<Desc/Clms Page number 1>
Die Erfindung betrifft ein System zur Übertragung von Daten unter Verwendung einer Vielzahl (N) durch beabstandete Trägerfrequenzen gebildeten Übertragungskanäle auf einer Leitung zwi- schen einer zentralen Stelle und einer Vielzahl, an unterschiedlichen Abzweigungspunkten an die Leitung angeschlossenen Teilnehmern mit einem an der zentralen Stelle angeordneten Sende- und Empfangsteil und jeweils den Teilnehmern zugeordneten Sende- und Empfangsteilen, wobei die Sendeteile jeweils eine Multiplex-Einheit zur Aufteilung des zu sendenden Datenstroms in Datenblöcke, Kodiereinheiten, eine aus mehreren identischen Prototypfiltern gebildete Inverse- Fourier-Transformationsfilterbank und die Empfangsteile jeweils eine aus mehreren identischen Prototypfiltern gebildete Fourier-Transformationsfilterbank, Dekodierer-Einheiten und eine Demul- tiplexer-Einheit umfassen,
und wobei die Verarbeitung des zu sendenden Datenstroms innerhalb der Inversen-Fourier-Transformationsfilterbank und der Fourier-Transformationsfilterbank mit einer Blocklänge (M) erfolgt.
Bereits seit einiger Zeit werden Versuche unternommen, zwischen einer zentralen Stelle und mehreren, in unterschiedlicher Entfernung von dieser existierenden Anschlüssen einer bereits be- stehenden, mit der zentralen Stelle verbundenen Leitung eine Datenübertragung zu ermöglichen.
Eine besonders wichtige Anwendung dafür stellen Telematik-Systeme dar, welche die Übertra- gung von Daten über Stromversorgungsleitungen ermöglichen. Zu diesem Zweck ist beispielswei- se im Bereich eines Transformators eine zentrale Stelle angeordnet, von welcher aus Daten über die bestehende Netz-Stromleitung zu den an dieser angeschlossenen Stromanschlüssen gesendet werden. Die Stromanschlüsse können in Haushalten, gewerblichen Betrieben oder sonstigen beliebigen Stromabnehmern bestehen. Mittels der mit den Stromanschlüssen verbundenen Teil- nehmergeräte sind Daten von der zentralen Stelle empfangbar und Daten an diese sendbar.
Die Anwendbarkeit der Erfindung ist aber nicht auf Stromleitungsnetze begrenzt sondern ist auch für andere bestehende Leitungsnetze gegeben.
Viele der bisher bekannten Übertragungssysteme arbeiten nur mit relativ niedrigen Daten- Raten und sind daher für moderne Anwendungen mit einem hohen Datendurchsatz, wie z. B. Video on Demand, Internet, Voice over IP, nicht geeignet.
Probleme bei der Nutzung des Stromnetzes als Übertragungsmedium ergeben sich vor allem durch die auf den Stromleitungen auftretenden Störungen und durch die unterschiedlichen Entfer- nungen der Teilnehmer von der zentralen Stelle sowie in den ständig wechselnden Lasten, die an den einzelnen Stromanschlüssen ein- und ausgeschaltet werden und daher starke Impedanzände- rungen verursachen.
Die unterschiedlichen Laufzeiten zwischen der zentralen Stelle und den einzelnen Teilnehmern verhindern ein synchrones Senden der von den einzelnen Teilnehmern ausgegebenen Daten an die zentrale Stelle und damit auch den Einsatz von Frequenzmultiplex-Verfahren, da die dabei angewandte Fast Fourier-Transformation auf einer parallelen Blockverarbeitung der in den durch mehrere Träger gebildeten Kanäle übertragenen Information beruht, welche nur synchron erfolgen kann.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Datenübertragungssystem der eingangs genannten Art anzugeben, welches eine störungsfreie Übertragung auch bei sich ändernden Netzbedingungen ermöglicht.
Weitere Aufgabe der Erfindung ist es, ein Datenübertragungssystem anzugeben, mit dem eine Übertragung von Daten zwischen einer zentralen Stelle und unterschiedlich weit entfernten, unter- einander nicht synchronisierten Teilnehmern mittels Frequenzmulitiplex möglich ist.
Erfindungsgemäss wird dies dadurch erreicht, dass die Blocklänge M grösser als die Anzahl der Übertragungskanäle N ist.
Da die Orthogonallage der einzelnen Träger aufgrund der unterschiedlichen Entfernung der Teilnehmer von der zentralen Stelle nicht aufrechterhalten werden kann, wird durch die Erhöhung der Blocklänge die Sperrdämpfung zwischen benachbarten Übertragungskanälen erhöht, sodass die Störbeeinflussung benachbarter Übertragungskanäle so weit herabgesetzt wird, dass eine störungsfreie Blockverarbeitung durch Fourier-Transformation vorgenommen werden kann.
In weiterer Ausbildung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass die Blocklänge gleich der dop- pelten Anzahl der Übertragungskanäle ist.
Gemäss einer Variante der Erfindung kann vorgesehen sein, dass parallel zum Ausgang bzw. zum Eingang jedes Sende/Empfangsteils ein Filter, vorzugsweise ein Tiefpassfilter, vorgesehen ist,
<Desc/Clms Page number 2>
wodurch die ständigen Impedanzänderungen an den Anschlussstellen der Leitung bzw. im Bereich der zentralen Stelle ausgeglichen werden können.
Bevorzugt wird die Erfindung zur Datenübertragung in Stromnetzen angewandt, wobei als Lei- tung zur Datenübertragung eine bestehende Stromleitung eines Stromnetzes verwendet werden kann.
In weiterer Fortbildung der Erfindung können die Prototypfilter als Tiefpass-Filter ausgebildet sein.
