertet werden. Nachteilig an dem bekannten Verfahren ist, daß die Voraussetzung für eine sichere Unterscheidung der unterschiedlich gespreizten Signale ist, daß die empfangenen Nutzsignale mindestens den gleichen Empfangspegel aufweisen müssen wie mögliche parasitäre Empfangspegel. Des weiteren müssen die Empfangspegel von verschiedenen Sendern gleichzeitig und auch mit gleichem Empfangspegel ankommen. Das Verfahren setzt daher voraus, daß die Regenierverstärker bzw. Signalanschlußeinheiten (Repeater) im äquidistanten Abstand zueinander angeordnet sind. In der Praxis ist eine äquidistante Anordnung jedoch kaum zu gewährleisten, da meistens die möglichen Anschlußstellen für die Repeater durch äußere Vorgaben festgelegt sind, so daß es bereits bei geringen Abweichungen aufgrund der extrem großen Dämpfungen zu erheblichen Unterschieden in den Empfangspegeln kommen kann, die eine mit einem bestimmten Leistungspegel sendende Quelle bei benachbarten Empfängern erzeugt bzw. die ein Empfänger von zwei benachbarten Quellen empfängt. Tritt letzterer Fall ein, so ist bereits bei geringen Pegelunterschieden von beispielsweise kleiner 0,5 dB eine Signalerkennung nicht möglich.

Der Erfindung liegt daher das techniche Problem zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf Powerlines zu schaffen, die ohne aufwendige HF-Komponenten bei varierenden Abständen der Repeater einfach und zuverlässig eine Duplexübertragung auf Powerlines ermöglichen.

Die Lösung des technischen Problems ergibt sich durch die Merkmale der Patentansprüche 1, 2 und 8. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Dabei wird mittels eines 3ph-2gr- oder eines 6ph-1gr-Übertragungsverfahrens die Problematik der Verkettung über die gesamte Repeaterstrecke aufgebrochen, so daß sich ein besonders einfaches Controllregime ergibt, insbesondere hinsichtlich der Einstellung der Sendepegel und der Delays. Alternativ oder kumulativ wird ein OFDM-Zugriffsverfahren verwendet, mittels dessen eine Frequenzgangkompensation ausschließlich mittels einer sendeseitigen Preemphasis ermöglicht wird.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispieles näher erläutert. Die Figur zeigen:

Fig. 1a-d ein Schaltschema, ein logisches Übertragungsschema, ein physikalisches Ausbreitungsschema und ein Transportschema für ein zweiphasiges TDD-Verfahren mit vier Kanalgruppen,

Fig. 2a-b Pegelpläne einer simulierten Repeaterkette für die beiden TDD- Phasen,

Fig. 3a-b Synchronisationspläne einer simulierten für die beiden TDD- Phasen zur Einstellung einer synchronen Empfangssituation,

Fig. 4a-b Frequenzgangschemata für die beiden TDD-Phasen bei einseitigem Abgleich durch eine Preemphasis,

Fig. 5a-d ein Schaltschema, ein logisches Übertragungsschema, ein physikalisches Ausbreitungs- und ein Transportschema für ein 4ph-2gr-Verfahren,

Fig. 6a-d ein Schaltschema, ein logisches Übertragungsschema, ein physikalisches Ausbreitungs- und ein Transportschema für ein 3ph-2gr-Verfahren,

Fig. 7 ein Pegelplan für das 3ph-2gr-Verfahren für eine TDD-Phase an der Repeaterkette gemäß Fig. 4a-b,

Fig. 8 ein Frequenzgangschema mit einer Preemphasis für die TDD- Phase gemäß Fig. 7,

Fig. 9a-d ein Schaltschema, ein logisches Übertragungsschema, ein physikalisches Ausbreitungs- und ein Transportschema für ein 6ph-1gr-Verfahren,

Fig. 10 ein Pegel- und Vorverzerrungsplan für ein 3ph-2gr-Verfahren mit einer Preemphasis bei einem OFDM-Zugriffsverfahren,

Fig. 11 ein schematisches Blockschaltbild für die sendeseitige Aufbereitung der OFDM,

Fig. 12 ein schematisches Blockschalt für die empfangsseitige Aufbereitung der OFDM,

Fig. 13 ein Initialisierungsschema für ein 3ph-2gr-Verfahren,

Fig. 14 ein Initialisierungsschema für ein 6ph-1gr-Verfahren und

Fig. 15 ein Schema für die Meßprozeduren bei der Initialisierung.

Zum besseren technischen Verständnis der Erfindung wird zunächst die Übertragung mittels einer Repeaterkette 10 mit einem zweiphasigen TDD- Verfahren mit Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in vier Kanalgruppen 1-4 erläutert. In der Fig. 1a ist schematisch das Schaltschema der Repeaterkette 10 mit sieben Repeatern 11-17 dargestellt, die an eine physikalisch nichtunterbrechbare Leitung 18 angeschlossen sind. Die Repeater 11-17 werden jeweils räumlich und zeitlich alternierend als Sender oder Empfänger geschaltet, d. h. in einer Zeit-Phase sind alle geradzahligen Repeater als Sender und alle ungeradzahligen Repeater als Empfänger und in der zweiten Zeit-Phase jeweils umgekehrt geschaltet. In der Fig. 1b ist das logische Übertragungsschema dargestellt, wobei die Übertragung von links nach rechts die down-ward- und von rechts nach links die up-ward Richtung sei. Die Kanalgruppen 1 und 3 werden für Übertragungen in up-ward-Richtung und die Kanalgruppen 2 und 4 für Übertragungen in down-ward-Richtung verwendet. Ein weißer Kreis symbolisiert dabei, daß der jeweilige Repeater in der Phase als Empfänger geschaltet ist. Entsprechend bedeutet ein schwarzer Kreis, daß der Repeater als Sender arbeitet. Warum eine Unterteilung in vier Kanalgruppen 1-4 notwendig ist, wird anhand des physikalischen Ausbreitungsschema gemäß Fig. 1c deutlich. Da die Leitung 18 physikalisch nicht auftrennbar ist, kommt es auch zu den gestrichelt eingezeichneten parasitären Empfangssituationen. Diese Empfangssituation für einen Repeater beinhaltet, daß alle vier Kanalgruppen 1-4 eintreffen, von welcher nur zwei Kanalgruppen Nutzdaten tragen. Es müssen jedoch alle eintreffenden Kanäle aus dem Pool der zueinander orthogonalen Signale stammen. Wäre dies nicht der Fall, beispielsweise für die parasitären Kanalgruppen, so würden diese im Empfänger als Störgröße den Empfang der Nutzsignale verhindern. Es folgt daher, daß der Pool der orthogonalen Signale auf diese vier Kanalgruppen verteilt werden muß. Der Repeater 13 muß also beispielsweise eine Nutzsendung von up-ward (von Repeater 14) und eine von down-ward (von Repeater 12) empfangen. Gleichzeitig trifft jedoch die für ihn parasitäre up- ward Nutzsendung von Repeater 12 (die für Repeater 11 bestimmt ist) und die down-ward Sendung von Repeater 14 (die für Repeater 15 bestimmt ist) ein. In der Fig. 1d ist das entsprechende Transportschema dargestellt, wobei der dicke schwarze Pfeil den Transport einer Nutzsendung nach down-ward und der dicke gestrichelte Pfeil den Transport einer Nutzsendung nach up-ward darstellt. In einer ersten Phase wird die Nutzsendung von einem Telekommunikationsgerät down-ward in der Kanalgruppe 4 an den Repeater 11 gesendet und von diesem empfangen. In der nächsten Phase sendet der Repeater 11 die Nutzsendung über die Kanalgruppe 2 an den Repeater 12. Der Repeater 12 sendet in der nächsten Phase ebenfalls über die Kanalgruppe 2 und soweiter. Im Idealfall, d. h. bei konstantem Abstand der Repeater 11-17 zueinander und einer konstanten, frequenzunabhängigen Dämpfung würde dieses Übertragungsverfahren eine zufriedenstellende Lösung darstellen. Unter realen Bedingungen führt dieses Übertragungsverfahren jedoch zu erheblichen Problemen, was im Detail anhand eines Beispieles erläutert werden soll.

