DE19640814C2

DE19640814C2 - Codierverfahren zur Einbringung eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal und Verfahren zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals

Info

Publication number: DE19640814C2
Application number: DE19640814A
Authority: DE
Inventors: Albert Dipl Ing Heuberger; Heinz Dr Ing Gerhaeuser; Rainer Dipl Ing Perthold; Ernst Dr Ing Eberlein; Roland Dr Ing Plankenbuehler; Hartmut Dipl Ing Schott; Christian Dipl Ing Neubauer
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 1996-03-07
Filing date: 1996-10-02
Publication date: 1998-07-23
Anticipated expiration: 2016-10-03
Also published as: DE19640814A1; DE59700389D1; DE19640825C2; DE19640825A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Codierver fahren zur Einbringung eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal, und auf ein Verfahren zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals.

Die Übertragung von nicht hörbaren Datensignalen in einem Audiosignal findet beispielsweise Anwendung bei der Reich weitenforschung für den Rundfunk. Die Reichweitenforschung dient dazu, die Zuhörerverteilung einzelner Radiostationen zuverlässig zu ermitteln. Das zu übertragende Datensignal ist in diesem Fall für den Zuhörer nicht hörbar.

Verfahren zur Reichweitenforschung sind beispielsweise in der WO 94/11989, GB 2260246 A, GB 2292506 A und in der WO 95/04430 beschrieben. Der Nachteil dieser Verfahren besteht darin, daß nicht sichergestellt werden kann, daß das Daten signal zu jedem Zeitpunkt der Übertragung des Audiosignals für den Zuhörer nicht hörbar ist.

Die US-A-5,450,490 beschreibt eine Vorrichtung und ein Ver fahren zum Einschließen von Codes in Audiosignale und zum Decodieren derselben. Dieses System verwendet unterschied liche Symbole, die mittels verschränkter Frequenzlinien co diert werden. Um sicherzustellen, daß die übertragenen Da tensignale zu jeder Zeit nicht hörbar sind, wird hinsicht lich der einzelnen Frequenzen, aus denen sich die zu über tragenden Symbole zusammensetzen, eine Maskierungsbeurtei lung durchgeführt. Der Nachteil dieses Verfahren besteht darin, daß die Erzeugung von zu übertragenden Signalen sehr aufwendig ist.

Die nachveröffentlichte Druckschrift WO 97/09797 betrifft eine Vorrichtung zum Übertragen von Hilfsdaten in Audiosi gnalen, bei denen die Hilfsdaten in einem herkömmlichen Au diosignal dadurch übertragen werden, daß die Daten in einem Rauschsignal versteckt werden. Das Rauschsignal hat ein ge spreiztes Spektrum, welches das Spektrum des primären Audio signals simuliert. Die primären Audiodaten werden analy siert, um deren spektrale Form zu bestimmen, und diese spek trale Form wird auf das Spreizspektrumsignal übertragen, wenn dieses mit dem primären Audiosignal zur Übertragung kombiniert wird. Durch Einstellen des Gewinns der einzelnen Signalträger des Spreizspektrumsignals und der Leistung des Rauschsignals können die Hilfsinformationen unhörbar in das primäre Audiosignal eingebracht werden, oder zumindest mit einem gewünschten Pegel unterhalb einer Hörschwelle.

Die US-A-5,319,735 betrifft ein Verfahren, bei dem ein aus gewähltes Signalisierungsband innerhalb der Bandbreite eines Audiosignals liegt, in dem das Codierungssignal eingebettet ist. Das Audiosignal wird hierbei über ein Frequenzband, welches das Signalisierungsband umgibt, kontinuierlich si gnalisiert und das Codesignal wird dynamisch gefiltert, um ein modifiziertes Signal zu erhalten, welches Frequenzkompo nenten aufweist, die zu jedem Zeitpunkt einen kleinen, vor bestimmten Anteil der Pegel des entsprechenden Audiosignals darstellen. Sinngemäß können modifizierte Codesignale mit dem Audiosignal kombiniert werden, um ein zusammengesetztes Audiosignal zu erhalten, welches beim Hören von dem ur sprünglichen Audiosignal nicht zu unterscheiden ist.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegen den Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein verbessertes Ver fahren zum Codieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals zu schaffen, bei dem sichergestellt ist, daß das zu übertragende Datensignal vom menschlichen Ohr nicht wahrgenommen wird, gegenüber Interferenzerschei nungen unanfällig ist und eine gute Kanalausnutzung bildet, wobei das Datensignal sicher und einfach decodiert werden kann.

Diese Aufgabe wird durch ein Codierverfahren gemäß Anspruch 1 gelöst.

