DE19849111C1 - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf Powerlines - Google Patents
Verfahren und Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf PowerlinesInfo
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Abstract
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf Powerlines oder anderen physikalisch nicht auftrennbaren Leitungen (18) mittels einer Repeaterkette (10), wobei die Datenübertragung kanalorientiert und die Daten mittels eines Zugriffsverfahrens den Kanälen zugeordnet und mittels eines Übertragungsverfahrens zwischen den Repeatern (11-17) im Duplexbetrieb übertragen werden, wobei das Übertragungsverfahren als dreiphasiges TDD mit Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in zwei Kanalgruppen (1, 2) organisiert ist und die an die Leitung (18) angeschalteten Repeater (11-17) entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung (18) modulo 3 in drei Gruppen unterteilt sind, umfassend folgende Verfahrensschritte: DOLLAR A a) Senden der ersten Gruppe (11, 14, 17) in der ersten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (12; 13, 15; 16), DOLLAR A b) Senden der zweiten Gruppe (13, 16) in der zweiten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (12, 14; 15, 17), DOLLAR A c) Senden der dritten Gruppe (12, 15) in der dritten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeatern (11, 13; 14, 16), wobei die Kanalgruppen (1, 2) je TDD-Phase für alle Repeater (11-17) fest einer Übertragungsrichtung zugeordnet sind.
Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur
Datenübertragung auf Powerlines.
Die Nutzung von Powerlines für Zwecke der Telekommunikations- und
Datentechnik ist aufgrund der vorhandenen umfassenden Niederspannungs-
Energieverteilungsnetze äußerst interessant, da dadurch eine separate
Verkabelung für Datenübertragung überflüssig wäre. Die vorhandenen
Niederspannungs-Energieverteilungsnetze erreichen nicht nur jeden Haushalt,
sondern ermöglichen auch eine nahezu beliebige Zugänglichkeit innerhalb des
Haushaltes selbst. Daher wurden die vorhandenen Niederspannungs-
Energieverteilungsnetze auch schon für schmalbandige Point-to-Point-
Übertragen wie beispielsweise Meßwerterfassungen, Alarmanlagen,
Sprachübertragungen oder Säuglingsüberwachungseinrichtungen genutzt.
Für breitbandige Übertragungsverfahren weist die Nutzung des
Niederspannungs-Energieverteilungsnetz jedoch einige technische Probleme
auf. Neben den 230 V Wechselspannung können Spannungsspitzen von bis zu
1000 V auftreten. Des weiteren schwanken die Impedanzen in Abhängigkeit
von der Zu- und Abschaltung von elektrischen Verbrauchern, da sowohl die
elektrischen Kabel des Netzes als auch der angeschlossenen elektrischen
Verbraucher unterschiedliche Wellenwiderstände aufweisen können. Darüber
hinaus ist die Dämpfung auf den Powerlines relativ groß und dazu noch
frequenzabhängig, wobei ein charakteristischer Wert ungefähr 0,05
dB/(MHz.m) ist. Dies bedeutet, daß bei 30 MHz die Dämpfung 1,5 dB/m
beträgt, so daß höhere Übertragungsfrequenzen nicht mehr sinnvoll sind. Da
jede Leitung gleichzeitig als Empfangs-Antenne wirkt, kommt es aufgrund des
RF-Empfangs der Leitung sowie aufgrund der angeschalteten Verbraucher zu
hohen Störpegeln, so daß entsprechend hohe Empfangspegel erforderlich sind.
Zum anderen ist die erlaubte Sendeleistung jedoch beschränkt, da die Leitung
ebenfalls als Sende-Antenne wirkt, deren Abstrahlung unter den vorgegebenen
Störspannungsgrenzwerten liegen muß, da es ansonsten zu ungewollten
Störungen anderer Einrichtungen kommen kann. Die erforderlichen hohen
Empfangspegel bei gleichzeitig niedrigen Sendeleistungen ergeben ein sehr
niedriges Linkbudget, das auch im Gegensatz zur Funkübertragungstechnik
nicht durch Gewinnantennen verbessert werden kann. Ein weiteres technische
Problem stellen die undefinierten Stoßstellen dar.
Stoßstellen entstehen immer dort, wo Leitungen oder Einrichtungen mit
ungleichen Impedanzen (Wellenwiderständen) zusammengeschaltet werden.
Wird nun beispielsweise ein elektrischer Verbraucher mittels einer Stichleitung
an das Energieverteilungsnetz angeschlossen, so ergibt sich die wirksame
Impedanz der Stichleitung am Ort der Anschaltung aus Impedanz und Länge
der Stichleitung im Verhältnis zur Frequenz und der angeschalteten
Eingangsimpedanz des Verbrauchers. Sind diese Impedanzen nicht angepaßt,
so kommt es zu Reflexionen an der Stoßstelle. Da sich bei den meisten
Verbrauchern der Eingangswiderstand mit der Betriebsweise ändert, kommt es
zu dynamischen Änderungen der Reflexionsbedingungen an solchen
Stoßstellen. Stoßstellen weisen deshalb zwei verknüpfte störende
Eigenschaften auf:
Reflektierte Signale können mit einer durch den größeren Laufweg bedingten
Verzögerung am Empfänger eintreffen und dort störende Interferenzen
verursachen. Aufgrund der hohen Dämpfung im Niederspannungsnetz kann
angenommen werden, daß reflektierte Signale mit einer Verzögerung größer
ca. 200 ns keine Bedeutung haben, da diese aufgrund der damit verbundenen
großen Weglänge bereits erheblich gedämpft sind.
Der Energieübergang über die Stoßstelle erfährt eine punktuelle Dämpfung.
Die physikalische Begründung ist, daß an der Stoßstelle die ankommende
Energie in den reflektierten und in den weiterlaufenden Energieteil aufgespalten
wird. Eine starke Reflexion bedeutet somit auch eine hohe Dämpfung für die
Weiterübertragung über die Stoßstelle. Weiterhin ist zu beachten, daß in das
Niederspannungskabel nicht richtungsorientiert eingespeist und auch vom
Niederspannungskabel nicht richtungsorientiert empfangen werden kann, wie
Repeater in Funknetzen dies mittels Richtantennen können.
Die dargestellten physikalischen Gegebenheiten führen für breitbandige
Übertragungsverfahren zu folgenden Problemen bzw. Anforderungen. Die
Entkopplung von der Betriebsspannung des Niederspannungsnetzes zum
Schutz von Mensch und Kommunikationstechnik ist aufwendig und kostspielig.
Die Durchgangsdämpfung der Ankopplung geht zweimal in das Linkbudget ein,
nämlich beim Einkoppeln und beim Auskoppeln der Signale. Aufgrund der
großen Dämpfung und des geringen Linkbudgets sind nur geringe
Übertragungsentfernungen möglich, so daß Repeaterketten
(Regenerierverstärker) notwendig sind. Wegen der frequenzabhängigen
Dämpfung sind Vorverzerrungen im Sender notwendig. Des weiteren sind
hinsichtlich des Frequenzganges unempfindliche Zugriffs- und
Übertragungsverfahren zu wählen. Das nicht auftrennbare physikalische
Medium erfordert ein spezielles Übertragungsregime, das insbesondere
Parameterverknüpfungen über die gesamte Repeaterkette (Sende-
/Empfangspegel, Synchronisation, Vorverzerrungen) und einen parasitären
Empfang von benachbarten Übertragungsstrecken vermeidet.
Aus der DE 195 04 587 A1 ist ein Zweiwege-Kommunikationssystem zur
Datenübertragung zwischen einer Zentrale und Unterstationen sowie zwischen
Zwischenstationen und Endverbrauchereinrichtungen bekannt. Die
Zwischenstationen sind an das Niederspannungsnetz gekoppelte
Knotencontroller, wobei zur Datenübertragung zwischen der Zentrale und den
Unterstationen ein großflächiges Telekommunikationssystem, zum Beispiel ein
Datenfunknetz oder ein leitungsgebundenes Netzwerk, insbesondere
Lichtleiternetzwerk, genutzt wird. Die den Verteilnetztransformatoren
zugeordneten Knotencontroller verfügen über Standardmodems als
Schnittstelle zwischen dem Niederspannungsnetz und dem großflächigen
Telekommunikationsnetz, während als Zwischenstation auf dem
Übertragungsweg zwischen Knotencontroller und Endverbraucher-Einrichtung
ein Modem mit Repeaterfunktion vorgesehen ist und die Übertragung im
lokalen Niederspannungsnetzwerk mit einer Bandspreiztechnik durchgeführt
wird.
Die Datenübertragung in Niederspannungsnetzen findet in dem in Europa
zulässigen Frequenzbereich bis 148,5 kHz statt. In diesem Frequenzbereich ist
aber die Übertragungsqualität zum einen durch eine Vielzahl hier auftretender
Störsignale und ein starkes Rauschen eingeschränkt und zum anderen durch
das schmalbandige Übertragungsband hinsichtlich der Teilnehmeranzahl und
der Übertragungskapazität pro Teilnehmer begrenzt.
