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Die
Erfindung betrifft eine Steuerungsvorrichtung für einen Ladegenerator, insbesondere
eine Steuerungsvorrichtung für
einen Ladegenerator mit einer Schutzschaltung für eine Steuerungsvorrichtung,
die in einem Fahrzeug installiert ist zum Schützen eines elektrischen Leistungselements
zur Steuerung des Feldstroms, so daß es nicht durchbrennt bzw.
zerstört
wird, wenn die Feldspule des Generators durch irgendeinen Grund
kurzgeschlossen ist, wodurch die Batteriespannung dem elektrischen Leistungselement
direkt zugeführt
würde.
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Bekannt
ist eine Kurzschlußschutzvorrichtung,
die dazu ausgelegt ist, das elektronische Leistungselement für die Feldstromsteuerung
gegen Zusammenbruch bzw. Zerstörung
zu schützen,
wenn die Feldspule kurzgeschlossen ist, siehe z. B.
JP 6-276695 A .
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Eine
solche Schutzvorrichtung hat eine Kurzschlußschutzschaltung, die einen
Kurzschluß der Feldspule
erkennt, wenn die Spannung an der Verbindung zwischen Feldspule
und elektrischem Leistungselement gleich der Batteriespannung ist,
wobei das elektrische Leistungselement nichtleitend gemacht wird.
Die PWM(Pulse Width Modulation)-Ausgabe zur Steuerung des elektrischen
Leistungselements hat hier eine feste Frequenz und ein veränderliches
Tastverhältnis,
so daß das
elektrische Leistungselement in einer kurzen, konstanten Zeitdauer vom
leitenden Zustand in den nichtleitenden Zustand geschaltet werden
kann. Somit kann selbst dann, wenn sich das elektrische Leistungselement
in der kurzen Zeitdauer im kurzgeschlossenen Zustand befindet, es
durch die PWM-Ausgabe leitend gemacht werden, und die Kurzschluß-Erfassungsschaltung kann
zurückgesetzt
werden.
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Wenn
diese bekannte Technik in einer Steuerung angewendet wird, die zur
Verlangsamung der Schaltgeschwindigkeit des elektrischen Leistungselements
und zur Verringerung des Schaltrauschens eine Schaltung zum sanften
Schalten aufweist, wird der Rücksetzimpuls
zum sanften Schalten verzögert, so
daß das
elektrische Leistungselement eine nicht vernachlässigbare Wärmemenge er zeugt, wenn die Feldspule
kurzgeschlossen ist. Dann ist eine Verbesserung der Kühlstruktur
notwendig.
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Die
JP 6-276695 A beschreibt
eine Steuerung für
einen Ladegenerator. Sie weist einen Generator, einen Gleichrichter,
eine zu ladende Batterie, einen MOS-FET zur Generatorsteuerung und
eine Spannungsabweichungsschaltung auf. Wenn eine Feldspule kurzgeschlossen
ist, steigt die Spannung an einem Spannungsabweichungsschaltungs-Ausgang
schnell an und der Stromspeisekoeffizient der PWM-Ausgabe wird 100%.
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Die
US 4 570 199 A beschreibt
eine Schutzschaltung für
einen Fahrzeuggenerator-Spannungsregler. Wenn aufgrund eines Kurzschlusses
ausgangsseitig ein Überstrom
festgestellt wird, wird der Ausgangstransistor an- und ausgeschaltet.
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Aufgabe
der Erfindung ist es, eine Steuerungsvorrichtung für einen
Ladegenerator zu erzeugen, die verbesserte Überstrom-Eigenschaften bewirkt.
Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Abhängige Ansprüche sind
auf bevorzugte Ausführungsformen
der Erfindung gerichtet.