Dabei sei ein CDMA-Zugriffsverfahren vorausgesetzt, wobei angenommen sei, daß das CDMA-Signal eine Mittenfrequenz von 20 MHz mit einer Bandbreite von 10 MHz habe. Bei einer realen Dämpfung von ca. 0,05 dB/m.MHz ergibt sich bei einer Länge von 20 m für die Banduntergrenze eine Dämpfung von 15 dB und für die Bandobergrenze eine Dämpfung von 25 dB, was einer Dämpfungsdiffernz von 10 dB entspricht. Bei einer Entfernung von 40 m ergibt sich entsprechend eine Dämpfungsdifferenz von 20 dB. Derartige Frequenzgänge sind für gängige Modulationsverfahren wie beispielsweise QPSK (Quatro Phase Shift Keying) und die Detektierung von CDMA Signalen nicht zulässig. Bei Punkt zu Punkt-Übertragungen ist es bekannt, entsprechende Entzerrungen in den Übertragungsweg einzufügen. Dies erfolgt zumeist auf der Senderseite in Form ein Vorverzerrung (Preemphasis). Sofern ein Repeater gleichzeitig zu zwei oder mehr benachbarten Repeatern in unterschiedlichen Entfernungen senden muß, kann dessen Vorverzerrung nur für einen Empfangs-Repeater optimiert werden. Sofern ein Repeater gleichzeitig von zwei oder mehr benachbarten Repeatern Signale empfängt und die Restverzerrungen der Eingangssignale nicht identisch sind, kann eine Entzerrung am Empfängereingang nicht erfolgen, da diese auf alle Eingangssignale gleich wirkt. Ein weiterer Nachteil bei Nutzung von CDMA ist, daß sowohl die Preemphasis als auch die Eingangsentzerrung in der HF- Ebene unter Einsatz frequenzselektiver Bauelemente durchzuführen ist. Der Aufwand wird insbesondere erhöht, wenn eine automatische Anpassbarkeit an den Einsatzfall mit hohem Einstellbereich gefordert ist, da eine Bearbeitung in der Signalebene nicht möglich ist, da die CDMA-Signale in der Codeebene vorliegen. Dieser Nachteil wird auch nicht vermieden, falls mittels eines anderen Übertragungsverfahrens die Restverzerrungen vermieden werden.

Die Dimensionierung der Sendepegel erfolgt dabei derart, daß bei allen Nachbarstationen, zu denen gesendet wird, ein Empfangspegel erzeugt wird, der gleich den anderen dort anliegenden Empfangspegeln ist, mindestens aber gleich dem Mindestempfangspegel Rxmin ist. Damit entsteht eine Verknüpfung über die gesamte Repeaterkette 18, nach einem Schema wie es in nachfolgender Tabelle 1 für eine Zeit-Phase dargestellt ist.

Tabelle 1

Die Tabelle zeigt in der Spalte Sendepegel, daß mit einem willkürlich angenommenen Sendepegel P0 eines ersten Repeaters der Sendepegel des dritten Repeaters bereits festgelegt ist, wenn beide den gleichen Empfangspegel am Repeater 2 erzeugen sollen. In dieser Weise setzt sich die Verkettung über die gesamte Repeaterkette fort. Die Sendepegel haben dabei allgemein dargestellt die Form P0 + Σ(Ai), wobei Σ(Ai) die Addition der Streckendämpfung mit alternierenden Vorzeichen entsprechend Schema in der Tabelle, Spalte Sendepegel, ist. Für den minimalen und maximalen Sendepegel in einer Repeaterkette folgt dann

Pmin = P0 + Σ(Ai)min ≦ P ≦ Pmax = P0 + Σ(Ai)max,

woraus sich die Spanne der Sendepegel mit

Pmax - Pmin = Σ(Ai)max - Σ(Ai)min

ergibt. Simulationen mit einer Kette von 20 Repeatern haben gezeigt, daß die dabei auftretenden Differenzen Werte von bis zu 100 dB annehmen können.

Die Tabelle zeigt weiter in der Spalte Empfangspegel, daß mit einem willkürlich angenommenen Sendepegel P0 eines ersten Repeaters und der folgenden Verknüpfung der Sendepegel über die gesamte Repeaterkette die Empfangspegel für die geradzahligen Repeater sich allgemein darstellt in der der Form P0 + Σ(Ai), wobei Σ(Ai) die Addition der Streckendämpfungen mit alternierenden Vorzeichen entsprechend Schema in Tabelle, Spalte Empfangspegel, ist. Für den minimalen und maximalen Empfangspegel in einer Repeaterkette folgt dann:

RXmin = P0 + Σ(Aj)min ≦ P ≦ Rxmax = P0 + Σ(Aj)max,

woraus sich die Spanne der Empfangspegel mit

Rxmax - RXmin = Σ(Aj)max - Σ(Aj)min

Zusätzlich ergibt sich noch die Aufgabe, P0 so dimensionieren, daß Rxmin einen Wert annimmt, der tatsächlichen Mindesteingangspegel entspricht. Das zugehörige Controllregime ist aufwendig und kritisch insbesondere wenn ein automatischer Selbstabgleich gefordert wird. Da P0 bei der Erstinbetriebnahme eine Unbekannte ist, muß stets die gesamte Repeaterkette 10 neuabgeglichen werden, falls bei der Top-Down-Einstellkette bei einem Repeater Rxmin unterschritten wird. Des weiteren können Veränderungen während des Betriebes dazuführen, daß die Repeaterkette erneut abgeglichen werden muß. Zusätzliche Probleme treten bei Verzweigungen auf. Machenbildungen sind nicht möglich, da dies der Ausschließlichkeit des Top-Down-Abgleichs widerspricht. Weiter ist das Linkbudget durch die Dynamik der Sende- und Empfangspegel eingeschränkt, wobei Rxmin durch die Empfängerempfindlichkeit oder das Kanalrauschen vorgegeben ist. Pmax ist hingegen durch die Hardware, Spannungsversorgungen oder anderen vorgegebene Beschränkungen, insbesondere durch Forderung nach Einhaltung der Funk- und Leitungsstörspannungsgrenzen, begrenzt. Für das Linkbudget steht daher nur entweder Pmax - RXmin - (Σ(Ai)max - Σ(Ai)min) oder Pmax - RXmin - (Σ(Aj)max - Σ(Aj)min) zur Verfügung, je nachdem welcher Dynamikbereich der größere ist. Dies kann bis zur Unmöglichkeit der Dimensionierung führen.

Ein DS-CDMA (Direct Sequenz CDMA) erfordert, daß die Sendungen von benachbarten Repeatern bei einem Empfänger-Repeater mit hoher Genauigkeit sequenzsynchron eintreffen. Es können, je nach Parameter des CDMA, Genauigkeitsforderungen in der Größenordnung von beispielsweise 20 ns auftreten. Aufgrund der unterschiedlichen Entfernungen zwischen den Repeatern ist die Synchronisation auf einen netzweit einheitlichen Phasenstartzeitpunkt nicht ausreichend. Es entsteht die Notwendigkeit, die Startzeitpunkte aller sendenden Repeater so mit Delays, bezogen auf den Startzeitpunkt, zu versehen, daß die oben genannte Bedingung eingehalten wird. Dies ist für die beiden TDD-Phasen in den beiden nachfolgenden Tabellen 2 und 3 dargestellt.