Aus der nachveröffentlichten DE 197 14 386 ist ein Verfahren zur
Datenübertragung in Zweiweg-Kommunikation über Niederspannungsnetze,
die an ein übergeordnetes Telekommunikationsnetz gekoppelt sind, bekannt,
bei dem die Datenübertragung im Niederspannungsnetz in einem
hochfrequenten Bereich bis 30 Mhz mit einer Bandspreizung der Datensignale
und einem Sendepegel unterhalb der vorgegebenen Funk- und
Leitungsstörspannungsgrenze durchgeführt wird und die Gewährleistung einer
Mehrbenutzerstruktur mit unterschiedlichen Sequenzen einer Familie von
Pseudozufallszahlen gespreizten Signalen zur Vorgabe einer
empfängerspezifischen logischen Richtung im Niederspannungsnetz mit einer
Richtungskodierung versehen werden, wobei die jeweils nutzerspezifisch
gespreizten und richtungsspezifisch gekennzeichneten binären Datenfolgen im
Niederspannungsnetz in den durch den Dämpfungsgrad bestimmten
Abständen mit Hilfe der vorgegebenen Sequenzen durch Korrelation erkannt,
regeneriert und mit einer neuen Richtungserkennung für die Weiterleitung der
Signale bewertet werden. Nachteilig an dem bekannten Verfahren ist, daß die
Voraussetzung für eine sichere Unterscheidung der unterschiedlich gespreizten
Signale ist, daß die empfangenen Nutzsignale mindestens den gleichen
Empfangspegel aufweisen müssen wie mögliche parasitäre Empfangspegel.
Des weiteren müssen die Empfangspegel von verschiedenen Sendern
gleichzeitig und auch mit gleichem Empfangspegel ankommen. Das Verfahren
setzt daher voraus, daß die Regenierverstärker bzw. Signalanschlußeinheiten
(Repeater) im äquidistanten Abstand zueinander angeordnet sind. In der Praxis
ist eine äquidistante Anordnung jedoch kaum zu gewährleisten, da meistens
die möglichen Anschlußstellen für die Repeater durch äußere Vorgaben
festgelegt sind, so daß es bereits bei geringen Abweichungen aufgrund der
extrem großen Dämpfungen zu erheblichen Unterschieden in den
Empfangspegeln kommen kann, die eine mit einem bestimmten Leistungspegel
sendende Quelle bei benachbarten Empfängern erzeugt bzw. die ein
Empfänger von zwei benachbarten Quellen empfängt. Tritt letzterer Fall ein, so
ist bereits bei geringen Pegelunterschieden von beispielsweise kleiner 0,5 dB
eine Signalerkennung nicht möglich.
Der Erfindung liegt daher das techniche Problem zugrunde, ein Verfahren und
eine Schaltungsanordnung zur Datenübertragung auf Powerlines zu schaffen,
die ohne aufwendige HF-Komponenten bei varierenden Abständen der
Repeater einfach und zuverlässig eine Duplexübertragung auf Powerlines
ermöglichen.
Die Lösung des technischen Problems ergibt sich durch die Merkmale der
Patentansprüche 1, 2 und 8. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der
Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Dabei wird mittels eines 3ph-2gr- oder eines 6ph-1gr-Übertragungsverfahrens
die Problematik der Verkettung über die gesamte Repeaterstrecke
aufgebrochen, so daß sich ein besonders einfaches Controllregime ergibt,
insbesondere hinsichtlich der Einstellung der Sendepegel und der Delays.
Alternativ oder kumulativ wird ein OFDM-Zugriffsverfahren verwendet, mittels
dessen eine Frequenzgangkompensation ausschließlich mittels einer
sendeseitigen Preemphasis ermöglicht wird.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines bevorzugten
Ausführungsbeispieles näher erläutert. Die Figur zeigen:
Fig. 1a-d ein Schaltschema, ein logisches Übertragungsschema, ein
physikalisches Ausbreitungsschema und ein Transportschema für
ein zweiphasiges TDD-Verfahren mit vier Kanalgruppen,
Fig. 2a-b Pegelpläne einer simulierten Repeaterkette für die beiden TDD-
Phasen,
Fig. 3a-b Synchronisationspläne einer simulierten für die beiden TDD-
Phasen zur Einstellung einer synchronen Empfangssituation,
Fig. 4a-b Frequenzgangschemata für die beiden TDD-Phasen bei
einseitigem Abgleich durch eine Preemphasis,
Fig. 5a-d ein Schaltschema, ein logisches Übertragungsschema, ein
physikalisches Ausbreitungs- und ein Transportschema für ein
4ph-2gr-Verfahren,
Fig. 6a-d ein Schaltschema, ein logisches Übertragungsschema, ein
physikalisches Ausbreitungs- und ein Transportschema für ein
3ph-2gr-Verfahren,
Fig. 7 ein Pegelplan für das 3ph-2gr-Verfahren für eine TDD-Phase an
der Repeaterkette gemäß Fig. 4a-b,
Fig. 8 ein Frequenzgangschema mit einer Preemphasis für die TDD-
Phase gemäß Fig. 7,
Fig. 9a-d ein Schaltschema, ein logisches Übertragungsschema, ein
physikalisches Ausbreitungs- und ein Transportschema für ein
6ph-1gr-Verfahren,
Fig. 10 ein Pegel- und Vorverzerrungsplan für ein 3ph-2gr-Verfahren mit
einer Preemphasis bei einem OFDM-Zugriffsverfahren,
Fig. 11 ein schematisches Blockschaltbild für die sendeseitige
Aufbereitung der OFDM,
Fig. 12 ein schematisches Blockschalt für die empfangsseitige
Aufbereitung der OFDM,
Fig. 13 ein Initialisierungsschema für ein 3ph-2gr-Verfahren,
Fig. 14 ein Initialisierungsschema für ein 6ph-1gr-Verfahren und
Fig. 15 ein Schema für die Meßprozeduren bei der Initialisierung.
Zum besseren technischen Verständnis der Erfindung wird zunächst die
Übertragung mittels einer Repeaterkette 10 mit einem zweiphasigen TDD-
Verfahren mit Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in vier
Kanalgruppen 1-4 erläutert. In der Fig. 1a ist schematisch das Schaltschema
der Repeaterkette 10 mit sieben Repeatern 11-17 dargestellt, die an eine
physikalisch nichtunterbrechbare Leitung 18 angeschlossen sind. Die Repeater
11-17 werden jeweils räumlich und zeitlich alternierend als Sender oder
Empfänger geschaltet, d. h. in einer Zeit-Phase sind alle geradzahligen
Repeater als Sender und alle ungeradzahligen Repeater als Empfänger und in
der zweiten Zeit-Phase jeweils umgekehrt geschaltet. In der Fig. 1b ist das
logische Übertragungsschema dargestellt, wobei die Übertragung von links
nach rechts die down-ward- und von rechts nach links die up-ward Richtung
sei. Die Kanalgruppen 1 und 3 werden für Übertragungen in up-ward-Richtung
und die Kanalgruppen 2 und 4 für Übertragungen in down-ward-Richtung
verwendet. Ein weißer Kreis symbolisiert dabei, daß der jeweilige Repeater in
der Phase als Empfänger geschaltet ist. Entsprechend bedeutet ein schwarzer
Kreis, daß der Repeater als Sender arbeitet. Warum eine Unterteilung in vier
Kanalgruppen 1-4 notwendig ist, wird anhand des physikalischen
Ausbreitungsschema gemäß Fig. 1c deutlich. Da die Leitung 18 physikalisch
nicht auftrennbar ist, kommt es auch zu den gestrichelt eingezeichneten
parasitären Empfangssituationen. Diese Empfangssituation für einen Repeater
beinhaltet, daß alle vier Kanalgruppen 1-4 eintreffen, von welcher nur zwei
Kanalgruppen Nutzdaten tragen. Es müssen jedoch alle eintreffenden Kanäle
aus dem Pool der zueinander orthogonalen Signale stammen. Wäre dies nicht
der Fall, beispielsweise für die parasitären Kanalgruppen, so würden diese im
Empfänger als Störgröße den Empfang der Nutzsignale verhindern. Es folgt
daher, daß der Pool der orthogonalen Signale auf diese vier Kanalgruppen
verteilt werden muß. Der Repeater 13 muß also beispielsweise eine
Nutzsendung von up-ward (von Repeater 14) und eine von down-ward (von
Repeater 12) empfangen. Gleichzeitig trifft jedoch die für ihn parasitäre up-
ward Nutzsendung von Repeater 12 (die für Repeater 11 bestimmt ist) und die
down-ward Sendung von Repeater 14 (die für Repeater 15 bestimmt ist) ein. In
der Fig. 1d ist das entsprechende Transportschema dargestellt, wobei der dicke
schwarze Pfeil den Transport einer Nutzsendung nach down-ward und der
dicke gestrichelte Pfeil den Transport einer Nutzsendung nach up-ward
darstellt. In einer ersten Phase wird die Nutzsendung von einem
Telekommunikationsgerät down-ward in der Kanalgruppe 4 an den Repeater
11 gesendet und von diesem empfangen. In der nächsten Phase sendet der
Repeater 11 die Nutzsendung über die Kanalgruppe 2 an den Repeater 12. Der
Repeater 12 sendet in der nächsten Phase ebenfalls über die Kanalgruppe 2
und soweiter. Im Idealfall, d. h. bei konstantem Abstand der Repeater 11-17
zueinander und einer konstanten, frequenzunabhängigen Dämpfung würde
dieses Übertragungsverfahren eine zufriedenstellende Lösung darstellen. Unter
realen Bedingungen führt dieses Übertragungsverfahren jedoch zu erheblichen
Problemen, was im Detail anhand eines Beispieles erläutert werden soll.
