EP0729678B1 - Verfahren und einrichtung zur sprachverschleierung und -entschleierung bei der sprachübertragung - Google Patents

Verfahren und einrichtung zur sprachverschleierung und -entschleierung bei der sprachübertragung Download PDF

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EP0729678B1
EP0729678B1 EP95900687A EP95900687A EP0729678B1 EP 0729678 B1 EP0729678 B1 EP 0729678B1 EP 95900687 A EP95900687 A EP 95900687A EP 95900687 A EP95900687 A EP 95900687A EP 0729678 B1 EP0729678 B1 EP 0729678B1
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EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
phase
complex
preamble
filter
Prior art date
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Expired - Lifetime
Application number
EP95900687A
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English (en)
French (fr)
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EP0729678A1 (de
Inventor
Wolfram Busching
Erhard Schlenker
Günter SPAHLINGER
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Northrop Grumman Litef GmbH
Original Assignee
Litef GmbH
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
    • H04K1/00—Secret communication
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
    • H04K1/00—Secret communication
    • H04K1/006—Secret communication by varying or inverting the phase, at periodic or random intervals

Definitions

  • the invention relates to a method and a device for speech concealment and unveiling in voice transmission or in devices for voice transmission with a front end unit for digitizing a Speech signal and adaptation of a transmission signal to a predetermined Transmission channel on the one hand and / or for digitizing a received signal and to adapt the processed received signal to one Voice reproduction device are equipped on the other hand.
  • the invention is therefore based on the object, a method and a Facility for voice obfuscation and unveiling at To create voice transmission that is in a compact design as (also retrofittable) module can be made and the one versus the known methods or devices much better security guarantee against eavesdropping and evaluation by third parties.
  • the complex signal is preferably both send and on the receiving side of a sampling rate increase by inserting Subjected to zeros in the data stream.
  • a downstream one complex filter preferably also a Hilbert filter, serves as an interpolation filter and generates a real signal with one of the channel bandwidth corresponding sampling frequency.
  • the SV module essentially consists of a powerful, digital signal processor system and the peripheral components required for operation, combined with modern signal processing algorithms.
  • the block diagram shown in FIG. 1 shows the components and assemblies important for digital signal processing. Functions such as power supply, clock generation, discrete inputs and analog input and output stages are not shown for the sake of clarity.
  • the structure of the SV module according to FIG. 1 corresponds to an implemented and Functional prototype, some of which are still for testing and others Serves to improve algorithm development.
  • a targeted series version the block diagram representation itself can be seen.
  • the description of this embodiment is by no means unique to understand possible embodiment of the invention. Rather are - for recognizable to the specialist - in all sub-areas and assemblies both Many modifications and changes on the sending and receiving side possible without leaving the scope of the technical teaching taught here.
  • the essential signal processing unit is a signal processor 1, in which the processor type ADSP 21msp55 from Analog Devices is used, at least in the prototype version.
  • This signal processor 1 already contains an AD converter 2 and a DA converter 3 with a resolution of 16 bits at 8 kHz sampling rate, for example.
  • separate RAM areas 2, 3 for data on the one hand (1k x 16) and program (2k x 24) on the other hand are integrated.
  • the internal memory organization corresponds to the Harvard architecture, so that data access is possible in every command cycle in addition to the op code fetch. All processor operations, without exception, require one cycle. This means that a processing power of 13 MIPS (integer) is available.
  • a mask-programmed variant is this for series production Processor (ADSP21msp56) provided that additionally on the program memory side will have a 2k x 24 bit ROM 6.
  • a further pair of AD / DA converters 8.9 is for duplex operation required. This is achieved by a converter module 7 of the type AD28msp02 realizes the converter identical to the signal processor 1 contained in a separate housing. The data transfer between the Converter module 7 and the signal processor 1 is done via fast serial Interfaces.
  • An EEPROM 10 the loadable program part, is present as external memory and variables that are rarely changed, such as the key (more detailed explanation below).
  • the memory size is here 8k x 8 (series) or 32 k x 8 (prototype) as indicated in Fig. 1.
  • the external EEPROM 10 can also be addressed as a data memory for variable Parameters such as being able to read and change the key.
  • the program run is timed by interrupts of the analog interfaces structured, which is free with its specified conversion rate of 8 kHz run and trigger an interrupt after each conversion.
  • 3 shows the functional block diagram of the transmission part of the SV module:
  • a key signal is generated in a key signal generator 23, with the aid of which the input signal of the microphone, ie the voice signal, is masked.
  • a PTT button (not shown) is actuated, a so-called preamble generated in a preamble generator 24 is transmitted immediately before the veiled speech signal, which is illustrated by the three time-related partial diagrams in FIG. 2 .
  • the preamble is used to synchronize another key signal generator 43 (see FIG. 5) and the setting of an equalizer 40 on the Reception side needed.
  • the preamble is broadcast periodically in a fixed time grid, every 5 seconds in the prototype currently being tested. That obscured Speech signal is for the duration of the preamble (currently approx. 200 ms) is hidden.
  • a pilot signal generator 20 supplies a special pilot signal which is associated with the obscured speech signal is additively linked and which one the receiving side is used to synchronize the sampling clock, how explained in more detail below.
  • the front end unit shown in two sub-blocks 22a / 22b takes care of the preprocessing of the analog input signal and Conversion into a digital signal or the final processing of the transmission side encrypted voice signal and adaptation to the respective transmitter or the transmission channel, further details will be further explained below.
  • the beginning of a veiled transmission signal is - as can be seen in FIG. 4 - characterized by the preamble. For this reason, the reception signal is always analyzed on the reception side when the receiver is not in the unveiling mode. During this phase, the received signal is looped through the SV module unchanged. If the end of a preamble is recognized, the unveiling process is started with this recognition, ie the reception-side key generator 43 is started and the incoming useful signal is unveiled (“voice signal” in FIG. 4).
  • Fig. 5 shows the functional block diagram of the receiving part of the SV module.
  • the received signal is fed to a function block 44, the task of which is to recognize and analyze the received signal. If a preamble is received, the properties of the transmission channel and, therefrom, filter coefficients for an equalizer 51 at the receiving end are determined on the basis of this.
  • Equalizer adapted to the transmission channel is available.
  • a reception filter of a digital receiver is printed on the document DE-C1-41 08 806 (Ref. [4]).
  • the receiving end Key generator 43 started for the unveiling of the useful signal.
  • the sampling synchronization 55 evaluates that superimposed on the useful signal Pilto signal and separates this from the useful signal. Then will the unveiled useful signal is output.
  • Fig. 6 shows a detailed block diagram of the signal processing on the transmission side in the case of obfuscation.
  • the individual function blocks are described in more detail in the following subsections. All signal processing functions, which are illustrated verbally in the flowchart in FIG. 13 , are implemented with the aid of one signal processor 1 (cf. FIG. 1).
  • the double lines and arrows in FIG. 6 are intended to identify analytical signals. Real signals are represented by simple lines and arrows.
  • a plain text operation is made possible by a simple feedback on the digital Side of the analog front end 22 realized.
  • the input-side analog front-end unit 22 has the task of level adjustment, sampling the analog input signal c (t), and converting it into a digital signal c ( ⁇ ).
  • the A / D converter part of the analog front end 22 (not shown in detail) consists of two analog input amplifiers and an A / D converter.
  • the digitized input signal c ( ⁇ ) acts on a first complex Input filter 30 to suppress the lower sideband.
  • This filter 30 also provides a limitation on the bandwidth of the input signal (digitized speech signal) to a bandwidth that of that corresponds to the transmission channel, i.e. in the present embodiment 2,667 kHz.
  • the complex first input filter 30 generates from one real input signal a complex output signal consisting of real and imaginary part, being between real and imaginary part for any Frequency there is a phase shift of 90 ° (analytical signal).
  • spectral components are outside the usable bandwidth of the transmission channel suppressed.
  • the first complex input filter (as well as the complex input filter on the receiving side; see further below) a higher order Hilbert filter.
  • This input-side first Hilbert filter 30 is a recursive filter, the transfer function of which given is.
  • the structure of this filter is illustrated by FIG. 7 .
  • the input signal of this Hilbert filter 30 is the sampled, real received signal c ( ⁇ ).
  • the recursive part of this filter has only real coefficients b i , so that only real operations are required here.
  • the transverse part has complex coefficients a i .
  • This first Hilbert filter 30 is based on the design of an elliptical one Low pass filter.
  • the low pass is through a transformation in Frequency range converted into a Hilbert bandpass.
  • the frequency response of the Hilbert filter 30 implemented in the prototype of the invention is shown in FIG. 8 .
  • the band-limited output signal d ( ⁇ ) of the first complex input filter acts on one designated as sampling rate reduction 31 Function block in which the sampling clock by a certain, preferably integer factor, in the present exemplary embodiment the factor 3 is reduced to 2,667 kHz.
  • sampling rate reduction 31 Function block in which the sampling clock by a certain, preferably integer factor, in the present exemplary embodiment the factor 3 is reduced to 2,667 kHz.
  • the pilot signal generator 20 is used to generate a pilot signal q (n) which is used on the receiving side for clock tracking.
  • the pilot signal arises from the phase modulation of the pilot signal described below.
  • the (pseudo) random number generator 34 (cf. FIG. 6) as part of the key signal generator 23 has the task of generating equally distributed numbers in the range from 1 to 64, for example. These numbers are used to select random values from a field of 64 complex values (cf. block "data record” in FIG. 6).
  • Two key signals z s (n), z p (n) are generated from the selected values, one of which (z s (n)) for phase modulation of the useful signal and the second (z p (n)) for generating the pilot signal q (n ) is used.
  • the random number generator 34 implemented in the current embodiment of the invention is based on the linear congruence method.
  • the starting value r (0) is generally unimportant, since with a suitable choice of the constant values a and c all m possible values are generated before the random sequence is repeated.
  • the generated random numbers are evenly distributed in the range from 0 to (m-1).
  • the random number generator 34 After each transmission of a preamble, the random number generator 34 reinitialized with a defined start value x (0).
  • the control values for the phase modulators 32 and 33 are determined by a Data set of 64 complex values shown. From this sentence 34 values selected by the random number generator, and thus a random signal generated for phase modulation.
  • the control or input values z s (n) and z p (n) all have the amplitude "1", but have different phases.
  • the random number-controlled phase modulators 32, 33 are explained in more detail below.
  • phase modulator units 32 and 33 are required in the transmitting part of the SV module (FIG. 6).
  • a phase modulator 33 is required for concealing the useful signal x (n) by a key signal z s (n) supplied by the random number generator 34.
  • the other phase modulator 32 is used to generate the pilot signal q (n) from the pilot tone p (n) supplied by the pilot tone generator using the other key signal z p (n). Since the key signals z s (n), z p (n) are random sequences of complex values with the same amplitude but different phases, each phase modulator 32, 33 carries out a complex multiplication of the respective input signal value by the respective key signal value.
  • the phase-modulated useful signal y (n) has the character of a noise signal.
  • the information contained in the useful signal is completely on Frequency band of 2,667 kHz width distributed.
  • phase modulation according to the invention bears a certain similarity to a 64-stage PSK modulation as used in digital transmission technology.
  • the purpose is quite different:
  • the phase of a carrier signal is switched in the sampling cycle (phase shift keying).
  • the phase of the carrier signal thus contains the digital information to be transmitted.
  • the phase of the carrier is determined on the receiving side at defined sampling times.
  • a decision maker assigns the corresponding digital information to each determined phase and thus wins the transmitted message.
  • phase modulation it is not the modulation signal but the signal to be modulated that carries the information to be transmitted.
  • This information is predetermined by its quasi-continuous signal curve.
  • the phase modulation is only used to change the signal to be transmitted in such a way that the original signal curve can no longer be inferred. This makes a speech signal completely incomprehensible.
  • the useful information is obscured by the phase modulation.
  • the first requirement requires equalization of the transmission channel the reception side.
  • the second requirement requires knowledge of the key signal and exact synchronization on the receiving side.
  • the number of values of the key signal z s (n) is determined by the number of stages in the modulation (here 64), the number of possible values for x (n) and y (n) is determined by the word length in the signal processing.
  • the signal values of the generated pilot tone are designated p (n) and the signal values of the associated key signal are designated Z p (n)
  • the pilot signal q (n) thus generated is white noise.
