DE19713058A1 - PLL-Schaltung - Google Patents
PLL-SchaltungInfo
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- H03L7/0898—Details of the current generators the source or sink current values being variable
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine PLL-Schaltung (Phasenregelkreis
schaltung, Nachlaufsynchronisationsschaltung) und genauer ei
ne bei der PLL-Schaltung vorgesehene Ladungspumpe.
In Fig. 6 ist ein Blockschaltbild einer PLL-Schaltung veran
schaulicht. In der Figur bezeichnet die Bezugszahl 12 einen
Phasendetektor (PD), 14 eine Ladungspumpe (LP), 16 einen
Tiefpaßfilter (TPF), 18 einen spannungsgesteuerten Oszillator
VCO) und 20 einen Frequenzteiler. Außerdem bezeichnet das
Bezugszeichen f₀ ein Referenzsignal und f ein PLL-Signal mit
einer Frequenz, die durch Teilung der Frequenz des spannungs
gesteuerten Oszillators 18 durch den Frequenzteiler 20 erhal
ten wird, *AUF bezeichnet ein von dem Phasendetektor 12 aus
gegebenes negatives logisches bzw. invertiertes Fehlersignal
(obwohl allgemein ein negatives logisches bzw. invertiertes
Signal als Bezugszeichen mit einem Querstrich direkt darüber
gekennzeichnet ist, ist das negative logische Fehlersignal
durch das Bezugszeichen AUF mit einem Zeichen * genau davor
bezeichnet), AB ein von dem Phasendetektor 12 zugeführtes
Fehlersignal und VCP eine VCO-Steuerspannung zur Steuerung
des spannungsgesteuerten Oszillators 18.
Bei Betrieb vergleicht der Phasendetektor 12 die Phase des
PLL-Signals f mit der des Referenzsignais f₀. Dann gibt der
Phasendetektor 12 entweder das Fehlersignal *AUF oder AB ent
sprechend der Phasendifferenz zwischen dem PLL-Signal f und
dem Referenzsignal f₀ aus. Während einer Zeitdauer, in der
eine Phasendifferenz zwischen dem PLL-Signal f und dem Refe
renzsignal f₀ existiert, wird entweder das Fehlersignal *AUF
oder AB fortlaufend zugeführt. Die Impulsdauer des Fehlersi
gnals ist proportional zu der Phasendifferenz.
Das aus dem Phasendetektor 12 aus gegebene Fehlersignal *AUF
oder AB wird an die Ladungspumpe 14 angelegt. Die Ladungspum
pe 14 erzeugt die VCO-Steuerspannung VCP zur Steuerung der
Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 18
entsprechend dem Fehlersignal *AUF oder AB zusammen mit dem
Tiefpaßfilter 16. Genauer gibt die Ladungspumpe 14 entspre
chend dem Fehlersignal *AUF oder AB Ladung in den Tiefpaßfil
ter 16 ein oder entzieht dem Tiefpaßfilter 16 Ladung, damit
die Erzeugung der VCO-Steuerspannung VCP durch den Tiefpaß
filter 16 veranlaßt wird.
Der spannungsgesteuerte Oszillator 18 oszilliert derart, daß
ein Signal mit einer sich entsprechend der durch den Tiefpaß
filter 16 zugeführten VCO-Steuerspannung VCP verändernden
Frequenz ausgegeben wird. Der Frequenzteiler 20 empfängt das
Signal und teilt dessen Frequenz durch n, um das an den Pha
sendetektor 12 angelegte PLL-Signal f zu erzeugen. In dem Zu
stand, in dem der Phasendetektor 12 die Fehlersignaie *AUF
und AB nicht ausgibt, ist die PLL-Schaltung eingerastet, wes
halb die Phase des Referenzsignals f₀ genau mit der des PLL-Signals
f übereinstimmt.
In Fig. 7 ist ein schematisches Schaltbild der Ladungspumpe
gemäß dem Stand der Technik veranschaulicht. In der Figur ist
ebenfalls zusammen mit der Ladungspumpe 14 der Tiefpaßfilter
16 gezeigt. Dies erfolgt deshalb, weil die Ladungspumpe 14
und der Tiefpaßfilter 16 wie vorstehend beschrieben die VCO-Steuerspannung VCP zusammen erzeugen. In Fig. 7 bezeichnet
das Bezugszeichen VDD eine Spannung einer Spannungsversorgung
(Energieversorgung).
Die in Fig. 7 gezeigte Ladungspumpe 14 weist einen CMOS-Aufbau
mit einem PMOS-Transistor P31 mit einem Gate, an den
das Fehlersignal *AUF angelegt wird, und einen NMOS-Transis
tor N31 mit einem Gate auf, an dem das Fehlersignal AB ange
legt wird.
Der Tiefpaßfilter 16 weist einen passiven, aus zwei Wider
ständen R1 und R2 sowie zwei Kondensatoren C1 und C2 beste
henden Aufbau auf.
Bei Betrieb, wenn die Ladungspumpe 14 das von dem Phasende
tektor 12 ausgegebene Fehlersignal *AUF empfängt, wird der
PMOS-Schalter P31 eingeschaltet. Folglich ist die Spannungs
versorgung elektrisch mit Masse verbunden, weshalb die VCO-Steuerspannung
VCP erzeugt und von einem Punkt zwischen den
Widerständen R1 und R2 des Tiefpaßfilters 16 ausgegeben wird.
Der Signalverlauf der VCO-Steuerspannung VCP ist durch die
Versorgungsspannung VDD, dem nachstehend als Leitwiderstands
wert bezeichneten Widerstandswert im eingeschalteten Zustand
RP31 des PMOS-Transistors P31, den Widerstandswerten der Wi
derstände R1 und R2 und den Kapazitäten der Kondensatoren C1
und C2 bestimmt.