Dabei sei ein CDMA-Zugriffsverfahren vorausgesetzt, wobei angenommen sei,
daß das CDMA-Signal eine Mittenfrequenz von 20 MHz mit einer Bandbreite
von 10 MHz habe. Bei einer realen Dämpfung von ca. 0,05 dB/m.MHz ergibt
sich bei einer Länge von 20 m für die Banduntergrenze eine Dämpfung von 15
dB und für die Bandobergrenze eine Dämpfung von 25 dB, was einer
Dämpfungsdiffernz von 10 dB entspricht. Bei einer Entfernung von 40 m ergibt
sich entsprechend eine Dämpfungsdifferenz von 20 dB. Derartige
Frequenzgänge sind für gängige Modulationsverfahren wie beispielsweise
QPSK (Quatro Phase Shift Keying) und die Detektierung von CDMA Signalen
nicht zulässig. Bei Punkt zu Punkt-Übertragungen ist es bekannt,
entsprechende Entzerrungen in den Übertragungsweg einzufügen. Dies erfolgt
zumeist auf der Senderseite in Form ein Vorverzerrung (Preemphasis). Sofern
ein Repeater gleichzeitig zu zwei oder mehr benachbarten Repeatern in
unterschiedlichen Entfernungen senden muß, kann dessen Vorverzerrung nur
für einen Empfangs-Repeater optimiert werden. Sofern ein Repeater
gleichzeitig von zwei oder mehr benachbarten Repeatern Signale empfängt
und die Restverzerrungen der Eingangssignale nicht identisch sind, kann eine
Entzerrung am Empfängereingang nicht erfolgen, da diese auf alle
Eingangssignale gleich wirkt. Ein weiterer Nachteil bei Nutzung von CDMA ist,
daß sowohl die Preemphasis als auch die Eingangsentzerrung in der HF-
Ebene unter Einsatz frequenzselektiver Bauelemente durchzuführen ist. Der
Aufwand wird insbesondere erhöht, wenn eine automatische Anpassbarkeit an
den Einsatzfall mit hohem Einstellbereich gefordert ist, da eine Bearbeitung in
der Signalebene nicht möglich ist, da die CDMA-Signale in der Codeebene
vorliegen. Dieser Nachteil wird auch nicht vermieden, falls mittels eines
anderen Übertragungsverfahrens die Restverzerrungen vermieden werden.
Die Dimensionierung der Sendepegel erfolgt dabei derart, daß bei allen
Nachbarstationen, zu denen gesendet wird, ein Empfangspegel erzeugt wird,
der gleich den anderen dort anliegenden Empfangspegeln ist, mindestens aber
gleich dem Mindestempfangspegel Rxmin ist. Damit entsteht eine Verknüpfung
über die gesamte Repeaterkette 18, nach einem Schema wie es in
nachfolgender Tabelle 1 für eine Zeit-Phase dargestellt ist.
Die Tabelle zeigt in der Spalte Sendepegel, daß mit einem willkürlich
angenommenen Sendepegel P0 eines ersten Repeaters der Sendepegel des
dritten Repeaters bereits festgelegt ist, wenn beide den gleichen
Empfangspegel am Repeater 2 erzeugen sollen. In dieser Weise setzt sich die
Verkettung über die gesamte Repeaterkette fort. Die Sendepegel haben dabei
allgemein dargestellt die Form P0 + Σ(Ai), wobei Σ(Ai) die Addition der
Streckendämpfung mit alternierenden Vorzeichen entsprechend Schema in der
Tabelle, Spalte Sendepegel, ist. Für den minimalen und maximalen
Sendepegel in einer Repeaterkette folgt dann
Pmin = P0 + Σ(Ai)min ≦ P ≦ Pmax = P0 + Σ(Ai)max,
woraus sich die Spanne der Sendepegel mit
Pmax - Pmin = Σ(Ai)max - Σ(Ai)min
ergibt. Simulationen mit einer Kette von 20 Repeatern haben gezeigt, daß die
dabei auftretenden Differenzen Werte von bis zu 100 dB annehmen können.
Die Tabelle zeigt weiter in der Spalte Empfangspegel, daß mit einem willkürlich
angenommenen Sendepegel P0 eines ersten Repeaters und der folgenden
Verknüpfung der Sendepegel über die gesamte Repeaterkette die
Empfangspegel für die geradzahligen Repeater sich allgemein darstellt in der
der Form P0 + Σ(Ai), wobei Σ(Ai) die Addition der Streckendämpfungen mit
alternierenden Vorzeichen entsprechend Schema in Tabelle, Spalte
Empfangspegel, ist. Für den minimalen und maximalen Empfangspegel in einer
Repeaterkette folgt dann:
RXmin = P0 + Σ(Aj)min ≦ P ≦ Rxmax = P0 + Σ(Aj)max,
woraus sich die Spanne der Empfangspegel mit
Rxmax - RXmin = Σ(Aj)max - Σ(Aj)min
ergibt. Simulationen mit einer Kette von 20 Repeatern haben gezeigt, daß die
dabei auftretenden Differenzen Werte von bis zu 100 dB annehmen können.
Zusätzlich ergibt sich noch die Aufgabe, P0 so dimensionieren, daß Rxmin
einen Wert annimmt, der tatsächlichen Mindesteingangspegel entspricht. Das
zugehörige Controllregime ist aufwendig und kritisch insbesondere wenn ein
automatischer Selbstabgleich gefordert wird. Da P0 bei der Erstinbetriebnahme
eine Unbekannte ist, muß stets die gesamte Repeaterkette 10 neuabgeglichen
werden, falls bei der Top-Down-Einstellkette bei einem Repeater Rxmin
unterschritten wird. Des weiteren können Veränderungen während des
Betriebes dazuführen, daß die Repeaterkette erneut abgeglichen werden muß.
Zusätzliche Probleme treten bei Verzweigungen auf. Machenbildungen sind
nicht möglich, da dies der Ausschließlichkeit des Top-Down-Abgleichs
widerspricht. Weiter ist das Linkbudget durch die Dynamik der Sende- und
Empfangspegel eingeschränkt, wobei Rxmin durch die
Empfängerempfindlichkeit oder das Kanalrauschen vorgegeben ist. Pmax ist
hingegen durch die Hardware, Spannungsversorgungen oder anderen
vorgegebene Beschränkungen, insbesondere durch Forderung nach
Einhaltung der Funk- und Leitungsstörspannungsgrenzen, begrenzt. Für das
Linkbudget steht daher nur entweder Pmax - RXmin - (Σ(Ai)max - Σ(Ai)min) oder
Pmax - RXmin - (Σ(Aj)max - Σ(Aj)min) zur Verfügung, je nachdem welcher
Dynamikbereich der größere ist. Dies kann bis zur Unmöglichkeit der
Dimensionierung führen.
Ein DS-CDMA (Direct Sequenz CDMA) erfordert, daß die Sendungen von
benachbarten Repeatern bei einem Empfänger-Repeater mit hoher
Genauigkeit sequenzsynchron eintreffen. Es können, je nach Parameter des
CDMA, Genauigkeitsforderungen in der Größenordnung von beispielsweise 20
ns auftreten. Aufgrund der unterschiedlichen Entfernungen zwischen den
Repeatern ist die Synchronisation auf einen netzweit einheitlichen
Phasenstartzeitpunkt nicht ausreichend. Es entsteht die Notwendigkeit, die
Startzeitpunkte aller sendenden Repeater so mit Delays, bezogen auf den
Startzeitpunkt, zu versehen, daß die oben genannte Bedingung eingehalten
wird. Dies ist für die beiden TDD-Phasen in den beiden nachfolgenden
Tabellen 2 und 3 dargestellt.
Die Tabelle 2 zeigt in der Spalte Sendezeitpunkt, daß mit einem willkürlich
angenommenen Sendezeitpunkt V0 eines ersten Repeaters, der mit dem
Phasenstartzeitpunkt identisch sein soll, der Sendezeitpunkt des dritten
Repeaters bereits festgelegt ist, wenn sich der gleiche Empfangszeitpunkt am
Repeater 2 ergeben soll. In dieser Weise setzt sich die Verkettung über die
gesamte Repeaterkette fort. Dies ist beispielhaft in Tabelle 2 und 3 für die
beiden Zeitphasen des TDD-Betriebes dargestellt. Bei nicht frei wählbaren
Streckenlängen kann auch kein Einfluß auf die Beträge der Summen der
Signallaufzeiten Ti genommen werden. Diese Beträge können bei v ≈ 10 ns/m
bereits bei geringen Differenzen der Streckenlängen beträchtliche Werte
annehmen. Die Sendezeitpunkte haben dabei allgemein dargestellt die Form
V0 + Σ(Ti), wobei Σ(Ti) die Addition der Streckenlaufzeiten mit alternierenden
Vorzeichen entsprechend Schema in Tabelle 2 und 3, Spalte Sendezeitpunkt,
ist. Die Tabelle 2 zeigt weiter in der Spalte Empfangszeitpunkt, daß mit einem
willkürlich angenommenen Sendezeitpunkt V0 eines ersten Repeaters und der
folgenden Verknüpfung der Sendezeitpunkte über die gesamte Repeaterkette
die Empfangszeitpunkte für die geradzahligen Repeater allgemein dargestellt
die Form V0 + Σ(Ti) haben. In der Tabelle 3 ist die gleiche Betrachtung für die
andere Zeitphase des TDD vorgenommen, wobei für den Empfangszeitpunkt
des ersten Repeaters willkürlich der Zeitpunkt V0, der mit dem
Phasenstartzeitpunkt identisch sein soll, angenommen wurde, so daß dieser
Repeater synchron zu den Phasenstartzeitpunkten sowohl sendet als auch
empfängt. Damit folgt, daß die Sende- und Empfangszeitpunkte jedes
Repeaters gegen V0 jeweils um +Σ(Ti) und -Σ(Ti) versetzt sind. Somit geht die
Differenz 2.|Σ(Ti)| von der Schutzzeit zwischen den TDD-Phasen ab und ist
bei deren Dimensionierung zu berücksichtigen. Das Controllregime für die
Synchronisation ist relativ aufwendig, da eine Top-Down-Einstellkette zu
realisieren ist. Bei jeder Veränderung während des Betriebes ist ein
Neuabgleich vom Ereignisort downward über den Rest der Kette erforderlich.