Eine alternative Ausgestaltung der Erfindung kann darin bestehen, dass das Prototypfilter als 48-Bandfilter ausgebildet ist.
Um die einzelnen zur Verfügung stehenden Übertragungskanäle bestmöglichst nutzen zu kön- nen, kann gemäss einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ein aus einer relativ kleinen Anzahl an Trägerfrequenzen gebildeter Kommunikationskanal zur zyklischen Abfrage des Bedarfes an zu übertragender Datenmenge von den Teilnehmern zur zentralen Stelle- vorgesehen sein.
Weiters betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Übertragung von Information unter Verwendung eines erfindungsgemässen Datenübertragungssystems.
Erfindungsgemäss wird in Abhängigkeit des ermittelten Sendebedarfes der Teilnehmer jedem der Teilnehmer eine entsprechende Anzahl von Trägerfrequenzen zugeordnet.
Damit kann eine dynamische Anpassung der Trägerfrequenzbelegung für die einzelnen Teil- nehmer vorgenommen werden, wodurch im Gegensatz zu einer starren Aufteilung der Trägerfre- quenzen auf die Teilnehmer eine besser Nutzung der zur Verfügung stehenden Kanäle erreicht werden kann.
In weiterer Ausbildung der Erfindung kann die Datenrate der zu übertragenden Information für jede Trägerfrequenz in Abhängigkeit von der Höhe der Trägerfrequenz gewählt werden.
Auf diese Weise ist es möglich, die gesamte zu übertragende Datenmenge so auf die zur Ver- fügung stehenden Trägerfrequenzen aufzuteilen, dass der Signalstörabstand für die übertragene Information optimiert werden kann. Da tiefe Trägerfrequenzen eine geringere Störanfälligkeit als höhere Trägerfrequenzen aufweisen, wird es generell von Vorteil sein, den unteren Frequenzbe- reich der Trägerfrequenzen mit einer höheren Datenrate als den oberen Frequenzbereich zu belegen.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand der in den beigeschlossenen Zeichnungen dargestell- ten Ausführungsbeispielen eingehend erläutert. Es zeigt dabei
Fig.1 eine schematische Darstellung einer Ausführungsform des erfindungsgemässen Daten- übertragungssystems ;
Fig. 2 ein Blockschaltbild der zentralen Stelle gemäss Fig.1;
Fig. 3 ein Blockschaltbild des Sendeteils der zentralen Stelle gemäss Fig.1;
Fig. 4 ein Blockschaltbild des IFFT-Filters der zentralen Stelle gemäss Fig.1;
Fig. 5 eine schematische Darstellung der Übertragungsfunktion eines Bandfilters;
Fig. 6 und 7 jeweils eine schematische Darstellung der spektralen Trennung mehrerer Kanäle;
Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Empfangsteils der zentralen Stelle gemäss Fig.1;
Fig.9 ein Blockschaltbild des FFT-Filters der zentralen Stelle gemäss Fig.1;
Fig.lOA eine Darstellung einer möglichen Frequenzaufteilung;
Fig.1 OB eine Darstellung der Übertragungsfunktion von unterschiedlichen Prototypfiltern; Fig.11 eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemässen Datenübertragungssystems ; Fig.12 ein Blockschaltbild zur Berechnung eines Entzerrers; Fig.13 ein Diagramm des Betrages der Ubertragungsfunktionen zwischen der zentralen Stelle und verschiedenen Teilnehmern; Fig.14 ein Diagramm der Impulsantworten, die zwischen der zentralen Stelle und verschiede- nen Teilnehmern auftreten.
Fig.15 ein Diagramm über die einzuhaltenden Spannungswerte für das CENELEC A Fre- quenzband ; Fig.16 und 17 ein Diagramm des Betragsfrequenzgangs der Filter; Fig.18 bis 20 jeweils ein Diagramm des erzielten Signalstörabstands in den Q-Kanälen auf der Zentralseite;
Fig. 21 ein Diagramm des erzielten Signalstörabstands in den I-Kanälen auf der Zentralseite;
<Desc/Clms Page number 3>
Fig. 22 und 23 jeweils ein Diagramm des erzielten Signalstörabstands in den Q-Kanälen auf der Zentralseite;
Fig. 24 ein Diagramm des erzielten Signalstörabstands in den I-Kanälen auf er Teilnehmerseite;
Fig. 25 ein Diagramm des erzielten Signalstörabstands in den Q-Kanälen auf der Zentralseite;
Fig. 26 ein Diagramm des mittleren Singalstörabstandes über alle Q-Kanäle auf der Zentral- seite ;
Fig. 27 ein Diagramm des erzielten Signalstörabstands in den I-Kanälen auf der Teilnehmersei- te und
Fig.28 ein Diagramm des mittleren Signalstörabstandes über alle I-Kanäle auf der Teilnehmer- seite.
In Fig. 1 ist ein System zur Übertragung von Daten zwischen einer zentralen Stelle 1 und einer Vielzahl an eine Leitung 10 angeschlossenen Teilnehmern 2,3, 4 und 5 gezeigt, welche über Zuleitungen an unterschiedlichen Abzweigungspunkten an die Leitung 10 angeschlossen sind. Die datenmässige Trennung erfolgt dabei durch einen im Frequenzmultiplex unterhaltenen Datenver- kehr mit einer Vielzahl N durch äquidistante Trägerfrequenzen gebildeten Übertragungskanälen.
In dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist die Leitung eine bereits bestehende Stromleitung 10 eines Stromnetzes, welche für den Datenverkehr genutzt wird.