Ein Vorteil der erfindungsgemäßen Verfahren besteht darin, daß Informationen in ein Audiosignal eingebracht werden, ohne daß sie vom menschlichen Ohr wahrgenommen werden, aber von einem Detektor sicher decodiert werden. Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die Spread-Spektrum-Modulation verwendet wird, bei der die In formation bzw. das Datensignal in das gesamte Übertragungs band gespreizt wird, wodurch die Anfälligkeit gegenüber In terferenzerscheinungen und die Mehrwegausbreitung reduziert wird. Gleichzeitig ergibt sich eine gute Kanalausnutzung.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Nichthörbarkeit dadurch erreicht, daß das Audiosignal, welches beispiels weise ein Musiksignal ist, dem das Datensignal bzw. die In formationen beigefügt werden sollen, einer Psychoakustikbe rechnung unterzogen wird. Aus dieser wird die Maskierungs schwelle ermittelt und das Spread-Spektrum-Signal wird mit dieser gewichtet. Dies stellt sicher, daß zu keinem Zeit punkt mehr Energie zur Datenübertragung verwendet wird, als psychoakustisch zulässig ist.

Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet das Verfahren zum Decodieren des codier ten Datensignals ein nicht-rekursives Filter (Matched-Fil ter). Der Vorteil besteht darin, daß dieses Filter zur Kor relation und Rekonstruktion verwendet werden kann, so daß sich das Verfahren zum Decodieren besonders einfach gestal tet, was im Hinblick auf eine spätere Hardwarerealisierung vorteilhaft ist. Ein das erfindungsgemäße Verfahren ausfüh render Decodierer kann beispielsweise in der Form einer Arm banduhr vorgesehen sein, der leicht von Testpersonen getra gen werden kann.

Bevorzugte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Verfahren sind in den Unteransprüchen definiert.

Nachfolgend werden anhand der beiliegenden Zeichnungen be vorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Codierer zur Ausführung des erfindungsgemäßen Codierverfahrens;

Fig. 2 eine Darstellung des Übertragungsrahmens, der zur Übertragung des Nutzsignals verwendet wird;

Fig. 3 ein Blockdiagramm des in Fig. 1 dargestellten Quellencodierungsblocks;

Fig. 4 ein Decodierer zum Ausführen des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Decodieren; und

Fig. 5 ein Blockdiagramm des in Fig. 4 dargestellten Da tendecodieres.

Nachfolgend wird anhand der Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel eines Codierers näher beschrieben, der zur Ausführung des erfindungsgemäßen Codierverfahrens zur Einbringung eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal verwendet wird. Es wird darauf hingewiesen, daß die in Fig. 1 darge stellte Schaltung lediglich ein bevorzugtes Ausführungsbei spiel darstellt, und die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt ist.

Die in Fig. 1 dargestellte Codierschaltung besteht aus einem Transformationsblock 100, einem Psychoakustikblock 102, einem Datensignalgenerator 104, einem Quellencodierungsblock 105, einem Pseudo-Noise-Signalgenerator 106, einem BPSK-Ba sisbandmodulator 108 (BPSK = Binary Phase Shift Keying = bi näre Phasenverschiebungstastung), einem BPSK-Modulator 110, einer Einrichtung zum Gewichten von zwei Signalen 112, einem Rücktransformationsblock 114 und einer Superpositions- bzw. Überlagerungseinrichtung 116. Bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel sind der BPSK-Basisbandmodulator 108, der BPSK-Modulator 110 und die Einrichtung zum Gewichten von zwei Signalen 112 jeweils durch einen Multiplizierer ge bildet. Ferner ist ein weiterer Transformationsblock 118 vorgesehen, der das Ausgangssignal s(l) des BPSK-Modulators 110 in den Spektralbereich transformiert.

Der Transformationsblock 100 ist mit einem Eingang EIN der Schaltung verbunden. Der Ausgang des Transformationsblock 100 ist mit dem Psychoakustikblock 102 verbunden. Der Ein gang der Schaltung ist ferner mit einem Eingang der Superpo sitionseinrichtung 116 verbunden.

Der Ausgang des Pseudo-Noise-Signalgenerators 106 ist mit einem Eingang des BPSK-Basisbandmodulators 108 verbunden und der Ausgang des Datensignalgenerators 104 mit dem Eingang des Quellencodierungsblocks 105 verbunden, dessen Ausgang wiederum mit dem anderen Eingang des BPSK-Basisbandmodula tors 108 verbunden ist. Der Ausgang des BPSK-Basisbandmodu lators 108 ist mit einem Eingang des BPSK-Modulators 110 verbunden, dessen anderer Eingang mit einem Signalgenerator (nicht dargestellt) verbunden ist, der ein cosinusförmiges Signal an den anderen Eingang des BPSK-Modulators 110 an legt. Der Ausgang des BPSK-Modulators 110 ist mit dem wei teren Transformationsblock 118 verbunden, dessen Ausgang mit der Gewichtungseinrichtung 112 verbunden ist.