In Fig. 8 ist ein Beispiel für den Signalverlauf der VCO-Steuerspannung
VCP dargestellt. Wenn das Fehlersignal *AUF an
die Ladungspumpe 14 zum Zeitpunkt t₀ wirksam wird, beginnt
die VCO-Steuerspannung VCP zu steigen. Dann, wenn das Fehler
signal *AUF an dem Gate des PMOS-Transistors P31 nicht mehr
wirksam ist, beginnt die VCO-Steuerspannung VCP zu sinken.
Gemäß der Figur kehrt die VCO-Steuerspannung VCP nicht zu de
ren vorherigen Wert zurück, den diese zu dem Zeitpunkt t₀
oder zu einem früheren Zeitpunkt hatte, selbst wenn genug
Zeit seit dem Zeitpunkt t₁ verstrichen ist, und weist eine
wie in Fig. 8 gezeigte Spannungsdifferenz auf. Diese Span
nungsdifferenz dient zur Steuerung der Oszillationsfrequenz
des spannungsgesteuerten Oszillators 18.
Da die PLL-Schaltung gemäß dem Stand der Technik wie vorste
hend beschrieben aufgebaut ist, wird sie durch den nachste
hend beschriebenen Nachteil beeinträchtigt.
Die Leistungsfähigkeit der PLL-Schaltung kann unter Beachtung
deren Einrastgeschwindigkeit und Stabilität bewertet werden.
Die Einrastgeschwindigkeit drückt den Reziprokwert der bis
zum Einrasten des Phasenregelkreises (PLL) verstrichenen
Zeitdauer aus. Die Stabilität drückt den Grad der Wider
standsfähigkeit des Phasenregelkreises gegen ein Herausgehen
aus dem eingerasteten Zustand aufgrund einer Störung wie Rau
schen aus. Die Einrastgeschwindigkeit wird bei Erhöhung der
Abweichung der VCO-Steuerspannung VCP erhöht. Demgegenüber
wird die Stabilität bei Verringerung der Abweichung der VCO-Steuerspannung VCP verbessert. Das bedeutet, daß es zwischen
der Einrastgeschwindigkeit und der Stabilität ein gegensätz
liches Verhältnis in bezug auf die Veränderung der VCO-Steuerspannung
VCP gibt.
Wenn die in Fig. 7 gezeigte Ladungspumpe 14 das Fehlersignal
*AUF empfängt, teilt es die Versorgungsspannung VDD entspre
chend der durch die Impulsdauer des Fehlersignals dargestell
ten Phasendifferenz zwischen dem PLL-Signal f und dem Refe
renzsignal f₀ mittels des Leitwiderstandes RP31 des PMOS-Transistors
P31 und der Widerstände R1 und R2, damit die VCO-Steuerspannung VCP erzeugt wird. Die Kondensatoren C1 und C2
werden durch mittels der Spannungsversorgung zugeführte La
dung aufgeladen. Da der Leitwiderstand RP31 des PMOS-Tran
sistors P31 ausreichend klein ist und die folgende Unglei
chung
RP31 « R1, R2
gilt, kann die VCO-Steuerspannung durch Teilen der Versor
gungsspannung VDD unter Verwendung der Widerstände R1 und R2
erhalten werden.
Dementsprechend ist die Veränderung der VCO-Steuerspannung
VCP proportional zu R2/(R1 + R2). Da
R2/(R1 + R2) = 1/(1 + (R1/R2)) ist, verringert ein Anstieg
von (R1/R2) die Abweichung der VCO-Steuerspannung VCP, wobei
somit die Stabilität verbessert wird. Demgegenüber erhöht ei
ne Verringerung von (R1/R2) die Abweichung der VCO-Steuer
spannung VCP, wobei somit die Einrastgeschwindigkeit vergröß
ert wird. Jedoch ist, da die Widerstände R1 und R2 passive
Elemente sind, das Verhältnis (R1/R2) bei der PLL-Schaltung
gemäß dem Stand der Technik auf einen konstanten Wert einge
stellt. Deshalb kann der Gegensatz zwischen den Verbesserun
gen der Einrastgeschwindigkeit und der Stabilität nicht ge
löst werden.
Wie vorstehend beschrieben weist die PLL-Schaltung gemäß dem
Stand der Technik den Nachteil auf, daß die Einrastgeschwin
digkeit und die Stabilität nicht beide zugleich verbessert
werden können.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, den vorste
hend beschriebenen Nachteil zu beheben, das heißt, eine PLL-Schaltung
zu schaffen, die die Einrastgeschwindigkeit und die
Stabilität deren Einrastzustandes zugleich verbessern kann.
Diese Aufgabe wird durch eine PLL-Schaltung gelöst, die durch
einen Tiefpaßfilter, einen spannungsgesteuerten Oszillator,
der oszilliert und ein PLL-Signal mit einer sich entsprechend
einer durch den Tiefpaßfilter angelegten Steuerspannung ver
ändernden Frequenz ausgibt, einen Phasendetektor zur Ausgabe
eines Fehlersignals, der das PLL-Signal und ein Referenzsi
gnal empfängt sowie eine Phasendifferenz zwischen diesen er
faßt, eine Ladungspumpe, die im Ansprechen auf das Fehlersi
gnal dem Tiefpaßfilter Ladung zuführt oder dem Tiefpaßfilter
Ladung entzieht, und eine Steuereinrichtung mit einem verän
derlichen Widerstandselement gekennzeichnet ist, dessen Wi
derstandswert sich verändert, während das daran angelegte
Fehlersignal wirksam ist, wobei die dem Tiefpaßfilter zuzu
führende oder zu entnehmende Ladungsmenge nichtlinear durch
die Ladungspumpe in bezug auf die Impulsdauer des Fehlersi
gnals aus dem Phasendetektor eingestellt wird.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel weist die Steuereinrichtung
eine auf das Fehlersignal aus dem Phasendetektor ansprechende
Zeitkonstantenschaltung zur Erzeugung einer Spannung, die
sich entsprechend deren Zeitkonstanten verringert, und eine
Schalteinrichtung auf, die im Ansprechen auf das Fehlersignal
aus dem Phasendetektor derart eingeschaltet wird, daß ein mit
einer Energieversorgung verbundener Anschluß davon mit dem
Tiefpaßfilter verbunden wird, sowie ein erstes Schaltelement
aufweist, das als das veränderliche Widerstandselement mit
einem entsprechend der Spannung aus der Zeitkonstantenschal
tung sich verändernden Widerstandswert im eingeschalteten Zu
stand vorgesehen ist.