  • the transmission signal In order to be able to transmit the analytical signal generated with the clock frequency of 2,667 kHz, the transmission signal must be adapted to the transmission channel. Since in the example shown the sampling frequency specified by the analog front end 22 is 8 kHz. the sampling rate must first be increased to 8 kHz.
  • the sampling rate is increased in connection with a first complex Output filter 35 to adapt the analytical transmission signal the transmission channel.
  • the real part of the analytical output signal this complex output filter 35 is fed to the analog front end 22.
  • the first complex output filter 35 first generates an analytical signal from a complex input signal d s ( ⁇ ), the real and imaginary part of which is phase-shifted by 90 ° for any frequency, and from this a real output signal c s ( ⁇ ). At the same time, spectral components outside the usable bandwidth of the transmission channel are suppressed.
  • the first complex filter 35 on the output side is preferably a (second) Hilbert filter, i.e. a recursive filter, the structure of which is shown in FIG. 9.
  • the input signal d s ( ⁇ ) of this second Hilbert filter 35 is an analytical signal; the output signal c s ( ⁇ ), however, is a real signal.
  • the design of the filter is based on the design of an elliptical low pass.
  • the low pass is then transformed through a frequency domain implemented in a Hilbert band pass.
  • the frequency response of the output (second) Hilbert filter 35 on the The transmission side illustrates FIG. 10.
  • the D / A converter part 3 (Fig. 1) of the analog Front end 22 (without individual representation) from a D / A converter, an analog one Smoothing filter, a programmable amplifier and a differential amplifier.
  • the preamble generator 24 is used to generate a preamble at the start of a transmission via radio or telephone channels. In order to enable switching to an ongoing transmission on the receiving side, the generation of a preamble is initiated at defined time intervals.
  • the preamble used consists of two successive signal sections.
  • the first signal section is a so-called CPFSK signal (Continuous Phase Frequency Shift Keying).
  • the second section is a noise-like signal.
  • the first part is used in the receiver to detect the Preamble and used to synchronize the receiver.
  • the second Signal part serves to equalize the transmission channel.
  • the CPFSK signal is generated by the CPFSK modulation of a special data frequency generated.
  • the length of this sequence is, for example, 240 Bit.
  • the transmission rate is 1,778 kbit / s.
  • the structure of the data sequence is chosen so that with a special procedure on the receiving side a very reliable detection of the preamble is possible. For further Details are again in turn on the document DE-C1 41 08 806 (Lit. [4]) and on Ref. [5] referred.
  • the total length of the preamble in this example is approximately 230 ms.
  • the SV module There are two different operating modes of the SV module on the receiving side . On the one hand, this is the preamble detection phase, during which the SV module is in the clear position, and on the other hand, this is the unveiling phase.
  • the transmission side three types of signal processing can be distinguished, namely analog signal processing, digital signal processing in 8 kHz cycles and digital signal processing in 2,667 kHz cycles.
  • the calculation of the equalizer coefficients runs in the background without being linked to a specific sampling clock.
  • Figure 11 illustrates the functional block diagram of signal processing.
  • the received signal only passes through the analog front end 52 with its filter.
  • the received signal remains essentially unaffected by the SV module.
  • the sampled received signal (8 kHz sampling frequency, 16 bit word width) after filtering with a second complex on the receiving side Input filter 40, in particular a third Hilbert filter (bandpass) and a sampling rate reduction 43 to 2,667 kHz the preamble detection block 55 fed.
  • a second complex on the receiving side Input filter 40 in particular a third Hilbert filter (bandpass) and a sampling rate reduction 43 to 2,667 kHz the preamble detection block 55 fed.
  • the samples of the received signal buffered in buffer 41.
  • the preamble detection block 55 automatically and very reliably detects the reception of the preamble.
  • Hints are Ref. [4] (DE-C1-41 08 806) and Ref. [5] refer to.
  • the function of the second complex input filter 40 corresponds to and Structure essentially the above-described transmission-side first complex input filter 30.
  • the preamble detection has two functions: On the one hand, this is the detection of receiving the preamble and switching to unveiling. On the other hand, the preamble provides an exact time reference. This is for the initialization and synchronization of the unveiling process required.
  • the initialization takes place in particular a receiver-side random number generator 34 and a pilot signal generator 50. There will also be a process for determining equalizer coefficients initiated. With the calculated coefficient set, a Equalizer 51 set, which is required for the unveiling operation.
  • the second section is used to determine the equalizer coefficients the preamble, i.e. the noise signal is evaluated. That means it is waiting until a certain part of this section is in the buffer 41.
  • FFT Fast Fourier Transformation
  • one in the receiver present target spectrum which is stored in the program RAM 5 (FIG. 1) is then the impulse response or the coefficient set for the equalizer filter 51 calculated.
  • the SV module After recognizing the preamble, the SV module is in the unveiling mode .
  • the signal processing in this phase is shown in FIG. 12 .
  • the flowchart for the functional subsequent steps of signal processing on the receiving side is illustrated in FIG. 14 .
  • the received signal is converted into a digital one by the analog front end 52 Converted signal with, for example, 8 kHz sampling frequency and 16 bit word width.
  • This signal passes through the equalizer 51, the task of which Equalization of the transmission channel is what is explained in more detail below becomes.
  • This signal s (n) consists of the veiled useful signal and the superimposed pilot signal.
  • the pilot signal is phase modulated as described above Signal.
  • the pilot signal is evaluated in the clock synchronization block 45 and separated from the useful signal. This is followed by the unveiling of the useful signal by a phase demodulator (descrambler) 59.
  • a fourth Hilbert filter (band pass) is used for the implementation into an analog signal in the analog front end 52 on the receiver side Signal is the unveiled audible signal.
  • the function and structure of the second complex output filter 62 corresponds essentially to that of the first complex output filter 35.
  • the evaluation of the pilot signal in the clock synchronization block 55 provides also a manipulated variable for the regulation of fluctuations of the sampling clock (Clock correction).
  • the regulation of the sampling clock is due to the high requirements for synchronicity during the unveiling are required. Fluctuations in the sampling clock are caused by sample scatter and drifts of the crystal oscillators used.
  • the sample rate reduced runs through Received signal s and (n) a phase demodulator (descrambler) 58.
  • Das Output signal q and (n) of this phase modulator 58 consists of a carrier signal component and a superimposed noise signal-like signal component, which is generated by the useful signal.
  • the carrier signal is converted into the DC signal position.
  • an analytical DC signal is available Available, the real part is a measure of the level of the pilot signal and whose imaginary part is used as a manipulated variable for controlling the sampling clock becomes.
  • the pilot signal generator 50 and a phase demodulator (scrambler) 57 becomes a pilot signal on the receiving side q (n) generated and subtracted from the reception s and (n).
  • the generated pilot signal q and (n) corresponds exactly to the received pilot signal, so that the useful signal is completely subtracted from the pilot signal is separated. If the equalization is optimal, this is true from the subtraction process received signal y and (n), except for a possibly superimposed interference signal, with the signal y (n) at the output of the phase modulator 33 on the Transmission side match (see Fig. 6).
  • the phase modulator 57 and the two phase demodulators 58, 59 are controlled by two (pseudo) random number generators 54.
  • a random number generator controls the phase modulator 57 and the phase demodulator 58 of the clock synchronization block 55, the other controls the phase demodulator 59 for unveiling the useful signal y (n).
  • the random number generators correspond to those on the transmission side; you will be as well as the pilot signal generator 50 with the recognition of a preamble synchronized to the received signal.
  • the input section of the analog front end 52 is responsible for the Level adjustment, the sampling of the analog received signal and the Conversion into a digital signal.
  • the AD28msp02 module from Analog Devices is again used as the analog front end 52 in the prototype implementation (cf. Ref. [3]). This module corresponds exactly to the analog front end used in the signal processor ADSP-21msp55.
  • the analog front end 52 in turn consists of two analog input amplifiers, a switchable 20 dB preamplifier and an A / D converter.
  • the equalizer 51 is used to equalize the frequency response of the transmission channel in the range of the transmission bandwidth of z. B. 300 Hz to 3 kHz.
  • the transmission channel includes all modules from the first complex output filter 35 of the transmitting part to the second complex input filter 40 of the receiving part (both inclusive).
  • the equalizer 51 is realized by a transversal digital filter with 128 stages.
  • the transfer function is:
  • the coefficients e i are determined during the reception of a preamble.
  • the second complex input filter 40 (Hilbert filter) is used for suppression the lower sideband of the input signal and the limit the bandwidth of the input signal (received speech signal) a bandwidth of approx. 2.66 kHz.
  • the second complex input filter 40 (Hilbert filter) is a recursive filter, whose structure is that of the first complex filter on the input side 30 corresponds, so that reference can be made to Fig. 7.
  • the input signal of the second complex input filter 40 is the real one Output signal c ( ⁇ ) of the equalizer 51.
  • This filter is based on the design of an elliptical low-pass filter.
  • the low pass was through a transformation in the frequency domain implemented in a Hilbert band pass.
  • the sampling rate is also reduced in the receiving section 43 to reduce the sampling clock in the example shown by the Factor "3" at 2,667 kHz.
  • every third output value of the second complex input filter 40 realized in that the transverse part this filter is operated at 8/3 kHz. That is, the filter output values are only calculated in every third cycle of the 8 kHz sampling cycle and processed.
  • the pilot tone generator 50 supplies an identical signal to the pilot signal generator 37 on the transmission side. This signal is required in the clock synchronization block 55 for converting the received and demodulated pilot signal q and (n) into the DC signal position and for generating a phase-modulated pilot signal p (n) at the receiving end.
  • the averaging 56 serves to average the analytical signal q and (n) transformed into the DC signal position, so that the real part is the level of the received pilot tone and the imaginary part is a manipulated variable for the sampling clock tracking (clock correction).
  • the averaging is realized in such a way that the average is taken every 128 sampling cycles over the last 128 input signal values transformed into the DC signal position q and (n) is formed.
  • the random number generator 54 has the task of generating evenly distributed numbers in the range from 1 to 64, quite analogously to the random number generator 34 on the transmission side. These numbers are used to select random values from a field of 64 complex values.
  • two key signals z p (n) and z s (n) are generated from the selected values, one of which (z s (n)) for phase demodulation, ie for uncovering the useful signal y and (n) and the second (z p (n)) is used in the clock synchronization block 55 on the one hand to uncover the received pilot signal and on the other hand to generate the pilot signal on the receiver side. Because of the clock synchronization, the key signals are of course identical to the key signals z p (n) and z s (n) on the transmission side.
  • the implementation of the random number generator 54 is otherwise identical for implementation in the transmission part, so that reference is made to the above statements can be.
  • the random numbers supplied to the phase modulator 57 and the phase demodulators 58 and 59 consist of a set of 64 complex values from which discrete values are selected by the random number generator 54.
  • phase demodulators 58, 59 already mentioned are required in the receiver section of the SV module.
  • One phase demodulator 59 is used to unveil the useful signal y and (n) by means of the one key signal z s (n).
  • the other phase demodulator 58 is used to recover the pilot tone from the received pilot signal.
  • these key signals must be identical to the key signals on the transmission side.
  • x ( n ) y ( n ) e.g. s ( n )
  • the phase demodulator 57 is used to generate the pilot signal from the pilot tone supplied by the pilot tone generator 50.
  • the signal values of the generated pilot tone are denoted by p (n)
  • the digital analytical generated with a clock frequency of 2,667 kHz The first step is to be able to convert signal x and (n) into an analog signal to increase the sampling rate to 8 kHz.
  • (second) complex output filter 62 is preferred a (fourth) Hilbert filter is used. This serves to limit the Bandwidth of the output signal (voice signal) to approx. 2,667 kHz.
  • the second complex output filter 62 is again a recursive filter, its structure is that of the first complex output filter on the transmission side 35 corresponds and is illustrated in FIG. 9.
  • the input signal of the second complex output filter 62 (fourth Hilbert filter) is again an analytical signal.
  • the output signal is on real signal.
  • the design of the filter is based on the tried and tested embodiment of FIG Invention on the design of an elliptical low pass.
  • the low pass will through a transformation in the frequency domain into a Hilbert bandpass implemented.
  • the analog front end 52 on the output side has the task of digital Convert output signal into an analog output signal (audible signal). This also includes level adjustment.
  • Front ends 52 consists of a D / A converter, an analog one Smoothing filter, a programmable amplifier and a differential amplifier.