Fig. 2 zeigt die einzelnen Funktionseinheiten des in Fig. 1 dargestellten Datenübertragungssy- stems. Die zentrale Stelle 1 beinhaltet einen Transformator 12, der eine an seiner Primärseite anliegende Hochspannung in eine Niederspannung, z. B. 220V umwandelt. Die in Fig.2 dargestell- ten Teilnehmer 2, 3 sind über je ein Filter 14,15 und einen Zähler 16,17 an die Leitung 10 ange- schlossen. Der Stromversorgungsanschluss der Teilnehmer wird über die nicht dargestellten, von den Zählern 16,17 abgehenden Anschlussleitungen gebildet, während der Datenverkehr mit der zentralen Stelle 1 über je eine Sende/Empfangseinheit 18,19 abläuft, die parallel zum Eingang der Filter 14,15 geschaltet sind. In gleicher Weise ist zwischen den Transformator 12 und den An- schlüssen eines Sende/Empfangsteils 11 der zentralseitigen Stelle 1 ein Filter 13 geschaltet.
Durch Lastwechsel bzw. Änderungen in der Art der Stromverbraucher verursacht jeder Teilnehmer an der Leitung 10 ständige Impedanzänderungen, die sich auf die Qualität der Datenübertragung negativ auswirken. Die Filter 13,14, und 15 sind dafür vorgesehen, diese Impedanzänderungen möglichst weitgehend abzuschirmen und damit möglichst für gleichbleibende Verhältnisse auf der Leitung zu sorgen. Die Filter 13,14 und 15 sind daher als Tiefpassfilter ausgebildet, welche im Datenübertra- gungsfrequenzbereich sperren.
Der Datenzugang zu der Sende/Empfangseinheit 11kann über die verschiedensten Schnitt- stellen erfolgen, z. B. PCM nach ITU G. 703, ATM, 10 oder 100 Base T od. dgl..
Der Sendeteil des Sende/Empfangsteils 11ist in Fig. 3 in Form eines Blockschaltbildes gezeigt.
Der einlangende serielle Datenstrom wird in einer Multiplex-Einheit 25 gemultiplext und dabei so aufgeteilt, dass je ein Datenblock mit der Blocklänge M in mehrere parallele Zweige eingespeist wird, wobei jeder Zweig einer Trägerfrequenz zugeordnet ist. In allen Zweigen sind N identische Kodiereinheiten 21,22, 23,24 angeordnet, welche die Datenblöcke entsprechend dem jeweils angewandten Modulationsverfahren kodieren. Die kodierten Datenblöcke werden einer Inversen Fourier-Transformationsfilterbank 20 zugeführt und darin blockweise verarbeitet.
Fig.4 zeigt eine mögliche Verarbeitung der Datenblöcke im Detail. Die Anzahl der Trägerfre- quenzen und somit der zur Verfügung stehenden Kanäle beträgt N. Innerhalb jedes Frequenzban- des können zwei getrennte Datenströme im Inphase (1)- und im Quadraturphasekanal (Q) übertra- gen werden. Über jeden dieser Kanäle wird eine reellwertige Puls-Amplitudenmodulation übertra- gen. Die Datenblöcke werden dazu in Inphase-Datenblöcke c'[n] und Quadratur-Datenblöcke cQ[n] unterteilt.
Für alle Inphase- und Quadraturzweige sind je eine Interpolationseinheit 26,27, 28,29 und je ein Prototypfilter 30, 31, 32,33 sowie je eine Mischeinheit 34,35, 36,37 vorgesehen. Die Prototyp- filter 30,31, 32,33 sind bis auf eine gegenseitige Phasenverschiebung identisch ausgebildet.
Jeder zu sendende Informationsstrom c[n] wird zuerst in den Interpolationseinheiten 26,27, 28, 29 mit einem Faktor 2M interpoliert und anschliessend mit einem Prototypfilter g [m] 30, 31, 32,33 gefiltert. Die gefilterten Signale werden anschliessend in den Mischeinheiten 34,35, 36,37 durch
EMI3.1
N 2 N 2 in einer Summationseinheit 38 zum Sendesignal überlagert, woraufhin dieses auf der Leitung 10 zu
<Desc/Clms Page number 4>
den Teilnehmern 2,3, 4,5 gesendet wird. Der Abstand zwischen zwei Trägerfrequenzen be- trägt!:... Über jeden der Inphase- und Quadratur-Kanäle wird eine reellwertige Pulsamplituden-
N Modulation übertragen.
Die Prototypfilter 30, 31, 32,33 sind Tiefpassfilter und weisen eine Sperrfrequenz #9 = Ò/2N auf.
Weil das Kanalraster Ò/N beträgt, überlappen nur die Sperrbänder der einzelnen Kanäle. Aufgrund der unterschiedlichen Laufzeiten zwischen den Teilnehmern und der zentralen Stelle kann die für ein Frequenzmultiplex-Verfahren übliche Orthogonalitität der Prototypfilter nicht eingehalten werden. Stattdessen müssen letztere eine möglichst hohe Sperrdämpfung aufweisen, weil durch den Wegfall der Orthogonalität benachbarter Kanäle diese plötzlich Störwirkung zeigen.
Werden die Blocklänge M und die Anzahl der Kanäle N gleich gewählt, so arbeitet das Über- tragungssystem mit maximaler spektraler Effizienz. Diese Wahl hat aber den Nachteil, dass ein Wurzel-2N-Bandfilter bei Ò/2N erst eine Dämpfung von 3 dB besitzt, welcher Umstand aus den Fig. 5 und 6 hervorgeht. Bei dieser Frequenz sollten die Filter 30, 31, 32,33 aber bereits sperren, weil sonst Kanalinterferenz auftritt.
Erfindungsgemäss ist daher vorgesehen, dass die Blocklänge M grösser als die Anzahl der Über- tragungskanäle ist.