Maschenbildungen sind nicht möglich, da dies der Ausschließlichkeit des Top-
Down-Abgleichs widerspricht.
Zur Veranschaulichung dieser Verkettungsproblematik ist in den Fig. 2a-b der
Pegelplan für die beiden TDD-Phasen einer aus 19 Repeatern bestehenden
Kette dargestellt, wobei eine Dämpfung von 1 dB/m angenommen wurde, so
daß die Entfernung in Metern der Dämpfung entspricht und die Entfernungen
zwischen den Repeatern zufällig zwischen 16-60 m ausgewählt wurden. Die
Pegel sind darüber hinaus zu Rxmin normiert, d. h. P = 0 in der Darstellung
entspricht dem Mindestempfangspegel Rxmin. Wird am ersten Repeater P0
nun beispielsweise mit ca. 78 dB gewählt, so stellt sich am zweiten Repeater
der Empfangspegel P0 - 28 dB ein. Entsprechend muß der sendende dritte
Repeater-Sendepegel mit P0 - 28 + 37 dB gewählt werden, damit die
Empfangspegel am als Empfänger geschalteten zweiten Repeater gleich groß
sind. Aus den Pegelplänen erkennt man nun, daß Änderungen am Anfang
einer Kette unmittelbar Einfluß auf die Dimensionierung der übrigen Repeater
haben. Weiter erkennt man, daß beispielsweise in Fig. 2a die Sendeleistung
von über 100 dB bis 40 dB schwanken kann.
In den Fig. 3a-b ist das Synchronisationsschema für die beiden TDD-Phasen
der Repeaterkette gemäß Fig. 2a-b dargestellt, die zu einem relativen
Startzeitpunkt 0 normiert wurden. Die Werte der Startzeitpunkte für Senden
sind jeweils als weiße Balken dargestellt. Die Werte der Startzeitpunkte für
Empfang sind als schwarze Balken dargestellt. Die Startzeitpunkte für Senden
sind so dimensioniert, daß in den Empfängern die Signale aus beiden
Richtungen synchron eintreffen. Die relativen Startzeitpunkte der beiden
Phasen sind gegeneinander um die Dauer einer Phase verschoben. Deutlich
wird daran, daß für die einzelne Repeater die Beträge der Delays für Senden
und Empfangen in den beiden Phasen jeweils gleich groß sind, aber
entgegengesetztes Vorzeichen aufweisen. Des weiteren ist der Darstellung zu
entnehmen, daß der Unterschied in den Delays bis zu 1400 ns betragen kann.
Diese Zeit jedoch geht direkt in die Schutzzeiten zwischen den TDD-Phasen
ein. Wie zusätzlich mittels Fig. 3a-b zu ersehen ist, besteht wie bei den Pegeln
ein unmittelbarer Zusammenhang zwischen den einzelnen Repeatern bei der
Dimensionierung der einzelnen Delays, so daß lokale Änderungen stets die
gesamte Repeaterkette betreffen.
In den Fig. 4a-b ist die Frequenzgangkompensation für Repeaterkette in den
beiden Phasen dargestellt. Die Werte der Preemphasis sind als schwarze
Balken dargestellt. Die Restverzerrung für downward sind als weiße Balken
und die für upward als graue Balken dargestellt. Wie aus der Fig. 4a zu
entnehmen ist, kann einigen Stellen die Restverzerrung auf Null korrigiert
werden, jedoch verbleiben an einigen Stellen erhebliche Restverzerrungen, die
nicht tolerierbar sind.
Allgemein läßt sich somit feststellen, daß ein derartiges Übertragungsschema
mit 2-TDD-Phasen und vier Kanalgruppen auf den ersten Blick sehr strukturiert
und einfach wirkt, jedoch insbesondere bei Anwendungsfällen, wo die
Streckenlängen nicht frei wählbar sind zu teilweise unlösbaren Problemen
führen kann. Für einen universellen Einsatz auf Powerlines ist dieses Verfahren
mit CDMA nicht geeignet.
Des weiteren kann auch ein Übertragungsverfahren mit vier TDD-Phasen mit
Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in zwei Kanalgruppen 1, 2 in
Erwägung gezogen werden, was in den Fig. 5a-d dargestellt ist. Dabei sind die
Repeater 11-17 wieder räumlich und zeitlich alternierend mal als Sender und
mal als Empfänger geschaltet, wobei ein Repeater zwei TDD-Phasen lang
beispielsweise als Sender geschaltet ist und in der einen Phase downward und
in der anderen Phase upward sendet. Die Dimensionierung der Sendepegel
erfolgt dabei derart, daß bei allen Nachbarstationen, zu denen Nutzdaten
gesendet werden, ein Mindest-Empfangspegel Rxmin erzeugt wird. Weiter muß
sichergestellt sein, daß der Empfangspegel des Nutzsignals größer/gleich dem
des empfangenen parasitären Signal ist. Durch diese beiden Bedingungen ist
der Empfangspegel des parasitären Signals vorgegeben. Stellt sich dabei ein
Empfangspegel größer dem Mindestempfangspegel ein, so existiert wieder
eine Verkettung. Wird der Mindestempfangspegel hingegen zufällig
unterschritten, so ist an dieser Stelle die Verkettung aufgebrochen. Prinzipiell
weisen jedoch beide Übertragungsverfahren die gleichen Probleme auf, da
jeder Empfänger Nutz- und Prasitärsignale von unterschiedlichen Sendern
erhält, so daß hinsichtlich der Probleme der Empfangspegel, Synchronisation
und Frequenzgangkompensation auf die vorangegangenen Ausführungen zum
2ph-4gr-Verfahren verwiesen werden kann.
Eine wesentliche Verbesserung ergibt sich mittels eines
Übertragungsverfahrens mit drei TDD-Phasen und zwei Kanalgruppen, das in
den Fig. 6a-d dargestellt ist. Wie in Fig. 6b dargestellt, besteht das logische
Übertragungsschema darin, daß die angeschalteten Repeater 11-17
entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung 18 modulo 3 in drei Gruppen 11,
14, 17; 12, 15; 13, 16; unterteilt sind. In einer ersten TDD-Phase senden die
Repeater der ersten Gruppe 11, 14, 17 an die jeweils in up- und down-Richtung
benachbarten Repeater 12; 13, 15; 16. In der darauffolgenden TDD-Phase
senden die Repeater der zweiten Gruppe 13, 16 an die jeweils in up- und
down-Richtung benachbarten Repeater 12, 14; 15, 17. In der danach folgenden
TDD-Phase senden die Repeater der dritten Gruppe 12, 15 an die in up- und
down-Richtung benachbarten Repeater 11, 13; 14, 16. Dabei existiert in jeder
TDD-Phase eine feste Zuordnung von Übertragungsrichtung und Kanalgruppe
1, 2.
In jeder TDD-Phase bilden somit jeder sendende Repeater mit seinen
unmittelbar benachbarten Repeatern eine Art Übertragungs-Insel, so daß die
Verkettungsproblematik der Repeaterkette 18 aufgebrochen ist. Die
Dimensionierung der Sendepegel erfolgt dabei derart, daß bei allen
Nachbarstationen ein Empfangspegel größer/gleich dem
Mindestempfangspegel Rxmin erzeugt wird. Dazu wird der Sendepegel derart
gewählt, daß bei der Empfangsstation mit der größten Entfernung die
Bedingung von Rxmin noch eingehalten ist. Entsprechend stellt sich bei der
Nachbarstation in der kürzeren Entfernung ein Empfangspegel ein, der um die
Differenz der Dämpfungen beider Übertragungsrichtungen über Rxmin liegt.
Aufgrund der sehr großen Dämpfungen sind die parasitären Sendungen vom
nächsten Sende-Repeater zu vernachlässigen. Bei nicht frei wählbaren
Streckenlängen können bei diesem Übertragungsschema die Probleme der
Frequenzgangkompensation besser als bei den beiden vorgenannten
Verfahren, wenn auch noch nicht optimal, gelöst werden. Eine senderseitge
Preemphasis kann ebenfalls nur für jeweils einen Empfänger optimiert werden.
Hingegen erlaubt dieses Verfahren einen empfangseitig angeordneten
Entzerrerverstärker, da innerhalb einer TDD-Phase ein als Empfänger
geschalteter Repeater immer nur von einem Sender Signale erhält, wodurch
eine vollkommene Entzerrung möglich ist.