Vorzugsweise weist das erste Schaltelement eine mit der Ener
gieversorgung verbundene Elektrode und eine mit der Zeitkon
stantenschaltung verbundene Steuerelektrode zum Empfang der
Spannung aus der Zeitkonstantenschaltung auf, wobei die
Schalteinrichtung außerdem ein mit dem ersten Schaltelement
In Reihe geschaltetes zweites Schaltelement mit einer mit dem
Tiefpaßfilter verbundenen Elektrode und einer Steuerelektrode
aufweist, an die das Fehlersignal zum Einschalten des zweiten
Schaltelements angelegt wird. Die Steuereinrichtung weist au
ßerdem ein drittes Schaltelement auf, das zwischen der Ener
gieversorgung und der Zeitkonstantenschaltung geschaltet ist
und stets im eingeschalteten Zustand verbleibt. Zusätzlich
weist die Zeitkonstantenschaltung einen Kondensator, bei dem
ein Anschluß über das dritte Schaltelement mit der Energie
versorgung verbunden ist und über den die sich verändernde
Spannung an die Steuerelektrode des ersten Schaltelements an
gelegt wird, und ein parallel zu dem Kondensator geschaltetes
viertes Schaltelement auf, das im Ansprechen auf das Fehler
signal derart geschaltet wird, daß die Spannung an dem An
schluß des Kondensators entsprechend der Zeitkonstanten der
Zeitkonstantenschaltung zu sinken beginnt.
Vorzugsweise kann die Schwelwertspannung des ersten Schalte
lements höher als die des dritten Schaltelements sein.
Der veränderliche Bereich des Widerstandswerts im eingeschal
teten Zustand des ersten Schaltelements kann durch die Kapa
zität des Kondensators und des Widerstandswerts im einge
schalteten Zustand des vierten Schaltelements bestimmt wer
den.
Vorzugsweise kann der der Widerstandswert im eingeschalteten
Zustand des zweiten Schaltelements im Vergleich zu dem Wider
standswert im eingeschalteten Zustand des ersten Schaltele
ments derart klein sein, daß er ignoriert werden kann.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispie
len unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher be
schrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Schaltbiid einer Ladungspumpe gemäß
einem Ausführungsbeispiel,
Fig. 2 ein Ansicht eines Beispiels für den Signalverlauf ei
nes Potentials an einem Anschluß einer Zeitkonstantenschal
ung der in Fig. 1 gezeigten Ladungspumpe, wenn die Impuls
dauer eines Fehlersignals *AUF lang ist,
Fig. 3 eine Ansicht eines Beispiels für den Signalverlauf ei
ner durch ein in Fig. 1 gezeigten Tiefpaßfilter erzeugten
VCO-Steuerspannung VCP, wenn die Impulsdauer des Fehlersi
gnals *AUF lang ist,
Fig. 4 eine Ansicht eines Beispiels für den Signalverlauf ei
nes Potentials an einem Anschluß der Zeitkonstantenschaltung
der in Fig. 1 gezeigten Ladungspumpe, wenn die Impulsdauer
des Fehlersignais *AUF kurz ist,
Fig. 5 eine Ansicht eines Beispiels für den Signalverlauf ei
ner durch das in Fig. 1 gezeigte Tiefpaßfilter erzeugten VCO-Steuerspannung VCP, wenn die Impulsdauer des Fehlersignais
*AUF kurz ist,
Fig. 6 ein Blockschaltbild einer PLL-Schaltung,
Fig. 7 ein schematisches Schalbiid für eine Ladungspumpe ge
mäß dem Stand der Technik, und
Fig. 8 eine Ansicht eines Beispiels für den Signalverlauf der
VCO-Steuerspannung VCP, deren Wert durch die in Fig. 7 ge
zeigte Ladungspumpe gemäß dem Stand der Technik gesteuert
wird.
In Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild einer Ladungspumpe
einer PLL-Schaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel darge
teilt. In der Figur ist zusammen mit der Ladungspumpe 14
ebenfalls ein Tiefpaßfilter 16 gezeigt. Dies erfolgt deshalb,
weil die Ladungspumpe 14 und der Tiefpaßfilter 16 die VCO-Steuerspannung
VCP gemeinsam erzeugen. Der Aufbau der PLL-Schaltung
ist mit Ausnahme der Ladungspumpe 14 derselbe wie
bei der in Fig. 6 gezeigten PLL-Schaltung gemäß dem Stand der
Technik, weshalb die Beschreibung dieses Aufbaus nachstehend
entfällt.
Die Ladungspumpe 14 besteht aus einem Anhebeabschnitt, in den
das von dem Phasendetektor 12 aus gegebene Fehlersignal *AUF
eingegeben wird, und einem Absenkabschnitt, in den das von
dem Phasendetektor 12 ausgegebene Fehlersignal AB eingegeben
wird. Der Anhebeabschnitt der Ladungspumpe 14 ist mit PMOS-Transistoren P10, P11 und P12, einem NMOS-Transistor N11, ei
nem Inverter INV1 und einem Kondensator C11 versehen. Der Ab
senkabschnitt der Ladungspumpe 14 ist mit NMOS-Transistoren
N10, N21 und N22, einem PMOS-Transistor P21, einem Inverter
INV2 und einem Kondensator C12 versehen.