Der Ausgang des Psychoakustikblocks 102 ist ebenfalls mit der Gewichtungseinrichtung 112 verbunden. Der Ausgang der Gewichtungseinrichtung 112 ist mit einem Eingang des Rück transformationsblocks 114 verbunden. Der Ausgang des Rück transformationsblocks 114 ist mit einem weiteren Eingang der Superpositionseinrichtung 116 verbunden, wobei der Ausgang der Superpositionseinrichtung 116 mit einem Ausgang AUS der Schaltung verbunden ist.

Nachfolgend wird anhand der Fig. 1 ein bevorzugtes Ausfüh rungsbeispiel des erfindungsgemäßen Codierverfahrens näher beschrieben.

Zunächst wird am Eingang "EIN" ein Musiksignal n(k) einge speist, das beispielsweise als digitales PCM-Musiksignal vorliegt (PCM = Pulsed Code Modulation). Im Transformations block 100 wird das Musiksignal zunächst einer Fensterung mit Hanningfenster unterzogen und anschließend mittels einer schnellen Fourier-Transformation (FFT = fast fourier trans formation) mit einer Länge von 1024 mit 50% Überlappung (Overlap) in den Spektralbereich umgewandelt. Danach liegt das Spektrum N(ω) des Musiksignals n(k) mit 512 Frequenz linien vor, das als Eingangssignal für die Psychoakustik 102 verwendet wird. Das Spektrum des Musiksignals wird gleich zeitig an die Superpositionseinrichtung 116 angelegt, wie dies durch den Pfeil 120 verdeutlicht ist.

Im Psychoakustikblock 102 wird das Spektrum N(ω) in kriti sche Bänder (critical bands) aufgeteilt. Diese Bänder haben eine Breite von 1/3 bark, was abhängig von Abtastfrequenz (im vorliegenden Beispiel beträgt diese z. B. 44,1 kHz oder 48 kHz) eine Bandanzahl von ca. 60 kritischen Bändern er gibt. Die Zuordnung der Frequenzen f(Hz) in Bänder z(bark) orientiert sich an der Bandeinteilung, die das menschliche Ohr beim Hörvorgang vornimmt und ist beispielsweise im Stan dard ISO/IEC 11172-3 tabellarisch notiert. In diesen kriti schen Bändern wird die Bandenergie durch Summation des Real teils und des Imaginärteils des Spektrums N(ω) gemäß der nachfolgenden Gleichung bestimmt:

E_i = Re (Nω_i))² + Im (Nω_i))²

Diese Energieverteilung wird nun einer Spreizung unterwor fen. Hierfür wird für jedes Band die sogenannte Spreizungs funktion berechnet, wobei die Berechnung dem Standard ISO/IEC 11172-3 (1993) folgt. Anschließend werden die 60 er haltenen Spreizungsverläufe mit den Bandenergien gefaltet und man erhält den Verlauf der Erregung. Aus dieser läßt sich unter Berücksichtigung des Verdeckungsmaßes die Mas kierungsschwelle W(z) für nichttonale Audiosignale mit einem Stützpunkt pro kritischem Band z berechnen.

Für tonale Audiosignale ist die Maskierungsschwelle W(z) er heblich niedriger anzusetzen. Daher wird mit Hilfe einer Si gnalprädiktion ein Maß für die Tonalität für jede Frequenz linie bestimmt. Die Prädiktion bestimmt aus den beiden zu rückliegenden FFTs für jede Linie eine prädizierten Vektor durch Addition der Phasen- und Betragsdifferenz zum Vektor der letzten FFT-Linie. Anschließend wird ein Fehlervektor durch Differenzbildung von prädiziertem Vektor und tatsäch lich aus der FFT erhaltenen Vektor gebildet.

Durch linienweise Betragsbildung des Fehlervektors berechnet sich ein Maß für die Unvorhersagbarkeit des Signals (engl. Abk. cw = chaos measure) für jedes ω. Aus dem "cw"-Wert, der Werte zwischen 0 - "sehr tonal" - und 1 - "nicht tonal" - an nehmen kann, wird das Verdeckungsmaß, das bei der Be rechnung der Maskierungsschwelle zu berücksichtigen ist, ausgerechnet.