In der Fig. 7 ist der Pegelplan für eine der drei TDD-Phasen dargestellt. Dabei
sind wieder die Sendepegel als schwarze Balken und die Empfangspegel als
weiße bzw. graue Balken dargestellt. Zusätzlich sind noch die parasitären
Empfangspegel aufgrund der übernächsten Sender dargestellt. In der Fig. 9 ist
der erste Sendepegel P0 auf 37 dB über Rxmin eingestellt, so daß der
Repeater downward von dem Senderepeater noch einen Empfangspegel gleich
Rxmin empfängt, so daß also kein Balken erkennbar ist. Der upward-Repeater
empfängt ein Empfangssignal von 37 - 28 = 9 dB. Der nächste Sendepegel wird
wieder einzig und allein auf dessen beiden Empfänger ausgelegt, wobei die
größere Streckendämpfung downward ist. Daher wird der Sendepegel
P1 = RXmin + 42 db gewählt. Dadurch erhält dessen downward-Empfänger als
Empfangspegel Rxmin und dessen upward-Empfänger einen Empfangspegel
von Rxmin + 42 - 21 dB. Der erste downward-Empfänger erhält daher ein
parasitäres Signal von RX + 42 - 21 - 53 = RXmin - 32 dB. Zum einen wird also
deutlich das jeweils drei Repeater zusammen eine Übertragungsinsel bilden
und vollkommen unabhängig von benachbarten Übertragungsinseln in ihren
Sendepegeln dimensioniert werden können. Des weiteren sind die parasitären
Empfangspegel derart gedämpft, daß diese vernachlässigbar sind. Für die
beiden anderen TDD-Phasen gilt das zuvor gesagte genauso, so daß auf eine
separate Darstellung verzichtet wurde. Aufgrund dieser Durchbrechung der
Verkettung über die gesamte Strecke stellt sich auch nicht mehr das
Synchronisationsproblem, da es sich jeweils immer nur um eine Point-to-Point-
Verbindung handelt, da nämlich ein Empfänger immer nur von einem Sender
Nutz- und Parasitärsignal erhält, was leicht aus Fig. 6c zu entnehmen ist. In der
Fig. 8 ist ein Pegelplan für die Frequenzgangkompensation für die in Fig. 7
dargestellte TDD-Phase dargestellt. Dabei wird die Preemphasis im Sender
derart eingestellt, daß bei einem der beiden Empfänger eine vollständige
Entzerrung auftritt. Die beim anderen Empfänger verbleibende Verzerrung ist
als weißer Balken dargestellt und kann mittels eines entsprechenden
empfangsseitigen Entzerrerverstärkers kompensiert werden. Mittels dieses
3ph-2gr-Übertragungsverfahren sind somit bereits alle wesentlichen Probleme
bei der Duplex-Übertragung auf Powerlines mit CDMA auch bei verschiedenen
Abständen zwischen den Repeater lösbar. Eine weitere Besonderheit des
Übertragungsverfahrens ist, daß die Transportgeschwindigkeit nach upward
doppelt so groß ist wie nach downward oder umgekehrt. Dies wird sehr leicht
deutlich, wenn man im Transportschemagemäß Fig. 6d sich den dicken
durchgezogenen und den dicken gestrichelten Pfeil betrachtet. Des weiteren ist
anzumerken, daß die vorhandene Gesamtanzahl der Kanäle auch
ungleichmäßig auf die beiden Kanalgruppen 1, 2 aufgeteilt werden kann.
In den Fig. 9a-d ist eine alternative Lösung in Form eines
Übertragungsverfahrens mit sechs TDD-Phasen und einer Kanalgruppe
dargestellt. Wie beim 3ph-2gr-Übertragungsverfahren handelt es sich wieder
um ein Modulo-3-Verfahren, d. h. jeder dritte Repeater in der Kette verhält sich
gleich. In einer ersten TDD-Phase senden die Repeater der ersten Gruppe 11,
14, 17 an die benachbarten Repeater 12, 15 in down-Richtung. In der zweiten
TDD-Phase senden die Repeater der ersten Gruppe 11, 14, 17 an die
benachbarten Repeater 13, 16 in up-Richtung. In der dritten TDD-Phase
senden die Repeater der zweiten Gruppe 12, 15 an die benachbarten Repeater
13, 16 in down-Richtung. In der vierten TDD-Phase
senden die Repeater der dritten Gruppe 13, 16 an die benachbarten Repeater
12, 15 in up-Richtung. In der fünften TDD-Phase senden die Repeater der
dritten Gruppe 13, 16 an die benachbarten Repeater 14, 17 in down-Richtung
und in der sechsten TDD-Phase senden die Repeater der zweiten Gruppe 12,
15 an die benachbarten Repeater 11, 14 in up-Richtung.
Die Dimensionierung der Sendepegel erfolgt dabei derart, daß beim Empfänger
in Nutzrichtung Rxmin empfangen wird. Da das Verfahren nur noch point-to-
point-Verbindungen enthält, ist die Verkettungsproblematik volkommen
aufgebrochen und die Dimensionierung der Sendepegel kann unabhängig von
den anderen Repeatern vorgenommen werden. Gleiches gilt für die
Synchronisation, da jeweils immer nur von einem Sender Nutzsignale
empfangen werden, ist eine Synchronisation überflüssig. Ein Vorteil gegenüber
dem 3ph-2 gr-Übertragungsverfahren ist, daß die Frequenzgangkompensation
ausschließlich mit einer Preemphasis realisiert werden kann, so daß auf
empfangsseitige Entzerrerverstärker verzichtet werden kann. Ebenso wie beim
3ph-2gr-Übertragungsverfahren sind Maschenbildungen möglich, da die
Verkettung aufgebrochen ist. Gegebenenfalls muß zur Maschenbildung die
Anzahl der Repeater in der Masche so ergänzt werden, daß die modulo 3
Einteilung gewährleistet ist.
Weiter ist festzustellen, daß die Übertragungskapazität bei den beiden
letztgenannten Verfahren etwas größer als bei den 2ph-4gr- oder 4ph-2gr-
Übertragungsverfahren ist. Die Gesamtkapazität K sei definiert als K = k . fph . D,
mit k-Anzahl der Kanäle, fph-Phasenfrequenz und D-Bit pro Phase und Kanal,
wobei Phasenfrequenz und Anzahl der Bit pro Phase und Kanal für die
Betrachtung für alle Verfahren gleich angesetzt werden. Die verfügbare
Kapazität pro Richtung ergibt sich mit KR = a . (K/R) und a = kR/k, wobei kR die
Anzahl der Kanäle pro Richtung und Repeater und R gleich der Anzahl der
Phasen sei. Im Falle einer gleichmäßigen Aufteilung der Kanalzahl k in G gleich
große Gruppen ergibt sich a = 1/G und damit KR = K/(G . R). Somit ist die
Übertragungskapazität im Verhältnis 116 zu 1/8 größer.
Die Verzögerungszeiten ergeben sich aus TV = V . Tph mit V-Verzögerung pro
Repeater, d. h. nach wieviel Phasen wird ein empfangenes Datenpaket
weitergesendet und Tph-Zeitdauer einer Phase. Dabei ergeben sich bei
angenommenen gleichen Zeitdauern der Phasen die nachfolgenden Werte, die
aus den Transportschemata in Fig. 1d für das Verfahren 2ph-4gr, in Fig. 5d für
das Verfahren 4ph-2gr, in Fig. 6d für das Verfahren 3ph-2gr und in Fig. 9d für
das Verfahren 6ph-1gr entnehmbar sind, mit V = 1 für beide Richtungen beim
Verfahren 2ph-4gr, V = 2 für beide Richtungen bei den Verfahren 4ph-2gr und
6ph-1gr und V1 = 1, V2 = 2, d. h. unterschiedlich für beide Richtungen beim
Verfahren 3ph-2gr.
Dabei ergibt sich leicht, daß hinsichtlich der Verzögerungszeit das 2ph-4gr-
Übertragungsverfahren Vorteile gegenüber den anderen
Übertragungsverfahren aufweist.
Bei allen bisherigen Betrachtungen ist davon ausgegangen worden, daß ein
CDMA-Verfahren zur Anwendung kommt. Wie bereits bei den Nachteilen zuvor
andiskutiert, liegt ein besonderer Nachteil des CDMA darin, daß die Signale in
der Code- und nicht in der Frequenzebene vorliegen, was insbesondere
hinsichtlich der Frequenzgangkompensation von Nachteil ist.
Eine wesentliche Vereinfachung der Frequenzgangkompensation und andere
Vorteile treten ein, wenn statt eines CDMA-Verfahrens ein OFDM/OFDMA
(Orthogonal Frequency Division Multiplex/Orthogonal Frequency Division
Mutiple Access) Verfahren zur Anwendung kommt, unabhängig davon, welches
der vorgenannten Übertragungsverfahren verwendet wird. Das OFDM-
Verfahren nutzt für die Übertragung orthogonale Frequenzen. Diese sind
dadurch charakterisiert, daß diese ein ganzzahliges Vielfaches einer
Basisfrequenz sind, gleiche konstante Amplituden besitzen und mit der
Symboldauer so korreliert sind, daß sie zu Beginn einer Symboldauer mit der
gleichen Startphase ωt = 0 beginnen und zum Ende der Symboldauer mit der
Phase ωt = 2π enden. Jeweils eine dieser Frequenzen wird einem Kanal
zugewiesen. Die Signale aller Kanäle werden einander überlagert, so daß in
einem breitbandigen Übertragungssignal eine Vielzahl von Kanälen
(Multiträgerverfahren) realisiert werden kann. Ein Vorteil dieses Verfahrens
besteht darin, daß an Hand dieses einfachen Bildungsalgorithmus eine
komplette Bearbeitung mittels Rechentechnik realisiert werden kann,
beispielsweise mittels bekannter Digitaler Signalprozessoren DSP. Dabei
werden sendeseitig die digitalen Symbole aller parallel anliegenden Kanäle als
Signale in der Frequenzebene betrachtet. Mittels einer inversen
Fouriertransformation wird daraus für jeden Kanal das Signal in der Zeitebene
berechnet. Die so gewonnenen Signale werden in einer Summierstufe
aufsummiert. Dieses Summensignal kann zusätzlich noch, beispielsweise
durch einen Mischer, in einen anderen Frequenzbereich, meist durch eine up-
Conversion, übertragen werden. Empfangsseitig wird das Signal,
gegebenenfalls nach der erforderlichen down-Conversion mittels einer
Fouriertransformation aus der Zeitebene wieder in die Frequenzebene
zurückgewandelt, womit die digitalen Symbole aller Kanäle wieder parallel zur
Verfügung stehen.