  • the random number generator 54 used with each resynchronization starts at the same starting point.
  • the security of disguise can be increased if the starting point with every resynchronization is changed. This can be achieved in that the starting point of the Random number generator 54 is transmitted in the preamble.

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  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Einrichtung zur Sprachverschleierung und -entschleierung bei der Sprachübertragung bzw. in Geräten zur Sprachübertragung, die mit einer Frontendeinheit zur Digitalisierung eines Sprachsignals und Anpassung eines Sendesignals an einen vorgegebenen Übertragungskanal einerseits und/oder zur Digitalisierung eines Empfangssignals und zur Anpassung des aufbereiteten Empfangssignals an eine Sprachwiedergabeeinrichtung andererseits ausgerüstet sind.
Zum Stand der Technik bei der Sprachverschleierung bzw. -entschleierung wird auf folgende bekannte, stichwortartig zusammengestellte Verfahren verwiesen:
  • 1. Digitalisierung der Sprachsignale, Verschlüsselung der digitalen Werte und Übertragung als digitale Daten mit einem MODEM.
  • 2. Speicherung einer Sequenz des Sprachsignals, Unterteilung der Sequenz in mehrere kleinere Zeitintervalle, Übertragung dieser Teil-Sequenzen in anderer als der Original-Reihenfolge.
  • 3. Unterteilung des zu übertragenden Spektralbereichs in kleinere Teilbereiche, Übertragung eines Signals, das durch Vertauschen von spektralen Teilbereichen entsteht.
  • 4. Frequenzband-Inversion, d.h. Vertauschung von hohen und tiefen Frequenzen des zu übertragenden niederfrequenten Spektrums mit festem oder variablem Splitpunkt (Spiegelfrequenzverfahren).
  • 5. Kombination der Verfahren 2. bis 4.
    • Die bekannten Verfahren weisen folgende grundsätzliche Nachteile auf:
  • Ad 1.) Für die Übertragung der digitalen Daten sind in der Regel die gleichen Kanäle wie für die unverschleierte Sprache zu verwenden. Da diese Kanäle nur eine beschränkte Bandbreite zur Verfügung stellen, sind Datenreduktionsverfahren nötig. Nach Rekonstruktion dieser (reduzierten) Daten auf der Empfangsseite ist keine sichere Identifizierung des Sprechers möglich.
  • Ad 2.) Aus physiologischen Gründen sind Anzahl und zeitliche Länge der Teilintervalle nur in engen Grenzen änderbar. Dies führt zu einer einfachen Entschlüsselbarkeit des übertragenen Signals.
    Die Übergänge zwischen vertauschten Teilintervallen sind auf der Empfangsseite im allgemeien nicht phasenrein zu rekonstruieren, so daß gegenüber dem unverschleierten Signal eine Verminderung der Signalqualität hörbar wird.
    Grundsätzlich existiert bei diesem Verfahren eine wahrnehmbare Verzögerung zwischen Sprechen und Signalübertragung, was bei bestimmten Arten von Übertragungskanälen zu störenden Echoeffekten für den Sprecher führt.
  • Ad 3.) Aus physiologischen Gründen sind der Anzahl und der Bandbreite der spektralen Teilintervalle enge Grenzen gesetzt. Dies führt zu einer einfachen Entschlüsselbarkeit des übertragenen Signals. Unvermeidbare Bandbreiten-Überlappungen der zur Erzeugung und Rekonstruktion derTeilspektren erforderlichen Filter führen zu einer Verschlechterung der Übertragungsqualität.
  • Ad 4.) Mit relativ geringem technischen Aufwand ist eine Entschlüsselung des übertragenen Signals möglich. Die Restverständlichkeit des verschleierten Signals ist hoch; trainierte Hörer können Übertragungen auch ohne technische Hilfsmittel abhören.
  • Ad 5.) Kombinationen der verschiedenen Verfahren erhöhen im allgemeinen die Sicherheit gegen Entschlüsselung; sie führen jedoch auch zu einer Summation der nachteiligen Eigenschaften wie Verschlechterung des Störabstands und Beschränkung auf wenige einfache Konstellationen von Übertragungskanälen.
    • Der Erfindung liegt damit die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Einrichtung zur Sprachverschleierung und -entschleierung bei der Sprachübertragung zu schaffen, das/die sich in kompakter Bauweise als (auch nachrüstbares) Modul herstellen läßt und das die eine gegenüber den bekannten Verfahren bzw. Einrichtungen wesentlich bessere Sicherheit gegen Abhören und Auswerten durch Dritte gewährleisten.
    Verbunden mit dieser Aufgabe werden folgende zusätzliche Anforderungen an die Sprachverschleierung gestellt:
    • Hohe Sprachverständlichkeit;
    • Gute Sprechererkennung;
    • Geringer Qualitätsunterschied gegenüber Klarbetrieb;
    • Funktion und Bedienbarkeit weitgehend transparent für den Anwender;
    • Automatische Erkennung verschleierter Signale auf der Empfangsseite;
    • Verwendbarkeit in analogen Funknetzen sowie im Telefonbereich,
    • Einhaltung der zur Verfügung stehenden vorgegebenen Übertragungsbandbreiten.
    Das erfindungsgemäße Verfahren zur Sprachverschleierung und -entschleierung bei der Sprachübertragung ist dadurch gekennzeichnet, daß
    sendeseitig
    • das digitalisierte Sprachsignal durch ein erstes komplexes Eingangsfilter mit einer Bandbreite, die der Bandbreite des Übertragungskanals entspricht, in ein komplexes Signal umgeformt wird, welches mittels eines durch Pseudozufallszahlen gesteuerten Schlüsselsignals phasenmoduliert wird,
    • das phasenmodulierte Sprachsignal mit einem ebenfalls in Pseudozufallsverteilung phasenmodulierten Pilotsignal zu einem zu übertragenden, verschleierten Nutzsignal additiv kombiniert und
    • das Nutzsignal in sequentieller Folge zusammen mit einer zur empfängerseitigen Synchronisation und Nutzsignalentzerrung dienenden Präambel als ein komplexes Signal ein erstes komplexes Ausgangsfilter durchläuft, das ein reelles Ausgangssignal erzeugt, das nach Digital-Analogwandlung an eine Sendesignalaufbereitung abgegeben wird, und daß
    empfängerseitig
    • das digitalisierte Empfangssignal durch ein zweites komplexes Eingangsfilter mit einer Bandbreite, die der Bandbreite des Übergangskanals entspricht, in ein komplexes Signal umgesetzt wird,
    • aus diesem komplexen Signal während einer Präambelerkennungsphase einerseits eine Taktsynchronisation für ein empfängerseitig erzeugtes, in durch die Präambel initialisierter Pseudozufallsverteilung phasenmoduliertes Pilotsignal erzwungen wird und andererseits Entzerrerkoeffizienten für einen empfängerseitigen Entzerrer berechnet und sodann die Phase der Nutzsignalentschleierung initialisiert wird,
    • das verschleierte Nutzsignal von seinem senderseitig überlagerten phasenmodulierten Pilotsignal durch Verknüpfung mit dem synchronisierten empfängerseitig erzeugten Pilotsignal getrennt wird, und
    • das so gewonnene phasenmodulierte, verschleierte digitale Sprachsignal durch inverse Phasenmodulation mittels des empfängerseitig erzeugten, durch die Präambel taktgesteuerten Schlüsselsignals entschleiert und als komplexes Signal ein zweites komplexes Ausgangsfilter durchläuft, das ein reelles Ausgangssignal erzeugt, das nach Digital-Analogwandlung an eine Empfangssignalaufbereitung abgegeben wird.
    Ein für das erfindungsgemäße Verfahren unter anderem wesentlicher Gesichtspunkt ist, das nach der eingangsseitigen Digitalisierung sowohl sende- wie empfangsseitig jeweils eine komplexe Filterung, vorzugsweise mittels eines Hilbertfilters erfolgt, die aus einem reellen ein komplexes Signal erzeugt, das einer Abtastratenreduktion unterworfen wird, wobei die Bandbreite des jeweiligen komplexen Filters der reduzierten Abtastrate entspricht. Alle für das weitere Verfahren wesentlichen Operationen erfolgen dann mit den komplexen Signalen bei erniedrigter Taktfrequenz.
    Ausgangsseitig wird das komplexe Signal vorzugsweise sowohl sendeals empfangsseitig einer Abtastratenerhöhung durch Einfügen von Nullen in den Datenstrom unterworfen. Ein jeweils nachgeschaltetes komplexes Filter, vorzugsweise ebenfalls ein Hilbertfilter dient als Interpolationsfilter und erzeugt ein reelles Signal mit einer der Kanalbandbreite entsprechenden Abtastfrequenz.
    Eine erfindungsgemäße Einrichtung zur Sprachverschleierung und - entschleierung in Geräten zur Sprachübertragung, die mit einer Frontendeinheit zur Digitalisierung eines Sprachsignals und Anpassung eines Sendesignals an einen vorgegebenen Übertragungskanal einerseits und/oder zur Digitalisierung eines Empfangssignals und zur Anpassung des aufbereiteten Empfangssignals an eine Sprachwiedergabeeinrichtung andererseits ausgerüstet sind, ist dadurch gekennzeichnet, daß
    sendeseitig
    • ein durch einen (Pseudo-)Zufallszahlengenerator gesteuerter Schlüsselgenerator einen digitalen Phasenmodulator beaufschlagt, der das digitalisierte Sprachsignal phasenmoduliert,
    • das phasenmodulierte Sprachsignal mit einem von einem Pilotsignalgenerator gelieferten, ebenfalls in Zufallsverteilung phasenmodulierten Pilotsignal zu einem Nutzslgnal kombiniert wird,
    • ein Präambelgenerator eine zur empfängerseitigen Synchronisation und Nutzsignalentzerrung dienende Präambel erzeugt, die über einen in festgelegter Taktfolge betätigten Umschalter sequentiell zusammen mit dem Nutzsignal an die Frontendeinheit zur Sendesignalaufbereitung abgegeben wird, und daß
    emfangsseitig
    • ein digitales Entzerrerfilter zur Entzerrung der durch den Übertragungskanal bedingten Verzerrungen des digitalisierten Empfangssignals vorhanden ist, dessen Entzerrerkoeffizienten während des Empfangs der Präambel berechnet und eingestellt werden,
    • eine Einrichtung zum Detekieren der Präambel innerhalb des empfangenen Nutzsignals vorgesehen ist, die in Abhängigkeit von einem festgelegten Abschnitt der Präambel die Berechnung der Entzerrerkoeffizienten in einer übergeordneten Recheneinheit für das Entzerrerfilter auslöst und sodann die Entschleierung des Nutzsignals durch Aktivierung einer Taktsynchronisationseinrichtung initialisiert, die einerseits aus dem empfangenen, demodulierten Pilotsignal durch komplexe Multiplikation mit einem empfangsseitig generierten Pilotsignal ein Regelsignal zur Abtasttaktkorrektur und andererseits unter Steuerung durch einen ebenfalls mit der Taktsynchronisation initialisierten (Pseudo-)Zufallszahlengenerator aus dem vom empfangseitigen Pilotsignalgenerator gelieferten Pilotsignal über einen Modulator ein phasenmoduliertes Pilotsignal liefert, das mit dem entzerrten Nutzsignal verknüpft und sodann als phasenmoduliertes Sprachsignal in einem Phasendemodulator unter Steuerung durch den synchronisierten, empfangsseitigen Zufallszahlengenerator in das unmodulierte, digitale Sprachsignal umgesetzt wird, das zur Umsetzung in ein Hörsignal an die Frontendeinheit abgegeben wird.
    Vorteilhafte Ergänzungen und Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens beziehungsweise der Einrichtung zur Sprachverschleierung und - entschleierung sind in abhängigen Patentansprüchen enthalten und erschließen sich dem fachkundigen Leser im weiteren Verlauf der Erfindungsbeschreibung, insbesondere auch anhand von Ausführungsbeispielen mit Bezug auf die Zeichnungen, deren Hinweise, Blockbezeichnungen und dergleichen genauso als erfindungswesentliche Offenbarung wie die vorliegende Beschreibung zu bewerten sind.