Der PMOS-Transistor P10 und der NMOS-Transistor N10 bilden
einen Hauptteil der Ladungspumpe 14. Deshalb werden diese
zwei Transistoren als Ladungspumpen-Haupttransistoren be
zeichnet. Weiterhin dienen der PMOS-Transistor P12 und der
NMOS-Transistor N22 zur Steuerung der Ladungspumpen-Haupt
transistoren P10 und N10. Deshalb werden diese Transistoren
nachstehend als Ladungspumpen-Steuertransistoren bezeichnet.
Die Ladungspumpen-Haupttransistoren P10 und N10 dienen dazu,
lediglich zu veranlassen, daß Ladungen durch sie hindurch ge
langen. Komponenten, die zur Steuerung der Menge der durch
die Ladungspumpen-Haupttransistoren hindurch gelangenden La
dung dienen, sind die Ladungspumpen-Steuertransistoren P12
und N22. Deshalb sind diese Transistoren derart ausgewählt,
daß die Ansteuerfähigkeiten der Ladungspumpen-Steuertran
sistoren P12 und N22 höher als die der Ladungspumpen-Haupt
transistoren F10 und N10 sind. Anders ausgedrückt, sind die
Leitwiderstandswerte (Widerstandswerte im eingeschalteten Zu
stand) der Ladungspumpen-Haupttransistoren P10 und N10 derart
klein, daß sie im Vergleich mit denen der Ladungspumpen-Steuertransistoren P12 und N22 ignoriert werden können.
Der Tiefpaßfilter 16 besteht aus zwei Transistoren R1 und R2
sowie zwei Kondensatoren C1 und C2. Die VCO-Steuerspannung
VCP kann von einem Punkt zwischen den Widerständen R1 und R2
abgegriffen werden.
Wenn die PLL-Schaltung in im stationären Zustand verbleibt,
verbleibt der PMOS-Transistor P11 im leitenden Zustand, da
dessen Gate direkt mit dessen Source verbunden ist. Deshalb
ist, da der Kondensator C11 an die Spannungsversorgung über
den PMOS-Transistor P11 angeschlossen ist, dieser vorab auf
einen hohen Pegel aufgeladen. Das heißt, daß das in Fig. 1
durch VP bezeichnete Potential des Kondensators C11 hoch ge
halten wird. Folglich wechselt der Ladungspumpen-Steuertran
sistor P12 auf einen quasi-eingeschalteten Zustand, d. h. ei
nen nicht vollständig eingeschalteten Zustand, in dem die
Schwellspannung VTH(P11) des PMOS-Transistors P11 an das Gate
des Ladungspumpen-Steuertransistors P12 angelegt ist. Dabei
ist die Schwellspannung VTH(P12) des PMOS-Tran-sistors P12
auf einen höheren Wert als die Schwellspannung VTH(P11) des
PMOS-Transistors P11 eingestellt.
Wenn die Ladungspumpe 14 das Fehlersignal *AUF empfängt, wird
der Ladungspumpen-Haupttransistor P10 und der NMOS-Transistor
N11 eingeschaltet. Folglich wird die in dem Kondensator C11
vorab gespeicherte elektrische Ladung mittels des NMOS-Transistors
N11 entladen, weshalb sich das Potential VP ent
sprechend der Zeitkonstanten (RN11 · C11) verringert, die
durch den Leitwiderstandswert (Widerstandswert im eingeschal
teten Zustand) RN11 des NMOS-Tranistors N11 und der Kapazität
definiert ist. Da das Potential VP verringert wird, wechselt
der Ladungspumpen-Steuer-Transistor P12 von dem guasi-einge
schalteten Zustand zu dem vollständig eingeschalteten Zustand
und dann in den gesättigten Zustand. Das heißt, daß der Leit
widerstandswert RP12 des Ladungspumpen-Steuertransistors P12
sich nichtlinear mit der Verringerung des Potentials VP ver
ändert.
Da die Verringerung des Potentials VP somit den Leitwider
standswert des Ladungspumpen-Steuertransistors P12 verändert,
verändert sich ebenfalls die über den Ladungspumpen-Haupt
transistor P10 dem Tiefpaßfilter 16 zugeführte Ladungsmenge
entsprechend der Impulsdauer des Fehlersignals. Die Zeitkon
stante (RN11 · C11) kann durch Auswahl der Kapazität des Kon
densators C11 und des Leitwiderstandwerts des NMOS-Transi
stors N11 auf einen gewünschten Wert eingestellt werden.
Die VCO-Steuerspannung VCP wird durch Teilung der Versor
gungsspannung VDD mittels des Leitwiderstands RP12 des La
dungspumpen-Steuertransistors P12, des Leitwiderstands RP10
des Ladungspumpen-Haupttransistors P10 sowie der Widerstände
R1 und R2 eingestellt. In dem Fall, daß der Ladungspumpen-Haupttransistor
P10 in dem leitenden Zustand verbleibt, gilt
die folgende Ungleichung.
RP10 « RP12, R1, R2
Dementsprechend kann der Leitwiderstand RP10 des Ladungspum
pen-Haupttransistors P10 in bezug auf die anderen Wider
standswerte vernachlässigt werden. Somit ist die VCO-Steuer
spannung VCP proportional zu R2/(RP12 + R1 + R2) = 1/(1 +
(RP12 + R1)/R2).