Durch M > N kann ein Filter realisiert werden, welches bei Ò/2M eine Dämpfung von 3 dB besitzt und bei 7t/2N bereits eine hohe Sperrdämpfung erreicht hat, wie dies aus Fig. 7 zu ersehen ist. Je grösser M im Vergleich zu N gewählt wird, desto einfacher ist die geforderte Sperrdämpfung mit den Prototypfiltern g [m] zu erfüllen. Gleichzeitig verringert sich aber auch die spektrale Effizienz.
Fig.lOB zeigt die Übertragungsfunktionen A, B zweier benachbarter Prototyp-Filter für M=N und zum Unterschied dazu die Übertragungsfunktionen A', B' für M > N. Deutlich zu erkennen ist, dass im erstgenannten Fall eine Überlappung benachbarter Kanäle stattfindet und bei Wegfall der Orthogonalität eine Störbeeinflussung möglich ist, während im letztgenannten Fall es zu keiner störenden Überlappung kommen kann.
In bevorzugter Weise wird die Blocklänge M gleich der doppelten Anzahl der Trägerfrequenzen N gewählt (M=2N).
In dem gezeigten Ausführungsbeispiel sind durch die Inphase- und Quadraturkanäle insgesamt 2N Kanäle vorgesehen, sodass sich eine bevorzugte Blocklänge von M=4N ergibt.
Von den 2N reellen Kanälen können nicht alle für eine Downlink-Verbindung von der zentralen Stelle zu den einzelnen Teilnehmern eingesetzt werden, weil die Teilnehmer auch Kanäle für die Upstream-Verbindung benötigen. Welche einzelnen Kanäle an welche Teilnehmer vergeben wer- den, hängt vom jeweiligen Bedarf ab. Grundsätzlich ist es aber sicher vorteilhaft, Kanäle mit niedri- gen Frequenzen an weiter entfernte Teilnehmer zu vergeben und die nahen Teilnehmer mit den höherfrequenten Trägern zu versorgen, weil die Kabeldämpfung bei hohen Frequenzen zunimmt und daher die für die weiter entfernten Teilnehmer auftretende Kabeldämpfung in etwa ausgegli- chen werden kann. Fig.10A zeigt eine mögliche Form der Kanalaufteilung.
Für den symmetrischen Fall gleicher Datenraten in Upstream- und in Downstream-Richtung sind zwei Varianten ausführbar: 1) Es werden sowohl der Inphase- als auch der Quadratur-Kanal eines Frequenzbandes nur für den Upstream- oder den Downstream-Datenverkehr verwendet. Die Übertragung in die jeweils andere Richtung erfolgt in einem anderen Frequenzband.
2) Innerhalb eines Frequenzbandes werden der Upstream- und der Downstream-Datenverkehr jeweils den Inphase- und den Quadraturkanälen zugeordnet.
Das von den Teilnehmern auf der Leitung 10 gesendete Signal wird von dem Empfangsteil des Sende/Empfangsteils 11, wie er in Fig. 8 in Form eines Blockschaltbildes dargestellt ist, empfangen.
Das empfangene Signal wird einer Fourier-Transformationsfilterbank 40, in weiterer Folge Entzer- rern 41,42, 43,44 und Dekodern 45, 46, 47 und 48 zugeführt, sodann in der richtigen Reihenfolge in einer Demultiplexer-Einheit 50 wieder zusammengesetzt und über eine Schnittstelle einem Teilnehmerendgerät zugeleitet.
Fig. 9 zeigt die Fourier-Transformationsfilterbank 40 gemäss Fig. 8 im Detail mit Entzerrern 41, 42,43, 44, wobei das Empfangssignal über Mischeinheiten 51,52, 53,54 in 2M Leitungen auf- gesplittet und separat demoduliert wird. Die Filterbank h [m] 55,56, 57,58 besteht aus identischen,
<Desc/Clms Page number 5>
frequenzverschobenen Tiefpassfiltern.
Es hat sich als vorteilhaft herausgestellt, wenn die Kombination von g [m] h [m] ein2M-Bandfilter ergibt.
Die Berechnung von h [m] g [m] istbeispielsweise wie folgt möglich. Zunächst wird ein Filter p[m] = {h*g}[m] berechnet. p [m] soll ein 2M Bandfilter mit Sperrgrenze Ò/2N sein. Weiters soll p [m] = p[-m] gelten.
Die Berechnung kann mit der Eigenfiltermethode erfolgen. Mit Hilfe der spektralen Faktorisie- rung kann p [m] einen minimal- und maximalphasigen Anteil aufgesplittet werden. Der minimalphasige Anteil entspricht g [m], dermaximalphasige h [m]. Durch die symmetrische Wahl von p [m] gilt weiters h [m] g[-m].
In einer praktischen Realisierung wird aber nicht jeder Zweig durch ein einzelnes Filter auf der Sender- und der Empfängerseite sondern durch eine Filterbank mit mehreren identischen, phasen- verschobenen Protoypfiltern gebildet.
Das empfangene Signal ist eine Überlagerung aus den Sendesignalen aller Teilnehmer. Weil die einzelnen Teilnehmer an verschiedenen Orten in unterschiedlicher Entfernung zur zentralen Stelle angeordnet sind, weisen die Übertragungsstrecken von den einzelnen Teilnehmern zur zentralen Stelle verschiedene Impulsantworten und Laufzeiten auf.
Aus diesem Grund ist es nicht sinnvoll, für die Sende- bzw. Empfangsfilter g [m] und h [m] einorthonormales Set zu verwenden, weil dieses durch die unterschiedlichen Impulsantworten zerstört wird.
Nach Filterung mit dem Prototypen h [m] 56,57, 58 erfolgt eine Abtastung mittels Abtast- einheiten 59,60, 61, 62 mit der Periode 2M/L.