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Gemäß der Erfindung
wird eine Steuerungsvorrichtung für einen Ladegenerator angegeben
mit einer Feldspule für
alternierende Ausgabe, einer Ankerwicklung zum Erzeugen eines Ausgangsstroms, indem
das Magnetfeld von der Feldspule empfangen wird, einer Batterie,
die über
einen Gleichrichter durch den Ausgangsstrom der Ankerwicklung zu
laden ist, einer Spannungsabweichungsschaltung zum Ermitteln einer
Abweichung zwischen der Spannung der Batterie und einer vorbestimmten
Standardspannung, einer Stromerfassungsschaltung zur Erfassung des
Stroms im elektrischen Leistungselement zur Steuerung des Stroms
in der Feldspule, einer Standardfrequenz-Erzeugungsschaltung zur
Erzeugung der Standardfrequenz der Spannungssteuerung, und einem
Vergleicher zum Vergleichen der Ausgabe der Standardfrequenz-Erzeugungsschaltung
und des Ausgangsabweichungssignals, wobei das elektrische Leistungselement
auf der Grundlage der Ausgabe des Vergleichers so gesteuert wird,
daß die
Batteriespannung konstantgehalten werden kann. In diesem Fall wird
die Ausgangsfrequenz der Standardfrequenz-Erzeugungsschaltung auf einen geringeren
Wert als ein anfänglich
gesetzter Wert geändert,
wenn die Ausgabe der Stromerfassungsschaltung einen bestimmten Wert überschreitet.
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In
einer erfindungsgemäßen Ausführungsform
ist die Standardfrequenz-Erzeugungsschaltung eine Sägezahnwellensignalschaltung,
die die Frequenz des Sägezahnwellensignals ändert, wenn
die Stromerfassungsschaltung einen bestimmten Wert überschreitet.
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In
einer weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform
hat die Standardfrequenz-Erzeugungsschaltung eine Rücksetzimpuls-Erzeugungsschaltung,
die einen Rücksetzimpuls
lediglich dann erzeugt, wenn das elektrische Potential des Sägezahnwellensignals
abnimmt, wohingegen das elektrische Leistungselement durch einen
von einem Kondensator zurückgeführten Strom
für eine
Zeitdauer nichtleitend gemacht wird, in der das elektrische Potential des
Sägezahnwellensignals
zunimmt und einen gesetzten Wert der Stromerfassungsschaltung überschreitet.
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In
einer weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform
hat die Sägezahnwellensignalschaltung
einen Schalter zur Änderung
des Ladestroms für den
Kondensator.
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Nachfolgend
werden Ausführungsformen der
Erfindung bezugnehmend auf die Zeichnungen beschrieben, es zeigen:
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1 ein
Schaltdiagramm einer Steuerungsvorrichtung für den Einsatz in einem Ladegenerator
in einem Fahrzeug in einer erfindungsgemäßen Ausführungsform; und
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2A–2I Betriebsspannungswellenformdiagramme
der in 1 gezeigten Schaltung.
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1 zeigt
den gesamten Aufbau der Steuerungsvorrichtung für einen Ladegenerator eines Fahrzeugs.
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Der
Ladegenerator weist eine Ankerwicklung 1 in Dreiecksschaltung
auf, einen Dreiphasen-Vollwellengleichrichter 2, der mit
der Ausgangsseite der Ankerwicklung 1 verbunden ist, um
die ausgegebene Wechselspannung in eine Gleichspannung gleichzurichten,
eine Feldspule 3, um der Ankerwicklung 1 magnetischen
Fluß zuzuführen, und
eine Spannungssteuerung 5, um die Spannung der zu ladenden
Batterie 4 konstantzuhalten.
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Die
Spannungssteuerung 5 weist ein elektrisches Leistungselement 51 (Leistungstransistor)
auf, um den Feldstrom zu steuern, eine Freilaufdiode 52, eine
Leistungszuführschaltung 53,
eine Spannungsabweichungsschaltung 54, eine Standardfrequenz-Erzeugungsschaltung
(Sägezahnwellensignalgenerator) 55,
eine Stromerfassungsschaltung 56 zur Erfassung des im Leistungstransistor
fließenden Stroms,
einen Vergleicher 57 zum Vergleichen der Ausgabe der Spannungsabweichungsschaltung 54 und
der Ausgabe von der Standardfrequenz-Erzeugungsschaltung 55,
NOR-Schaltungen 58, 59, 60, die auf die
Standardfrequenz-Erzeugungsschaltung (Sägezahnwellensignalerzeugungsschaltung) 55 und
den Vergleicher 57 ansprechen, und einen Kondensator 61 zur
Verzögerung
der Basisspannung des Leistungstransistors.