Wie vorstehend beschrieben verändert sich, da der Leitwider
stand des Ladungspumpen-Steuertransistors P12 sich nichtline
ar mit der Verringerung des Potentials VP verändert, die VCO-Steuerspannung VCP nichtlinear mit der Verringerung des Po
tentials VP und erreicht dann einen Sättigungswert.
Die Zeitdauer, während der das Potential VP sich verringert,
ist proportional zu der Impulsdauer des Fehlersignals *AUF.
außerdem gibt, wenn die PLL-Schaltung sich aus dem eingera
steten Zustand bewegt, der Phasendetektor das Fehlersignal
*AUF an die Ladungspumpe 14 aus, das eine mit Ansteigen des
Abweichungsgrades aus dem eingerasteten Zustand (d. h. der
Phasendifferenz zwischen dem PLL-Signal f und dem Referenzsi
gnal f₀) ansteigende Impulsdauer aufweist. Dementsprechend
steigt, da die Impulsdauer des Fehlersignals *AUF länger
wird, die VCO-Steuerspannung VCP auf eine höher Spannung,
während das Fehlersignal *AUF wirksam (gültig, aktiv) ist.
In Fig. 2 und 3 sind Beispiele für Signalverläufe des Poten
tials VP und der VCO-Steuerspannung VCP dargestellt, wenn je
weils die Impulsdauer des Fehlersignals *AUF lang ist. Außer
dem zeigen
Fig. 4 und 5 Beispiele für Signalverläufe des Po
tentials VP und der VCO-Steuerspannung VCP, wenn die Impuls
dauer des Fehlersignals *AUF jeweils kurz ist. In Fig. 3 und
5 ist außerdem die VCO-Steuerspannung VCP für die herkömmli
che PLL-Schaltung zum Vergleich mit der der PLL-Schaltung ge
mäß diesem Ausführungsbeispiel gezeigt.
Zunächst ist unter Bezug auf Fig. 1, 2 und 3 der Fall be
schrieben, bei dem die Impulsdauer des an die Ladungspumpe 14
angelegten Fehlersignals *AUF lang ist.
Wie in Fig. 2 gezeigt, verringert sich bei Aniegen des Feh
lersignals *AUF an die Ladungspumpe 14 zum Zeitpunkt t₀ das
in dem stabilen Zustand verbliebene Potential VP entsprechend
Oder durch den Leitwiderstandswert RN11 des NMOS-Transistors
N11 und der Kapazität C11 definierten Zeitkonstanten
(RN11 · C11). Wenn das Fehlersignal *AUF zu einem Zeitpunkt
t₁ von dem niedrigen auf den hohen Pegel übergeht, kehrt das
Potential VP aufgrund der Vorab-Aufladung bzw. vorherigen La
dung über den PMOS-Transistor P11 in den stabilen Zustand zu
rück.
Demgegenüber steigt wie in Fig. 3 gezeigt, wenn zu dem Zeit
punkt t₀ das Fehlersignal *AUF an die Ladungspumpe angelegt
wird, die durch den Tiefpaßfilter 16 angelegte VCO-Steuer
spannung VCP allmählich an, da der Ladungspumpen-Steuertran
sistor P12 in dem quasi-eingeschalteten Zustand verbleibt.
Danach, wenn das Potential den Schwellwert VTH(P12) erreicht,
wechselt der Ladungspumpen-Steuertransistor P12 auf den voll
ständig eingeschalteten Zustand, wobei dann dessen Wider
standswert RP12 sich abrupt verringert, woraufhin die VCO-Steuerspannung
VCP abrupt ansteigt. Dann, wenn das Potential
VP weiter ansteigt, steigt die VCO-Steuerspannung VCP allmäh
lich an und wird schließlich gesättigt. Dieser Verlauf der
VCO-Steuerspannung VCP wird durch das vorstehend beschriebene
Verhalten der Ladungspumpe gemäß diesem Ausführungsbeispiel
verursacht. Obwohl die VCO-Steuerspannung VCP sich verrin
gert, wenn das Fehlersignal *AUF zu dem Zeitpunkt t₁ von dem
niedrigen auf den hohen Pegel übergeht, verbleibt die VCO-Steuerspannung
VCP im Vergleich mit der PLL-Schaltung gemäß
dem Stand der Technik auf einen hohen Pegel, selbst nachdem
ausreichend Zeit nach dem Zeitpunkt t₁ vergangen ist, da die
VCO-Steuerspannung VCP zu dem Zeitpunkt t₁ höher als die bei
der herkömmlichen PLL-Schaltung ist. Die hohe VCO-Steuerspannung
VCP vergrößert die Einrastgeschwindigkeit der
PLL-Schaltung.
Nachstehend ist unter Bezug auf Fig. 1, 4 und 5 der Fall be
schrieben, bei dem die Impulsdauer des an die Ladungspumpe 14
angelegten Fehlersignals *AUF kurz ist.
Wie in Fig. 4 gezeigt, sinkt das in dem stabilen Zustand ver
bliebene Potential VP bei Aniegen des Fehlersignals *AUF an
die Ladungspumpe 14 zu dem Zeitpunkt t₀ entsprechend der
durch den Leitwiderstandswert RN11 des NMOS-Transistors N11
und der Kapazität C11 definierten Zeitkonstanten
(RN11 · C11). Wenn zu dem Zeitpunkt t₁ das Fehlersignal *AUF
von dem niedrigen Pegel zu dem hohen Pegel übergeht, kehrt
das Potential VP aufgrund der Vorab-Ladung (der vorab erfolg
ten Aufladung) über den PMOS-Transistor in den stabilen Zu
stand zurück.