Wird L=1 gewählt, so besitzen die nachfolgenden Entzerrer 41, 42, 43, 44 den gleichen Takt wie die Sendesignale ck[n] und ckQ[n] k=0,1 ,... N-1.
Die Entzerrer arbeiten im Symboltakt. Wird L grösser als 1 gewählt, z. B. 2 oder 4, arbeiten die Entzerrer mit dem doppelten oder vierfachen Symboltakt. In diesem Fall muss das gefilterte Signal noch mit L abgetastet werden. Ein Entzerrer mit höherer Taktrate ist zum Beispiel dann sinnvoll, wenn die Abtastung nicht genau mit der richtigen Phase erfolgt.
Wird der Empfänger effizient implementiert, so wird nicht jeder einzelne Zweig mit h [m] sondern es werden effiziente Filterbankstrukturen verwendet. Bei diesen Strukturen ergibt sich aber erst nach der Abtastung mit 2M/L ein Zugriff auf das Signal. Wie vorstehend erwähnt, sind die Sendesignale der einzelnen Teilnehmer durch unterschiedliche Impulsantworten mit unterschiedli- chen Laufzeiten verzerrt. Sind die einzelnen Teilnehmern nun nicht synchronisiert, so besitzen die einzelnen Komponenten des Empfangssignales natürlich unterschiedliche Phasenlagen. Eine Abtastung mit 2M liefert ein Signal im Symboltakt, welches aber phasenverschoben sein kann. Aus diesem Grund ist die Verwendung eines taktratenerhöhten Entzerrers sinnvoll.
Für die Sende- und Empfangsteile der einzelnen, an unterschiedlichen Orten angeordneten Teilnehmer 2,3, 4,5 gilt das gleiche wie für das Sende- und Empfangsteil 11 der zentralen Stelle 1. Weil von den Kanälen nur eine kleine Anzahl für einen bestimmten Teilnehmer vorgesehen sind, muss dieser auch nur diese verarbeiten. Daher kann es sinnvoll sein, bei den einzelnen Teilneh- mern nur einen der Zweige des Sende- und Empfangsteils 11 zu realisieren.
Der Berechnung des Entzerrers wird das in Fig.12 dargestellte Blockschaltbild zugrunde ge- legt, wobei die Berechnung des Entzerrers für den Inphase-Kanal des j-ten Trägers gezeigt ist. Es sind dabei auf der Sendeseite die Interpolationseinheiten 81, 82,83, 84 und die Tiefpassfilter 85, 86,87, 88 des Sendeteils und jeweils den Impulsantworten entsprechende Filter 89,90, 91, 92 vorgesehen.
Die Berechnung der Entzerrer für die einzelnen Träger als auch für 1- und Q-Kanal können un- abhängig voneinander erfolgen. Für die Q-Kanäle erfolgt die Berechnung der Entzerrer analog zu den I-Kanälen.
Der oberste Zweig in Fig.12 stellt den Fluss des gewünschten Signals dar. Das Filter g[m] ist das kosinusmodulierte Prototypfilter.
EMI5.1
<Desc/Clms Page number 6>
EMI6.1
Das Filter c[m] ist die Impulsantwort des Inphase-Kanals von jenem Teilnehmer zur zentralen Stelle 1, welcher auf Kanal j sendet. Zu diesem gewünschten Signal addieren sich dann die Kom- ponenten des j-ten Q-Kanals sowie die 1- und Q-Kanäle der Träger i=0, 1,...., N-1, i=j Jeder dieser einzelnen Anteile wird dann mit einem Filter c',[m] bzw. cQ,[m], welches der Impulsantwort des entsprechenden Übertragungskanals entspricht, gefaltet. Bis auf die erste genannte Komponente wirken alle anderen Komponenten als Rauschen.
Problematisch kann das Empfangen der Nach- richt eines weit entfernten Teilnehmers sein, weil dieses schon weit stärker gedämpft ist als das Sendesignal eines nahen Teilnehmers. Dieses tritt natürlich in einem anderen Frequenzband auf und wird durch das Protoypfilter h [m] stark gedämpft. Aus diesem Grund ist eine hohe Sperrdämp- fung von h [m] Dies gilt für den Fall, dass der Entzerrer in der zentralen Stelle 1 berechnet wird. Soll dies auf der Teilnehmerseite geschehen, ist das Modell bis auf kleine Modifikationen ebenfalls anwendbar.
Die Filter c',[m] und cQ,[m], i=0, 1,....,N-1, i=j enthalten nun nicht mehr die Impulsantworten der Übertragungsstrecken vom Teilnehmer zur zentralen Stelle sondern jene Kanalimpulsantworten, welche zwischen dem Teilnehmer, der im Band i, i=j und dem betrachteten Teilnehmer, welcher im Band j empfängt, auftritt. Der Teilnehmer, welcher im Band i=j sendet, sendet seine Daten zwar an die Zentrale, weil aber alle Teilnehmer über ein Übertragungsmedium verbunden sind, wirkt sich dieses Signal im Band j natürlich als Störung aus.
Ein Problem kann zwischen zwei benachbarten Teilnehmern, welche in grosser Entfernung von der Zentrale angeordnet sind, auftreten. Die Übertragungsstrecke zwischen der zentralen Stelle und dem Teilnehmer kann aufgrund der grossen Entfernung bereits stark gedämpft sein, während die Übertragungsstrecke von Teilnehmer zu Teilnehmer aufgrund der geringen Entfernung zuein- ander nur eine schwache Dämpfung aufweist. In diesem Fall ist eine hohe Sperrdämpfung des Protoypfilters h (m) 55,56, 57,58 entscheidend.