Alternativ kann die Berechnung der Maskierungsschwelle auch anders erfolgen. Die aus der FFT erhaltenen Spektrallinien werden in kritische Bänder zusammengefaßt. Diese Bänder ha ben eine Breite von 1/3 bark, was abhängig von Abtastfre quenz (im vorliegenden Beispiel beträgt diese z. B. 44,1 kHz oder 48 kHz) eine Bandanzahl von ca. 60 kritischen Bändern ergibt. Die Zuordnung der Frequenzen f(Hz) in Bänder z(bark) orientiert sich an der Bandeinteilung, die das menschliche Ohr beim Hörvorgang vornimmt und ist beispielsweise im Stan dard ISO/IEC 11172-3 tabellarisch notiert. In diesen kriti schen Bändern wird die Bandenergie durch Summation des Real teils und des Imaginärteils des Spektrums N(ω) gemäß der nachfolgenden Gleichung bestimmt:

E_i = Re (N(ω_i))² + Im (N(ω_i))²

Es sei nun angenommen, daß in dem gesamten Band nur tonale Signale vorliegen. In diesem Fall (worst case) ergibt sich die Maskierungsschwelle um einen festen Betrag unter der Energieverteilung des Musiksignals. Als maximales Ver deckungsmaß können z. B. -18 dB angenommen werden. Der Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, daß die Berechnung sehr einfach ist, da weder Faltungen noch Prädiktionen vorgenom men werden müssen. Der Nachteil ist, daß u. U. Energiereser ven, die das Musiksignal an Verdeckung liefert nicht genutzt werden. Hat man jedoch eine ausreichende Verarbeitungsver stärkung (processing-gain) bereitgestellt, stört dieser Nachteil nicht.

W(z) wird in nun in W(ω) umgerechnet, wobei diese Umrech nung gemäß dem Standard ISO/IEC 11172-3 erfolgt. Der Verlauf der Maskierungsschwelle W(ω) liegt somit am Ausgang des Blocks 102 an, und zeigt an, bis zu welchem Energiepegel an dem Signal an einer Stelle ω Energie zugeführt werden darf, damit diese Änderung unhörbar bleibt.

Der Datensignalgenerator 104 (DSG) stellt das Nutzdatensig nal x(n) zur Verfügung, das im Regelfall zyklisch wiederholt wird, um jederzeit eine Decodierung in einem Decoder zu er möglichen. Das Datensignal hat eine Bandbreite von bei spielsweise 50 Hz. Die Daten am Ausgang des DSG 104 liegen als Binärsignal vor und haben eine niedrige Bitrate 1/T_x im Bereich von 1-100 Bit/s. Das Spektrum dieses Signals muß im Vergleich zum Spektrum des Signals, das von dem PN-Signalge nerator 106 mit ω_x abgegeben wird, sehr schmalbandig sein.

Die Nutzdatensignale x(n) bestehen bei dem in Fig. 1 be schriebenen Ausführungsbeispiel aus Worten mit einer Länge von 11 Bit. Diese Datenworte sind in einem Rahmen (Frame) eingebaut, der eine Länge zwischen 26 und 29 Bit. In Fig. 2 ist der Aufbau eines solchen Übertragungsrahmens näher dar gestellt. Der Übertragungsrahmen 200 umfaßt vier Abschnitte 202, 204, 206, 208. Der erste Abschnitt ist ein Synchronwort 202, das aus sieben Bits (Bits 0 bis 6) besteht und bei dem in Fig. 2 dargestellten Beispiel durch die Bitfolge 1111110 gebildet ist. Der zweite Abschnitt 202 dient dem Fehler schutz und besteht aus vier Bits (Bits 7 bis 10). Der dritte Abschnitt 206 enthält das Datenwort, das eine Länge von 11 Bits hat (Bits 11 bis 21). Der vierte Abschnitt 208 enthält eine Überprüfungssumme (Checksumme) aus vier Bits (Bits 22 bis 25).

Der Fehlerschutz (Abschnitt 204 in Fig. 2) wird durch einen nichtsystematischen (15, 11)-Hammingcode realisiert. Mit die sem Code lassen sich alle 1-Bit-Fehler korrigieren. Bei Mehr-Bit-Fehlern wird das erhaltene Datenwort als falsch verworfen. Der Vorteil dieses Codes besteht darin, daß er ohne großen Rechneraufwand realisierbar ist und damit auch hinsichtlich des Dekodierverfahrens geeignet ist.

Da der Übertragungskanal bitorientiert arbeitet muß der Übertragungsrahmen mit einem HDLC-Protokoll übertragen werden (HDLC = high-level data link control = hochstufige Datenverbindungssteuerung). Dieses Protokoll ist derart mo difiziert, daß nicht nur nach sechs aufeinanderfolgenden "1"-Bits eine "0" eingefügt wird, sondern auch nach sechs "0"-Bits eine "1". Diese Modifikation ist erforderlich, um Phasendrehungen, die auf dem Kanal auftreten können, zu er kennen und zu korrigieren.