Für die Übertragung auf Powerlines wird die Eigenschaft des OFDM-
Verfahrens genutzt, daß alle Signale (Träger) in der Frequenzebene nicht
überlappend vorliegen. Dies trifft auch dann zu, wenn auf den einzelnen Träger
eine mehrphasige Modulation angewandt wird. Der Vorteil ist, daß für die
Kanalkorrektur ausschließlich eine sendeseitige Preemphasis ausreichend ist
und daß diese in der Signalebene durchgeführt werden kann. Für die
Vorverzerrung werden die Signale vor der inversen Fouriertransformation mit
einer zur Signalfrequenz korrelierenden Amplitudenwichtung versehen,
wodurch aufwendige Lösungen in der HF-Ebene wie bei CDMA entfallen. Dies
soll nachfolgend anhand der Fig. 10 näher erläutert werden, in der die
Verhältnisse für ein 3ph-2gr-Übertragungsverfahren dargestellt sind, bei
welchem ein Repeater gleichzeitig zu zwei benachbarten Repeatern in
unterschiedlicher Entfernung sendet. Die Dämpfung auf der
Übertragungsstrecke betrage 0,05 dB/MHz.m. Es werden beispielhaft für eine
kürze Entfernung I1 = 20 m der Frequenzbereich von 20-25 Mhz und für eine
größere Entfernung I2 = 40 m der Frequenzbereich von 15-20 Mhz benutzt. Die
Darstellung weist den Sendepegel unter Beachtung der erforderlichen
Vorverzerrungen aus, wobei es jeweils möglich ist, folgende Bedingungen
einzuhalten:
- - Das empfangene Nutzsignal weist einen geebneten Frequenzgang aus und
- - Alle parasitären Signale haben einen Empfangspegel kleiner/gleich dem Nutzsignal. Es läßt sich nachweisen, daß für jedes Entfernungsverhältnis zwischen den benachbarten Repeatern sich eine Einstellung finden läßt, die diesen beiden Bedingungen genügt. Für eine beispielhafte Dimensionierung eines OFDMA-basierten Übertragungsverfahrens wurden folgende in der Tabelle 4 dargestellte Ausgangsdaten Beziehungen angesetzt, wobei hinsichtlich deren jeweiliger physikalischer Bedeutung auf die Literatur zu OFDM verwiesen wird.
Die in der Tabelle 4 aufgeführten Festlegungen gewährleisten, daß die
Symboldauer hinreichend größer als die maximale Umwegverzögerung ist, was
durch den Faktor n und dessen a priori Festlegung auf n ≧ 10 erreicht wird. Dies
sichert, in Verbindung mit der OFDM-Schutzzeit TG zwischen den Symbolen,
daß die Resistenz gegen Mehrwegeempfang erhöht wird. Der Einfluß des
Faktors n besteht außerdem darin, daß bei Vergrößerung von n der Anteil der
OFDM-Schutzzeit TG an der OFDM-Blockdauer TB immer geringer wird und
dadurch eine höhere Effektivität bezüglich Auslastung der verfügbaren
Bandbreite eintritt. Erkauft wird dieser Effekt mit einer Erhöhung der Anzahl der
OFDM-Kanäle und einem engeren OFDM-Kanalraster. Wird eine höherwertige
Modulation wie beispielsweise QPSK verwendet, so erhöht sich bei gleicher
Symbolrate die Nettodatenrate pro Kanal und damit die Kapazität pro Richtung
auf den doppelten Wert. Die an anderer Stelle benannte Empfindlichkeit von
QPSK gegen Frequenzgangverzerrungen im Übertragungskanal ist hier nicht
relevant, da die QPSK auf jeweils sehr schmalbandige Träger angewandt wird.
Denkbar sind auch Anwendungen mit 8PSK, die eine Verdreifachung der
Kapazitätswerte ergeben würde. Mögliche physikalische Realisierungen in
Abhängigkeit von n und basierend auf den Beziehungen entsprechend Tabelle
4 sind in der Tabelle 5 angegeben, wobei Sps für Symbols per second steht.
Die real in einer Repeaterkette verfügbare Übertragungskapazität pro Richtung
wird des weiteren durch das jeweils verwendete TDD-Verfahren bestimmt,
wobei bei den Verfahren 2ph-4gr und 4ph-2gr ein Minderungsfaktor von 118
und bei den Verfahren 3ph-2gr und 6ph-1gr ein Minderungsfaktor 1/6 zu
berücksichtigen ist.
In der Fig. 11 ist die Aufbereitung der Sendesignale dargestellt. Die Signale
jedes Kanals werden getrennt einem Seriell-Parallel-Wandler 20 zugeführt.
Dieser wandelt bei einer m-wertigen Modulation den seriellen Bitstrom in
Gruppen zu m parallelen Bit um. Ein jeweils nachgeordneter Codierer 21
wandelt jede Bitgruppe in die der Bitgruppe adäquaten Modulations-
Zustandsinformationen um. Diese Signale werden dann einer Bandbegrenzung
22 unterzogen. In einem nachfolgenden Modulator 23 wird damit der Träger fi
moduliert und das modulierte Signal einer Amplitudenwichtung 24 zur
Kompensation des Frequenzgangs des Übertragungskanals unterzogen.
Danach werden die Signale aller Kanäle in einem Summierer 25 aufsummiert
und dem eigentlichen Sendeteil zugeführt. Im Falle einer zweiwertigen
Modulation entfallen Seriell-Parallel-Wandler 20 und Codierer 21, da der
Codierer 21 nur rückgängig machen würde, was vom Seriell-Parallel-Wandler
vorher durchgeführt wurde. Die Kanalsignale werden in diesem Fall daher dem
Modulator direkt zugeführt. Im Fall einer vierwertigen Modulation würden der
Seriell-Parallel-Wandler 20 und der Codierer 21 der Baugruppe zur
Aufbereitung der I/Q-Signale entsprechen. Des weiteren sei angemerkt, daß
die Amplitudenwichtung 24 auch vor dem Modulator 23 vorgenommen werden
kann. Vorzugsweise werden Seiell-Prallel-Wandler 20, Codierer 21,
Modulatoren 23, Amplitudenwichtung 24 und der Summierer 25 mittels einer
DSP-Baugruppe realisiert, wobei die Modulation als inverse
Fouriertransformation erfolgt und damit keine Trägererzeugung mehr
erforderlich ist, da die Trägerinformation als Prameter in den Algorithmus der
inversen Fouriertransformation eingeht.
In der Fig. 12 ist die Aufbereitung der OFDM-Empfangssignale dargestellt. Die
empfangenen Signale werden parallel den Kanaldemodulatoren 26 zugeführt.
Durch Zumischen der Träger fi erfolgt kanalweise die Demodulation. Die
Signale am Ausgang jedes Demodulators werden einer Tiefpaßfilterung 27
unterzogen und einem getakteten Schwellenwertschalter 28 zugeführt. Der
Takt T wird durch ein übliches clock recovery aus dem Empfangssignal
gewonnen. Die Decodierer 29 wandeln die Modulations-Zustandsinformationen
in die diesen Informationen adäquaten Bitgruppen um. Anschließend erfolgt in
nachgeschalteten Parallel-Seriell-Wandlern 30 wieder die Umwandlung in
einen seriellen Datenstrom. Vorzugsweise werden die Demodulatren 26,
Tiefpaßfilter 27, Schwellenwertschalter 28, clock recovery sowie Dekodierer 29
sowie Parallel-Seriell-Wandler 30 in einer DSP-Baugruppe realisiert, wobei die
Demodulatoren 26 als Fouriertransformation erfolgt und damit keine
Trägererzeugung mehr erforderlich ist, da die Trägerinformationen als
Parameter in den Algorithmus der Fouriertransformation eingeht.
Zur Verbesserung der Bit Error Rate kann das OFDM-Zugriffsverfahren mit
einem Frequency Hopping kombiniert werden. Grundprinzip ist dabei, daß die
Daten der einzelnen Kanäle zyklisch einer wechselnden OFDM-Frequenz
zugeordnet werden, so daß bei Ausfall oder schlechtem Empfang auf einer
OFDM-Frequenz nicht die Informationen des ganzen Kanals verloren gehen,
sondern jeweils von allen Kanälen beispielsweise nur ein Bit, das dann
gegebenenfalls mittels geeigneter fehlerkorrigierender Verfahren wieder
rekonstruierbar ist. In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform werden die
vorhandenen Kanäle nicht vollständig für die Nutzdatenübertragung verwendet
und beispielsweise für jede Übertragungsrichtung mindestens ein
Reservekanal vorrätig gehalten. Stellt dann einer der Repeater fest, daß dieser
einen Kanal nicht empfangen kann, so werden seine benachbarten Repeater
initialisiert, auf einem Reservekanal zu senden bzw. wenn notwendig auf
diesem zu empfangen, beispielsweise weil der entsprechende Sendeteil beim
Repeater ausgefallen ist. Dies ermöglicht ein uneingeschränktes
Datenübertragungsverfahren bei Auftreten von äußeren lokalen Störungen oder
Defekten eines Repeaters, die aufgrund der sehr verschiedenen äußeren
Umstände nie völlig auszuschließen sind. Nachfolgend wird die praktische
Umsetzung näher erläutert.