Das vorstehend beschriebene Berechnungsmodell ist für jede beliebige Zuteilung der Träger zu den Teilnehmern anwendbar. Wird beispielsweise die Upstream-Verbindung durch den Inphase und den Quadratur-Kanal eines Trägers und die Downstream-Verbindung durch den 1- und Q- Kanal eines anderen Trägers realisiert, sind die beiden Filter c',[m] und co[m] i=1,2,...., N-1 ident.
Werden aber Up- und Downstream-Verbindungen im Inphase bzw. Quadratur-Kanal eines Trä- gers realisiert, so ergeben sich unterschiedliche Filter.
Von der zentralen Stelle aus betrachtet, werden auf den Quadraturkanälen bei vorstehender Annahme Daten zu den einzelnen Teilnehmern gesendet. Die Wirkung auf die Inphase-Kanäle wird durch die Echoentzerrung beschrieben, welche mittels der Filter co[m], i=1, 2,.... N-1 model- liert wird. Die Filter c',[m], i=1, 2,.... N-1 enthalten die Impulsantworten der einzelnen Teilnehmer zur Zentrale.
Empfängerseitig wird diese Überlagerung mit h,[m] gefiltert. Dieses Filter ist das mit Kosinus modulierte Protoypfilter h [m]. ho[m] welches bei der Entzerrung der Q-Kanäle auftritt, ist das mit Sinus modulierte Prototypfilter.
EMI6.2
Anschliessend wird das gefilterte Signal mit der Periode2M/L abgetastet. Im Fall L=1 arbeitet der nachfolgende Entzerrer im Symboltakt, L > 1 entspricht einem Entzerrer, welcher mit einem Takt höher als die Symbolrate arbeitet.
Der Entzerrer f',[m] möge K Koeffizienten besitzen, welche in dem Spaltenvektor f'j zusammen- gefasst sind. Für die Entzerrerkoeffizienten kann dann folgendes lineares Gleichungssystem
<Desc/Clms Page number 7>
geschrieben werden
EMI7.1
Die Grössen o2 und o2v, i=1,2,..., N-1, sind die mittleren Leistungen der Symbolströme c1[m]und co[m] Die LhxLh, Matrix Rn ist die Autokorrelationsmatrix des Rauschprozesses n [m]. ist die Lämge des Prototypfilter h [m].
Für die Matritzen D1 und D# gilt
EMI7.2
[D0,1]k.l=[D0,1]k2m.t mit L !t
EMI7.3
<Desc/Clms Page number 8>
d11[m] und d0,1 [m] sind die Impulsantworten
EMI8.1
Die Matrix HiJist wie folgt definiert:
EMI8.2
Der Spaltenvektor s ist
EMI8.3
Der Zellenvektor evist an der Stelle v1Eins, sonst Null. vjist die Verschiebung des entzerrten Signals c[m-v]im Vergleich zu c[m].
Nachfolgend wird das in Fig.11 gezeigte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemässen Daten- übertragungssystems untersucht. Die zentrale Stelle 1 ist mit insgesamt acht Teilnehmern 2,3,..., 8,9 über die Leitung 10 verbunden, von der mehrere Abzweigungsleitungen 72, 73,....., 78, 79 zu den Teilnehmern 2, 3,...., 8, 9 führen. Die durchgehende Leitung 10 ist z.B. als ein AWG 24-Kabel und die Abzweigungsleitungen 72,73,..., 78,79 sind z.B. als AWG 26-Kabel ausgeführt.
In dem gezeigten Ausführungsbeispiel nach Fig.11 sind die Distanzen zwischen den einzelnen Verbindungspunkten auf der Leitung 10 und den Abzweigungsleitungen 72, 73, ..., 78,79 in Metern eingetragen. Sowohl die Eingangs- als auch die Ausgangsimpedanz aller Teilnehmer wird mit 50 # angenommen. Nicht abgeschlossene Abzweigungsleitungen stellen leerlaufende Leitungsenden 71 und 78 dar. In Fig.13 sind die zwischen der zentralen Stelle 1 und den Teilnehmern 2,3,..., 8,9 auftretenden Übertragungsfunktionen bis 10 MHz angegeben.
Fig.14 zeigt die Impulsantworten, die zwischen der zentralen Stelle und den Teilnehmern 2, 3,...., 8,9 auftreten. Im Gegensatz zu den Übertragungsfunktionen der Fig.13, bei denen nur die Leitung 10 und die Abzweigungsleitungen 72, 73...78, 79 selbst berücksichtigt wurden, sind in der Darstellung der Fig.14 bereits die analogen Tiefpassfilter in den Sende- und Empfangsteilen be- rücksichtigt. Die Grenzfrequenz beträgt 95 kHz.
Zur Übertragung wird beispielsweise das CENELEC A Frequenzband gewählt. Die für dieses einzuhaltenden Spannungswerte sind in Fig.15 angegeben. Diese Spannungswerte müssen laut Messvorschrift an einem Lastwiderstand von 50# gemessen werden. Wird ein mittlerer Span- nungswert von 125 dB v angenommen, so entspricht dieser einer Leistungsdichte von 18 dBm an 50#
Zur Datenübertragung zwischen den acht Teilnehmern 2, 3...8, 9 des untersuchten Ausfüh- rungsbeispiels werden insgesamt sechzehn Träger verwendet, sodass für jeden Teilnehmer zwei Träger vorhanden sind. Pro Träger ergibt sich damit eine Bandbreite von
<Desc/Clms Page number 9>
EMI9.1
Es wird ein zusätzliches Guard-Band berücksichtigt, so dass die Bandbreite pro Teilnehmer mit 5,2 kHz gewählt wird.
Das untersuchte Ausführungsbeispiel wendet nach der Fourier-Transformation und Überlage- rung der einzelnen Signale keine zusätzliche Modulation an und arbeitet somit im Basisband.