    Es zeigen:
    Fig. 1
    das Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Sprachverschleierungs/-entschleierungs-Moduls, im folgenden als "SV-Modul" bezeichnet;
    Fig. 2
    das Prinzip der Verschleierung mit willkürlich gewähltem Zeitverlauf;
    Fig. 3
    das funktionale Blockdiagramm des Sendeteils des SV-Moduls;
    Fig. 4
    das Prinzip der Entschleierung, wiederum ohne Anspruch auf richtigen Zeitmaßstab;
    Fig. 5
    das funktionale Blockschaltbild des Empfangsteils des SV-Moduls;
    Fig. 6
    das Blockdiagramm der Signalverarbeitung auf der Sendeseite des SV-Moduls;
    Fig. 7
    die Struktur eines eingangsseitigen (ersten) komplexen Filters, vorzugsweise eines Hilbertfilters;
    Fig. 8
    den Frequenzgang des eingangsseitigen (ersten) komplexen Filters gemäß Fig. 7;
    Fig. 9
    die Struktur eines ersten komplexen Ausgangsfilters, vorzugsweise eines Hilbertfilters im Sendeteil des SV-Moduls;
    Fig. 10
    den Frequenzgang des ersten komplexen Ausgangsfilters gemäß Fig. 9;
    Fig. 11
    das Blockdiagramm der empfangsseitigen Signalverarbeitung in der Präambelerkennungsphase (Klarlage);
    Fig. 12
    das Blockdiagramm der empfangsseitigen Signalverarbeitung in der Entschleierungsphase;
    Fig. 13
    ein Betriebs- und Funktionsablaufdiagramm für die senderseitige Signalverarbeitung gemäß dem Blockdiagramm der Fig. 6; und
    Fig. 14
    ein Betriebs- und Funktionsablaufprogramm für die empfangsseitige Signalverarbeitung gemäß den Blockdiagrammen der Figuren 11 und 12.
    Um das Verständnis zu erleichtern, wird ein Ausführungsbeispiel für einen erfindungsgemäßen SV-Modul hinsichtlich seines Schaltungsaufbaus und/oder seiner Funktionsweise nachfolgend in mehreren einzelnen Abschnitten beschrieben:
    1. Schaltungsbeschreibung des SV-Moduls
    Das SV-Modul besteht im wesentlichen aus einem leistungsfähigen, digitalen Signalprozessorsystem und den zum Betrieb nötigen Peripherie-Bauelementen, verbunden mit modernen Signalverarbeitungsalgorithmen. Das in Fig. 1 gezeigte Blockschaltbild gibt die für die digitale Signalverarbeitung wichtigen Komponenten und Baugruppen wieder. Funktionen wie Stromversorgung, Takterzeugung, diskrete Eingänge und analoge Ein- und Ausgangsstufen sind der besseren Übersicht wegen nicht dargestellt.
    Der Aufbau des SV-Moduls gemäß Fig. 1 entspricht einem realisierten und funktionstüchtigen Prototyp, der zum Teil noch zur Erprobung und weiteren Verbesserung der Algorithmen-Entwicklung dient. Eine anvisierte Serienausführung ist der Blockschaltbilddarstellung selbst entnehmbar. Die Beschreibung dieses Ausführungsbeispiels ist keinesfalls als einzig mögliche Ausführungsform der Erfindung zu verstehen. Vielmehr sind - für den Fachmann erkennbar - in allen Teilbereichen und Baugruppen sowohl sende- als auch empfängerseitig vielerlei Modifikationen und Änderungen möglich, ohne den Umfang der hier vermittelten technischen Lehre zu verlassen.
    Die wesentliche Signalverarbeitungseinheit ist ein Signalprozessor 1, bei dem zumindest in der Prototypausführung der Prozessor-Typ ADSP 21msp55 der Firma Analog Devices zum Einsatz kommt. Dieser Signalprozessor 1 enthält bereits einen AD-Wandler 2 sowie einen DA-Wandler 3 mit einer Auflösung von beispielsweise 16 Bit bei 8 kHz Abtastrate. Weiterhin sind getrennte RAM-Bereiche 2,3 für Daten einerseits (1k x 16) und Programm (2k x 24) andererseits integriert. Die interne Speicherorganisation entspricht der Harvard-Architektur, so daß in jedem Befehlszyklus außer dem Op-Code-Fetch auch ein Datenzugriff möglich ist. Alle Prozessoroperationen benötigen ausnahmslos einen Zyklus. Damit steht eine Verarbeitungsleistung von 13 MIPS (Integer) zur Verfügung.
    Für die Serienproduktion ist eine maskenprogrammierte Variante dieses Prozessors (ADSP21msp56) vorgesehen, die zusätzlich auf der Programmspeicherseite ein 2k x 24 Bit großes ROM 6 aufweisen wird.
    Für einen Duplex-Betrieb ist ein weiteres AD-/DA-Wandlerpaar 8,9 erforderlich. Dieses wird durch einen Wandler-Baustein 7 des Typs AD28msp02 realisiert, der die zum Signalprozessor 1 identischen Wandler in einem separaten Gehäuse enthält. Die Datenübertragung zwischen dem Wandler-Baustein 7 und dem Signalprozessor 1 erfolgt über schnelle serielle Schnittstellen.
    Als externer Speicher ist ein EEPROM 10 vorhanden, das ladbare Programmteile sowie selten zu ändernde Variable wie zum Beispiel den Schlüssel (nähere Erläuterung weiter unten) aufnimmt. Die Speichergröße beträgt hier 8k x 8 (Serie) bzw. 32 k x 8 (Prototyp) wie in Fig. 1 angedeutet.
    An diskreten Eingangssignalen (nicht dargestellt) können der Zustand einer Sprechtaste, einer Squelch-Logik eines Funkgeräts 11 sowie eines Crypt-ON/OFF-Schalters durch den Signalprozessor 1 abgefragt werden.
    Der Betriebsablauf, auf den in weiteren Einzelheiten im Zusammenhang mit der Signalverarbeitung noch näher eingegangen wird, läßt sich kurz wie folgt beschreiben:
    Nach Anlegen der Betriebsspannung wird zunächst ein RESET-Signal von einigen Millisekunden Dauer erzeugt. Danach lädt der Signalprozessor 1 sein internes Programm-RAM 5 mit dem Inhalt des externen EEPROM 10 und startet das Programm. Bei dem zur Zeit erprobten Prototyp des SV-Moduls muß zunächst noch das gesamte, zu einer bestimmten Zeit benötigte Programm in diesem RAM (2x-Instruktionen) untergebracht werden. In der in Fig. 1 bereits angedeuteten Serienkonfiguration des SV-Moduls stehen zusätzlich 2k Instruktionen im ROM 6 zur Verfügung.
    Das externe EEPROM 10 ist auch als Datenspeicher adressierbar, um variable Parameter, wie zum Beispiel den Schlüssel lesen und ändern zu können.
    Der Programmablauf wird zeitlich durch Interrupts der analogen Schnittstellen strukturiert, die mit ihrer spezifizierten Wandelrate von 8 kHz frei laufen und jeweils nach erfolgter Wandlung einen Interrupt auslösen.
    2. Die Signalverarbeitung
    Sämtliche Funktionen des SV-Moduls werden durch digitale Signalverarbeitung realisiert.
    Zunächst wird das Prinzip der Signalverarbeitung erläutert.
    Fig. 3 zeigt das funktionale Blockdiagramm des Sendeteils des SV-Moduls:
    Auf der Sendeseite wird in einem Schlüsselsignalgenerator 23 ein Schlüsselsignal generiert, mit dessen Hilfe das Eingangssignal des Mikrofons, d.h. das Sprachsignal, verschleiert wird. Mit dem Betätigen einer PTT-Taste (nicht dargestellt) wird unmittelbar vor dem verschleierten Sprachsignal eine in einem Präambelgenerator 24 erzeugte sogenannte Präambel übertragen, was durch die drei zeitbezogenen Teil-Schaubilder der Fig. 2 veranschaulicht ist.
    Die Präambel wird zur Synchronisation eines weiteren Schlüsselsignalgenerators 43 (vgl. Fig. 5) und die Einstellung eines Entzerrers 40 auf der Empfangsseite benötigt.
    Falls ein Aufschalten in ein laufendes Gespräch ermöglicht werden soll, wird die Präambel periodisch in einem festen zeitlichen Raster ausgesendet, beim derzeit in Erprobung befindlichen Prototyp alle 5 Sekunden. Das verschleierte Sprachsignal wird dabei für die Dauer der Präambel (derzeit ca. 200 ms) ausgeblendet.
    Ein Pilotsignalgenerator 20 liefert ein spezielles Pilotsignal, welches mit dem verschleierten Sprachsignal additiv verknüpft wird und welches auf der Empfangsseite zur Synchronisation des Abtasttaktes dient, wie weiter unten näher erläutert. Die in zwei Teilblöcken dargestellte Frontendeinheit 22a/22b besorgt die Voraufbereitung des analogen Eingangssignals und Umsetzung in ein Digitalsignal bzw, die Endaufbereitung des sendeseitigen verschlüsselten Sprachsignals und Anpassung an die jeweilige Sendeeinrichtung bzw. den Übertragungskanal, Nähere Einzelheiten werden weiter unten noch erläutert.
    Der Beginn eines verschleierten Sendesignals ist - wie die Fig. 4 erkennen läßt - durch die Präambel gekennzeichnet. Aus diesem Grund findet auf der Empfangsseite immer dann eine Analyse des Empfangssignals statt, wenn sich der Empfänger nicht im Entschleierungsmodus befindet. Während dieser Phase wird das Empfangssignal unverändert durch das SV-Modul geschleift. Wird das Ende einer Präambel erkannt, so wird mit diesem Erkennen der Entschleierungsvorgang gestartet, d.h. der empfangsseitige Schlüsselgenerator 43 wird gestartet und das einlaufende Nutzsignal wird entschleiert ("Sprachsignal" in Fig. 4).
    Fig. 5 zeigt das funktionale Blockdiagramm des Empfangsteils des SV-Moduls. Das Empfangssignal wird einem Funktionsblock 44 zugeführt, dessen Aufgabe in der Erkennung und Analyse des Empfangssignals besteht. Wird eine Präambel empfangen, so werden anhand dieser zunächst die Eigenschaften des Übertragungskanals und daraus Filterkoeffizienten für einen empfangsseitigen Entzerrer 51 ermittelt.
    Wird das Ende der Präambel detektiert, so steht zu diesem Zeitpunkt ein auf den Übertragungskanal angepaßter Entzerrer zur Verfügung. Hinsichtlich der Einzelheiten einer solchen Anfangssynchronisation und Anpassung eines Empfangsfilters eines digitalen Empfängers wird auf die Druckschrift DE-C1-41 08 806 (Lit. [4]) verwiesen. Gleichzeitig wird der empfangsseitige Schlüsselgenerator 43 zur Entschleierung des Nutzsignals gestartet. Die Abtastsynchronisation 55 wertet das dem Nutzslgnal überlagerte Piltosignal aus und trennt dieses vom Nutzsignal. Anschließend wird das entschleierte Nutzsignal ausgegeben.
    Weitere Einzelheiten werden in der nachfolgenden Detailbeschreibung der Sendeseite bzw. der Empfangsseite dargestellt.
    Fig. 6 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm der Signalverarbeitung auf der Sendeseite für den Fall der Verschleierung. Die einzelnen Funktionsblöcke werden in den folgenden Unterabschnitten näher beschrieben. Sämtliche Signalverarbeitungsfunktionen, die im Ablaufdiagramm der Fig. 13 verbalisiert veranschaulicht sind, werden mit Hilfe des einen Signalprozessors 1 (vgl. Fig. 1) realisiert. Die Doppellinien und -pfeile in Fig. 6 sollen analytische Signale kennzeichnen. Reelle Signale sind durch einfache Linien und Pfeile dargestellt.
    Es sind prinzipiell drei Arten der Signalverarbeitung zu unterscheiden: Zum einen eine analoge Signalverarbeitung im Analog-Frontend 22, eine digitale Signalverarbeitung im Takt von 8 kHz sowie eine digitale Signalverarbeitung im Takt von 2.667 kHz (8/3 kHz). Für die Darstellung in Fig. 6 werden die entsprechenden Signale durch die Parameterbezeichnungen t = analog, ν = digital, 8 kHz-Takt und n = digital, 2.667 kHz-Takt unterschieden.
    Ein Klartextbetrieb wird durch eine einfache Rückführung auf der digitalen Seite des Analog-Frontends 22 realisiert.