Für k Kanäle wird ein wortorientierter virtueller Ringspeicher aufgebaut, der
genau k Speicherplätze mit einer Wortlänge w besitzt. Zur parallelen
Übertragung der Daten der k Kanäle wird pro Kanal ein Datenwort in den
Ringspeicher geschrieben, wobei die Kanalnummer der Speicherplatznummer
entspricht. Es folgen w Lesezyklen, wobei bei jedem Lesezyklus der
Ringspeicher bei wechselnden Startpositionen beginnend einmal modulo k
gelesen wird. Bei jedem Lesezyklus wird eine bestimmte Bitposition gelesen.
Die Bitposition wird nach jedem Lesezyklus um eine Stelle erhöht. Die
Verschiebung der Startposition kann nach verschiedenen Algorithmen erfolgen,
wobei im einfachsten Fall die Verschiebung v einen konstanten Wert besitzt.
Für diesen ergeben sich folgende Lesezyklen:
1. Lesezyklus: Bei Startposition a1 beginnend, Lesen des jeweils 1. Bit der k Worte
2. Lesezyklus: Bei Startposition a1 + v beginnend, Lesen des jeweils 2. Bit der k Worte
w. Lesezyklus: Bei Startposition a1 + (w - 1) . v beginnend, Lesen des jeweils w ten Bits der k Worte.
1. Lesezyklus: Bei Startposition a1 beginnend, Lesen des jeweils 1. Bit der k Worte
2. Lesezyklus: Bei Startposition a1 + v beginnend, Lesen des jeweils 2. Bit der k Worte
w. Lesezyklus: Bei Startposition a1 + (w - 1) . v beginnend, Lesen des jeweils w ten Bits der k Worte.
Anschließend wird der Ringspeicher neu beschrieben und die Startposition a2
des 1. Lesezyklus ist a2 = a1 + w . v. Die gelesenen Bits werden in der
Reihenfolge des Lesens den OFDM-Frequenzen zugeordnet. Gegebenenfalls
werden bei der Zuordnung Frequenzen übersprungen, die als gestört markiert
sind. Damit werden die Daten eines Kanals über ständig wechselnde
Frequenzen übertragen, wobei der Wechsel bitweise erfolgt und die
Sprungweite mit der Verschiebung der Startposition bei den Lesezyklen
übereinstimmt, wenn ausgeblendete gestörte Frequenzen nicht in die Zählung
einbezogen werden. Die Dimensionierung von v ist dabei so zu wählen, daß die
Differenz zwischen den sequentiell zugeordneten OFDM-Frequenzen möglichst
groß ist. Dabei ist nicht nur die Differenz 1. Ordnung zu betrachten, da eine
Frequenz gegebenenfalls nicht nur für eine, sondern für mehrere Zyklen gestört
ist. Für die Differenz n-ter Ordnung gilt jeweils der kleinere der Werte D1n = n . v
und D2n = k - n . v, wobei die Werte n . v modulo k zu berechnen sind. Für k = 64
sind in der nachfolgenden Tabelle für verschiedene Verschiebungen v die
Differenzen verschiedener Ordnung dargestellt.
Wird Wert darauf gelegt, daß auch die Differenz 4. und 5. Ordnung noch einen
hinreichenden Schutzabstand zu einer über 4 bis 5 Bitperioden gestörten
Frequenz haben, so kommen für das gewählte Beispiel k = 64 die Werte v = 11
oder v = 17 in Betracht.
Dem Empfänger der Datenübertragung muß die gesamte Bildungsvorschrift,
nach welcher die Aufbereitung der Daten im Sender erfolgt, bekannt sein und
auf die Startposition und die Bitposition der Lesezyklen synchronisiert sein.
Hierfür wird im TDD-Betrieb die erste übertragene Bitposition jedes Bursts nicht
mit Kanalinformationen belegt, sondern für die Übertragung der für die
Synchronisation entscheidenden Startposition des nächsten Lesezyklus
benutzt. Die Bitposition muß nicht übertragen werden, wenn entsprechend der
bevorzugten Ausführung eine wortorientierte Übertragung erfolgt und
nachfolgend immer mit Bitposition 1 begonnen wird. Eine davon abweichende
Realisierung, die bitorientiert überträgt und in diesem Fall die zusätzliche
Übertragung der Bitposition erfordert, ist jedoch prinzipiell auch möglich. Der
Empfänger ist dann jeweils entsprechend revers zum Sender aufgebaut.
Nachdem die Repeaterkette hardwaremäßig aufgebaut wurde, muß diese
zunächst initialisiert werden. Die Initialisierung wird als Top-Down-Prozedur
durchgeführt, indem jeder initialisierte Repeater den oder die jeweils
nächstfolgenden Repeater initialisiert, wobei die Mehrzahl ausdrücken soll, daß
auch Streckenverzweigungen existieren können. Nachfolgend wird jedoch der
Einfachheit halber von einer unverzweigten Repeaterkette ausgegangen. In der
Fig. 13 ist das Ablaufschema für das 3ph-2gr-Übertragungsverfahren
dargestellt. Der erste Repeater 11 der Kette ist Überleitstelle in ein hier nicht
näher beschriebenes Netz. Der Repeater 11 besitzt über dieses Netz damit als
einziger Repeater der Kette den Zugang zu einem zuständigen Network
Managment System NMS und erhält von diesem seine Initialisierungsdaten, die
TDD-Konfiguration und die Informationen über seine Netzwerkumgebung wie
beispielsweise die ID's des oder der nachgeschalteten Repeater. Vom
Repeater 11 wird zunächst die Messung der Übertragungsstrecke zum
nächstliegenden Repeater 12 eingeleitet. Die Ergebnisse der Messung werden
im Repeater 11 als Parameter down und im Repeater 12 als Parameter up
gespeichert. Danach werden die Vereinbarungen über die abwärtsgerichtete
Übertragung (Vereinbarung down) getroffen. Eine Vereinbarung über die
aufwärtsgerichtete Übertragung kann noch nicht getroffen werden, da der
Repeater 12 zu diesem Zweck noch die Parameter seiner abwärtsgerichteten
Übertragungsstrecke kennen muß. Anschließend werden vom Repeater 12 die
gleichen Prozeduren in Richtung zum Repeater 13 durchgeführt. Zusätzlich zur
Vereinbarung über die abwärtsgerichtete Übertragung zum Repeater 13
werden vom Repeater 12 anschließend die Vereinbarungen mit dem Repeater
11 über die aufwärtsgerichtete Übertragung getroffen. Beide Vereinbarungen
werden unter Beachtung der notwendigen Sendepegel und der Vorverzerrung
getroffen. Nur der Repeater 12 kennt die Prameter der beiden
Übertragungsstrecken (Parameter up, Prameter down), die dieser zu bedienen
hat und kann daraus die Zuweisung der Frquenzbereiche, Sendepegel und
Vorverzerrungen ableiten. Zusätzlich werden bei der Vereinbarung die
Ergebnisse der Kanalprüfung, was noch erläutert wird, beachtet, indem
auszublendende Kanäle separat für jede Richtung festgelegt werden.
Anschließend werden aufeinanderfolgend von allen nachfolgenden Repeatern
die Prozeduren in gleicher Weise sukszessive durchgeführt.
In der Fig. 14 ist die Top-Down-Initialisierungsprozedur für das 6ph-1gr-
Übertragungsverfahren dargestellt. Die Prozedur verläuft weitgehend identisch
zur Top-Down-Initialisierungsprozedur beim 3ph-2gr-Übertragungsverfahren.
Der Unterschied besteht lediglich darin, daß die Vereinbarung down und die
Vereinbarung up in einem Schritt erfolgen. Dies ergibt sich daraus, daß jeder
Repeater zu einem Zeitpunkt immer nur zu einem einzigen anderen Repeater
sendet und daher keine Beachtung einer zweiten Übertragungsstrecke wie
beim 3ph-2gr-Übertragungsverfahren erforderlich ist.
Die bei der Initialisierung erfolgende Messung ist in Fig. 15 schematisch
dargestellt, wobei diese sowohl für das 3ph-2gr- als auch für das 6ph-1gr-
Übertragungsverfahren gilt. Ein bereits initialisierter Repeater mit ID1 kennt
seine Netzwerkumgebung und spricht den nachfolgenden Repeater mit ID2 an.
Die Info beinhaltet des weiteren die Angaben über das TDD-Regime (Anzahl
der Phasen, Nummer der aktuellen Phase, Sendephase der Quelle,
Empfangsphase der Quelle). Die Aussendung wird mit variierenden Prametern
so lange wiederholt, bis der nachfolgende Repeater mit ID2 antwortet.
Anschließend quittiert der Repeater mit ID2 dem Repeater mit ID1 den
Empfang, worauf die Pegel-/Dämpfungsmessung durchgeführt wird. Die Pegel-
/Dämpfungsmessung ist ein mehrstufiger Prozess und wird an mindestens drei
Punkten des Übertragungsspektrums (Mitte, obere und untere Randzone)
durchgeführt. Ergebnis ist der erforderliche Sendepegel, um bei der
Gegenstelle den Mindestempfangspegel Rxmin zu erzeugen. Aufgrund der
Reziprozität des Übertragungskanals gilt das Ergebnis für beide Richtungen.