Tabelle 2

Tabelle 3

Die Tabelle 2 zeigt in der Spalte Sendezeitpunkt, daß mit einem willkürlich angenommenen Sendezeitpunkt V0 eines ersten Repeaters, der mit dem Phasenstartzeitpunkt identisch sein soll, der Sendezeitpunkt des dritten Repeaters bereits festgelegt ist, wenn sich der gleiche Empfangszeitpunkt am Repeater 2 ergeben soll. In dieser Weise setzt sich die Verkettung über die gesamte Repeaterkette fort. Dies ist beispielhaft in Tabelle 2 und 3 für die beiden Zeitphasen des TDD-Betriebes dargestellt. Bei nicht frei wählbaren Streckenlängen kann auch kein Einfluß auf die Beträge der Summen der Signallaufzeiten Ti genommen werden. Diese Beträge können bei v ≈ 10 ns/m bereits bei geringen Differenzen der Streckenlängen beträchtliche Werte annehmen. Die Sendezeitpunkte haben dabei allgemein dargestellt die Form V0 + Σ(Ti), wobei Σ(Ti) die Addition der Streckenlaufzeiten mit alternierenden Vorzeichen entsprechend Schema in Tabelle 2 und 3, Spalte Sendezeitpunkt, ist. Die Tabelle 2 zeigt weiter in der Spalte Empfangszeitpunkt, daß mit einem willkürlich angenommenen Sendezeitpunkt V0 eines ersten Repeaters und der folgenden Verknüpfung der Sendezeitpunkte über die gesamte Repeaterkette die Empfangszeitpunkte für die geradzahligen Repeater allgemein dargestellt die Form V0 + Σ(Ti) haben. In der Tabelle 3 ist die gleiche Betrachtung für die andere Zeitphase des TDD vorgenommen, wobei für den Empfangszeitpunkt des ersten Repeaters willkürlich der Zeitpunkt V0, der mit dem Phasenstartzeitpunkt identisch sein soll, angenommen wurde, so daß dieser Repeater synchron zu den Phasenstartzeitpunkten sowohl sendet als auch empfängt. Damit folgt, daß die Sende- und Empfangszeitpunkte jedes Repeaters gegen V0 jeweils um +Σ(Ti) und -Σ(Ti) versetzt sind. Somit geht die Differenz 2.|Σ(Ti)| von der Schutzzeit zwischen den TDD-Phasen ab und ist bei deren Dimensionierung zu berücksichtigen. Das Controllregime für die Synchronisation ist relativ aufwendig, da eine Top-Down-Einstellkette zu realisieren ist. Bei jeder Veränderung während des Betriebes ist ein Neuabgleich vom Ereignisort downward über den Rest der Kette erforderlich. Maschenbildungen sind nicht möglich, da dies der Ausschließlichkeit des Top- Down-Abgleichs widerspricht.

Zur Veranschaulichung dieser Verkettungsproblematik ist in den Fig. 2a-b der Pegelplan für die beiden TDD-Phasen einer aus 19 Repeatern bestehenden Kette dargestellt, wobei eine Dämpfung von 1 dB/m angenommen wurde, so daß die Entfernung in Metern der Dämpfung entspricht und die Entfernungen zwischen den Repeatern zufällig zwischen 16-60 m ausgewählt wurden. Die Pegel sind darüber hinaus zu Rxmin normiert, d. h. P = 0 in der Darstellung entspricht dem Mindestempfangspegel Rxmin. Wird am ersten Repeater P0 nun beispielsweise mit ca. 78 dB gewählt, so stellt sich am zweiten Repeater der Empfangspegel P0 - 28 dB ein. Entsprechend muß der sendende dritte Repeater-Sendepegel mit P0 - 28 + 37 dB gewählt werden, damit die Empfangspegel am als Empfänger geschalteten zweiten Repeater gleich groß sind. Aus den Pegelplänen erkennt man nun, daß Änderungen am Anfang einer Kette unmittelbar Einfluß auf die Dimensionierung der übrigen Repeater haben. Weiter erkennt man, daß beispielsweise in Fig. 2a die Sendeleistung von über 100 dB bis 40 dB schwanken kann.

In den Fig. 3a-b ist das Synchronisationsschema für die beiden TDD-Phasen der Repeaterkette gemäß Fig. 2a-b dargestellt, die zu einem relativen Startzeitpunkt 0 normiert wurden. Die Werte der Startzeitpunkte für Senden sind jeweils als weiße Balken dargestellt. Die Werte der Startzeitpunkte für Empfang sind als schwarze Balken dargestellt. Die Startzeitpunkte für Senden sind so dimensioniert, daß in den Empfängern die Signale aus beiden Richtungen synchron eintreffen. Die relativen Startzeitpunkte der beiden Phasen sind gegeneinander um die Dauer einer Phase verschoben. Deutlich wird daran, daß für die einzelne Repeater die Beträge der Delays für Senden und Empfangen in den beiden Phasen jeweils gleich groß sind, aber entgegengesetztes Vorzeichen aufweisen. Des weiteren ist der Darstellung zu entnehmen, daß der Unterschied in den Delays bis zu 1400 ns betragen kann. Diese Zeit jedoch geht direkt in die Schutzzeiten zwischen den TDD-Phasen ein. Wie zusätzlich mittels Fig. 3a-b zu ersehen ist, besteht wie bei den Pegeln ein unmittelbarer Zusammenhang zwischen den einzelnen Repeatern bei der Dimensionierung der einzelnen Delays, so daß lokale Änderungen stets die gesamte Repeaterkette betreffen.

In den Fig. 4a-b ist die Frequenzgangkompensation für Repeaterkette in den beiden Phasen dargestellt. Die Werte der Preemphasis sind als schwarze Balken dargestellt. Die Restverzerrung für downward sind als weiße Balken und die für upward als graue Balken dargestellt. Wie aus der Fig. 4a zu entnehmen ist, kann einigen Stellen die Restverzerrung auf Null korrigiert werden, jedoch verbleiben an einigen Stellen erhebliche Restverzerrungen, die nicht tolerierbar sind.

Allgemein läßt sich somit feststellen, daß ein derartiges Übertragungsschema mit 2-TDD-Phasen und vier Kanalgruppen auf den ersten Blick sehr strukturiert und einfach wirkt, jedoch insbesondere bei Anwendungsfällen, wo die Streckenlängen nicht frei wählbar sind zu teilweise unlösbaren Problemen führen kann. Für einen universellen Einsatz auf Powerlines ist dieses Verfahren mit CDMA nicht geeignet.

Des weiteren kann auch ein Übertragungsverfahren mit vier TDD-Phasen mit Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in zwei Kanalgruppen 1, 2 in Erwägung gezogen werden, was in den Fig. 5a-d dargestellt ist. Dabei sind die Repeater 11-17 wieder räumlich und zeitlich alternierend mal als Sender und mal als Empfänger geschaltet, wobei ein Repeater zwei TDD-Phasen lang beispielsweise als Sender geschaltet ist und in der einen Phase downward und in der anderen Phase upward sendet. Die Dimensionierung der Sendepegel erfolgt dabei derart, daß bei allen Nachbarstationen, zu denen Nutzdaten gesendet werden, ein Mindest-Empfangspegel Rxmin erzeugt wird. Weiter muß sichergestellt sein, daß der Empfangspegel des Nutzsignals größer/gleich dem des empfangenen parasitären Signal ist. Durch diese beiden Bedingungen ist der Empfangspegel des parasitären Signals vorgegeben. Stellt sich dabei ein Empfangspegel größer dem Mindestempfangspegel ein, so existiert wieder eine Verkettung. Wird der Mindestempfangspegel hingegen zufällig unterschritten, so ist an dieser Stelle die Verkettung aufgebrochen. Prinzipiell weisen jedoch beide Übertragungsverfahren die gleichen Probleme auf, da jeder Empfänger Nutz- und Prasitärsignale von unterschiedlichen Sendern erhält, so daß hinsichtlich der Probleme der Empfangspegel, Synchronisation und Frequenzgangkompensation auf die vorangegangenen Ausführungen zum 2ph-4gr-Verfahren verwiesen werden kann.