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Die
Wirkungsweise jedes Schaltungsblocks wird nun beschrieben. Die Spannungsabweichungsschaltung 54 weist
einen invertierenden Verstärker auf,
der Widerstände 541, 542 und
eine Verstärkungsschaltung 543 aufweist,
und erzeugt eine Abweichungsspannung zwischen einer vorbestimmten Standardspannung
Vref und einer Spannung VS1, die sich durch Teilung der Batteriespannung
durch Widerstände 544, 545 ergibt.
Eine Verstärkungsschaltung 546 in
der Spannungsabweichungsschaltung ist ein Pufferverstärker bzw.
Impedanzwandler mit einem Verstärkungsfaktor 1.
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Die
Spannung VC1 am Ausgang 54a der Spannungsabweichungsschaltung 54 kann
durch die folgende Gleichung angegeben werden: VC1
= Vref – {(VS1 – Vref) × R542}/R541
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Wenn
der Ausgang des Komparators 5501 auf niedrigem Pegel liegt,
ist in der Sägezahnwellensignalschaltung 55 der
Transistor 5502 nichtleitend, und der Minuseingang des
Komparators 5501 ist ein Wert VH, der sich durch Teilung
von VCC durch Widerstände 5503, 5504 ergibt.
Dann nimmt der Pluseingang des Komparators 5501 allmählich in
seinem elektrischen Potential zu, da ein Kondensator 5507 durch
eine Konstantstromquelle 5506 geladen wird und sich ein
Schalter 5505 im ausgeschalteten Zustand befindet. Wenn
die Plus-Eingangsspannung des
Komparators 5501 die Minus-Eingangsspannung überschreitet, ändert sich
der Ausgang des Komparators 5501 vom niedrigen Pegel auf
den hohen Pegel.
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Wenn
sich der Ausgang des Komparators 5501 auf den hohen Pegel ändert, wird
die Minus-Eingangsspannung ein Wert VL, der durch Teilung von VCC
mittels der Widerstände 5503, 5504 und
eines parallelen Widerstands 5508 ergibt, da der Transistor 5502 leitend
ist. Zu diesem Zeitpunkt nimmt der Pluseingang des Komparators 5501 allmählich ab,
da der Schalter 5505 angeschaltet ist, so daß der Strom
von der Konstantstromquelle 5506 durch den Schalter 5505 in
eine Konstantstromquelle 5510 fließen kann und die Ladung des
Kondensators 5507 durch den Schalter 5505 in die
Konstantstromquelle 5510 entladen werden kann. Wenn die Plus-Eingangsspannung
des Komparators 5501 auf weniger als die Minus-Eingangsspannung
gesunken ist, ändert
sich der Ausgang des Komparators 5501 vom hohen Pegel auf
den niedrigen Pegel.
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Durch
die Wiederholung der obigen Vorgänge
ist es möglich,
am Pluseingangsanschluß 55a des Komparators 57 ein
Sägezahnwellensignal
zu erzeugen. Der Ausgangsanschluß 55b des Komparators 5501 wird
nur dann hohen Pegel haben, wenn der Kondensator 5507 entladen
ist. Die obere und die untere Grenzspannung VH, VL des Sägezahnwellensignals,
die Ladezeit T1 und die Entladezeit T2 des Kondensators können wie
folgt ausgedrückt
werden. VH = {R5504/(R5504 + R5503)} × VCC VL = {RX/(RX + R5503)} × VCC RX
= (R5504 × R5508)/(R5504
+ R5508) T1 = {C5507 × (VH – VL)}/i5506 T2
= {C5507 × (VH – VL)}/(i5510 – i5506)
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Die
Erfassungsschaltung 56 für den Zustand des Leistungstransistors
als Stromerfassungsschaltung ist zwischen Masse und dem Kollektor
des Leistungstransistors 51 vorgesehen. Wenn der Leistungstransistor 51 nichtleitend
und die Feldspule 3 kurzgeschlossen ist, wird die Spannung
am gezeigten Anschluß F
die Batteriespannung, und Strom fließt über Wi derstand 561,
Dioden 562, 563, 564 und Widerstand 565,
wodurch ein Transistor 566 angeschaltet wird. Wenn der
Leistungstransistor 51 leitend ist, wird die Spannung am
Anschluß F
in etwa Null, so daß kein
Strom durch Widerstand 561, Dioden 562, 563, 564 und
Widerstand 565 fließt,
so daß der
Transistor 566 nichtleitend ist, so daß der Ausgang 56a hohen
Pegel hat.