    Es sei an dieser Stelle betont, daß der Einsatzbereich des derzeitigen Prototyps eines erfindungsgemäßen SV-Modul in den heutigen analogen Übertragungskanälen zu sehen ist.
    Die eingangsseitige Analog-Frontendeinheit 22 hat die Aufgabe der Pegelanpassung, der Abtastung des analogen Eingangssignals c(t), und der Wandlung in ein digitales Signal c(υ).
    DerA/D-Wandler-Teil des analogen Frontend 22 (nicht in Einzelheiten dargestellt) besteht aus zwei analogen Eingangsverstärkern, und einem A/D-Wandler.
    Für den A/D-Wandlerteil des Analog-Frontends 22 gelten bei dem erprobten Prototyp des SV-Moduls folgende Spezifikationen:
    Abtastfrequenz 8 kHz
    Wortbreite 16 Bit
    Dezimierungsfilter
    Durchlassbereich 0 bis 3,7 kHz
    Welligkeit ± 0,2 dB
    Sperrdämpfung 65 dB
    Hinsichtlich weiterer Einzelheiten zum Aufbau und der Funktion des Analog-Frontends 22 sei auf die im Anhang angegebenen Literaturstellen Lit. [1] und Lit. [2] verwiesen, deren Inhalt gegebenenfalls zur weiteren Erläuterung heranzuziehen ist.
    Das digitalisierte Eingangssignal c(ν) beaufschlagt ein erstes komplexes Eingangsfilter 30 zur Unterdrückung des unteren Seitenbands. Dieses Filter 30 besorgt außerdem eine Begrenzung der Bandbreite des Eingangssignals (digitalisiertes Sprachsignal) auf eine Bandbreite, die derjenigen des Übertragungskanals entspricht, d.h. im vorliegenden Ausführungsbeispiel 2.667 kHz. Das komplexe erste Eingangsfilter 30 erzeugt aus einem reellen Eingangssignal ein komplexes Ausgangssignal bestehend aus Real- und Imaginärteil, wobei zwischen Real- und imaginärteil für jede beliebige Frequenz eine Phasenverschiebung von 90° existiert (analytisches Signal). Gleichzeitig werden Spektralanteile außerhalb der nutzbaren Bandbreite des Übertragungskanals unterdrückt. Vorzugsweise und bei der erprobten Ausführungsform der Erfindung ist das erste komplexe Eingangsfilter (ebenso wie das komplexe Eingangsfilter auf der Empfangsseite; vgl. weiter unten) ein Hilbertfilter höherer Ordnung.
    Dieses eingangsseitige erste Hilbertfilter 30 ist ein rekursives Filter, dessen Übertragungsfunktion durch
    Figure 00130001
    gegeben ist. Die Struktur dieses Filters ist durch Fig. 7 veranschaulicht.
    Das Eingangssignal dieses Hilbertfilters 30 ist wie erwähnt das abgetastete, reelle Empfangssignal c(ν). Der Rekursivteil dieses Filters hat nur reelle Koeffizienten bi, so daß hier auch nur reelle Operationen erforderlich sind.
    Der Transversalteil hat komplexe Koeffizienten ai.
    Der Entwurf dieses ersten Hilbertfilters 30 basiert auf dem Design eines elliptischen Tiefpassfilters. Der Tiefpass wird durch eine Transformation im Frequenzbereich in einen Hilbert-Bandpass umgesetzt.
    Der Frequenzgang des beim Prototyp der Erfindung realisierten Hilbertfilters 30 ist in Fig. 8 gezeigt.
    Das bandbegrenzte Ausgangssignal d(ν) des ersten komplexen Eingangsfilters (Hilbertfilter) beaufschlagt einen als Abtastratenreduktion 31 bezeichneten Funktionsblock, in dem der Abtasttakt um einen bestimmten, vorzugsweise ganzzahligen Faktor, im vorliegenden Ausführungsbeispiel um den Faktor 3 auf 2.667 kHz reduziert wird. Durch eine geeignete Dimensionierung des ersten eingangsseitigen Hilbertfilters 30 ist sichergestellt, daß keine Aliasing-Effekte auftreten.
    Die Kombination von Hilbertfilter 30 und Abtastreduktion 31 führt dazu, daß ein beliebig gewähltes Frequenzband mit 2.667 kHz Bandbreite die vollständige Nutzinformation enthält.
    Im Prinzip wird zur Abtastratenreduktion nur jeder dritte Ausgangswert des eingangsseitigen Signals c(ν) des Hilbertfilters 30 verarbeitet. In der Praxis wird dies dadurch realisiert, daß der Transversalteil des Hilbertfilters 30 mit 8 /3 kHz betrieben wird. Das heißt, die Filterausgangswerte werden nur mit jedem dritten Takt des 8 kHz Abtasttakts berechnet und weiterverarbeitet.
    Der Pilotsignalgenerator 20 dient zur Erzeugung eines Pilotsignals q(n), welches auf der Empfangsseite zur Taktnachziehung dient. Das Pilotsignal entsteht durch die weiter unten beschriebene Phasenmodulation des Pilotsignals.
    Der (Pseudo-)Zufallszahlengenerator 34 (vgl. Fig. 6) als Teil des Schlüsselsignalgenerators 23 hat die Aufgabe, gleich verteilte Zahlen im Bereich von beispielsweise 1 bis 64 zu erzeugen. Diese Zahlen werden dazu verwendet, um aus einem Feld von 64 komplexen Werten zufällige Werte auszuwählen (vgl. Block "Datensatz" in Fig. 6). Aus den ausgewählten Werten werden zwei Schlüsselsignale zs(n), zp(n) erzeugt, wovon eines (zs(n)) zur Phasenmodulation des Nutzsignals und das zweite (zp(n)) zur Erzeugung des Pilotsignals q(n) verwendet wird.
    Der bei der derzeitigen Ausführungsform der Erfindung implementierte Zufallszahlengenerator 34 basiert auf der linearen Kongruenzmethode. Die Zufallswerte r(n) werden nach der Vorschrift r(n) = (a · r(n - 1) + c) mod m     n = 1,2,... berechnet. Der Startwert r(0) ist im allgemeinen unwichtig, da bei einer geeigneten Wahl der konstanten Werte a und c alle m möglichen Werte erzeugt werden, bevor sich die Zufallssequenz wiederholt. Die generierten Zufallszahlen sind im Bereich von 0 bis (m-1) gleich verteilt.
    Bei der erprobten Ausführungsform wurde m = 232 gewählt. Damit läßt sich eine lange Sequenz erzeugen. Außerdem läßt sich dann die Modulofunktion der Gleichung (2) sehr aufwandsarm mit dem Signalprozessor 1 realisieren.
    Die Konstanten wurden zu a = 1664525 und c = 32767 entsprechend den Regeln von Knuth gewählt (vgl. Lit.[6]).
    Um gleich verteilte Zufallszahlen zwischen 1 und 64 zu erhalten, genügt es, 6 Bit des jeweiligen Zufallswerts r(n) zu betrachten und als Zufallszahl weiter zu verwenden. Bei der derzeitigen Ausführungsform werden 6 Bit zur Generierung von Zufallszahlen für das "Scrambeln" (die Phasenmodulation) des Nutzsignals x(n) und 6 Bit zur Generierung von Zufallszahlen für das "Scrambeln" (die Phasenmodulation) des Pilottons p(n) verwendet. Der Zufallszahlengenerator 34 liefert in jedem Takt somit jeweils zwei Zufallszahlen rs(n) und rp(n).
    Nach jedem Aussenden einer Präambel wird der Zufallszahlengenerator 34 mit festgelegtem Startwert x(0) reinitialisiert.
    Die Steuerwerte für die Phasenmodulatoren 32 und 33 werden durch einen Datensatz von 64 komplexen Werten dargestellt. Aus diesem Satz werden durch den Zufallszahlengenerator 34 Werte ausgewählt, und so ein Zufallssignal zur Phasenmodulation erzeugt.
    Als Datensatz werden die 64 komplexen Werte a i = ej2πi/64    i = 1,2,...,64 verwendet. Die Steuer- oder Eingangswerte zs(n) und zp(n) besitzen alle die Amplitude "1", haben jedoch unterschiedliche Phasen. Nachfolgend werden die zufallszahlengesteuerten Phasenmodulatoren 32, 33 näher erläutert.
    Im Sendeteil des SV-Moduls (Fig. 6) werden zwei Phasenmodulatoreinheiten 32 und 33 benötigt. Ein Phasenmodulator 33 wird für das Verschleiern des Nutzsignals x(n) durch ein vom Zufallszahlengenerator 34 geliefertes Schlüsselsignal zs(n) benötigt. Der andere Phasenmodulator 32 dient zur Generierung des Pilotsignals q(n) aus dem vom Pilottongenerator gelieferten Pilotton p(n) mit Hilfe des anderen Schlüsselsignals zp(n). Da die Schlüsselsignale zs(n), zp(n) zufällige Folgen komplexer Werte mit gleicher Amplitude, aber unterschiedlichen Phasen sind, führt jeder Phasenmodulator 32, 33 eine komplexe Multiplikation des jeweiligen Eingangssignalwerts mit dem jeweiligen Schlüsselsignalwert durch.
    Werden, wie in Fig. 6 veranschaulicht, die Signalwerte des analytischen Filterausgangssignals mit x(n) und die Signalwerte des dazugehörigen Schlüsselsignals mit zs(n) bezeichnet, so gilt für die Signalwerte des phasenmodulierten Nutzsignals: y(n) = x(n) · zs(n)
    Das phasenmodulierte Nutzsignal y(n) besitzt rauschsignalartigen Charakter. Die im Nutzsignal enthaltene Information wird vollständig auf ein Frequenzband von 2.667 kHz Breite verteilt.
    Es sei an dieser Stelle erwähnt, daß die erfindungsgemäße Phasenmodulation eine gewisse Ähnlichkeit mit einer 64-stufigen PSK-Modulation aufweist, wie sie in der digitalen Übertragungstechnik zum Einsatz kommt. Vorliegend jedoch ist der Zweck ein ganz anderer:
    Bei der digitalen Datenübertragung mit PSK-Modulation wird die Phase eines Trägersignals im Abtasttakt umgeschaltet (Phase Shift Keying). Die Phase des Trägersignals enthält somit die zu übertragende digitale Information. Auf der Empfangsseite wird die Phase des Trägers zu festgelegten Abtastzeitpunkten bestimmt. Ein Entscheider ordnet jeder ermittelten Phase die entsprechende digitale Information zu und gewinnt somit die übermittelte Nachricht.
    Bei der hier erfindungsgemäß vorgeschlagenen Phasenmodulation dagegen trägt nicht das Modulationssignal, sondern das zu modulierende Signal die zu übermittelnde Information. Diese Information ist durch dessen quasi-kontinuierlichen Signalverlauf vorgegeben. Die Phasenmodulation wird lediglich dazu verwendet, das zu übermittelnde Signal so zu verändern, daß nicht mehr auf den ursprünglichen Signalverlauf geschlossen werden kann. Ein Sprachsignal wird damit völlig unverständlich. Die Nutzinformation wird durch die Phasenmodulation verschleiert.
    Auf der Empfangsseite läßt sich die Nutzinformation durch die zu Gleichung (4) inverse Operation x(n) = y (n) zs (n) zurückgewinnen. Eine vollständige Rückgewinnung ist nur dann möglich, wenn zwei Bedingungen erfüllt sind. Erstens muß das empfangene Signal y(n) mit dem (phasenmodulierten) Sendesignal y (n) übereinstimmen. Zweitens muß das Modulationssignal, d.h. das Schlüsselsignal zs(n) auf der Empfangsseite bekannt sein.
    Die erste Forderung bedingt die Entzerrung des Übertragungskanals auf der Empfangsseite. Die zweite Forderung bedingt die Kenntnis des Schlüsselsignals und eine exakte Synchronisation auf der Empfangsseite.
    Während die Zahl der Werte des Schlüsselsignals zs(n) durch die Stufenzahl der Modulation (hier 64) festgelegt ist, wird die Zahl der möglichen Werte für x(n) und y(n) durch die Wortbreite in der Signalverarbeitung bestimmt.
    Werden die Signalwerte des generierten Pilottons mit p(n) und die Signalwerte des dazugehörigen Schlüsselsignals mit Zp(n) bezeichnet, so ergeben sich die Signalwerte des Pilotsignals durch die Beziehung q(n) = p(n) · zp(n)
    Aufgrund der Eigenschaften des gewählten Zufallszahlengenerators 34 handelt es sich also bei dem so generierten Pilotsignal q(n) um weißes Rauschen.