Eine wesentliche Verbesserung ergibt sich mittels eines Übertragungsverfahrens mit drei TDD-Phasen und zwei Kanalgruppen, das in den Fig. 6a-d dargestellt ist. Wie in Fig. 6b dargestellt, besteht das logische Übertragungsschema darin, daß die angeschalteten Repeater 11-17 entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung 18 modulo 3 in drei Gruppen 11, 14, 17; 12, 15; 13, 16; unterteilt sind. In einer ersten TDD-Phase senden die Repeater der ersten Gruppe 11, 14, 17 an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater 12; 13, 15; 16. In der darauffolgenden TDD-Phase senden die Repeater der zweiten Gruppe 13, 16 an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater 12, 14; 15, 17. In der danach folgenden TDD-Phase senden die Repeater der dritten Gruppe 12, 15 an die in up- und down-Richtung benachbarten Repeater 11, 13; 14, 16. Dabei existiert in jeder TDD-Phase eine feste Zuordnung von Übertragungsrichtung und Kanalgruppe 1, 2.

In jeder TDD-Phase bilden somit jeder sendende Repeater mit seinen unmittelbar benachbarten Repeatern eine Art Übertragungs-Insel, so daß die Verkettungsproblematik der Repeaterkette 18 aufgebrochen ist. Die Dimensionierung der Sendepegel erfolgt dabei derart, daß bei allen Nachbarstationen ein Empfangspegel größer/gleich dem Mindestempfangspegel Rxmin erzeugt wird. Dazu wird der Sendepegel derart gewählt, daß bei der Empfangsstation mit der größten Entfernung die Bedingung von Rxmin noch eingehalten ist. Entsprechend stellt sich bei der Nachbarstation in der kürzeren Entfernung ein Empfangspegel ein, der um die Differenz der Dämpfungen beider Übertragungsrichtungen über Rxmin liegt. Aufgrund der sehr großen Dämpfungen sind die parasitären Sendungen vom nächsten Sende-Repeater zu vernachlässigen. Bei nicht frei wählbaren Streckenlängen können bei diesem Übertragungsschema die Probleme der Frequenzgangkompensation besser als bei den beiden vorgenannten Verfahren, wenn auch noch nicht optimal, gelöst werden. Eine senderseitge Preemphasis kann ebenfalls nur für jeweils einen Empfänger optimiert werden. Hingegen erlaubt dieses Verfahren einen empfangseitig angeordneten Entzerrerverstärker, da innerhalb einer TDD-Phase ein als Empfänger geschalteter Repeater immer nur von einem Sender Signale erhält, wodurch eine vollkommene Entzerrung möglich ist.

In der Fig. 7 ist der Pegelplan für eine der drei TDD-Phasen dargestellt. Dabei sind wieder die Sendepegel als schwarze Balken und die Empfangspegel als weiße bzw. graue Balken dargestellt. Zusätzlich sind noch die parasitären Empfangspegel aufgrund der übernächsten Sender dargestellt. In der Fig. 9 ist der erste Sendepegel P0 auf 37 dB über Rxmin eingestellt, so daß der Repeater downward von dem Senderepeater noch einen Empfangspegel gleich Rxmin empfängt, so daß also kein Balken erkennbar ist. Der upward-Repeater empfängt ein Empfangssignal von 37 - 28 = 9 dB. Der nächste Sendepegel wird wieder einzig und allein auf dessen beiden Empfänger ausgelegt, wobei die größere Streckendämpfung downward ist. Daher wird der Sendepegel P1 = RXmin + 42 db gewählt. Dadurch erhält dessen downward-Empfänger als Empfangspegel Rxmin und dessen upward-Empfänger einen Empfangspegel von Rxmin + 42 - 21 dB. Der erste downward-Empfänger erhält daher ein parasitäres Signal von RX + 42 - 21 - 53 = RXmin - 32 dB. Zum einen wird also deutlich das jeweils drei Repeater zusammen eine Übertragungsinsel bilden und vollkommen unabhängig von benachbarten Übertragungsinseln in ihren Sendepegeln dimensioniert werden können. Des weiteren sind die parasitären Empfangspegel derart gedämpft, daß diese vernachlässigbar sind. Für die beiden anderen TDD-Phasen gilt das zuvor gesagte genauso, so daß auf eine separate Darstellung verzichtet wurde. Aufgrund dieser Durchbrechung der Verkettung über die gesamte Strecke stellt sich auch nicht mehr das Synchronisationsproblem, da es sich jeweils immer nur um eine Point-to-Point- Verbindung handelt, da nämlich ein Empfänger immer nur von einem Sender Nutz- und Parasitärsignal erhält, was leicht aus Fig. 6c zu entnehmen ist. In der Fig. 8 ist ein Pegelplan für die Frequenzgangkompensation für die in Fig. 7 dargestellte TDD-Phase dargestellt. Dabei wird die Preemphasis im Sender derart eingestellt, daß bei einem der beiden Empfänger eine vollständige Entzerrung auftritt. Die beim anderen Empfänger verbleibende Verzerrung ist als weißer Balken dargestellt und kann mittels eines entsprechenden empfangsseitigen Entzerrerverstärkers kompensiert werden. Mittels dieses 3ph-2gr-Übertragungsverfahren sind somit bereits alle wesentlichen Probleme bei der Duplex-Übertragung auf Powerlines mit CDMA auch bei verschiedenen Abständen zwischen den Repeater lösbar. Eine weitere Besonderheit des Übertragungsverfahrens ist, daß die Transportgeschwindigkeit nach upward doppelt so groß ist wie nach downward oder umgekehrt. Dies wird sehr leicht deutlich, wenn man im Transportschemagemäß Fig. 6d sich den dicken durchgezogenen und den dicken gestrichelten Pfeil betrachtet. Des weiteren ist anzumerken, daß die vorhandene Gesamtanzahl der Kanäle auch ungleichmäßig auf die beiden Kanalgruppen 1, 2 aufgeteilt werden kann.

In den Fig. 9a-d ist eine alternative Lösung in Form eines Übertragungsverfahrens mit sechs TDD-Phasen und einer Kanalgruppe dargestellt. Wie beim 3ph-2gr-Übertragungsverfahren handelt es sich wieder um ein Modulo-3-Verfahren, d. h. jeder dritte Repeater in der Kette verhält sich gleich. In einer ersten TDD-Phase senden die Repeater der ersten Gruppe 11, 14, 17 an die benachbarten Repeater 12, 15 in down-Richtung. In der zweiten TDD-Phase senden die Repeater der ersten Gruppe 11, 14, 17 an die benachbarten Repeater 13, 16 in up-Richtung. In der dritten TDD-Phase senden die Repeater der zweiten Gruppe 12, 15 an die benachbarten Repeater 13, 16 in down-Richtung. In der vierten TDD-Phase senden die Repeater der dritten Gruppe 13, 16 an die benachbarten Repeater 12, 15 in up-Richtung. In der fünften TDD-Phase senden die Repeater der dritten Gruppe 13, 16 an die benachbarten Repeater 14, 17 in down-Richtung und in der sechsten TDD-Phase senden die Repeater der zweiten Gruppe 12, 15 an die benachbarten Repeater 11, 14 in up-Richtung.