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Der
Pluseingang des Komparators 57 ist das Sägezahnwellensignal 55a,
und der Minuseingang des Komparators ist der Ausgang 54a der
Spannungsabweichungsschaltung 54. Die Vergleicherausgabe 57a ist
die PWM-Ausgabe einer festen Frequenz.
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Nachfolgend
wird die Wirkungsweise der NOR-Schaltungen 58, 59 beschrieben.
Die NOR-Schaltungen erzeugen jeweils einen hohen Pegel, wenn die
zwei Eingänge
auf niedrigem Pegel liegen, und niedrige Pegel, wenn die Eingänge einen anderen
Zustand haben. Wenn somit der Eingang 58a der NOR-Schaltung 59 niedriger
Pegel ist, kann der Leistungstransistor 51 durch das Signal
der PWM-Ausgabe 57a angesteuert werden (wenn die PWM-Ausgabe 57a auf
niedrigem Pegel liegt, ist der Leistungstransistor 51 leitend,
wenn die Ausgabe 57a auf hohem Pegel liegt, ist der Leistungstransistor nichtleitend).
Wenn der Eingang 58a der NOR-Schaltung 59 auf
hohem Pegel liegt, ist die Wirkung des Leistungstransistors unterbunden
(unabhängig
vom Zustand der PWM-Ausgabe 57a ist der Leistungstransistor 51 nichtleitend).
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Die
NOR-Schaltung 58 empfängt
die Ausgabe 55b (Rücksetzimpuls)
auf hohem Pegel, die erzeugt wird, während das elektrische Potential
des Sägezahnwellensignals
abnimmt, und die Ausgabe 56a der Leistungstransistorzustandserfassungsschaltung 56.
Wenn demnach die Spannung am Anschluß F höher als ein bestimmter Wert
ist und das elektrische Potential des Sägezahnwellensignals abnimmt,
wird die Ausgabe 58a der NOR-Schaltung 58 ein
hoher Pegel, in den anderen Zuständen
wird sie der niedrige Pegel.
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Die
NOR-Schaltungen 58, 59 haben demnach die Wirkung,
den Leistungstransistor 51 unabhängig von der PWM-Ausgabe 57a nichtleitend
zu machen, wenn die Spannung am Anschluß F die Batteriespannung erreicht
und das elektrische Potential des Sägezahnwellensignals zunimmt.
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Der
Kondensator 61 hat die Wirkung, den Basisspannungseinfluß am Leistungstransistor 51 und
damit die Schaltgeschwindigkeit des Leistungstransistors 51 zu
verlangsamen.
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Die
NOR-Schaltung 60 empfängt
den Ausgang 56a der Leistungstransistor-Zustandserfassungsschaltung 56 und
die PWM-Ausgabe 57a. Wenn beide Ausgaben 56a, 57a auf
niedrigem Pegel liegen, erzeugt die NOR-Schaltung 60 einen
hohen Pegel. Somit erzeugt die NOR-Schaltung 60 dann einen
hohen Pegel, wenn die Feldspule 3 kurzgeschlossen ist,
was den Schalter 5509 der Frequenzwandlungsschaltung 55 anschaltet.
Wenn der Schalter 5509 angeschaltet ist, wird die Konstantstromquelle 5511 leitend,
so daß für den von
der Konstantstromquelle 5506 in den Kondensator 5507 fließenden Strom
ein Nebenschluß erzeugt
wird, so daß die
für die
Aufladung des Kondensators 5507 benötigte Zeit verlängert wird.
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Die
Ladezeit (die für
das Laden benötigte Zeitdauer)
T1 und die Entladezeit (die für
das Entladen benötigte
Zeitdauer) T2 des Kondensators können
durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden: T1
= {C5507 × (VH – VL)}/(i5506 – i5511) T2 = {C5507 × (VH – VL)}/{(i5510
+ i5511) – i5506}
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Die
Konstantströme
erfüllen
die Bedingungen i5510 > i5511,
i5506 < (i5510
+ i5511).
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Wenn
demnach die Feldspule 3 kurzgeschlossen ist, verlängert sich
die Ladezeit T1 des Kondensators, so daß die Frequenz des Rücksetzimpulses
verringert ist.