Die untersten beiden Frequenzbänder belegen die Frequenzbereiche von 0 bis 5,2 kHz und von 5,2 kHz bis 10,4 kHz und dürfen somit nicht zur Datenübertragung innerhalb des CENELEC A Bandes verwendet werden. Es müssen daher 18 Träger vorgesehen werden, von welchen die untersten beiden nicht ausgesteuert sind. Um die sowohl im Empfänger als auch im Sender benö- tigte analoge Filterung, auf welche hier nicht näher eingegangen wird, zu erleichtern, werden oberhalb der verwendeten Träger noch zwei Träger vorgesehen, die ebenfalls nicht moduliert werden. Mit dieser Massnahme werden die Anforderungen an die Flankensteilheit des analogen Tiefpassfilters reduziert.
Die Summe der Trägerfrequenzen beträgt somit zwanzig, von denen sechzehn tatsächlich für die Datenübertragung verwendet werden. Je zwei Träger sind unterhalb und oberhalb der verwen- deten Träger vorgesehen. Das oberste Frequenzband belegt einen Frequenzbereich von 19. 5,2 kHz bis 20- 5,2 kHz = 98. 8 kHz - 104 kHz. Die obere Frequenz 104 kHz entspricht der halben Nyquist-Frequenz. Für die Abtastperiode ergibt sich somit
EMI9.2
Die sechzehn zur Verfügung stehenden Frequenzbänder müssen nun auf die acht Teilnehmer aufgeteilt werden. Vorteilhaft ist es, die von der zentralen Stelle weiter entfernten Teilnehmer mit den unteren Frequenzbändern zu versorgen, um die erhöhte Kabeldämpfung wettzumachen.
In der nachstehenden Tabelle ist die Zuordnung der Frequenzbänder zu den Teilnehmern angegeben.
EMI9.3
<tb> Teilnehmer <SEP> Frequenzband <SEP> [kHz]
<tb>
<tb>
<tb> 1 <SEP> 16,17
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 2 <SEP> 14,15
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 3 <SEP> 12,13
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 4 <SEP> 10,11
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 5 <SEP> 8,9
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 6 <SEP> 6,7
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 7 <SEP> 4,5
<tb>
<tb>
<tb>
<tb>
<tb> 82,3
<tb>
Jeder Teilnehmer 2, 3, ...., 8,9 kommuniziert über zwei Frequenzbänder mit der zentralen Stel- le 1. Es wurden zwei Varianten untersucht.
Bei der ersten Variante wird ein erstes komplettes Frequenzband mit Inphase und Quadratur- Kanälen für die Upstream-Verbindung und ein zweites komplettes Frequenzband für die Downstream-Verbindung eingesetzt. Somit können bei dieser Methode beispielsweise die Fre- quenzbänder mit geradzahligem Index für den Downstream und die mit ungeradzahligem Index für den Upstream verwendet werden. Diese Methode wird im nachfolgend mit "even/odd" bezeichnet.
Bei der zweiten Variante wird für die Downstream-Verbindung der Inphase-Kanal zweier Fre- quenzbänder und für die Upstream-Verbindung die Quadratur-Kanäle verwendet. Diese Methode wird nachfolgend mit lQ" bezeichnet.
Es werden zwei mögliche Ausführungsformen von Prototypfiltern untersucht. Die erste Ausfüh- rungsform ist durch ein gewöhnliches Tiefpassfilter gebildet, während für die zweite Ausführungs- form für {g*h} [m] ein 48-Bandfilter entworfen wird, wobei durch spektrale Faktorisierung der mini- malphasige Anteil g [m] und der maximalphasige Anteil h [m] wird. Wie bereits vorste- hend erwähnt, werden durch die Wahl M > N die Anforderungen an das Filter wesentlich reduziert.
N = 20 ist die Kanalanzahl des Systems, während M = 48/2 = 24 gilt.
<Desc/Clms Page number 10>
Sowohl das gewöhnliche Tiefpassfilter als auch das 48-Bandfilter können mit der Eigenfilterme- thode berechnet werden. Die Sperrgrenze wird in beiden Fällen mit Ò Ò gewählt. Die Filter-
2N 40 länge beträgt 511.
Fig.16 und Fig.17 zeigen die Betragsfrequenzgänge der Filter go [m], gi[m] und g2[m] für das Tiefpassfilter (Fig.16) und das 48-Bandfilter (Fig.17).
Die Fig. 18 bis 20 zeigen die erzielten Kanal-Signalstörabstände, die im Empfangsteil der zent- ralen Stelle bei unterschiedlicher Entzerrerlänge auftreten. Als Protoypfilter wird dabei das 48-Bandfilter verwendet. Es wird die I/Q-Methode angewandt und somit die Upstream-Daten in den Q-Kanälen übertragen. Weil der Signalstörabstand zentralseitig beobachtet wird, sind in den Fig.18 bis 20 die Signalstörabstände der Q-Kanäle eingetragen. Die zentrale Stelle sendet auf den I-Kanälen, der Signalstörabstand innerhalb der I-Kanäle ist somit nicht von Bedeutung. Die Entzer- rerlängen sind in den Fig.18 bis 20 K=16, K=24 und K=32.
Innerhalb jedes Diagrammes der Fig.18 bis 20 sind Entzerrer gleicher Länge mit unterschiedlichen Überabtastfaktoren gegenübergestellt.
Für die Fig. 18 bis 24 wird dem Übertragungssignal ein weisses Rauschen mit einer Rauschlei- stungsdichte No =-30 dBm zugesetzt. Es ist ersichtlich, dass eine Vergrösserung der Filterlänge keinen wesentlichen Einfluss auf die erzielbaren Störabstände hat. Hingegen führt ein überabgetas- teter Entzerrer sehr wohl zu wesentlichen Verbesserungen.