Die Dimensionierung der Sendepegel erfolgt dabei derart, daß beim Empfänger in Nutzrichtung Rxmin empfangen wird. Da das Verfahren nur noch point-to- point-Verbindungen enthält, ist die Verkettungsproblematik volkommen aufgebrochen und die Dimensionierung der Sendepegel kann unabhängig von den anderen Repeatern vorgenommen werden. Gleiches gilt für die Synchronisation, da jeweils immer nur von einem Sender Nutzsignale empfangen werden, ist eine Synchronisation überflüssig. Ein Vorteil gegenüber dem 3ph-2 gr-Übertragungsverfahren ist, daß die Frequenzgangkompensation ausschließlich mit einer Preemphasis realisiert werden kann, so daß auf empfangsseitige Entzerrerverstärker verzichtet werden kann. Ebenso wie beim 3ph-2gr-Übertragungsverfahren sind Maschenbildungen möglich, da die Verkettung aufgebrochen ist. Gegebenenfalls muß zur Maschenbildung die Anzahl der Repeater in der Masche so ergänzt werden, daß die modulo 3 Einteilung gewährleistet ist.

Weiter ist festzustellen, daß die Übertragungskapazität bei den beiden letztgenannten Verfahren etwas größer als bei den 2ph-4gr- oder 4ph-2gr- Übertragungsverfahren ist. Die Gesamtkapazität K sei definiert als K = k . f_ph . D, mit k-Anzahl der Kanäle, f_ph-Phasenfrequenz und D-Bit pro Phase und Kanal, wobei Phasenfrequenz und Anzahl der Bit pro Phase und Kanal für die Betrachtung für alle Verfahren gleich angesetzt werden. Die verfügbare Kapazität pro Richtung ergibt sich mit K_R = a . (K/R) und a = k_R/k, wobei k_R die Anzahl der Kanäle pro Richtung und Repeater und R gleich der Anzahl der Phasen sei. Im Falle einer gleichmäßigen Aufteilung der Kanalzahl k in G gleich große Gruppen ergibt sich a = 1/G und damit K_R = K/(G . R). Somit ist die Übertragungskapazität im Verhältnis 116 zu 1/8 größer.

Die Verzögerungszeiten ergeben sich aus T_V = V . T_ph mit V-Verzögerung pro Repeater, d. h. nach wieviel Phasen wird ein empfangenes Datenpaket weitergesendet und T_ph-Zeitdauer einer Phase. Dabei ergeben sich bei angenommenen gleichen Zeitdauern der Phasen die nachfolgenden Werte, die aus den Transportschemata in Fig. 1d für das Verfahren 2ph-4gr, in Fig. 5d für das Verfahren 4ph-2gr, in Fig. 6d für das Verfahren 3ph-2gr und in Fig. 9d für das Verfahren 6ph-1gr entnehmbar sind, mit V = 1 für beide Richtungen beim Verfahren 2ph-4gr, V = 2 für beide Richtungen bei den Verfahren 4ph-2gr und 6ph-1gr und V1 = 1, V2 = 2, d. h. unterschiedlich für beide Richtungen beim Verfahren 3ph-2gr.

Dabei ergibt sich leicht, daß hinsichtlich der Verzögerungszeit das 2ph-4gr- Übertragungsverfahren Vorteile gegenüber den anderen Übertragungsverfahren aufweist.

Bei allen bisherigen Betrachtungen ist davon ausgegangen worden, daß ein CDMA-Verfahren zur Anwendung kommt. Wie bereits bei den Nachteilen zuvor andiskutiert, liegt ein besonderer Nachteil des CDMA darin, daß die Signale in der Code- und nicht in der Frequenzebene vorliegen, was insbesondere hinsichtlich der Frequenzgangkompensation von Nachteil ist.

Eine wesentliche Vereinfachung der Frequenzgangkompensation und andere Vorteile treten ein, wenn statt eines CDMA-Verfahrens ein OFDM/OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiplex/Orthogonal Frequency Division Mutiple Access) Verfahren zur Anwendung kommt, unabhängig davon, welches der vorgenannten Übertragungsverfahren verwendet wird. Das OFDM- Verfahren nutzt für die Übertragung orthogonale Frequenzen. Diese sind dadurch charakterisiert, daß diese ein ganzzahliges Vielfaches einer Basisfrequenz sind, gleiche konstante Amplituden besitzen und mit der Symboldauer so korreliert sind, daß sie zu Beginn einer Symboldauer mit der gleichen Startphase ωt = 0 beginnen und zum Ende der Symboldauer mit der Phase ωt = 2π enden. Jeweils eine dieser Frequenzen wird einem Kanal zugewiesen. Die Signale aller Kanäle werden einander überlagert, so daß in einem breitbandigen Übertragungssignal eine Vielzahl von Kanälen (Multiträgerverfahren) realisiert werden kann. Ein Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, daß an Hand dieses einfachen Bildungsalgorithmus eine komplette Bearbeitung mittels Rechentechnik realisiert werden kann, beispielsweise mittels bekannter Digitaler Signalprozessoren DSP. Dabei werden sendeseitig die digitalen Symbole aller parallel anliegenden Kanäle als Signale in der Frequenzebene betrachtet. Mittels einer inversen Fouriertransformation wird daraus für jeden Kanal das Signal in der Zeitebene berechnet. Die so gewonnenen Signale werden in einer Summierstufe aufsummiert. Dieses Summensignal kann zusätzlich noch, beispielsweise durch einen Mischer, in einen anderen Frequenzbereich, meist durch eine up- Conversion, übertragen werden. Empfangsseitig wird das Signal, gegebenenfalls nach der erforderlichen down-Conversion mittels einer Fouriertransformation aus der Zeitebene wieder in die Frequenzebene zurückgewandelt, womit die digitalen Symbole aller Kanäle wieder parallel zur Verfügung stehen.

Für die Übertragung auf Powerlines wird die Eigenschaft des OFDM- Verfahrens genutzt, daß alle Signale (Träger) in der Frequenzebene nicht überlappend vorliegen. Dies trifft auch dann zu, wenn auf den einzelnen Träger eine mehrphasige Modulation angewandt wird. Der Vorteil ist, daß für die Kanalkorrektur ausschließlich eine sendeseitige Preemphasis ausreichend ist und daß diese in der Signalebene durchgeführt werden kann. Für die Vorverzerrung werden die Signale vor der inversen Fouriertransformation mit einer zur Signalfrequenz korrelierenden Amplitudenwichtung versehen, wodurch aufwendige Lösungen in der HF-Ebene wie bei CDMA entfallen. Dies soll nachfolgend anhand der Fig. 10 näher erläutert werden, in der die Verhältnisse für ein 3ph-2gr-Übertragungsverfahren dargestellt sind, bei welchem ein Repeater gleichzeitig zu zwei benachbarten Repeatern in unterschiedlicher Entfernung sendet. Die Dämpfung auf der Übertragungsstrecke betrage 0,05 dB/MHz.m. Es werden beispielhaft für eine kürze Entfernung I1 = 20 m der Frequenzbereich von 20-25 Mhz und für eine größere Entfernung I2 = 40 m der Frequenzbereich von 15-20 Mhz benutzt. Die Darstellung weist den Sendepegel unter Beachtung der erforderlichen Vorverzerrungen aus, wobei es jeweils möglich ist, folgende Bedingungen einzuhalten:

- Das empfangene Nutzsignal weist einen geebneten Frequenzgang aus und
- Alle parasitären Signale haben einen Empfangspegel kleiner/gleich dem Nutzsignal. Es läßt sich nachweisen, daß für jedes Entfernungsverhältnis zwischen den benachbarten Repeatern sich eine Einstellung finden läßt, die diesen beiden Bedingungen genügt. Für eine beispielhafte Dimensionierung eines OFDMA-basierten Übertragungsverfahrens wurden folgende in der Tabelle 4 dargestellte Ausgangsdaten Beziehungen angesetzt, wobei hinsichtlich deren jeweiliger physikalischer Bedeutung auf die Literatur zu OFDM verwiesen wird.