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2A–2I zeigen
Spannungswellenformen von Signalen, wobei die Feldspule 3 zum
Zeitpunkt t0 kurzgeschlossen wird und zum Zeitpunkt t1 dieser Zustand
wieder aufgehoben wird. 2C zeigt
die Wellenform der PWM-Ausgabe 57a, die sich aus dem Vergleich
des Sägezahnwellensignals 55a der 2A und
der Spannungsabweichungsschaltungsausgabe 54a der 2B im
Komparator 57 ergibt. Bis zum Zeitpunkt t0 ist damit das
Tastverhältnis der
PWM-Ausgabe 57a bestimmt, so daß die Batteriespannung eine
vorbestimmte Spannung (beispielsweise 14,4 V) erreichen kann.
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Wenn
zum Zeitpunkt t0 die Feldspule 3 kurzgeschlossen wird,
kann der Feldstrom nicht der Feldspule 3 zugeführt werden,
so daß der
Ladegenerator keine Elektrizität
erzeugen kann, so daß die
Batteriespannung auf einen Wert unter einer gesetzten Spannung absinkt.
Das elektrische Potentials der Spannungsabweichungsschaltungsausgabe 54a, wie
es in 2B gezeigt ist, nimmt plötzlich zu,
und das Tastverhältnis
der PWM-Ausgabe 57a in 2C ist
100%. Wenn zum Zeitpunkt t1 der Kurzschluß aufgehoben ist, wird der
Feldspule 3 der Feldstrom zugeführt, so daß der Ladegenerator beginnt,
Elektrizität
zu erzeugen, so daß die
Batteriespannung die gesetzte Spannung erreichen kann.
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Wenn
jedoch im kurzgeschlossenen Zustand der Feldspule 3 der
Leistungstransistor 51 leitend wird, wird vom Kollektor
zum Emitter ein Kurzschlußstrom
fließen,
so daß der
Transistor zerstört
wird, so daß der
Ladegenerator keine Elektri zität
mehr erzeugen kann. Wenn sich der Rücksetzimpuls 55b in 2F im
Bereich des niedrigen Pegels befindet (das elektrische Potential
des Sägezahnwellensignals 55a nimmt
zu) und wenn die Spannung am Anschluß F in 2D die
Batteriespannung erreicht hat, wird das Kurzschlußerfassungssignal 58a in 2H mittels
der NOR-Schaltungen 58, 59 auf hohen Pegel gelegt,
so daß unabhängig von
der PWM-Ausgabe 57a der
Leistungstransistor 51 nichtleitend wird. Damit kann dann,
wenn die Feldspule 3 kurzgeschlossen ist, ein Durchbrennen
des Leistungstransistor 51 verhindert werden. Außerdem nimmt
das Kurzschlußerfassungssignal 58a in 2H während der
Kurzschlußzeit
(die Entladezeit T1 des Kondensators) den niedrigen Pegel ein, nachdem
das elektrische Potential des Sägezahnwellensignals 55a sich
dahingehend durch den Rücksetzimpuls 55b ändert, daß es in 2F abnimmt,
so daß dann,
wenn sich die PWM-Ausgabe 57a in 2C auf
niedrigem Pegel befindet, der Leistungstransistor 51 leitend
wird. Da also das Tastverhältnis der
PWM-Ausgabe in 2C 100% ist, wenn die Feldspule 3 kurzgeschlossen
ist, wie oben beschrieben, fließt
der Kurzschlußstrom
vom Kollektor zum Emitter des Leistungstransistors 51 während der
kurzen Zeit, in der der Rücksetzimpuls 55b in 2F auf hohem
Pegel liegt.
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Die
NOR-Schaltung 60 erzeugt im Kurzschlußmodus das PWM-Frequenz-Änderungssignal 60a in 2G.
Wenn das Signal 60a auf hohem Pegel liegt, wird der Schalter 5509 angeschaltet,
so daß die
Entladung des Kondensators über
die Konstantstromquelle 5510 beginnt. Wenn die Konstantstromquelle 5511 wirksam
wird, verlängert
sich die für
die Ladung des Kondensators 5507 benötigte Zeit, so daß sich als
Ergebnis die PWM-Frequenz verringert.
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Die
Verringerung der PWM-Frequenz entspricht der Verringerung der Rücksetzimpulsfrequenz.