Danach erfolgt die Kanalprüfung down. Mit Aussendung vom Repeater mit ID1
und Empfang durch Repeater mit ID2, wobei alle Kanäle gegebenenfalls in
mehreren Teilpaketen benutzt werden, wird vom empfangenden Repeater
geprüft, ob einzelne Kanäle am Empfangsort ständig gestört und daher
auszublenden sind. Für die Kanalprüfung up erfolgt die gleiche Prüfung in
entgegengesetzter Richtung. Bezüglich der Feststellung der Störung von
Kanälen ist eine für die Übertragungsrichtungen separate Prüfung erforderlich,
da für das Auftreten von Störern nicht die Reziprozitätsbedingung gilt.
Anschließend wird der Status zum NMS gesendet. Mit der Bereitstellung des
physical Layers kann vom Repeater mit ID2 die Anmeldung beim NMS
vorgenommen werden. Das NMS bestätigt die Anmeldung und übergibt weitere
Konfigurationsdaten und Informationen über die Netzwerkumgebung.
1
Kanalgruppe
2
Kanalgruppe
3
Kanalgruppe
4
Kanalgruppe
10
Repeaterkette
11
Repeater
12
Repeater
13
Repeater
14
Repeater
15
Repeater
16
Repeater
17
Repeater
18
Leitung
20
Seriell-Parallel-Wandler
21
Codierer
22
Bandbegrenzung
23
Modulator
24
Amplitudenwichtung
25
Summierer
26
Kanaldemodulatoren
27
Tiefpaßfilterung
28
Schwellenwertschalter
29
Dekodierer
30
Parallel-Seriell-Wandler
Claims (14)
1. Verfahren zur Datenübertragung auf Powerlines oder anderen
physikalisch nicht auftrennbaren Leitungen mittels einer Repeaterkette,
wobei die Datenübertragung kanalorientiert erfolgt und die Daten mittels
eines Zugriffsverfahrens den Kanälen zugeordnet und mittels eines
Übertragungsverfahrens zwischen den Repeatern im Duplexbetrieb
übertragen werden,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Übertragungsverfahren als dreiphasiges TDD mit Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in zwei Kanalgruppen (1, 2) organisiert ist und die an die Leitung (18) angeschalteten Repeater (11- 17) entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung (18) modulo 3 in drei Gruppen unterteilt sind, umfassend folgende Verfahrensschritte:
dadurch gekennzeichnet, daß
das Übertragungsverfahren als dreiphasiges TDD mit Aufteilung der Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle in zwei Kanalgruppen (1, 2) organisiert ist und die an die Leitung (18) angeschalteten Repeater (11- 17) entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung (18) modulo 3 in drei Gruppen unterteilt sind, umfassend folgende Verfahrensschritte:
- a) senden der ersten Gruppe (11, 14, 17) in der ersten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (12; 13, 15; 16),
- b) senden der zweiten Gruppe (13, 16) in der zweiten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (12, 14; 15, 17),
- c) senden der dritten Gruppe (12, 15) in der dritten TDD-Phase an die jeweils in up- und down-Richtung benachbarten Repeater (11, 13; 14, 16), wobei die Kanalgruppen (1, 2) je TDD-Phase für alle Repeater (11- 17) fest einer Übertragungsrichtung zugeordnet sind.
2. Verfahren zur Datenübertragung auf Powerlines oder anderen
physikalisch nicht auftrennbaren Leitungen mittels einer Repeaterkette,
wobei die Datenübertragung kanalorientiert erfolgt und die Daten mittels
eines Zugriffsverfahrens den Kanälen zugeordnet und mittels eines
Übertragungsverfahrens zwischen den Repeatern im Duplexbetrieb
übertragen werden,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Übertragungsverfahren als sechsphasiges TDD mit einer Kanalgruppe (1), die die Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle umfaßt, organisiert ist und die an die Leitung (18) angeschalteten Repeater (11- 17) entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung (18) modulo 3 in drei Gruppen unterteilt sind, umfassend folgende Verfahrensschritte:
dadurch gekennzeichnet, daß
das Übertragungsverfahren als sechsphasiges TDD mit einer Kanalgruppe (1), die die Gesamtzahl der verfügbaren Kanäle umfaßt, organisiert ist und die an die Leitung (18) angeschalteten Repeater (11- 17) entsprechend ihrer Reihenfolge an der Leitung (18) modulo 3 in drei Gruppen unterteilt sind, umfassend folgende Verfahrensschritte:
- a) senden der ersten Gruppe (11, 14, 17) in der ersten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (12, 15) in down-Richtung,
- b) senden der ersten Gruppe (11, 14, 17) in der zweiten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (13, 16) in up-Richtung,
- c) senden der zweiten Gruppe (12, 15) in der dritten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (13, 16) in down-Richtung,
- d) senden der dritten Gruppe (13, 16) in der vierten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (12, 15) in up-Richtung,
- e) senden der dritten Gruppe (13, 16) in der fünften TDD-Phase an die benachbarten Repeater (14, 17) in down-Richtung und
- f) senden der zweiten Gruppe (12, 15) in der sechsten TDD-Phase an die benachbarten Repeater (11, 14) in up-Richtung.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Sendepegel der Repeater derart dimensioniert werden, daß an dem
Repeater in der Übertragungsrichtung mit der größten Dämpfung sich
der Mindestempangspegel Rxmin einstellt.
4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur
Frequenzgangkompensation sendeseitig eine auf einen Empfänger-
Repeater abgestimmte Preemphasis vorgenommen wird und die
verbleibende Restverzerrung am anderen Empfänger-Repeater mittels
eines Entzerrungsverstärkers kompensiert wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 3 oder 4, dadurch
gekennzeichnet, daß die Anteile der beiden Kanalgruppen (1, 2) an der
Gesamtzahl der Kanäle k variabel eingestellt werden kann.
6. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der
Sendepegel eines Repeaters jeweils derart auf den Empfänger-
Repeater der jeweiligen TDD-Phase einstellt wird, daß sich am
Empfänger-Repeater der Mindestempfangspegel Rxmin einstellt.
7. Verfahren nach Anspruch 2 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur
Frequenzgangkompensation ausschließlich sendeseitig eine an den
jeweiligen Empfänger-Repeater angepaßte Preemphasis vorgenommen
wird.
8. Verfahren zur Datenübertragung auf Powerlines oder anderen
physikalisch nicht auftrennbaren Leitungen, mittels einer Repeaterkette,
wobei die Datenübertragung kanalorientiert erfolgt und die Daten mittels
eines Zugriffsverfahrens den Kanälen zugeordnet und mittels eines
Übertragungsverfahrens zwischen den Repeatern im Duplexbetrieb
übertragen werden,
dadurch gekennzeichnet, daß
als Zugriffsverfahren ein Orthogonal Frequency Division Multiple
Access-Verfahren OFDMA verwendet wird.
9. Verfahren zur Datenübertragung auf Powerlines nach einem der
Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Zugriffsverfahren
gemäß Anspruch 8 Anwendung findet.
10. Verfahren zur Datenübertragung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch
gekennzeichnet, daß die Frequenzgangkompensation des
Übertragungskanals sendeseitig in der Signalebene erfolgt, indem die
Einzelsignale des OFDM vor einer inversen Fouriertransformation mit
einer zur Signalfrequenz korrelierenden Amplitudenwichtung versehen
werden, wobei bei einem dreiphasigen Verfahren für die Übertragung zu
dem am weitesten entfernten Repeater der niedrigste Frequenzbereich
des Übertragungsbandes und zu dem am nahegelegensten Repeater
der höchste Frequenzbereich des Übertragungsbandes genutzt werden
und daß in den so gebildeten Teilbändern die Vorverzerrungen
proportional der jeweiligen Entfernung sind und deren Absolutbetrag
derart gewählt wird, daß jeder benachbarte Repeater seinen
Nutzbereich unverzerrt empfängt.
11. Verfahren zur Datenübertragung nach Anspruch 8, 9 oder 10, dadurch
gekennzeichnet, daß das OFDM-Zugriffsverfahren mit einem Frequency
Hopping und einem auf den Datenkanal bezogenen
Fehlerkorrekturverfahren kombiniert zur Anwendung kommt.
12. Verfahren zur Datenübertragung nach Anspruch 11, dadurch
gekennzeichnet, daß im Übertragungskanal ständig gestörte
Frequenzen im OFDM-Schema nicht mit Kanalinformationen belegt
werden und bei dem Frequency Hopping ausgelassen werden.
13. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der
Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die
Schaltungsanordnung eine Vielzahl von Repeatern (11-17) umfaßt,
wobei jeder Repeater (11-17) einen Sendeteil und einen Empfangsteil
zum Senden und Empfangen von k Kanälen umfaßt, wobei die
Kanalaufbereitung im Sendeteil für jeden Kanal einen Bandbegrenzer
(22), einen Modulator (23) und einen Amplitudenwichter (24) und
ausgangsseitig einen Summierer (25) für die k Einzelsignale umfaßt, und
die Basisband-Signalverarbeitung im Empfangsteil für jeden Kanal einen
Demodulator (26), einen Tiefpaß (27) und einen getakteten
Schwellenwertschalter (28) umfaßt.
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß
der Sende- und Empfangsteil eines Repeaters (11-17) in mindestens
einer DSP-Baugruppe integriert sind.
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DE19714386C1 (de) * | 1997-03-27 | 1998-10-08 | Berliner Kraft & Licht | Verfahren und Anordnung zur Datenübertragung in Niederspannungsnetzen |
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Patent Citations (2)
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DE19714386C1 (de) * | 1997-03-27 | 1998-10-08 | Berliner Kraft & Licht | Verfahren und Anordnung zur Datenübertragung in Niederspannungsnetzen |
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