DE19635911C1 - Elektrische Schaltung mit hochpotentialseitigem MOS-Schalttransistor und Ladungspumpe - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung mit mindestens einem hochpotentialseitig angeordneten MOS-Schalttransistor und mit einer dessen Einschaltphase unterstützenden Ladungspumpe, von deren Pump­ spannungsausgang eine über dem Potential der hochpotentialseitigen Versorgungsspannung liegende Pumpspannung abnehmbar ist.

Hochpotentialseitige, also auf der hohen Potentialseite der Versorgungs­ spannung, angeordnete Treiberschalter in Form von MOS-Transistoren benötigen insbesondere dann, wenn es sich um DMOS-Transistoren (MOS-Transistoren mit Doppel-Diffusion) handelt, eine Ladungspumpe, um sie in einen Einschaltzustand mit niedrigem Spannungsabfall bringen zu können. Monolithisch integrierte Ladungspumpen benötigen eine Chipfläche, die von der erforderlichen Ladungsübertragungsrate ab­ hängt. Das heißt, je mehr Ladestrom eine Ladungspumpe liefern kön­ nen muß, um so mehr Chipfläche besetzt sie. Integrierte Ladungspum­ pen, die so viel Ladestrom liefern können, wie benötigt wird, um hoch­ potentialseitige MOS-Leistungstransistoren schnell zu schalten, würden einen wesentlichen Teil der gesamten Chipfläche benötigen. Denn um einen MOS-Leistungstransistor schnell in den leitenden Zustand zu trei­ ben, muß dessen Gate kurzfristig ein recht hoher Ladestrom zugeführt werden, der um Größenordnungen höher ist als derjenige Ladestrom, welcher erforderlich ist, um einen leitend geschalteten MOS-Transistor leitend zu halten, nachdem sein Gate einmal aufgeladen worden ist.

Da sich Ladungspumpen, die derartige Ladeströme bereitstellen können, nicht vernünftig integrieren lassen, verwendet man herkömmlicherweise Zusatzladungsspeicher, insbesondere in Form von Bootstrap-Kondensato­ ren, in denen Ladung gespeichert wird, die während der Zeitpunkte hohen Ladungsstrombedarfs, nämlich während der Einschaltflanken, in ihnen gespeicherte Ladung an das Gate des zu schaltenden MOS-Transi­ stors liefern. Um diese Funktion erfüllen zu können, müssen Bootstrap- Kondensatoren derart hohe Kapazitätswerte haben, daß man sie nicht monolithisch integrieren kann. Bootstrap-Kondensatoren werden daher durch externe Kondensatoren gebildet, welche mit der integrierten Schal­ tung über eigene Anschlußflächen verbunden werden müssen. Dadurch erhöht sich nicht nur die Anzahl externer Schaltungskomponenten son­ dern auch die Anzahl der erforderlichen Anschlußbeine der integrierten Schaltung.

Für langsam schaltende Schaltungen (mit relativ niedrigen Taktfrequen­ zen von einigen Hundert Hz) benutzt man normalerweise nur eine La­ dungspumpe. Kommt man zu höheren Schaltfrequenzen, ist der durch­ schnittliche Stromverbrauch der Ladungspumpe

I = f.C_GD.(V_S +V_CP) + I₀ (1)

In dieser Formel bedeuten:
I mittlerer Versorgungsstrom der Ladungspumpe
f Schaltfrequenz des hochpotentialseitigen Treibers
C_GD = Gate-Drain-Kapazität des DMOS-Transistors
S = Versorgungsspannung der Schaltung
V_CP = Pumpspannung der Ladungspumpe
I₀ = Vorspannungsstrom des Treibers für den zu schaltenden hoch­ potentialseitigen DMOS-Transistor.

Wie bereits erwähnt, wird für schnell schaltende Schaltungen gewöhnlich eine Bootstrap-Schaltung verwendet, um die Belastung der Ladungspumpe zu reduzieren. Die Ladung, die dem Gate des Transistors zugeführt werden muß, um ihn schnell einzuschalten, wird von der Bootstrap-Schaltung geliefert. Die Belastung der Ladungspumpe ist dabei reduziert auf den statischen Stromverbrauch der Treiberschaltung, näm­ lich

I = I₀ (2).