Der Übertragungsrahmen 200 wird durch den Quellencodierungs block 105 (Fig. 1) aufgebaut. In Fig. 3 ist der Quellenco dierungsblock 105 im Detail dargestellt.

Dem Quellencodierungsblock 105 werden von dem Datensignalge nerator 104 die Datensignale bereitgestellt. Am Eingang 302 des Blocks 105 liegen die Daten als Datenworte mit 11 Bit Länge vor, wie dies in Fig. 3 dargestellt ist. Der Übertra gungsrahmen wird nun derart aufgebaut, daß zunächst der Feh lerschutz in einem ersten Block 304 durch den (15, 11)-Ham mingcode realisiert wird. Der Rahmen hat nun eine Länge von 15 Bits. Anschließen wird in einem zweiten Block 306 die Überprüfungssumme dem Rahmen zugefügt. Die Länge ist danach 19 Bits. Im Block 318 erfolgt die erforderliche Codierung des Übertragungsrahmens durch einen HDLC-Codierer, was zu einer Länge des Rahmens von 19 bis 22 Bits führt. Das am Ausgang des Block 308 vorliegende Binärsignal wird nun in ein antipodisches Signal umgewandelt. Dies kann z. B. mit der Zuordnung 0 - < 1 und 1 - < -1 erfolgen. Um den Rahmen zu vervollständigen wird diesem im Block 310 das Synchronwort zugefügt. Am Ausgang 312 des Quellencodierungsblocks 105 liegt der Übertragungsrahmen mit einer Länge von 26 bis 29 Bits an, der dem BPSK-Basisbandmodulator 108 zugeführt wird.

Der Pseudo-Noise-Signalgenerator 106 (PNSG) stellt das Spreizungssignal g(l) mit der Bitrate 1/Tg bereit. Die Band breite ω_g dieses Signals bestimmt die Bandbreite ω_s des Spread-Spektrum-Signals und legt bei dem in Fig. 1 darge stellten Ausführungsbeispiel im Bereich von 6 kHz. Die hö heren Frequenzen, die ein hochwertiges Musiksignal bietet, wurden unter Berücksichtigung des Frequenzgangs der Wieder gabegeräte (z. B. Kofferradios) außer Acht gelassen. Der PNSG 106 ist gemäß einem Ausführungsbeispiel als rückgekoppeltes Schieberegister aufgebaut und liefert eine pseudozufällige Pseudo-Noise-Sequenz (PN Sequenz) der Länge N. Diese Sequenz muß im Decoder zur Decodierung des Signals bekannt sein.

Das Verhältnis T_x/T_n wird als Spreizungsfaktor bezeichnet und bestimmt direkt das Signal-Rausch-Verhältnis, bis zu dem das Verfahren noch zuverlässig arbeitet. Gemäß dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel beträgt der Spreizungs faktor 128 und damit das Signal-Rausch-Verhältnis S/N = 10 log 10(T_x/T_n) = -21 dB.

Das vorliegende Binärsignal g(l) des PNSG 106 wird nun in ein antipodisches Signal umgewandelt. Dies kann z. B. mit der Zuordnung 0 - < 1 und 1 - < -1 erfolgen. Nach dieser Format tierung ist das Signal aufbereitet und wird dem BPSK-Basis bandmodulator zugeführt.

Der BPSK-Basisbandmodulator 108 gestaltet sich bei der Ver wendung antipodischer Signale einfach, da eine Abtastwert weise Multiplikation der BPSK-Modulation entspricht. Das sich ergebende Signal h(l) = g(l)x'(n) hat eine Bandbreite von ω_h ≈ 6 kHz. Die Amplitudenwerte sind -1 und 1. Das Si gnal hat das Hauptmaximum bei 0 Hz, liegt also im Basisband vor.

Das Basisbandsignal h(l) wird nun dem BPSK-Modulator 110 zu geführt. Dort wird das Basisbandsignal h(l) auf einen cosi nusförmigen Träger cos(ω_Tt) aufmoduliert. Die Frequenz des Trägers beträgt die Hälfte der Bandbreite des Spreizbandsi gnals im Basisband. Somit kommt die erste Nullstelle des mo dulierten Spektrums bei 0 Hz zu liegen. Dadurch kann das Si gnal auf Kanälen übertragen werden, deren Übertragungsfunk tion im Bereich von 0 bis 100 Hz stark dämpft, wie dies bei Audioübertragungen über Lautsprecher und Mikrophon zu erwar ten ist.