In den Fig. 21 und 22 wird ebenfalls der Signalstörabstand an der zentralen Stelle beobachtet, es wird jedoch die even/odd-Methode verwendet. Als Protoypfilter wird wiederum das 48-Bandfilter verwendet. Die Entzerrerlänge beträgt K=24. Deutlich ist zu erkennen, dass die Inphase/Quadratur- Methode wesentlich bessere Resultate liefert.
Wird als Prototypfilter das normale Tiefpassfilter verwendet, so ergibt sich das in Fig. 23 darge- stellte Ergebnis. Die Entzerrerlänge beträgt wiederum K=24. Die Upstream-Verbindung wird in den Q-Kanälen aller Frequenzbänder übertragen. Wie deutlich zu erkennen ist, können bei Verwen- dung eines 48-Bandfilters wesentlich bessere Resultate gewonnen werden.
Die Fig. 24 zeigt den Signalstörabstand innerhalb der I-Kanäle auf der Teilnehmerseite. Zur Trennung von Up- und Downstream wird die I/Q-Methode verwendet, das heisst der Downstream wird in den I-Kanälen übertragen. Als Prototypfilter wird das 48-Bandfilter verwendet. Die Entzer- rerlänge beträgt K=24.
Alle in den Fig. 18 bis 24 gezeigten Simulationen sind mit weissem Rauschen der Rauschlei- stungsdichte No =-30 dBm durchgeführt worden. In den Fig. 25 bis 28 werden die erzielbaren Signalstörabstände in Abhängigkeit der Rauschleistungsdichte No dargestellt. Die für die Fig.25 und 26 zugrundegelegte Simulation verwendet als Protoypfilter wiederum das 48-Bandfllter und die I/Q-Methode. Die Entzerrerlänge beträgt K=24, der Überabtastfaktor L=4. Fig. 25 zeigt den Signal- störabstand der einzelnen Q-Kanäle an der zentralseitigen Stelle. In der obersten mit No=0* ge- kennzeichneten Kurve gilt neben No=0 weiters, dass jeweils nur der Kanal, von welchem gerade der Signalstörabstand berechnet wird, sendet. Alle anderen Kanäle werden zu diesem Zeitpunkt nicht moduliert. Es geht klar hervor, dass nicht das weisse Rauschen sondern die Kanalinterferenz Haupt- störquelle ist.
Fig. 26 zeigt den mittleren Signalstörabstand über alle Kanäle als Funktion von No dar.
Die Fig. 27 und 28 zeigen die bei derselben Simulation erzielten Ergebnisse auf der Teilneh- merseite. Auch hier klar zu erkennen, dass die Kanalinterferenz die Hauptstörung darstellt.
Ein weiteres nicht dargestelltes Ausführungsbeispiel der Erfindung besteht darin, dass ein aus einer relativ kleinen Anzahl an Trägerfrequenzen gebildeter Kommunikationskanal zur zyklischen Abfrage des Bedarfes an zu übertragender Datenmenge von den Teilnehmern zur zentralen Stelle vorgesehen ist. Über diesen Kanal wird ständig die für jeden Teilnehmer in der upstream- und der downstream-Richtung anfallende Übertragungskapazität ermittelt und daraus die Aufteilung der Anzahl an Trägerfrequenzen für jeden Teilnehmer bestimmt.
Somit wird in Abhängigkeit des ermittelten Sendebedarfes der Teilnehmer jedem der Teilneh- mer eine entsprechende Anzahl von Trägerfrequenzen zugeordnet. Die Datenrate der zu übertra- genden Information für jede Trägerfrequenz kann weiters in Abhängigkeit von der Höhe der Träger- frequenz gewählt werden. Eine solche Auswahl ist vor allem zur Erhöhung der Signalübertra- gungsqualität sinnvoll. Tiefere Trägerfrequenzen sind generell weniger störungsbehaftet als höhere Trägerfrequenzen, weshalb es sinnvoll ist, den unteren Frequenzbereich der Trägerfrequenzen mit einer höheren Bitrate zu belegen und in Richtung zum oberen Frequenzbereich der Trägerfrequen-
<Desc/Clms Page number 11>
zen hin die Datenrate abzusenken.
PATENTANSPRÜCHE :
1. System zur Übertragung von Daten unter Verwendung einer Vielzahl (N) durch beabstan- dete Trägerfrequenzen gebildeten Übertragungskanäle auf einer Leitung (10) zwischen einer zentralen Stelle (1) und einer Vielzahl, an unterschiedlichen Abzweigungspunkten an die Leitung (10) angeschlossenen Teilnehmern (2,3,..., 8, 9), mit einem an der zentralen
Stelle (1) angeordneten Sende- und Empfangsteil (11) und jeweils den Teilnehmern (2,
3,..., 8, 9) zugeordneten Sende- und Empfangsteilen (18, 19), wobei die Sendeteile jeweils eine Multiplex-Einheit (50) zur Aufteilung des zu sendenden Datenstroms in Datenblöcke,
Kodiereinheiten (21,22, 23,24), eine aus mehreren identischen Prototypfiltern (30,31, 32,
33) gebildete Inverse-Fourier-Transformationsfilterbank (20) und die Empfangsteile jeweils eine aus mehreren identischen Prototypfiltern (55,56, 57,58)
gebildete Fourier-
Transformationsfilterbank (11), Dekodierer-Einheiten (41,42, 43,44) und eine Demultiple- xer-Einheit (50) umfassen, und wobei die Verarbeitung des zu sendenden Datenstroms innerhalb der Inversen-Fourier-Transformationsfilterbank und der Fourier-Transformations- filterbank mit einer Blocklänge M erfolgt, dadurch gekennzeichnet, dass die Blocklänge M grösser als die Anzahl der Übertragungskanäle N ist.