Mit der Erfindung wird eine elektrische Schaltung mit hochpotentialsei­ tig angeordnetem MOS-Schalttransistor und Ladepumpe verfügbar ge­ macht, welche ein schnelleres Schalten des Schalttransistors ermöglicht oder eine Reduzierung der Größe des Pumpkondensators der Ladungs­ pumpe und damit eine Reduzierung der von der Ladungspumpe belegten Chipfläche und hierfür keine externe Schaltungskomponente wie z. B. einen Bootstrap-Kondensator benötigt.

Dies wird mit einer elektrischen Schaltung der in Anspruch 1 angegebe­ nen Art erreicht. Wefterbildungen dieser Schaltung sind in den ab­ hängigen Ansprüchen angegeben.

Der Erfindung liegt die Idee zugrunde, daß das Gate des zu schaltenden MOS-Transistors nicht permanent mit Ladung aus der Ladungspumpe gespeist zu werden braucht sondern daß hierfür die Versorgungsspan­ nungsquelle herangezogen werden kann, solange ein Spannungsschwel­ lenwert auf der Schaltflanke des zu schaltenden MOS-Transistors nicht überschritten ist, der unterhalb des Spannungswertes des hochpotential­ seitigen Versorgungsspannungsanschlusses liegt. Da bis zu diesem Schwellenwert das Gate des zu schaltenden Transistors aus der Ver­ sorgungsspannungsquelle gespeist wird, die Ladungspumpe somit nur für den Spannungsbereich über dem Schwellenwert zuständig ist, ist der Spannungshub, der von der Ladungspumpe besorgt werden muß, wesent­ lich geringer als im herkömmlichen Fall, bei dem die Ladungspumpe für den gesamten Spannungsbereich herangezogen wird.

Die schaltungsmäßige Umsetzung dieser Idee besteht erfindungsgemäß darin, daß das Steuergate des zu schaltenden MOS-Transistors mittels einer steuerbaren Schaltereinrichtung je nach dem, ob ein vorbestimmter Schwellenwert auf der Einschaltanstiegsflanke des MOS-Schalttransistors überschritten ist oder nicht, entweder mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß oder mit dem Pumpspannungsausgang der Ladungspumpe verbindbar ist.

Der Schwellenwert, bei welchem eine Umschaltung des Steuergates von dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß zu dem Pump­ spannungsausgang der Ladungspumpe erfolgt, liegt um einen Betrag unterhalb des Spannungswertes des hochpotentialseitigen Versorgungs­ spannungsanschlusses, der größer ist als der Gate-Source-Einschalt­ spannungsschwellenwert des zu schaltenden MOS-Transistors, damit der MOS-Transistor während des Einschaltvorgangs nicht vor Erreichen des Schwellenwertes abschaltet, ab welchem die Ladungspumpe die Ver­ sorgung des Gates des MOS-Transistors übernimmt.

Da bei der erfindungsgemäßen Lösung die Ladungspumpe nur noch für den Spannungshub oberhalb des Schwellenwertes zuständig ist, reicht für den Pumpkondensator eine kleinere Kapazität aus als bei der herkömm­ lichen Lösung, bei welcher die Ladungspumpe für den gesamten Span­ nungsbereich zuständig ist, um die gleiche Einschaltgeschwindigkeit wie bei der herkömmlichen Lösung zu erzielen. Läßt man den Pumpkondensator so groß wie bei der herkömmlichen Lösung, erreicht man mit dem erfindungsgemäßen Konzept eine Erhöhung der Einschalt­ geschwindigkeit gegenüber der herkömmlichen Schaltungsanordnung. Läßt man bei der erfindungsgemäßen Schaltung die Größe des Pumpkon­ densators und die maximale Einschaltgeschwindigkeit wie bei der her­ kömmlichen Schaltung, kommt man bei der erfindungsgemäßen Schal­ tung mit einer geringeren Pulsfolgefrequenz der den Pumpkondensator aufladenden Pumpimpulsfolge aus, was zu einer entsprechenden Redu­ zierung der elektromagnetischen Störabstrahlung der Ladungspumpe führt.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist das Steuergate des zu schaltenden MOS-Transistors über einen ersten steuerbaren Schalter mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß und über einen zweiten steuerbaren Schalter mit dem Pumpspannungsausgang der La­ dungspumpe verbindbar. Dabei sind diese beiden Schalter gegenläufig steuerbar, derart, daß das Steuergate je nach dem, ob der Schwellenwert auf der Einschaltanstiegsflanke des schaltenden MOS-Transistors über­ schritten ist oder nicht, entweder über den ersten Schalter mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß oder über den zweiten Schalter mit dem Pumpspannungsausgang verbunden wird. Ge­ genläufige Steuerung dieser beiden Schalter bedeutet, daß dann, wenn einer der beiden Schalter in seinen leitenden Schaltzustand gesteuert ist, der jeweils andere Schalter in seinen nichtleitenden Schaltzustand gesteu­ ert ist.