Demgegenüber steigt wie in Fig. 5 gezeigt, wenn zu dem Zeit
punkt t₀ das Fehlersignal *AUF an die Ladungspumpe angelegt
wird, die durch den Tiefpaßfilter 16 angelegte VCO-Steuer
spannung VCP allmählich an, da der Ladungspumpen-Steuer
transistor P12 in dem quasi-eingeschalteten Zustand ver
bleibt. Dieser Verlauf der VCO-Steuerspannung VCP wird durch
das vorstehend beschriebene Ausgangsimpedanzverhalten der La
dungspumpe gemäß diesem Ausführungsbeispiel verursacht. Ob
wohl die VCO-Steuerspannung VCP sinkt, wenn das Fehlersignal
*AUF zu dem Zeitpunkt t₁ von dem niedrigen auf den hohen Pe
gel übergeht, verbleibt die VCO-Steuerspannung VCP im Ver
gleich mit der PLL-Schaltung gemäß dem Stand der Technik auf
einen niedrigen Pegel, selbst nachdem ausreichend Zeit nach
dem Zeitpunkt t₁ vergangen ist, da die VCO-Steuerspannung VCP
zu dem Zeitpunkt t₁ niedriger als die bei der herkömmlichen
PLL-Schaltung ist. Die niedrige VCO-Steuerspannung VCP ver
bessert die Stabilität der PLL-Schaltung.
Vorstehend wurde der Fall als Beispiel beschrieben, bei dem
das Fehlersignal *AUF an die Ladungspumpe 14 angelegt wird.
In dem Fall, daß das Fehlersignal AB an die Ladungspumpe 14
angelegt wird, ist der Funktionsablauf derselbe wie bei dem
vorstehend beschriebenen Fall, mit der Ausnahme, daß die Po
larität bzw. der Pegelverlauf des Fehlersignals, des Potenti
als VP und der VCO-Steuerspannung VCP umgekehrt ist. Bei
spielsweise verringert sich, während die VCO-Steuerspannung
VCP in deren stabilen Zustand auf einen hohen Pegel ver
bleibt, diese entsprechend dem Ausgangsimpedanzverhalten der
Ladungspumpe 14, wenn das Fehlersignal AB an die Ladungspumpe
14 angelegt wird. Außerdem kann die durch (RN21 · C12) gege
bene Zeitkonstante durch Auswahl der Kapazität des Kondensa
tors C12 sowie des Leitwiderstandwerts des NMOS-Transistors
N21 auf einen gewünschten Wert eingestellt werden.
Somit ermöglicht die PLL-Schaltung gemäß diesem Ausführungs
beispiel die Veränderung des Verhaltens der Ladungspumpe ent
sprechend der Impulsdauer des Fehlersignals. Deshalb kann ge
mäß dem Ausführungsbeispiel die Einrastgeschwindigkeit der
PLL-Schaltung und gleichzeitig die Stabilität des eingeraste
ten Zustands verbessert werden.
Wie vorstehend beschrieben weist die PLL-Schaltung gemäß dem
Ausführungsbeispiel einen Tiefpaßfilter, einen spannungsge
steuerten Oszillator, der oszilliert und ein PLL-Signal mit
einer sich entsprechend einer durch den Tiefpaßfilter ange
legten Steuerspannung verändernden Frequenz ausgibt, einen
Phasendetektor, der zur Ausgabe eines Fehlersignals das PLL-Signal und ein Referenzsignal empfängt sowie eine Phasendif
ferenz dazwischen erfaßt, und eine Ladungspumpe, die im An
sprechen auf das Fehlersignal dem Tiefpaßfilter Ladung zu
führt oder diesem Ladung entzieht. Außerdem weist die La
dungspumpe ein veränderliches Widerstandselement auf, dessen
Widerstandswert sich verändert, während das daran angelegte
Fehlersignal wirksam ist, wodurch die dem Tiefpaßfilter zuzu
führende oder diesem zu entziehenden Ladung in bezug auf die
Impulsdauer des Fehlersignals aus dem Phasendetektor nichtli
near eingestellt (justiert) wird. Deshalb gibt es, da die
PLL-Schaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel das Verhalten der
Ladungspumpe entsprechend der Impulsdauer des Fehlersignais
verändern kann, gemäß diesem Ausführungsbeispiel den Vorteil,
daß die Einrastgeschwindigkeit der PLL-Schaltung vergrößert
wird und gleichzeitig die Stabilität des eingerasteten Zu
stands verbessert werden kann.
Außerdem weist die Ladungspumpe eine auf das Fehlersignal aus
dem Phasendetektor ansprechende Zeitkonstantenschaltung
(Zeitkonstanteneinheit) zur Erzeugung einer Spannung, die
sich entsprechend deren Zeitkonstanten verringert, und eine
Schalteinrichtung (Schalteinheit) auf, die im Ansprechen auf
das Fehlersignal aus dem Phasendetektor eingeschaltet wird,
damit ein mit einer Spannungsversorgung verbundener Anschluß
davon mit dem Tiefpaßfilter verbunden wird, und die ein er
tes als variables Widerstandselement vorgesehenes Schaltele
ment, beispielsweise einen PMOS- oder einen NMOS-Transistor,
aufweist, das einen sich entsprechend der Spannung aus der
Zeitkonstantenschaltung verändernden Widerstandswert auf
weist. Deshalb kann die gesamte PLL-Schaltung in einer ein
zelnen integrierten Schaltung eingebaut werden.