Tabelle 4

Die in der Tabelle 4 aufgeführten Festlegungen gewährleisten, daß die Symboldauer hinreichend größer als die maximale Umwegverzögerung ist, was durch den Faktor n und dessen a priori Festlegung auf n ≧ 10 erreicht wird. Dies sichert, in Verbindung mit der OFDM-Schutzzeit T_G zwischen den Symbolen, daß die Resistenz gegen Mehrwegeempfang erhöht wird. Der Einfluß des Faktors n besteht außerdem darin, daß bei Vergrößerung von n der Anteil der OFDM-Schutzzeit T_G an der OFDM-Blockdauer T_B immer geringer wird und dadurch eine höhere Effektivität bezüglich Auslastung der verfügbaren Bandbreite eintritt. Erkauft wird dieser Effekt mit einer Erhöhung der Anzahl der OFDM-Kanäle und einem engeren OFDM-Kanalraster. Wird eine höherwertige Modulation wie beispielsweise QPSK verwendet, so erhöht sich bei gleicher Symbolrate die Nettodatenrate pro Kanal und damit die Kapazität pro Richtung auf den doppelten Wert. Die an anderer Stelle benannte Empfindlichkeit von QPSK gegen Frequenzgangverzerrungen im Übertragungskanal ist hier nicht relevant, da die QPSK auf jeweils sehr schmalbandige Träger angewandt wird. Denkbar sind auch Anwendungen mit 8PSK, die eine Verdreifachung der Kapazitätswerte ergeben würde. Mögliche physikalische Realisierungen in Abhängigkeit von n und basierend auf den Beziehungen entsprechend Tabelle 4 sind in der Tabelle 5 angegeben, wobei Sps für Symbols per second steht.

Tabelle 5

Die real in einer Repeaterkette verfügbare Übertragungskapazität pro Richtung wird des weiteren durch das jeweils verwendete TDD-Verfahren bestimmt, wobei bei den Verfahren 2ph-4gr und 4ph-2gr ein Minderungsfaktor von 118 und bei den Verfahren 3ph-2gr und 6ph-1gr ein Minderungsfaktor 1/6 zu berücksichtigen ist.

In der Fig. 11 ist die Aufbereitung der Sendesignale dargestellt. Die Signale jedes Kanals werden getrennt einem Seriell-Parallel-Wandler 20 zugeführt. Dieser wandelt bei einer m-wertigen Modulation den seriellen Bitstrom in Gruppen zu m parallelen Bit um. Ein jeweils nachgeordneter Codierer 21 wandelt jede Bitgruppe in die der Bitgruppe adäquaten Modulations- Zustandsinformationen um. Diese Signale werden dann einer Bandbegrenzung 22 unterzogen. In einem nachfolgenden Modulator 23 wird damit der Träger f_i moduliert und das modulierte Signal einer Amplitudenwichtung 24 zur Kompensation des Frequenzgangs des Übertragungskanals unterzogen.

Danach werden die Signale aller Kanäle in einem Summierer 25 aufsummiert und dem eigentlichen Sendeteil zugeführt. Im Falle einer zweiwertigen Modulation entfallen Seriell-Parallel-Wandler 20 und Codierer 21, da der Codierer 21 nur rückgängig machen würde, was vom Seriell-Parallel-Wandler vorher durchgeführt wurde. Die Kanalsignale werden in diesem Fall daher dem Modulator direkt zugeführt. Im Fall einer vierwertigen Modulation würden der Seriell-Parallel-Wandler 20 und der Codierer 21 der Baugruppe zur Aufbereitung der I/Q-Signale entsprechen. Des weiteren sei angemerkt, daß die Amplitudenwichtung 24 auch vor dem Modulator 23 vorgenommen werden kann. Vorzugsweise werden Seiell-Prallel-Wandler 20, Codierer 21, Modulatoren 23, Amplitudenwichtung 24 und der Summierer 25 mittels einer DSP-Baugruppe realisiert, wobei die Modulation als inverse Fouriertransformation erfolgt und damit keine Trägererzeugung mehr erforderlich ist, da die Trägerinformation als Prameter in den Algorithmus der inversen Fouriertransformation eingeht.

In der Fig. 12 ist die Aufbereitung der OFDM-Empfangssignale dargestellt. Die empfangenen Signale werden parallel den Kanaldemodulatoren 26 zugeführt. Durch Zumischen der Träger f_i erfolgt kanalweise die Demodulation. Die Signale am Ausgang jedes Demodulators werden einer Tiefpaßfilterung 27 unterzogen und einem getakteten Schwellenwertschalter 28 zugeführt. Der Takt T wird durch ein übliches clock recovery aus dem Empfangssignal gewonnen. Die Decodierer 29 wandeln die Modulations-Zustandsinformationen in die diesen Informationen adäquaten Bitgruppen um. Anschließend erfolgt in nachgeschalteten Parallel-Seriell-Wandlern 30 wieder die Umwandlung in einen seriellen Datenstrom. Vorzugsweise werden die Demodulatren 26, Tiefpaßfilter 27, Schwellenwertschalter 28, clock recovery sowie Dekodierer 29 sowie Parallel-Seriell-Wandler 30 in einer DSP-Baugruppe realisiert, wobei die Demodulatoren 26 als Fouriertransformation erfolgt und damit keine Trägererzeugung mehr erforderlich ist, da die Trägerinformationen als Parameter in den Algorithmus der Fouriertransformation eingeht.

Zur Verbesserung der Bit Error Rate kann das OFDM-Zugriffsverfahren mit einem Frequency Hopping kombiniert werden. Grundprinzip ist dabei, daß die Daten der einzelnen Kanäle zyklisch einer wechselnden OFDM-Frequenz zugeordnet werden, so daß bei Ausfall oder schlechtem Empfang auf einer OFDM-Frequenz nicht die Informationen des ganzen Kanals verloren gehen, sondern jeweils von allen Kanälen beispielsweise nur ein Bit, das dann gegebenenfalls mittels geeigneter fehlerkorrigierender Verfahren wieder rekonstruierbar ist. In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform werden die vorhandenen Kanäle nicht vollständig für die Nutzdatenübertragung verwendet und beispielsweise für jede Übertragungsrichtung mindestens ein Reservekanal vorrätig gehalten. Stellt dann einer der Repeater fest, daß dieser einen Kanal nicht empfangen kann, so werden seine benachbarten Repeater initialisiert, auf einem Reservekanal zu senden bzw. wenn notwendig auf diesem zu empfangen, beispielsweise weil der entsprechende Sendeteil beim Repeater ausgefallen ist. Dies ermöglicht ein uneingeschränktes Datenübertragungsverfahren bei Auftreten von äußeren lokalen Störungen oder Defekten eines Repeaters, die aufgrund der sehr verschiedenen äußeren Umstände nie völlig auszuschließen sind. Nachfolgend wird die praktische Umsetzung näher erläutert.

Für k Kanäle wird ein wortorientierter virtueller Ringspeicher aufgebaut, der genau k Speicherplätze mit einer Wortlänge w besitzt. Zur parallelen Übertragung der Daten der k Kanäle wird pro Kanal ein Datenwort in den Ringspeicher geschrieben, wobei die Kanalnummer der Speicherplatznummer entspricht. Es folgen w Lesezyklen, wobei bei jedem Lesezyklus der Ringspeicher bei wechselnden Startpositionen beginnend einmal modulo k gelesen wird. Bei jedem Lesezyklus wird eine bestimmte Bitposition gelesen. Die Bitposition wird nach jedem Lesezyklus um eine Stelle erhöht. Die Verschiebung der Startposition kann nach verschiedenen Algorithmen erfolgen, wobei im einfachsten Fall die Verschiebung v einen konstanten Wert besitzt. Für diesen ergeben sich folgende Lesezyklen:
1. Lesezyklus: Bei Startposition a1 beginnend, Lesen des jeweils 1. Bit der k Worte
2. Lesezyklus: Bei Startposition a1 + v beginnend, Lesen des jeweils 2. Bit der k Worte
w. Lesezyklus: Bei Startposition a1 + (w - 1) . v beginnend, Lesen des jeweils w ten Bits der k Worte.