Bei einer Ausführungsform geringeren Schaltungsaufwands erfolgt die Steuerung der beiden Schalter mit Hilfe einer Kippschaltungsanordnung, welche im einen Schaltzustand den mit dem hochpotentialseitigen Ver­ sorgungsspannungsanschluß verbindenden Schalter leitend und den mit dem Ladungspumpenausgang verbindenden Schalter nichtleitend steuert und welche durch die Anstiegsflanke eines den MOS-Transistor leitend steuernden Schaltsteuerimpulses zur Erzeugung eines Verzögerungsim­ pulses vorbestimmter Verzögerungsdauer angeregt wird, unter Einfluß der Abfallflanke am Ende des Verzögerungsimpulses die beiden Schalter je in ihren anderen Schaltzustand um steuert und in Abhängigkeit von der abfallenden Flanke am Ende des Einschaltsteuerimpulses die beiden Schalter wieder in ihre vormaligen Schaltzustände zurücksteuert. Vor dem Auftreten des Verzögerungsimpulses und während dessen Verzö­ gerungszeitdauer sind der mit dem hochpotentialseitigen Versorgungs­ spannungsanschluß verbundene Schalter leitend und der mit dem Pump­ spannungsausgang verbundene Schalter nichtleitend geschaltet, während vom Ende des Verzögerungsimpulses bis zum Ende des Einschaltsteuer­ impulses der mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsan­ schluß verbundene Schalter nichtleitend und der mit dem Pumpspan­ nungsausgang verbundene Schalter leitend gesteuert sind.

Diese Ausführungsform der Erfindung eignet sich dann, wenn die Gate- Kapazität des zu schaltenden MOS-Transistors und der Verlauf der Einschaltanstiegsflanke genügend genau bekannt sind. Die Verzögerungszeitdauer des Verzögerungsimpulses wird dabei so bemes­ sen, daß an dessen Ende der Schwellenwert auf der Einschaltanstiegs­ flanke erreicht ist. Die Umschaltung der Schaltereinrichtung beim Errei­ chen dieses Schwellenwertes wird bei dieser Ausführungsform somit nur indirekt gesteuert, nämlich über die Dauer des Verzögerungsimpulses.

Bei einer aufwendigeren Ausführungsform der Erfindung erfolgt die Umschaltung der Schaltereinrichtung in Abhängigkeit von dem Erreichen des Schwellenwertes mittels eines Komparators, mit dessen Hilfe der Spannungsanstieg während der Einschaltanstiegsflanke des MOS-Transi­ stors gemessen und mit einer den Schwellenwert bestimmenden Hilfs­ spannung verglichen wird. Die Hilfsspannungsquelle ist derart zwischen einen Referenzeingang des Komparators und den hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß geschaltet, daß am Referenzeingang als schwellenwertbestimmende Referenzspannung die um den Betrag der Hilfsspannung reduzierte hochpotentialseitige Versorgungsspannung wirksam wird. Sobald der gemessene Spannungswert den so gebildeten Referenzspannungswert erreicht, gibt der Komparator an seinem Aus­ gang ein Schaltersteuersignal ab, welches die Schaltereinrichtung um­ steuert. Dabei wird die Schaltereinrichtung vom Komparator derart gesteuert, daß der mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungs­ anschluß verbundene Schalter leitend und der mit dem Pumpspannungs­ ausgang verbundene Schalter nichtleitend gesteuert sind, solange der gemessene Spannungswert unter dem durch die Referenzspannung gebil­ deten Schwellenwert liegt, und daß der mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß verbundene Schalter und der mit dem Pumpspannungsausgang verbundene Schalter leitend gesteuert sind, solange der gemessene Spannungswert über dem Schwellenwert liegt.