    Um das mit der Taktfrequenz von 2.667 kHz generierte analytische Signal übertragen zu können, muß eine Anpassung des Sendesignals an den Übertragungskanal erfolgen. Da im dargestellten Beispiel die vom Analog-Frontend 22 vorgegebene Abtastfrequenz 8 kHz beträgt. ist zunächst eine Abtastratenerhöhung auf 8 kHz durchzuführen.
    Die Erhöhung der Abtastrate um den Faktor 3. d.h. von 2.667 kHZ auf 8 kHz, wird durch Einfügen von jeweils zwei Signalwerten mit dem Wert 0 zwischen zwei vorhandenen Signalwerten erreicht, d.h. ds (ν) = ..., w(n - 1), 0, 0, w(n), 0, 0, w(n + 1), ...
    Die Abtastratenerhöhung erfolgt in Verbindung mit einem ersten komplexen Ausgangsfilter 35 zur Anpassung des analytischen Sendesignals an den Übertragungskanal. Der Realteil des analytischen Ausgangssignals dieses komplexen Ausgangsfilters 35 wird dem Analog-Frontend 22 zugeführt.
    Das erste komplexe Ausgangsfilter 35 erzeugt aus einem komplexen Eingangssignal ds(ν) zunächst ein analytisches Signal, dessen Real- und Imaginärteil für jede beliebige Frequenz um 90° phasenverschoben ist, und daraus ein reelles Ausgangssignal cs(ν). Gleichzeitig werden Spektralanteile außerhalb der nutzbaren Bandbreite des Übertragungskanals unterdrückt.
    Das ausgangsseitige erste komplexe Filter 35 ist vorzugsweise ein (zweites) Hilbertfilter, d.h. ein rekursives Filter, dessen Struktur in Fig. 9 gezeigt ist.
    Das Eingangssignal ds(ν) dieses zweiten Hilbertfilters 35 ist wie erwähnt ein analytisches Signal; das Ausgangssignal cs(ν) dagegen ist ein reelles Signal.
    Der Entwurf des Filters basiert auf dem Design eines elliptischen Tiefpasses. Der Tiefpass wird anschließend durch eine Transformation im Frequenzbereich in einen Hilbert-Bandpass umgesetzt.
    Den Frequenzgang des ausgangsseitigen (zweiten) Hilbertfilters 35 auf der Sendeseite veranschaulicht die Fig. 10.
    Die Wandlung des digitalen Ausgangssignals cs(ν) des zweiten Hilbertfilters 35 in ein analoges Ausgangssignal erfolgt im Ausgangsteil des Analog-Frontend 22 (Bezugshinweis 22b in Fig. 3). Diese Wandlung beinhaltet auch eine Pegelanpassung.
    in der Realisierung besteht der D/A-Wandlerteil 3 (Fig. 1) des analogen Frontend 22 (ohne Einzeldarstellung) aus einem D/A-Wandler, einem analogen Glättungsfilter, einem programmierbaren Verstärker und einem Differenzverstärker.
    Für den Ausgang des Analog-Frontend 22 gelten im dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung folgende Spezifikationen:
    Taktfrequenz 8 kHz
    Wortbreite 16 Bit
    Verstärkung Einstellbar im Bereich von -15 dB bis + 6 dB
    Interpolationsfilter
    Frequenzgang 0 bis 3.7 kHz
    Welligkeit ± 0.2 dB
    Sperrdämpfung 65 dB
    Hinsichtlich weiterer Detailinformation zum sendeseitigen Ausgang am Analog-Frontend 22 sei wiederum auf Lit.[1] und Lit.[2] verwiesen.
    Der Präambelgenerator 24 dient zur Generierung einer Präambel zu Beginn einer Übertragung über Funk- oder Telefonkanäle. Um auf der Empfangsseite ein Aufschalten in eine laufende Übertragung zu ermöglichen, wird die Generierung einer Präambel in festgelegten Zeitabständen angestoßen.
    Die verwendete Präambel besteht aus zwei aufeinanderfolgenden Signalabschnitten. Der erste Signalabschnitt ist ein sogenanntes CPFSK-Signal (Continuous Phase Frequency Shift Keying). Der zweite Abschnitt ist ein rauschartiges Signal. Der erste Teil wird im Empfänger zur Detektion der Präambel und zur Synchronisation des Empfängers verwendet. Der zweite Signalteil dient der Entzerrung des Übertragungskanals.
    Das CPFSK-Signal wird durch die CPFSK-Modulation einer speziellen Datenfrequenz generiert. Die Länge dieser Sequenz beträgt beispielsweise 240 Bit. Die Übertragungsrate liegt bei 1.778 kbit/s. Der Aufbau der Datensequenz ist so gewählt, daß mit einem speziellen Verfahren auf der Empfangsseite eine sehr zuverlässige Detektion der Präambel möglich ist. Für weitere Einzelheiten wird wiederum auf die Druckschrift DE-C1 41 08 806 (Lit.[4]) sowie auf Lit.[5] verwiesen.
    Insgesamt beträgt die Dauer der Präambel in diesem Beispiel ca. 230 ms.
    Auf der Empfangsseite sind zwei verschiedene Betriebsarten des SV-Moduls zu unterscheiden. Dies ist zum einen die Phase der Präambelerkennung, während der sich das SV-Modul in Klarlage befindet, und das ist zum anderen die Entschleierungsphase. Wie auf der Sendeseite sind drei Arten von Signalverarbeitung zu unterscheiden, nämlich die analoge Signalverarbeitung, eine digitale Signalverarbeitung im 8 kHz Takt sowie eine digitale Signalverarbeitung im Takt von 2.667 kHz. Im Hintergrund läuft die Berechnung der Entzerrerkoeffizienten ohne Anbindung an einen bestimmten Abtasttakt.
    Nach dem Einschalten des Geräts befindet sich das SV-Modul immer in der Präambelerkennungsphase. Fig. 11 veranschaulicht das Funktions-Blockdiagramm der Signalverarbeitung. In dieser Phase durchläuft das Empfangssignal lediglich das Analog-Frontend 52 mit dessen Filter. Das Empfangssignal bleibt durch das SV-Modul im wesentlichen unbeeinflußt.
    Das abgetastete Empfangssignal (8 kHz Abtastfrequenz, 16 Bit Wortbreite) wird nach einer Filterung mit einem empfangsseitigen zweiten komplexen Eingangsfilter 40, insbesondere einem dritten Hilbertfilter (Bandpass) und einer Abtastratenreduktion 43 auf 2.667 kHz dem Präambelerkennungsblock 55 zugeführt. Gleichzeitig werden die Abtastwerte des Empfangssignals im Puffer 41 zwischengespeichert. Der Präambelerkennungsblock 55 detektiert automatisch und sehr sicher den Empfang der Präambel. Hinweise sind Lit.[4] (DE-C1-41 08 806) und Lit.[5] zu entnehmen.
    Das zweite komplexe Eingangsfilter 40 entspricht in seiner Funktion und Struktur im wesentlichen dem oben beschriebenen sendeseitigen ersten komplexen Eingangsfilter 30.
    Die Präambelerkennung hat zwei Funktionen: Dies ist zum einen die Detektion des Empfangs der Präambel sowie das Umschalten auf Entschleierung. Zum anderen liefert die Präambel eine exakte zeitliche Referenz. Diese ist für die Initialisierung und Synchronisierung des Entschleierungsprozesses erforderlich.
    So erfolgt mit dem Erkennen der Präambel insbesondere die Initialisierung eines empfängerseitigen Zufallszahlengenerators 34 und eines Pilotsignalgenerators 50. Außerdem wird ein Prozeß zur Bestimmung von Entzerrerkoeffizienten angestoßen. Mit dem berechneten Koeffizientensatz wird ein Entzerrer 51 eingestellt, der für den Entschleierungsbetrieb benötigt wird.
    Für die Bestimmung der Entzerrerkoeffizienten wird der zweite Abschnitt der Präambel, also das Rauschsignal ausgewertet. Das heißt, es wird gewartet, bis sich ein bestimmter Teil dieses Abschnitts im Puffer 41 befindet. Mit Hilfe einer FFT (Fast Fourier Transformation) und einem im Empfänger vorliegenden Sollspektrum, das im Programm-RAM 5 (Fig. 1) gespeichert ist, wird dann die Impulsantwort bzw. der Koeffizientensatz für das Entzerrerfilter 51 berechnet.
    Nach dem Erkennen der Präambel befindet sich das SV-Modul im Entschleierungsbetrieb. Die Signalverarbeitung in dieser Phase zeigt Fig. 12. Das Ablaufdiagramm für die funktionalen Folgeschrittte der Signalverarbeitung auf der Empfangsseite verdeutlicht die Fig. 14.
    Das Empfangssignal wird durch das Analog-Frontend 52 in ein digitales Signal mit beispielsweise 8 kHz Abtastfrequenz und 16 Bit Wortbreite gewandelt. Dieses Signal durchläuft den Entzerrer 51, dessen Aufgabe die Entzerrung des Übertragungskanals ist, was weiter unten näher erläutert wird. Nach einer Filterung über das zweite komplexe Eingangsfilter 40 (insbesondere drittes Hilbertfilter; Bandpass; ebenfalls weiter unten näher beschrieben) und einer Abtastratenreduktion 43 um den Faktor 3 liegt ein analytisches Signal mit der Abtastfrequenz 2.667 kHz vor. Dieses Signal s(n) besteht aus dem verschleierten Nutzsignal und dem überlagerten Pilotsignal. Das Pilotsignal ist wie oben beschrieben ein phasenmoduliertes Signal. Im Taktsynchronisationsblock 45 wird das Pilotsignal ausgewertet und vom Nutzsignal getrennt. Daran anschließend erfolgt die Entschleierung des Nutzsignals durch einen Phasendemodulator (Descrambler) 59.
    Nach einer nachfolgenden Abtastratenerhöhung 61 auf8 kHz und einer anschließenden Filterung mit einem zweiten komplexen Ausgangsfilter 62, insbesondere einem vierten Hilbertfilter (Bandpass) erfolgt die Umsetzung in ein analoges Signal im empfängerseitigen Analog-Frontend 52. Dieses Signal ist das entschleierte Hörsignal.
    Die Funktion und der Aufbau des zweiten komplexen Ausgangsfilters 62 entspricht im wesentlichen dem des ersten komplexen Ausgangsfilters 35.
    Die Auswertung des Pilotsignals im Taktsynchronisationsblock 55 liefert außerdem eine Stellgröße für die Ausregelung von Schwankungen des Abtasttakts (Taktkorrektur). Die Regelung des Abtasttakts ist aufgrund der hohen Anforderungen an die Synchronität bei der Entschleierung erforderlich. Schwankungen des Abtasttakts werden durch Exemplarstreuungen und Drifts der verwendeten Quarzoszillatoren verursacht.
    Zur Auswertung des Pilotsignals durchläuft das abtastratenreduzierte Empfangssignal s and(n) einen Phasendemodulator (Descrambler) 58. Das Ausgangssignal q and(n) dieses Phasenmodulators 58 besteht aus einem Trägersignalanteil und einem überlagerten rauschsignalartigen Signalanteil, welcher vom Nutzsignal erzeugt wird. Mit dem vom Pilottongenerator 50 generierten Signal wird das Trägersignal in die Gleichsignallage umgesetzt. Nach einer Mittelwertbildung 56 steht ein analytisches Gleichsignal zur Verfügung, dessen Realteil ein Maß für den Pegel des Pilotsignals ist und dessen imaginärteil als Stellgröße für die Regelung des Abtasttakts verwendet wird.
    Mit dem ermittelten Pegel des Pilotsignals, dem Pilotsignalgenerator 50 und einem Phasendemodulator (Scrambler) 57 wird empfangsseitig ein Pilotsignal q(n) generiert und vom Empfangssginal s and(n) subtrahiert. Im Idealfall entspricht das generierte Pilotsignal q and(n) exakt dem empfangenen Pilotsignal, so daß das Nutzsignal durch die Subtraktion völlig vom Pilotsignal getrennt wird. Ist die Entzerrung optimal, so stimmt das aus dem Subtraktionsprozeß erhaltene Signal y and(n), bis auf ein eventuell überlagertes Störsignal, mit dem Signal y(n) am Ausgang des Phasenmodulators 33 auf der Sendeseite überein (vgl. Fig. 6).