Alternativ kann die Modulation statt mit einem Trägercosinus auch durch geeignete Codierung erfolgen. Durch seine beson dere Eigenschaft mittelwertfrei zu sein, kann auch der Man chester-Code Verwendung finden. Durch seine Mittelwertfrei heit kommt somit hier auch bei 0 Hz keine Energie des Spreizbandsignals zu liegen, was für die Übertragbarkeit wichtig ist. Die Codiervorschrift für den Manchester-Code lautet 0 - < 10 und 1 - < 01. Die Anzahl der Bits verdoppeln sich also.

Das Zeitsignal s(l), das am Ausgang des BPSK-Modulators 110 anliegt, wird nun mittels einer schnellen Fourier-Transfor mation im Transformationsblock 118 in den Spektralbereich transformiert, so daß am Ausgang des Blocks 118 S(ω) an liegt.

Der spektrale Verlauf des gespreizten Nutzsignals S(ω) wird nun mit dem Verlauf der Maskierungsschwelle W(ω) durch den Gewichtungsblock 112 gewichtet, was dazu führt, daß an kei ner Stelle im Audiospektrum mehr Rauschenergie durch das Spread-Spektrum-Signal eingebracht wird, als das menschliche Ohr wahrnehmen kann. In Bezug auf die Demodulation des Nutz signals wirkt sich der statisch verändernde Verlauf der Energieverteilung im Nutzsignal nur geringfügig aus, da das Verfahren gerade in diesem Zusammenhang besonders leistungs fähig ist.

Anschließend erfolgt eine Rücktransformation durch eine in verse schnelle Fourier-Transformation im Block 114, so daß das codierte Musiksignal wieder im Zeitbereich vorliegt. Bei der Rücktransformation sind die 50% Überlappung zu beachten.

Beim Block 116 wird das psychoakustisch gewichtete Nutzsig nal im Zeitbereich zum Musiksignals n(k) addiert.

Am Ausgang "AUS" liefert der Codierer ein digitales PCM-Si gnal n_c(k), das auf einer beliebigen Übertragungsstrecke übermittelt werden kann, solange diese eine Bandbreite von mindestens 6 kHz aufweist.

Alternativ zu dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel kann anstelle des Eingangs der Schaltung der Ausgang des Transformationsblocks 100 zusätzlich mit der Überlagerungs einrichtung 116 verbunden sein. In diesem Fall erfolgt eine Überlagerung des spektralen Spreizungssignals und des spek tralen Audiosignals und anschließend die Rücktransformation in den Zeitbereich.

Nachfolgend wird ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer Decodierschaltung beschrieben, die zur Ausführung eines be vorzugten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verfah rens zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals verwendet wird.

Der Decodierer umfaßt ein Mikrophon 400, das ein beispiels weise von einem Rundfunkempfänger abgestrahltes Musiksignal empfängt. Der Ausgang des Mikrophons 400 ist mit dem Eingang eines Tiefpasses 402 verbunden, dessen Ausgang mit einem Verstärker 404 mit automatischer Vertärkungssteuerung ver bunden ist. Der Ausgang des Verstärkers 404 ist mit einem Analog/Digital-Wandler 406 verbunden. Der Ausgang des Ana log/Digital-Wandler 406 ist mit dem Eingang eines nicht-re kursiven Filters 408 (matched FIR-Filter) verbunden, dessen Ausgang mit einem Eingang eines Bitsynchronisationssteue rungsblocks 410 verbunden ist. Der Ausgang des Blocks 410 ist mit dem Eingang eines Datendecodieres 412 verbunden. Am Ausgang des Datendecodieres 412 liegt das decodierte Daten signal vor.

Nachfolgend wird das erfindungsgemäße Verfahren anhand der Fig. 4 beschrieben. Das vom Rundfunkempfänger abgestrahlte Musiksignal n_c(k) wird vom Mikrophon 400 in elektrische Sig nale umgewandelt und dem Tiefpaß 402 zugeführt. Die Grenz frequenz des Tiefpasses 402 ist so bemessen, daß die Fre quenzanteile, in denen keine Daten einmoduliert sind, stark gedämpft werden. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Grenzfrequenz gleich 6 kHz. Die Tiefpaßfilterung dient dazu, Überfaltungen zu vermeiden, die durch das später stattfindende Abtasten des Signals entstehen können.

Der Verstärker 404 mit automatischer Vertärkungssteuerung (AGC = Automatic Gain Control) stellt eine konstante Mo mentanleistung des Eingangssignals vor dem A/D-Wandler 406 sicher. Dies ist erforderlich, um kanalbedingte zeitweise Dämpfungen ausgleichen zu können. Es wird darauf hinge wiesen, daß der Decodierer sowohl hardwaremäßig als auf softwaremäßig realisierbar ist. Im Fall einer software mäßigen Realisierung kann auf den Verstärker 404 verzichtet werden.