Das erste Schaltelement weist eine mit der Spannungsversor
gung verbundene Elektrode und eine mit der Zeitkonstanten
schaltung verbundene Steuerelektrode zum Empfang der Spannung
aus der Zeitkonstantenschaltung auf, wobei die Schalteinrich
tung außerdem ein zweites Schaltelement aufweist, beispiels
weise einen PMOS- oder NMOS-Transistor, das mit dem ersten
Schaltelement in Reihe geschaltet ist und eine mit dem Tief
paßfilter verbundenen Elektrode sowie eine Steuerelektrode
aufweist, an die das Fehlersignal zum Einschalten des zweiten
Schaltelements angelegt wird. Außerdem weist die Ladungspumpe
ein zwischen der Spannungsversorgung und der Zeitkonstanten
schaltung geschaltetes und stets im eingeschalteten Zustand
verbleibendes drittes Schaltelement auf, beispielsweise einen
PMOS- oder einen NMOS-Transistor, wobei die Zeitkonstanten
schaltung einen Kondensator aufweist, bei dem ein Anschluß
über das dritte Schaltelement mit der Spannungsversorgung
verbunden ist und über den die sich verändernde Spannung an
die Steuerelektrode des ersten Schaltelement angelegt wird,
sowie ein viertes Schaltelement auf, beispielsweise einen
NMOS- oder einen PMOS-Transistor, das parallel zu dem Konden
sator geschaltet ist und im Ansprechen auf das Fehlersignal
derart geschaltet wird, daß die Spannung an dem Anschluß des
Kondensators entsprechend der Zeitkonstanten der Zeitkonstan
tenschaltung zu sinken beginnt. Somit kann gemäß dem Ausfüh
rungsbeispiel eine PLL-Schaltung mit einem vereinfachten Auf
bau geschaffen werden, bei der deren Einrastgeschwindigkeit
vergrößert und gleichzeitig die Stabilität des eingerasteten
Zustands verbessert werden kann.
Weiterhin ist die Schwellwertspannung des ersten Schaltele
ments höher als die des dritten Schaltelements. Dementspre
hend kann der Leitwiderstandswert des ersten Schaltelements
gleichmäßig verändert werden.
Zusätzlich kann der veränderliche Bereich des Widerstands
werts des ersten Schaltelements durch die Kapazität des Kon
densators sowie des Leitwiderstandswerts des vierten Schalte
lements bestimmt werden. Dementsprechend kann der veränderli
che Bereich des ersten Schaltelements durch Einstellen der
Zeitkonstanten der Zeitkonstantenschaltung auf einen ge
wünschten Wert vorab bestimmt werden.
Außerdem ist der Leitwiderstandswert des zweiten Schaltele
ments im Vergleich mit dem Leitwiderstandswert des ersten
Schaltelements derart klein, daß er ignoriert werden kann.
Die Größe des zweiten Schaltelements, das lediglich als Pfad
für die dem Tiefpaßfilter zuzuführende oder zu entziehende
Ladung dient, kann verringert werden, weshalb der durch die
Ladungspumpe belegte Raum verringert werden kann.
Wie vorstehend beschrieben, weist eine PLL-Schaltung einen
Tiefpaßfilter 16, einen spannungsgesteuerten Oszillator 18,
der oszilliert und ein PLL-Signal mit einer sich entsprechend
einer durch den Tiefpaßfilter 16 angelegte Steuerspannung
verändernden Frequenz ausgibt, einen Phasendetektor 12 zur
Ausgabe eines Fehlersignals *AUF, der das PLL-Signal f und
ein Referenzsignal f₀ empfängt sowie eine Phasendifferenz
zwischen diesen erfaßt, und eine Ladungspumpe 14 auf, die im
Ansprechen auf das Fehlersignal *AUF dem Tiefpaßfilter 16 La
dung zuführt oder dem Tiefpaßfilter 16 Ladung entzieht. Au
ßerdem weist die Ladungspumpe eine veränderliches Widerstands
element N11 auf, dessen Widerstandswert sich verändert, wäh
rend das daran angelegte Fehlersignal *AUF wirksam ist, wo
durch die dem Tiefpaßfilter 16 zuzuführende oder zu entzie
hende Ladungsmenge in bezug auf die Impulsdauer des Fehlersi
gnals aus dem Phasendetektor eingestellt wird.
Claims (6)
1. PLL-Schaltung,
gekennzeichnet durch
einen Tiefpaßfilter (16),
einen spannungsgesteuerten Oszillator (18), der oszil liert und ein PLL-Signal mit einer sich entsprechend einer durch den Tiefpaßfilter (16) angelegten Steuerspannung verän dernden Frequenz ausgibt,
einen Phasendetektor (12) zur Ausgabe eines Fehlersi gnals (*AUF), der das PLL-Signal (f) und ein Referenzsignal (f₀) empfängt sowie eine Phasendifferenz zwischen diesen er faßt,
eine Ladungspumpe (14), die im Ansprechen auf das Feh lersignal (*AUF) dem Tiefpaßfilter (16) Ladung zuführt oder dem Tiefpaßfilter (16) Ladung entzieht, und
eine Steuereinrichtung mit einem veränderlichen Wider standselement (N11), dessen Widerstandswert sich verändert, während das daran angelegte Fehlersignal (*AUF) wirksam ist, wobei die dem Tiefpaßfilter (16) zuzuführende oder zu entneh mende Ladungsmenge nichtlinear durch die Ladungspumpe (14) in bezug auf die Impulsdauer des Fehlersignals aus dem Phasende tektor eingestellt wird.
einen Tiefpaßfilter (16),
einen spannungsgesteuerten Oszillator (18), der oszil liert und ein PLL-Signal mit einer sich entsprechend einer durch den Tiefpaßfilter (16) angelegten Steuerspannung verän dernden Frequenz ausgibt,
einen Phasendetektor (12) zur Ausgabe eines Fehlersi gnals (*AUF), der das PLL-Signal (f) und ein Referenzsignal (f₀) empfängt sowie eine Phasendifferenz zwischen diesen er faßt,
eine Ladungspumpe (14), die im Ansprechen auf das Feh lersignal (*AUF) dem Tiefpaßfilter (16) Ladung zuführt oder dem Tiefpaßfilter (16) Ladung entzieht, und
eine Steuereinrichtung mit einem veränderlichen Wider standselement (N11), dessen Widerstandswert sich verändert, während das daran angelegte Fehlersignal (*AUF) wirksam ist, wobei die dem Tiefpaßfilter (16) zuzuführende oder zu entneh mende Ladungsmenge nichtlinear durch die Ladungspumpe (14) in bezug auf die Impulsdauer des Fehlersignals aus dem Phasende tektor eingestellt wird.