    Der Phasenmodulator 57 und die beiden Phasendemodulatoren 58, 59 werden von zwei (Pseudo-)Zufallszahlengeneratoren 54 gesteuert. Ein Zufallszahlengenerator steuert den Phasenmodulator 57 und den Phasendemodulator 58 des Taktsynchronisationsblocks 55, der andere steuert den Phasendemodulator 59 zur Entschleierung des Nutzsignals y(n). Die Zufallszahlengeneratoren entsprechen denen auf der Sendeseite; sie werden ebenso wie der Pilotsignalgenerator 50 mit dem Erkennen einer Präambel auf das Empfangssignal synchronisiert.
    Im folgenden werden die Aufgaben und die Realisierung der einzelnen Funktionsblöcke der Fig. 12 detailliert beschrieben.
    Dem Eingangsabschnitt des Analog-Frontend 52 obliegt die Aufgabe der Pegelanpassung, der Abtastung des analogen Empfangssignals sowie der Wandlung in ein digitales Signal.
    Als Analog-Frontend 52 wird bei der Prototyprealisierung wiederum der Baustein AD28msp02 der Firma Analog Devices verwendet (vgl. Lit.[3]). Dieser Baustein entspricht exakt dem im Signalprozessor ADSP-21msp55 verwendeten Analog-Frontend.
    Das Analog-Frontend 52 besteht wiederum aus zwei analogen Eingangsverstärkern, einem zuschaltbaren 20 dB Vorverstärker und einem A/D-Wandler.
    Für den A/D-Wandlerteil des Analog-Frontends 52 gelten folgende Spezifikationen:
    Abtastfrequenz 8 kHz
    Wortbreite 16 Bit
    Dezimierungsfilter
    Durchlaßbereich 0 bis 3.7 kHz
    Welligkeit ± 0.2 dB
    Sperrdämpfung 65 dB
    Der Entzerrer 51 dient zur Entzerrung des Frequenzgangs des Übertragungskanals im Bereich der Übertragungsbandbreite von z. B. 300 Hz bis 3 kHz. Der Übertragungskanal beinhaltet alle Baugruppen vom ersten komplexen Ausgangsfilter 35 des Sendeteils bis zum zweiten komplexen Eingangsfilter 40 des Empfangsteils (beide inclusive).
    Der Entzerrer 51 wird durch eir transversales digitales Filter mit 128 Stufen realisiert. Die Übertragungsfunktion lautet:
    Figure 00230001
    Die Koeffizienten ei werden während des Empfangs einer Präambel ermittelt.
    Das zweite komplexe Eingangsfilter 40 (Hilbertfilter) dient der Unterdrückung des unteren Seitenbands des Eingangssignals sowie der Begrenzung der Bandbreite des Eingangssignals (empfangenes Sprachsignal) auf eine Bandbreite von ca. 2.66 kHz.
    Das zweite komplexe Eingangsfilter 40 (Hilbertfilter) ist ein rekursives Filter, dessen Struktur derjenigen des eingangsseitigen ersten komplexen Filters 30 entspricht, so daß insoweit auf Fig. 7 verwiesen werden kann.
    Das Eingangssignal des zweiten komplexen Eingangsfilters 40 ist das reelle Ausgangssignal c(ν) des Entzerrers 51.
    Der Entwurf dieses Filters basiert auf dem Design eines elliptischen Tiefpassfilters. Der Tiefpass wurde durch eine Transformation im Frequenzbereich in einen Hilbert-Bandpass umgesetzt.
    Analog zum Sendeteil erfolgt auch im Empfangsteil eine Abtastratenreduktion 43 zur Reduzierung des Abtasttakts im dargestellten Beispiel um den Faktor "3" auf 2.667 kHz. Durch eine geeignete Dimensionierung des zweiten komplexen Eingangsfilters 40 ist sichergestellt, daß keine Aliasing-Effekte auftreten.
    Die Kombination von komplexem Eingangsfilter 40 und Abtastratenreduktion 43 führt dazu, daß ein beliebig gewähltes Frequenzband mit 2.667 kHz Bandbreite die vollständige Nutzinformation enthält.
    In der Praxis wird die Bearbeitung jedes dritten Ausgangswerts des zweiten komplexen Eingangsfilters 40 dadurch realisiert, daß der Transversalteil dieses Filters mit 8/3 kHz betrieben wird. Das heißt, die Filterausgangswerte werden nur in jedem dritten Takt des 8kHz Abtasttakts berechnet und weiterverarbeitet.
    Der Pilottongenerator 50 liefert ein identisches Signal wie der Pilotsignalgenerator 37 auf der Sendeseite. Dieses Signal wird im Taktsynchronisationsblock 55 für die Umsetzung des empfangenen und demodulierten Pilotsignals q and(n) in die Gleichsignallage sowie für die empfangsseitige Generierung eines phasenmodulierten Pilotsignals p(n) benötigt.
    Wie bereits oben erwähnt, dient die Mittelwertbildung 56 zur Mittelung des in die Gleichsignallage transformierten analytischen Signals q and(n), so daß sich als Realteil der Pegel des empfangenen Pilottons und als Imaginärteil eine Stellgröße für die Abtasttaktnachführung (Taktkorrektur) ergibt.
    Die Mittelwertbildung wird so realisiert, daß alle 128 Abtasttakte das Mittel über die letzten 128 in die Gleichsignallage transformierten Eingangssignalwert q and(n) gebildet wird.
    Der Zufallszahlengenerator 54 hat die Aufgabe, gleichverteilte Zahlen im Bereich von 1 bis 64 zu erzeugen, ganz analog zum Zufallszahlengenerator 34 auf der Sendeseite. Diese Zahlen werden wiederum dazu verwendet, um aus einem Feld von 64 komplexen Werten zufällige Werte auszuwählen. Aus den ausgewählten Werten werden wiederum zwei Schlüsselsignale zp(n) bzw. zs(n) erzeugt, wovon eines (zs(n)) zum Phasendemodulieren, d.h. zum Entschleiern des Nutzsignals y and(n) und das zweite (zp(n)) im Taktsynchronisationsblock 55 einerseits zum Entschleiern des empfangenen Pilotsignals und andererseits zum Generieren des empfängerseitigen Pilotsignals verwendet wird. Die Schlüsselsignale sind aufgrund der Taktsynchronisation natürlich identisch zu den Schlüsselsignalen zp(n) und zs(n) auf der Sendeseite.
    Die Realisierung des Zufallszahlengenerators 54 ist im übrigen identisch zur Realisierung im Sendeteil, so daß auf die obigen Ausführungen verwiesen werden kann.
    Die dem Phasenmodulator 57 und den Phasendemodulatoren 58 und 59 zugeführten Zufallszahlen bestehen aus einem Satz von 64 komplexen Werten, aus denen durch den Zufallszahlengenerator 54 diskrete Werte ausgewählt werden. Als Datensatz werden analog zur Sendeseite die selben 64 komplexen Werte ai = e j2πi/64    i = 1,2,...,64 verwendet.
    Im Empfangsteil des SV-Moduls werden die beiden bereits erwähnten Phasendemodulatoren 58, 59 benötigt. Der eine Phasendemodulator 59 dient zum Entschleiern des Nutzsignals y and(n) durch das eine Schlüsselsignal zs(n). Der andere Phasendemodulator 58 wird zur Rückgewinnung des Pilottons aus dem empfangenen Pilotsignal verwendet. Diese Schlüsselsignale müssen, wie bereits erwähnt, identisch zu den Schlüsselsignalen auf der Sendeseite sein.
    Werden die Signalwerte des analytischen Eingangssignals nach der Abtastreduktion 60 mit s and(n) und die Signalwerte des Schlüsselsignals des Pilottons mit zp(n) bezeichnet, so gilt für die Signalwerte am Ausgang des Phasendemodulators 58 im Taktsynchronisationsblock 55: q (n) = s (n) zp (n)
    Wird das verschleierte Nutzsignal mit y and(n) und das Schlüsselsignal für die Verschleierung mit zs(n) bezeichnet, so gilt für das entschleierte Signal am Ausgang des Phasendemodulators 59: x (n) = y (n) zs (n)
    Der Phasendemodulator 57 dient zur Generierung des Pilotsignals aus dem vom Pilottongenerator 50 gelieferten Pilotton.
    Werden die Signalwerte des generierten Pilottons mit p(n) bezeichnet, so ergeben sich die Signalwerte des phasenmodulierten Pilottons durch die Beziehung: q(n) = p(n) · zp (n)
    Um das mit einer Taktfrequenz von 2.667 kHz generierte digitale analytische Signal x and(n) in ein analoges Signal umformen zu können, ist zunächst eine Abtastratenerhöhung auf 8 kHz durchzuführen.
    Die Erhöhung der Abtastrate um den Faktor 3 - im dargestellten Beispiel also von 2.667 kHz auf 8 kHz - erfolgt durch Einfügung von jeweils zwei Signalwerten mit dem Wert "0" zwischen zwei Signalwerten entsprechend folgender Beziehung: d s (ν) = ..., x (n - 1),0,0, x (n),0,0, x (n + 1), ...
    Zur Umsetzung des analytischen Ausgangssignals in ein reelles Ausgangssignal wird ein weiteres, (zweites) komplexes Ausgangsfilter 62, vorzugsweise ein (viertes) Hilbertfilter verwendet. Dieses dient zur Begrenzung der Bandbreite des Ausgangssignals (Sprachsignals) auf ca. 2.667 kHz.
    Das zweite komplexe Ausgangsfilter 62 ist wiederum ein rekursives Filter, dessen Struktur der des sendeseitigen, ersten komplexen Ausgangsfilter 35 entspricht und in Fig. 9 veranschaulicht ist.
    Das Eingangssignal des zweiten komplexen Ausgangsfilters 62 (viertes Hilbertfilter) ist wiederum ein analytisches Signal. Das Ausgangssignal ist ein reelles Signal.
    Der Entwurf des Filters basiert bei dem erprobten Ausführungsbeispiel der Erfindung auf dem Design eines elliptischen Tiefpasses. Der Tiefpass wird durch eine Transformation im Frequenzbereich in einen Hilbert-Bandpass umgesetzt.
    Dem ausgangsseitigen Analog-Frontend 52 kommt die Aufgabe zu, das digitale Ausgangssignal in ein analoges Ausgangssignal (Hörsignal) umzusetzen. Dies beinhaltet auch die Pegelanpassung.
    Der nicht in Einzelheiten dargestellte D/A-Wandlerteil des analogen Frontends 52 (Ausgang) besteht aus einem D/A-Wandler, einem analogen Glättungsfilter, einem programmierbaren Verstärker und einem Differenzverstärker.
    Für den Ausgang des Analog-Frontends 52 gelten folgende Spezifikationen:
    Taktfrequenz 8 kHz
    Wortbreite 16 Bit
    Verstärkung Einstellbar im Bereich von -15 dB bis +6 dB
    Interpolationsfilter
    Frequenzgang 0 bis 3.7 kHz
    Welligkeit ± 0.2 dB
    Sperrdämpfung 65 dB
    Der Erfindungsgedanke ist keineswegs auf die beschriebene Ausführungsform eines SV-Moduls beschränkt. Ausbaumöglichkeiten, vor allem hinsichtlich der Sicherheit der Verschleierung, sind auf der Grundlage der Erfindung für den Fachmann erkennbar. Beim beschriebenen Ausführungsbeispiel wird für die Generierung der Schlüsselsignale lediglich ein einfacher (Pseudo-)Zufallszahlengenerator eingesetzt. Die Verwendung getrennter, verschiedener Generatoren bietet sich zur weiteren Verbesserung der Verschleierungssicherheit an.
    Auch wird beim beschriebenen Ausführungsbeispiel außerdem davon ausgegangen, daß der verwendete Zufallszahlengenerator 54 mit jeder Resynchronisation am selben Startpunkt beginnt. Die Sicherheit der Verschleierung läßt sich erhöhen, wenn der Startpunkt mit jeder Resynchronisation gewechselt wird. Dies läßt sich dadurch erreichen, daß der Startpunkt des Zufallszahlengenerators 54 in der Präambel übertragen wird.
    LITERATUR
  • [1] Analog Devices: ADSP-2100 Family User's manual.