Der A/D-Wandler führt eine Abtastung und Digitalisierung des Signals durch.

Das angepaßte (matched) Filter 408 besteht aus einem FIR-Fil ter bzw. einen nicht-rekursiven Filter. Das Filter 408 enthält als Koeffizienten die umgekehrte Folge der PN-Se quenz des Senders. Die PN-Sequenz des Pseudorauschsignals kann beispielsweise manchestercodiert sein. In diesem Fall enthält das Filter 408 als Koeffizienten die umgekehrte manchestercodierte Folge der PN-Sequenz des Senders. Somit erzeugt das Filter 408 bei maximaler Korrelation eine Spitze am Ausgang, dessen Vorzeichen dem übertragenen Symbol entspricht. Der Filterausgang liefert also im Abstand der Länge 2*N der PN-Sequenz Spitzen, die die übertragenen Daten darstellen. Da die Spitzen nicht zu jeder Zeit eindeutig zu bestimmen sind, ist dem FIR-Filter 408 der Bitsynchronisa tionssteuerungsblock 410 nachgeschaltet.

Die Synchronisationssteuerung im Block 410 sucht im Aus gangssignal des Verstärkers 408 Spitzen, die sich eindeutig von dem Rauschgrund abheben. Ist eine solche Spitze gefun den, wird synchron zu der Länge der PN-Sequenz in den Aus gang des Verstärkers 408 hineingetastet, um die übertragenen Symbole zurückzugewinnen. Erscheint während dieser Zeit eine eindeutige Spitze, wird der Abtastzeitpunkt entsprechend korrigiert.

Der Ausgang des Blocks 410 liefert einen Bitstrom, der im nachfolgenden Datendekodierer 412 bearbeitet wird. Dieser Bitstrom stellt im Fall, daß am Eingang des Mikrophons 402 kein gültig codiertes Signal anliegt, eine zufällige Folge von Bits dar. Ist der Dekodierer bitsynchronisiert, enthält der Bitstrom die gesendeten Daten.

Im Datendekodierer 412 erfolgt die Dekodierung des Nutzda tensignals aus dem Bitstrom vom Block 410. Anhand der Fig. 5 wird nachfolgend der Datendekodierer näher beschrieben. Der Datendekodierer 412 umfaßt eine Eingang EIN, der mit einem Rahmensynchronisationsblock 502 und einem HDLC-Decodierblock 504 verbunden ist. Der Block 502 gibt ein Auslöse- bzw. Triggersignal an den Block 504 aus. Der Ausgang des Blocks 504 ist mit dem Eingang eines Hamming-Fehlerkorrekturblocks 506 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Überprüfungssummenblocks 508 verbunden ist. Anschließend an den Block 508 erfolgt eine Hammingdatenberechnung im Block 410. Der Ausgang des Blocks 410 ist mit dem Ausgang AUS des Datendecodierers 412 verbunden, an dessen Ausgang das Datenwort mit einer Länge von 11 Bits anliegt.

Der Rahmensynchronisationsblock 502 empfängt den Eingangs bitstrom und sucht darin das Synchronisationswort 202. ist es gefunden, wird der HDLC-Decodierer 504 getriggert und die Eingangsdaten entsprechend decodiert. Anschließend erfolgt die Syndromberechnung und die Fehlerkorrektur durch den Hammingcode. Über das bitfehlerkorrigierte 15-Bitwort wird die Prüfsumme berechnet und mit den übertragenen Bits ver glichen. Sind alle diese Operationen erfolgreich, werden die 15 Bits mit dem Hammingcode decodiert und die 11 übertra genen Datenbits aus dem Decodierer ausgegeben.

Es wird darauf hingewiesen, daß die im vorhergehenden be schriebenen Verfahren zum Codieren und zum Decodieren le diglich bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Er findung darstellen, auf die die Erfindung nicht beschränkt ist.

Die wesentlichen Merkmale des erfindungsgemäßen Codierver fahrens zur Einbringung eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal sind das Umwandeln des Audiosignals in den Spektralbereich, das Bestimmen der Maskierungsschwelle des Audiosignals, das Bereitstellen eines Pseudorauschsignals, das Bereitstellen des Datensignals, das Multiplizieren des Pseudorauschsignals mit dem Datensignal, um ein frequenz mäßig gespreiztes Datensignal zu schaffen, das Gewichten des gespreizten Datensignals mit der Maskierungsschwelle und das Überlagern des Audiosignals und des gewichteten Signals.