Anschließend wird der Ringspeicher neu beschrieben und die Startposition a2 des 1. Lesezyklus ist a2 = a1 + w . v. Die gelesenen Bits werden in der Reihenfolge des Lesens den OFDM-Frequenzen zugeordnet. Gegebenenfalls werden bei der Zuordnung Frequenzen übersprungen, die als gestört markiert sind. Damit werden die Daten eines Kanals über ständig wechselnde Frequenzen übertragen, wobei der Wechsel bitweise erfolgt und die Sprungweite mit der Verschiebung der Startposition bei den Lesezyklen übereinstimmt, wenn ausgeblendete gestörte Frequenzen nicht in die Zählung einbezogen werden. Die Dimensionierung von v ist dabei so zu wählen, daß die Differenz zwischen den sequentiell zugeordneten OFDM-Frequenzen möglichst groß ist. Dabei ist nicht nur die Differenz 1. Ordnung zu betrachten, da eine Frequenz gegebenenfalls nicht nur für eine, sondern für mehrere Zyklen gestört ist. Für die Differenz n-ter Ordnung gilt jeweils der kleinere der Werte D1n = n . v und D2n = k - n . v, wobei die Werte n . v modulo k zu berechnen sind. Für k = 64 sind in der nachfolgenden Tabelle für verschiedene Verschiebungen v die Differenzen verschiedener Ordnung dargestellt.

Tabelle 6

Wird Wert darauf gelegt, daß auch die Differenz 4. und 5. Ordnung noch einen hinreichenden Schutzabstand zu einer über 4 bis 5 Bitperioden gestörten Frequenz haben, so kommen für das gewählte Beispiel k = 64 die Werte v = 11 oder v = 17 in Betracht.

Dem Empfänger der Datenübertragung muß die gesamte Bildungsvorschrift, nach welcher die Aufbereitung der Daten im Sender erfolgt, bekannt sein und auf die Startposition und die Bitposition der Lesezyklen synchronisiert sein. Hierfür wird im TDD-Betrieb die erste übertragene Bitposition jedes Bursts nicht mit Kanalinformationen belegt, sondern für die Übertragung der für die Synchronisation entscheidenden Startposition des nächsten Lesezyklus benutzt. Die Bitposition muß nicht übertragen werden, wenn entsprechend der bevorzugten Ausführung eine wortorientierte Übertragung erfolgt und nachfolgend immer mit Bitposition 1 begonnen wird. Eine davon abweichende Realisierung, die bitorientiert überträgt und in diesem Fall die zusätzliche Übertragung der Bitposition erfordert, ist jedoch prinzipiell auch möglich. Der Empfänger ist dann jeweils entsprechend revers zum Sender aufgebaut.

Nachdem die Repeaterkette hardwaremäßig aufgebaut wurde, muß diese zunächst initialisiert werden. Die Initialisierung wird als Top-Down-Prozedur durchgeführt, indem jeder initialisierte Repeater den oder die jeweils nächstfolgenden Repeater initialisiert, wobei die Mehrzahl ausdrücken soll, daß auch Streckenverzweigungen existieren können. Nachfolgend wird jedoch der Einfachheit halber von einer unverzweigten Repeaterkette ausgegangen. In der Fig. 13 ist das Ablaufschema für das 3ph-2gr-Übertragungsverfahren dargestellt. Der erste Repeater 11 der Kette ist Überleitstelle in ein hier nicht näher beschriebenes Netz. Der Repeater 11 besitzt über dieses Netz damit als einziger Repeater der Kette den Zugang zu einem zuständigen Network Managment System NMS und erhält von diesem seine Initialisierungsdaten, die TDD-Konfiguration und die Informationen über seine Netzwerkumgebung wie beispielsweise die ID's des oder der nachgeschalteten Repeater. Vom Repeater 11 wird zunächst die Messung der Übertragungsstrecke zum nächstliegenden Repeater 12 eingeleitet. Die Ergebnisse der Messung werden im Repeater 11 als Parameter down und im Repeater 12 als Parameter up gespeichert. Danach werden die Vereinbarungen über die abwärtsgerichtete Übertragung (Vereinbarung down) getroffen. Eine Vereinbarung über die aufwärtsgerichtete Übertragung kann noch nicht getroffen werden, da der Repeater 12 zu diesem Zweck noch die Parameter seiner abwärtsgerichteten Übertragungsstrecke kennen muß. Anschließend werden vom Repeater 12 die gleichen Prozeduren in Richtung zum Repeater 13 durchgeführt. Zusätzlich zur Vereinbarung über die abwärtsgerichtete Übertragung zum Repeater 13 werden vom Repeater 12 anschließend die Vereinbarungen mit dem Repeater 11 über die aufwärtsgerichtete Übertragung getroffen. Beide Vereinbarungen werden unter Beachtung der notwendigen Sendepegel und der Vorverzerrung getroffen. Nur der Repeater 12 kennt die Prameter der beiden Übertragungsstrecken (Parameter up, Prameter down), die dieser zu bedienen hat und kann daraus die Zuweisung der Frquenzbereiche, Sendepegel und Vorverzerrungen ableiten. Zusätzlich werden bei der Vereinbarung die Ergebnisse der Kanalprüfung, was noch erläutert wird, beachtet, indem auszublendende Kanäle separat für jede Richtung festgelegt werden. Anschließend werden aufeinanderfolgend von allen nachfolgenden Repeatern die Prozeduren in gleicher Weise sukszessive durchgeführt.

In der Fig. 14 ist die Top-Down-Initialisierungsprozedur für das 6ph-1gr- Übertragungsverfahren dargestellt. Die Prozedur verläuft weitgehend identisch zur Top-Down-Initialisierungsprozedur beim 3ph-2gr-Übertragungsverfahren. Der Unterschied besteht lediglich darin, daß die Vereinbarung down und die Vereinbarung up in einem Schritt erfolgen. Dies ergibt sich daraus, daß jeder Repeater zu einem Zeitpunkt immer nur zu einem einzigen anderen Repeater sendet und daher keine Beachtung einer zweiten Übertragungsstrecke wie beim 3ph-2gr-Übertragungsverfahren erforderlich ist.

Die bei der Initialisierung erfolgende Messung ist in Fig. 15 schematisch dargestellt, wobei diese sowohl für das 3ph-2gr- als auch für das 6ph-1gr- Übertragungsverfahren gilt. Ein bereits initialisierter Repeater mit ID1 kennt seine Netzwerkumgebung und spricht den nachfolgenden Repeater mit ID2 an. Die Info beinhaltet des weiteren die Angaben über das TDD-Regime (Anzahl der Phasen, Nummer der aktuellen Phase, Sendephase der Quelle, Empfangsphase der Quelle). Die Aussendung wird mit variierenden Prametern so lange wiederholt, bis der nachfolgende Repeater mit ID2 antwortet. Anschließend quittiert der Repeater mit ID2 dem Repeater mit ID1 den Empfang, worauf die Pegel-/Dämpfungsmessung durchgeführt wird. Die Pegel- /Dämpfungsmessung ist ein mehrstufiger Prozess und wird an mindestens drei Punkten des Übertragungsspektrums (Mitte, obere und untere Randzone) durchgeführt. Ergebnis ist der erforderliche Sendepegel, um bei der Gegenstelle den Mindestempfangspegel Rxmin zu erzeugen. Aufgrund der Reziprozität des Übertragungskanals gilt das Ergebnis für beide Richtungen. Danach erfolgt die Kanalprüfung down. Mit Aussendung vom Repeater mit ID1 und Empfang durch Repeater mit ID2, wobei alle Kanäle gegebenenfalls in mehreren Teilpaketen benutzt werden, wird vom empfangenden Repeater geprüft, ob einzelne Kanäle am Empfangsort ständig gestört und daher auszublenden sind. Für die Kanalprüfung up erfolgt die gleiche Prüfung in entgegengesetzter Richtung. Bezüglich der Feststellung der Störung von Kanälen ist eine für die Übertragungsrichtungen separate Prüfung erforderlich, da für das Auftreten von Störern nicht die Reziprozitätsbedingung gilt. Anschließend wird der Status zum NMS gesendet. Mit der Bereitstellung des physical Layers kann vom Repeater mit ID2 die Anmeldung beim NMS vorgenommen werden. Das NMS bestätigt die Anmeldung und übergibt weitere Konfigurationsdaten und Informationen über die Netzwerkumgebung.