2. PLL-Schaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Steuereinrichtung
eine auf das Fehlersignal aus dem Phasendetektor (12) ansprechende Zeitkonstantenschaltung (C11, N11) zur Erzeugung einer Spannung, die sich entsprechend deren Zeitkonstanten verringert, und
eine Schalteinrichtung aufweist, die im Ansprechen auf das Fehlersignal (*AUF) aus dem Phasendetektor (12) derart eingeschaltet wird, daß ein mit einer Energieversorgung (VDD) verbundener Anschluß davon mit dem Tiefpaßfilter (16) verbun den wird, sowie ein erstes Schaltelement (P12) aufweist, das als das veränderliche Widerstandselement mit einem entspre chend der Spannung aus der Zeitkonstantenschaltung sich ver ändernden Widerstandswert im eingeschalteten Zustand vorgese hen ist.
eine auf das Fehlersignal aus dem Phasendetektor (12) ansprechende Zeitkonstantenschaltung (C11, N11) zur Erzeugung einer Spannung, die sich entsprechend deren Zeitkonstanten verringert, und
eine Schalteinrichtung aufweist, die im Ansprechen auf das Fehlersignal (*AUF) aus dem Phasendetektor (12) derart eingeschaltet wird, daß ein mit einer Energieversorgung (VDD) verbundener Anschluß davon mit dem Tiefpaßfilter (16) verbun den wird, sowie ein erstes Schaltelement (P12) aufweist, das als das veränderliche Widerstandselement mit einem entspre chend der Spannung aus der Zeitkonstantenschaltung sich ver ändernden Widerstandswert im eingeschalteten Zustand vorgese hen ist.
3. PLL-Schaltung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
das erste Schaltelement (P12) eine mit der Energiever
sorgung (VDD) verbundene Elektrode und eine mit der Zeitkon
stantenschaltung verbundene Steuerelektrode zum Empfang der
Spannung aus der Zeitkonstantenschaltung aufweist, wobei
die Schalteinrichtung außerdem ein mit dem ersten Schalt element (P12) in Reihe geschaltetes zweites Schaltelement (P10) mit einer mit dem Tiefpaßfilter verbundenen Elektrode und einer Steuerelektrode aufweist, an die das Fehlersignal (*AUF) zum Einschalten des zweiten Schaltelements (P10) ange legt wird, wobei
die Steuereinrichtung außerdem ein drittes Schaltelement (P11) aufweist, das zwischen der Energieversorgung (VDD) und der Zeitkonstantenschaltung geschaltet ist und stets im ein geschalteten Zustand verbleibt, wobei die Zeitkonstanten schaltung einen Kondensator (C11) hat, bei dem ein Anschluß über das dritte Schaltelement (P11) mit der Energieversorgung verbunden ist und über den die sich verändernde Spannung an die Steuerelektrode des ersten Schaltelements (P12) angelegt wird, sowie ein parallel zu dem Kondensator (C11) geschalte tes viertes Schaltelement (N11) aufweist, das im Ansprechen auf das Fehlersignal derart geschaltet wird, daß die Spannung an dem Anschluß des Kondensators (C11) entsprechend der Zeit konstanten der Zeitkonstantenschaltung zu sinken beginnt.
die Schalteinrichtung außerdem ein mit dem ersten Schalt element (P12) in Reihe geschaltetes zweites Schaltelement (P10) mit einer mit dem Tiefpaßfilter verbundenen Elektrode und einer Steuerelektrode aufweist, an die das Fehlersignal (*AUF) zum Einschalten des zweiten Schaltelements (P10) ange legt wird, wobei
die Steuereinrichtung außerdem ein drittes Schaltelement (P11) aufweist, das zwischen der Energieversorgung (VDD) und der Zeitkonstantenschaltung geschaltet ist und stets im ein geschalteten Zustand verbleibt, wobei die Zeitkonstanten schaltung einen Kondensator (C11) hat, bei dem ein Anschluß über das dritte Schaltelement (P11) mit der Energieversorgung verbunden ist und über den die sich verändernde Spannung an die Steuerelektrode des ersten Schaltelements (P12) angelegt wird, sowie ein parallel zu dem Kondensator (C11) geschalte tes viertes Schaltelement (N11) aufweist, das im Ansprechen auf das Fehlersignal derart geschaltet wird, daß die Spannung an dem Anschluß des Kondensators (C11) entsprechend der Zeit konstanten der Zeitkonstantenschaltung zu sinken beginnt.
4. PLL-Schaltung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Schwellwertspannung (VTH(P12)) des ersten Schaltelements
(P12) höher als die des dritten Schaltelements (P11) ist.
5. PLL-Schaltung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß
ein veränderlicher Bereich des Widerstandswerts im einge
schalteten Zustand (RP12) des ersten Schaltelements (P12)
durch die Kapazität des Kondensators (C11) und des Wider
standswerts im eingeschalteten Zustand (RN11) des vierten
Schaltelements (N11) bestimmt wird.
6. PLL-Schaltung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Widerstandswert im eingeschalteten Zustand (RP10) des
zweiten Schaltelements (P10) im Vergleich zu dem Widerstands
wert im eingeschalteten Zustand (RP12) des ersten Schaltele
ments (P12) derart klein ist, daß er ignoriert werden kann.
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