Die wesentlichen Merkmale des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal ent haltenen Datensignals sind das Abtasten des Audiosignals, das nicht-rekursive Filtern des abgetasteten Audiosignals, und das Vergleichen des gefilteren Audiosignals mit einem Schwellenwert, um das Datensignal wiederzugewinnen.

Claims

1. Codierverfahren zur Einbringung eines nicht hörbaren Datensignals (x(n)) in ein Audiosignal (n(k)), mit fol genden Schritten:

a) Umwandeln des Audiosignals (n(k)) in den Spek tralbereich;
b) Bestimmen der Maskierungsschwelle (W(ω)) des Audiosignals;
c) Bereitstellen eines Pseudorauschsignals;
d) Bereitstellen des Datensignals;
e) Multiplizieren des Pseudorauschsignals mit dem Da tensignal, um ein frequenzmäßig gespreiztes Daten signal zu schaffen;
f) Gewichten des gespreizten Datensignals mit der Ma skierungsschwelle; und
g) Überlagern des Audiosignals und des gewichteten Datensignals.

2. Codierverfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt a) das Anwenden einer schnellen Fourier-Transformation auf das Audiosignal einschließt.

3. Codierverfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Schritt b) folgende Schritte umfaßt:

b1) Aufteilen des Spektrums des Audiosignals in kriti sche Bänder (z);
b2) Bestimmen der Energie in jedem kritischen Band;
b3) Berechnen der Spreizungsfunktion für jedes kriti sche Band;
b4) Falten der Spreizungsverläufe aller kritischen Bänder mit den Bandenergien, um den Verlauf der Anregung zu erhalten;
b5) Bestimmen der Unvorhersagbarkeit des Signals;
b6) Falten der Unvorhersagbarkeit mit der Spreizungsfunktion, um ein Maß für die Tonalität zu gewinnen;
b7) Berechnen des Verdeckungsmaßes aus der Tonalität; und
b8) Berechnen der Maskierungsschwelle aus der Anregung unter Berücksichtigung des Verdeckungsmaßes.

4. Codierverfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Schritt b) folgende Schritte umfaßt:

b1) Aufteilen des Spektrums des Audiosignals in kriti sche Bänder (z);

b2) Bestimmen der Energie in jedem kritischen Band; und
b3) Bestimmen der Maskierungsschwelle aus den Band energien unter Berücksichtigung des Verdeckungs maßes für tonale Verdeckung.

5. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem das Pseudorauschsignal eine Bandbreite von 6 kHz hat.

6. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem das Datensignal eine Bandbreite von 50 Hz hat.

7. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem das Datensignal einen Blockcode kanalcodiert ist.

8. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem vor dem Schritt e) das Pseudorauschsignal und das Datensignal in antipodische Signale umgewandelt werden.

9. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem der Schritt e) folgende Schritte umfaßt:

e1) BPSK-Basisbandmodulieren des Datensignals mit dem Pseudorauschsignal;

e2) BPSK-Modulieren des modulierten Signals aus dem Schritt e1) mit einem Trägersignal, dessen Frequenz im Bereich des hörbaren Audiospektrums liegt; und
e3) Umformen des modulierten Signals aus dem Schritt
e2) in den Spektralbereich.

10. Codierverfahren nach Anspruch 9, bei dem das Trägersi gnal cosinusförmig ist und eine Frequenz von 3 kHz hat.

11. Codierverfahren nach Anspruch 9, bei dem der Schritt e1) durch eine Manchestercodierung des Pseudorauschsi gnals realisiert wird.

12. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, bei dem vor dem Schritt g) das gewichtete Datensignal aus dem Schritt f) in den Zeitbereich transformiert wird.

13. Codierverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, bei dem im Schritt g) das gewichtete Datensignal aus dem Schritt f) mit dem Audiosignal im Spektralbereich überlagert wird und das überlagerte Signal anschließend in den Zeitbereich zurücktransformiert wird.

14. Codierverfahren nach Anspruch 12 oder 13, bei dem die Rücktransformation in den Zeitbereich durch eine schnelle Fourier-Transformation erfolgt.

15. Verfahren zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals, das mittels des Codierverfahrens gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14 in das Audiosignal eingebracht wurde, mit folgenden Schritten:

a) Abtasten des Audiosignals;
b) nicht-rekursives Filtern des abgetasteten Audio signals; und
c) Vergleichen des gefilterten Audiosignals mit einem Schwellenwert, um das Datensignal wiederzugewin nen.

16. Verfahren nach Anspruch 9, bei dem das Audiosignal mit einem Mikrophon empfangen wird.

17. Verfahren nach einem der Ansprüche 9 oder 10, bei dem vor dem Schritt a) das Audiosignal Tiefpaß-gefiltert und verstärkt wird.