Bezugszeichenliste

1

Kanalgruppe

2

Kanalgruppe

3

Kanalgruppe

4

Kanalgruppe

10

Repeaterkette

11

Repeater

12

Repeater

13

Repeater

14

Repeater

15

Repeater

16

Repeater

17

Repeater

18

Leitung

20

Seriell-Parallel-Wandler

21

Codierer

22

Bandbegrenzung

23

Modulator

24

Amplitudenwichtung

25

Summierer

26

Kanaldemodulatoren

27

Tiefpaßfilterung

28

Schwellenwertschalter

29

Dekodierer

30

Parallel-Seriell-Wandler

Claims

1. Verfahren zur Datenübertragung auf Powerlines oder anderen physikalisch nicht auftrennbaren Leitungen mittels einer Repeaterkette, wobei die Datenübertragung kanalorientiert erfolgt und die Daten mittels eines Zugriffsverfahrens den Kanälen zugeordnet und mittels eines Übertragungsverfahrens zwischen den Repeatern im Duplexbetrieb übertragen werden,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Übertragungsverfahren als dreiphasiges TDD mit Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in zwei Kanalgruppen (1, 2) organisiert ist und die an die Leitung (18) angeschalteten Repeater (11- 17) entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung (18) modulo 3 in drei Gruppen unterteilt sind, umfassend folgende Verfahrensschritte:

a) senden der ersten Gruppe (11, 14, 17) in der ersten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (12; 13, 15; 16),
b) senden der zweiten Gruppe (13, 16) in der zweiten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (12, 14; 15, 17),
c) senden der dritten Gruppe (12, 15) in der dritten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (11, 13; 14, 16), wobei die Kanalgruppen (1, 2) je TDD-Phase für alle Repeater (11- 17) fest einer Übertragungsrichtung zugeordnet sind.

2. Verfahren zur Datenübertragung auf Powerlines oder anderen physikalisch nicht auftrennbaren Leitungen mittels einer Repeaterkette, wobei die Datenübertragung kanalorientiert erfolgt und die Daten mittels eines Zugriffsverfahrens den Kanälen zugeordnet und mittels eines Übertragungsverfahrens zwischen den Repeatern im Duplexbetrieb übertragen werden,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Übertragungsverfahren als sechsphasiges TDD mit einer Kanalgruppe (1), die die Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle umfaßt, organisiert ist und die an die Leitung (18) angeschalteten Repeater (11- 17) entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung (18) modulo 3 in drei Gruppen unterteilt sind, umfassend folgende Verfahrensschritte:

a) senden der ersten Gruppe (11, 14, 17) in der ersten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (12, 15) in down-Richtung,
b) senden der ersten Gruppe (11, 14, 17) in der zweiten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (13, 16) in up-Richtung,
c) senden der zweiten Gruppe (12, 15) in der dritten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (13, 16) in down-Richtung,
d) senden der dritten Gruppe (13, 16) in der vierten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (12, 15) in up-Richtung,
e) senden der dritten Gruppe (13, 16) in der fünften TDD-Phase an die benachbarten Repeater (14, 17) in down-Richtung und
f) senden der zweiten Gruppe (12, 15) in der sechsten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (11, 14) in up-Richtung.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendepegel der Repeater derart dimensioniert werden, daß an dem Repeater in der Übertragungsrichtung mit der größten Dämpfung sich der Mindestempangspegel Rxmin einstellt.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Frequenzgangkompensation sendeseitig eine auf einen Empfänger- Repeater abgestimmte Preemphasis vorgenommen wird und die verbleibende Restverzerrung am anderen Empfänger-Repeater mittels eines Entzerrungsverstärkers kompensiert wird.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Anteile der beiden Kanalgruppen (1, 2) an der Gesamtzahl der Kanäle k variabel eingestellt werden kann.

6. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Sendepegel eines Repeaters jeweils derart auf den Empfänger- Repeater der jeweiligen TDD-Phase einstellt wird, daß sich am Empfänger-Repeater der Mindestempfangspegel Rxmin einstellt.

7. Verfahren nach Anspruch 2 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Frequenzgangkompensation ausschließlich sendeseitig eine an den jeweiligen Empfänger-Repeater angepaßte Preemphasis vorgenommen wird.

8. Verfahren zur Datenübertragung auf Powerlines oder anderen physikalisch nicht auftrennbaren Leitungen, mittels einer Repeaterkette, wobei die Datenübertragung kanalorientiert erfolgt und die Daten mittels eines Zugriffsverfahrens den Kanälen zugeordnet und mittels eines Übertragungsverfahrens zwischen den Repeatern im Duplexbetrieb übertragen werden, dadurch gekennzeichnet, daß als Zugriffsverfahren ein Orthogonal Frequency Division Multiple Access-Verfahren OFDMA verwendet wird.

9. Verfahren zur Datenübertragung auf Powerlines nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Zugriffsverfahren gemäß Anspruch 8 Anwendung findet.

10. Verfahren zur Datenübertragung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzgangkompensation des Übertragungskanals sendeseitig in der Signalebene erfolgt, indem die Einzelsignale des OFDM vor einer inversen Fouriertransformation mit einer zur Signalfrequenz korrelierenden Amplitudenwichtung versehen werden, wobei bei einem dreiphasigen Verfahren für die Übertragung zu dem am weitesten entfernten Repeater der niedrigste Frequenzbereich des Übertragungsbandes und zu dem am nahegelegensten Repeater der höchste Frequenzbereich des Übertragungsbandes genutzt werden und daß in den so gebildeten Teilbändern die Vorverzerrungen proportional der jeweiligen Entfernung sind und deren Absolutbetrag derart gewählt wird, daß jeder benachbarte Repeater seinen Nutzbereich unverzerrt empfängt.

11. Verfahren zur Datenübertragung nach Anspruch 8, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß das OFDM-Zugriffsverfahren mit einem Frequency Hopping und einem auf den Datenkanal bezogenen Fehlerkorrekturverfahren kombiniert zur Anwendung kommt.

12. Verfahren zur Datenübertragung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß im Übertragungskanal ständig gestörte Frequenzen im OFDM-Schema nicht mit Kanalinformationen belegt werden und bei dem Frequency Hopping ausgelassen werden.

13. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung eine Vielzahl von Repeatern (11-17) umfaßt, wobei jeder Repeater (11-17) einen Sendeteil und einen Empfangsteil zum Senden und Empfangen von k Kanälen umfaßt, wobei die Kanalaufbereitung im Sendeteil für jeden Kanal einen Bandbegrenzer (22), einen Modulator (23) und einen Amplitudenwichter (24) und ausgangsseitig einen Summierer (25) für die k Einzelsignale umfaßt, und die Basisband-Signalverarbeitung im Empfangsteil für jeden Kanal einen Demodulator (26), einen Tiefpaß (27) und einen getakteten Schwellenwertschalter (28) umfaßt.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Sende- und Empfangsteil eines Repeaters (11-17) in mindestens einer DSP-Baugruppe integriert sind.