Diese Frequenzverringerung verringert die Häufigkeit des Auftretens des
Rücksetzimpulses
pro Zeiteinheit, so daß eine
nennenswerte Wärmeentwicklung
im Leistungstransistor 51 selbst dann verhindert wird,
wenn der Leistungstransistor 51 sanfte Schaltvorgänge über den
Basis-Emitter-Weg und den Kondensator 61 vornimmt.
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Wenn
die Feldspule 3 zum Zeitpunkt t1 den Kurzschluß nicht
mehr aufweist und dann nach Aufhebung des Kurzschlusses der Rücksetzimpuls 55b in 2F der
hohe Pegel wird, ist das Tastverhältnis der PWM-Ausgabe 57a in 2C 100%,
so daß der Leistungstransistor 51 leitend
wird. Dann wird die Spannung am F-Anschluß in 2D nahezu
0 V, so daß das
Kurzschlußerfassungssignal 58a in 2H ein
niedriger Pegel wird. Dementsprechend wird der Leistungstransistor 51 durch
die PWM-Ausgabe 57a in 2C gesteuert,
und das PWM-Frequenzänderungssignal 60a in 2G wird
niedriger Pegel, so daß die
PWM-Frequenz in den ursprünglichen
Zustand zurückkehrt.
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Außerdem wird
selbst dann, wenn das elektrische Leistungselement vom leitenden
Zustand in den nichtleitenden Zustand durch die PWM-Ausgabe 57a in 2C bei
normaler Energieerzeugung umgeschaltet wird, so daß die Spannung
am F-Anschluß die Batteriespannung
wird, und ein Kurzschlußzustand
erkannt wird, der Leistungstransistor 51 durch die PWM-Ausgabe
in 2C während
der Zeit, in der der Rücksetzimpuls 55b in 2F das nächste Mal
auf hohem Pegel liegt, leitend gemacht. Damit wird der Kurzschlußzustand
aufgehoben, und der Leistungstransistor 51 kann durch die
PWM-Ausgabe gesteuert werden.
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Bei
der erfindungsgemäßen Ausführungsform
wird der Rücksetzimpuls
selbst dann, wenn die Feldspule unerwartet kurzgeschlossen ist und
das elektrische Leistungselement zwangsweise ausgeschaltet wird,
periodisch dem elektrischen Leistungselement zugeführt, so
daß es
lediglich in der Zeit angeschaltet wird, während der der Rücksetzimpuls
zugeführt
wird, so daß das
Vorliegen eines Kurzschlusses durch die Kurzschlußschutzschaltung
erkannt werden kann. Während
die Feldspule kurzgeschlossen ist, wird die Rücksetzimpulsfrequenz verringert, so
daß die
Auftrittshäufigkeit
des Rücksetzens
pro Zeiteinheit sinkt, so daß es
möglich
wird, eine nennenswerte Wärmeentwicklung
im elektrischen Leistungselement zu verhindern, wenn die Feldspule kurzgeschlossen
ist.
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Wenn
in der Steuerungsvorrichtung eine Schaltung zum sanften Schalten
vorgesehen ist, um die Schaltgeschwindigkeit des elektrischen Leistungselements
zu verlangsamen, um Schaltrauschen des elektrischen Leistungselements
zu verringern, wird der dem elektrischen Leistungselement zuzuführende Rücksetzimpuls
ebenfalls verlangsamt, so daß es
schwierig ist, die Zeit des Rücksetzimpulses zu
verringern. Deshalb ist es wirkungsvoll, die Rücksetzimpulsfrequenz zu verringern,
so daß eine
nennenswerte Wärmeentwicklung
im elektrischen Leistungselement verhindert werden kann.
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Somit
kann die Steuerungsvorrichtung zum Verhindern einer nennenswerten
Wärmeentwicklung im
elektrischen Leistungselement durch einfache Schaltungen aufgebaut
werden.
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Insbesondere
ist es erfindungsgemäß selbst dann,
wenn in der Spannungssteuerung eine Schaltung zum sanften Schalten
vorgesehen ist, um das Schaltrauschen durch Verlangsamen der Schaltgeschwindigkeit
des elektrischen Leistungselements zu verringern, möglich, durch
Verwendung eines einfachen Aufbaus eine nennenswerte Wärmeentwicklung
im elektrischen Leistungselement zu verhindern.