    Prentice Hall, 1993.
  • [2] Analog Devices: ADSP-21msp50/55/56 Datasheet,
    Mixed-Signal-Processor.
  • [3] Analog Devices: AD28msp02 Datasheet,
    Voiceband Signal Port.
  • [4] DE-C1 41 08 806
    Figure 00290001
    US-5,267,264
  • [5] E. Schlenker: Ein Verfahren zur Bestimmung des signalangepaßten Empfangsfilters und der Anfangssynchronisation eines digitalen Empfängers. Dissertation, Universität Stuttgart, Institut für Netzwerk- und Systemtheorie, 1993.
  • [6] D.E. Knuth: The Art of Computer Programming: Volume 2/Seminumerical Algorithms. Second Edition. Reading, MA: Addison-Wesley Publishing Company, 1969.

    • Claims (22)

    1. Verfahren zur Sprachverschleierung und -entschleierung bei der Sprachübertragung, dadurch gekennzeichnet, daß
      sendeseitig
      das digitalisierte Sprachsignal c(ν) durch ein erstes komplexes Eingangsfilter (30) mit einer Bandbreite, die der Bandbreite des Übertragungskanals entspricht, in ein komplexes Signal x(n) umgeformt wird, welches mittels eines durch Pseudozufallszahlen gesteuerten Schlüsselsignals (zs(n)) phasenmoduliert wird,
      das phasenmodulierte Sprachsignal (y(n)) mit einem ebenfalls in Pseudozufallsverteilung phasenmodulierten Pilotsignal (q(n)) zu einem zu übertragenden, verschleierten Nutzsignal (s(n)) additiv kombiniert und
      das Nutzsignal (s(n)) in sequentieller Folge zusammen mit einer zur empfängerseitigen Synchronisation und Nutzsignalentzerrung dienenden Präambel als ein komplexes Signal (w(n)) ein erstes komplexes Ausgangsfilter (35) durchläuft, das ein reelles Ausgangssignal (cs(υ)) erzeugt, das nach Digital-Analogwandlung an eine Sendesignalaufbereitung abgegeben wird, und daß
      empfängerseitig
      das digitalisierte Empfangssignal (c(u)) durch ein zweites komplexes Eingangsfilter (40) mit einer Bandbreite, die der Bandbreite des Übertragungskanals entspricht, in ein komplexes Signal (s(n)) umgesetzt wird,
      aus diesem komplexen Signal (s(n)) während einer Präambelerkennungsphase einerseits eine Taktsynchronisation für ein empfängerseitig erzeugtes. in durch die Präambel initialisierter Pseudozufallsverteilung phasenmoduliertes Pilotsignal (q(n)) erzwungen wird und andererseits Entzerrerkoeffizienten für einen empfängerseitigen Entzerrer (51) berechnet und sodann die Phase der Nutzsignalentschleierung initialisiert wird,
      das verschleierte Nutzsignal (s(n)) von seinem senderseitig überlagerten phasenmoduiierten Pilotsignal durch Verknüpfung mit dem synchronisierten empfängerseitig erzeugten Pilotsignal (q(n)) getrennt wird, und
      das so gewonnene phasenmodulierte, verschleierte digitale Sprachsignal (y(n)) durch inverse Phasenmodulation mittels des empfängerseitig erzeugten, durch die Präambel taktgesteuerten Schlüsselsignals (zs(n)) entschleiert und als komplexes Signal (x(n)) ein zweites komplexes Ausgangsfilter (62) durchläuft, das ein reelles Ausgangssignal (cs(υ)) erzeugt, das nach Digital-Analogwandlung an eine Empfangssignalaufbereitung abgegeben wird.
    2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als komplexe Eingangs- bzw. Ausgangsfilter (30, 40 bzw. 35, 62) Hilbertfilter höherer Ordnung verwendet werden.
    3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl sende- wie empfangsseitig) im Anschluß an eine bandbegrenzende komplexe Eingangsfilterung eine Abtastratenreduktion und eine entsprechende Abtastratenerhöhung vor der komplexen, auf die Abtastratenerhöhung angepaßten Ausgangsfilterung durchgeführt wird.
    4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastratenreduktion in einem ganzzahligen Verhältnis, insbesondere im Verhältnis 1 : 3 und die Abtastratenerhöhung dementsprechend ebenfalls in einem ganzzahligen Verhältnis, insbesondere im Verhältnis 3:1 erfolgt und daß als komplexe Filter (30. 35, 40, 62) rekursive Filter höherer Ordnung verwendet werden.
    5. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Präambel periodisch in einem festen zeitlichen Raster ausgesendet und das verschleierte Sprachsignal für die Dauer der Präambel ausgeblendet wird.
    6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das feste zeitliche Raster mehrere Sekunden, insbesondere 3 bis 10 s und die Dauer der Präambel einige 10 ms, insbesondere etwa 200 ms beträgt.
    7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß empfängerseitig während des Empfangs der Präambel die Eigenschaften des Übertragungskanals geprüft und daraus die Filterkoeffizienten für den empfangsseitigen Entzerrer (51) ermittelt werden.
    8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Resynchronisation das Ende jeder übertragenen Präambel empfängerseitig detektiert und mit dem gewonnenen Signal ein Pseudozufallszahlengenerator (54) für einen Schlüsselgenerator zur Entschleierung des Nutzsignals gestartet wird.
    9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die zufallszahlengesteuerte Phasenmodulation des digitalisierten Sprachsignals bzw. des Pilotsignals durch unterschiedliche Zufallszahlengeneratoren erfolgt.
    10. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erhöhung der Verschleierungssicherheit der Startpunkt für den oder die empfängerseitigen Zufallszahlengenerator(en) (54) innerhalb der Präambel variabel einstellbar ist.
    11. Einrichtung zur Sprachverschleierung und -entschleierung in Geräten zur Sprachübertragung, die mit einer Frontendeinheit (22. 52) zur Digitalisierung eines Sprachsignals und Anpassung eines Sendesignals an einen vorgegebenen Übertragungskanal einerseits und/oder zur Digitalisierung eines Empfangssignals und zur Anpassung des aufbereiteten Empfangssignals an eine Sprachwiedergabeeinrichtung andererseits ausgerüstet sind, dadurch gekennzeichnet, daß
      sendeseitig
      ein durch einen (Pseudo-)Zufallszahlengenerator (34) gesteuerter Schlüsselgenerator (23) einen digitalen Phasenmodulator (33) beaufschlagt, der das digitalisierte Sprachsignal phasenmoduliert,
      das phasenmodulierte Sprachsignal (y(n)) mit einem von einem Pilotsignalgenerator (20) gelieferten, ebenfalls in Zufallsverteilung phasenmodulierten Pilotsignal (q(n)) zu einem Nutzsignal (s(n)) kombiniert wird,
      ein Präambelgenerator (24) eine zur empfängerseitigen Synchronisation und Nutzsignalentzerrung dienende Präambel (v(n)) erzeugt. die über einen in festgelegter Taktfolge betätigbaren Umschalter (25) sequentiell zusammen mit dem Nutzsignal an die Frontendeinheit (22) zur Sendesignalaufbereitung abgegeben wird, und daß
      empfangsseitig
      ein digitales Entzerrerfilter (51) zur Entzerrung des Übertragungskanals des digitalisierten Empfangssignals vorhanden ist, dessen Entzerrerkoeffizienten während des Empfangs der Präambel berechnet und eingestellt werden,
      eine Einrichtung (44) zum Detektieren der Präambel innerhalb des empfangenen Nutzsignals vorgesehen ist, die in Abhängigkeit von einem festgelegten Abschnitt der Präambel die Berechnung der Filterkoeffizienten für das Entzerrerfilter (51) in einer übergeordneten Recheneinheit auslöst und sodann die Entschleierung des Nutzsignals durch Aktivierung einer Taktsynchronisationseinrichtung (55) initialisiert, die einerseits aus dem empfangenen, demodulierten Pilotsignal durch komplexe Multiplikation (63) mit einem empfangsseitig generierten Pilotton (50) ein Regelsignal zur Abtasttaktkorrektur und andererseits unter Steuerung durch einen ebenfalls mit der Taktsynchronisation initialisierten Zufallszahlengenerator (54) aus dem vom empfangsseitigen Pilottongenerator (50) gelieferten Pilotton über einen Modulator (57) ein phasenmoduliertes Pilotsignal (q(n)) liefert, das mit dem entzerrten Nutzsignal (s(n)) zur Trennung des übertragenen Pilotsignals subtraktiv verknüpft und sodann als phasenmoduliertes Sprachsignal in einem Phasendemodulator (59) unter Steuerung durch den synchronisierten empfangsseitigen Zufallszahlengenerator (54) in das unmodulierte, digitale Sprachsignal umgesetzt wird, das zur Umsetzung in ein Hörsignal an die Frontendeinheit (52) abgegeben wird.
    12. Einrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch eine sendeseitige (erste) Einrichtung (31) zur Abtastratenreduktion, die das von der sendeseitigen Frontendeinheit (52) gelieferte digitalisierte Sprachsignal nach Bandbegrenzung über ein eingangsseitiges erstes komplexes Eingangsfilter (30) mit um einen festgelegten Faktor reduzierter Abtastrate an die Phasenmodulationseinrichtung abgibt.
    13. Einrichtung nach Anspruch 11 oder 12, gekennzeichnet durch eine sendeseitige (erste) Einrichtung (36) zur Abtastratenerhöhung, die das aus Nutzsignal (s(n)) und Präambel (v(n)) zusammengesetzte, sprachverschleierte Sendesignal (w(n)) um durch einen festgelegten Faktor bestimmte Signalwerte erhöht und über ein erstes komplexes Ausgangsfilter (35) an die Frontendeinheit (22) zur Sendesignalaufbereitung abgibt.
    14. Einrichtung nach Anspruch 12 bzw. 13, gekennzeichnet durch eine empfangsseitige (zweite) Einrichtung (60) zur Abtastratenreduktion, die das von der empfangsseitigen Frontendeinheit (52) gelieferte digitalisierte Empfangssignal nach der Entzerrung und Bandbegrenzung über ein zweites komplexes Eingangsfilter (40) mit um einen festgelegten Faktor reduzierter Abtastrate an die Phasenmodulationseinrichtung (55, 59) abgibt.
    15. Einrichtung nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch eine empfangsseitige (zweite) Einrichtung (61) zur Abtastratenerhöhung, die das demodulierte Empfangssignal (x(n)) um durch einen festgelegten Faktor bestimmte Signalwerte erhöht und über ein zweites komplexes Ausgangsfilter (62) an die empfangsseitige Frontendeinheit (52) zur Hörsignalaufbereitung abgibt.
    16. Einrichtung nach Ansprüchen 12 und 13 bzw. Ansprüchen 14 und 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Faktor für die Abtastratenreduktion und der Faktor für die Abtastratenerhöhung gleich und ganzzahlig gewählt sind.
    17. Einrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß beide Faktoren zur "3" gewählt sind.
    18. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche 11 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß der sendeseitige bzw. empfangsseitige Zufallszahlengenerator (34 bzw. 54) nach der linearen Kongruenzmethode Zufallswerte (r(n) entsprechend der Vorschrift r(n) = (a · r(n-1) + c) mod m liefert mit n = 1,2,..., ganzzahlig, wobei a und c ganzzahlige Konstanten und m eine wählbare Zahl bezeichnen.
    19. Einrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die ganzzahligen Konstanten zu a = 1664525 und c = 32767 bestimmt sind und m = 232 gewählt ist.
    20. Einrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Regelsignal für die Taktkorrektur sowie eine Stellgröße für den Pegel des empfangsseitig erzeugten Pilotsignals aus einer Mittelwertbildung (56) des demodulierten empfangenen Pilotsignals über eine festgelegte Anzahl von Abtastwerten gewonnen wird.
    21. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche 11 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß die für die sendeseitige statistische Phasenmodulation des Sprachsignals bzw. für die Demodulation (59) des Empfangssignals nach Abtrennung des Pilotsignals und für die sendeseitige Phasenmodulation des Pilottons bzw. die empfangsseitige Demodulation des Pilotsignals jeweils unterschiedliche Schlüsselsignale verwendet werden.
    22. Einrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche 11 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß als komplexe Filter Hilbert-Filter (30, 35, 40, 62) in der Funktion als rekursive Filter höherer Ordnung verwendet sind.
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