Da letztere Ausführungsform sich an den Istverhältnissen orientiert, kann sie zu genaueren Ergebnissen führen als die erstgenannte Ausführungs­ form. Da ihre Umschaltsteuerung auf Messungen beruht, hängt ihre Wirksamkeit nicht von einer Kenntnis von Schaltungsparametern wie der Gate-Kapazität und dem Verlauf der Einschaltanstiegsflanke ab und werden auch Änderungen solcher Größen, beispielsweise in Folge von Temperatureinflüssen, Herstellungstoleranzen für die Bauelemente usw., nicht beeinträchtigt.

Bei einer ganz besonders bevorzugten Ausführungsform der erfindungs­ gemäßen Schaltung wird eine frequenzmodulierte Ladungspumpe ver­ wendet, wie sie ausführlicher in der gleichzeitig eingereichten Patentan­ meldung der gleichen Anmelderin mit dem Titel "Elektrische Ladungs­ pumpe" (Anwaltsaktenzeichen: K 42 527/6) näher beschrieben und erläutert ist. Der Inhalt dieser gleichzeitig eingereichten Anmeldung wird hiermit durch Bezugnahme gänzlich in die Offenbarung der vorliegenden Anmeldung mit einbezogen. Diese Ladungspumpe besitzt einen Pump­ impulsoszillator, der auf die Abgabe unterschiedlicher Pumpimpulsfre­ quenzen steuerbar ist. Außerhalb der zeitlichen Bereiche des Auftretens von Einschaltanstiegsflanken ist der Oszillator auf die Abgabe einer niedrigen Pumpimpulsfrequenz, beispielsweise im Bereich von einigen KHz, gesteuert, während er im zeitlichen Bereich während des Auftre­ tens von Einschaltanstiegsflanken auf die Abgabe einer hohen Pump­ impulsfrequenz, beispielsweise im Bereich von einigen MHz, steuerbar ist. Eine hohe Pumpimpulsfrequenz führt zu einem schnellen Auf- oder Nachladen des Pumpkondensators. Während des Auftretens der Ein­ schaltanstiegsflanken, während welcher dem Gate des einzuschaltenden MOS-Transistors ein hoher Pumpladungsstrom zugeführt werden muß, um ein schnelles Einschalten zu erreichen, besitzt diese frequenzmodu­ lierte Ladungspumpe daher eine hohe Ladungspumpleistung. Während der restlichen Zeiten, also außerhalb des Auftretens der Einschaltan­ stiegsflanken, während welcher die Ladungspumpe nur Leckströme auszugleichen braucht, reicht die niedrige Pumpladungsleistung aus, auf welche diese Ladungspumpe während der niedrigen Pumpimpulsfrequenz begrenzt ist. Aufgrund dieser Frequenzumschaltung der frequenzmodu­ lierten Ladungspumpe ist sie zwar ohne Hilfsmittel wie eine Bootstrap- Schaltung dazu in der Lage, die während der Einschaltanstiegsflanken benötigte hohe Ladungsmenge zu liefern, sind ihr mittlerer Stromver­ brauch und ihre elektromagnetische Störabstrahlung aber dennoch kaum höher als bei einer Ladungspumpe, die ausschließlich mit niedriger Pumpimpulsfrequenz betrieben wird.

Die Kombination der erfindungsgemäßen Schaltung mit schwellenwert­ abhängig gesteuerter Umschalteinrichtung mit der frequenzmodulierten Ladungspumpe führt zu besonders guten Ergebnissen hinsichtlich geringem mittleren Stromverbrauch der Ladungspumpe, geringerer elektromagnetischer Störabstrahlung, geringem Chipflächenbedarf für die Ladungspumpe und der Erzielung schneller Transistor-Einschaltvor­ gänge.

Ausführungsformen erfindungsgemäßer Schaltungen mit dieser Kom­ bination von Umschalteinrichtung und frequenzmodulierter Ladungs­ pumpe sind in den Ansprüchen 11 bis 20 angegeben.

Die Erfindung sowie weitere Aufgaben und Vorteilsaspekte der Erfin­ dung werden nun anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schal­ tung;

Fig. 2 eine zweite Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schal­ tung;

Fig. 3 bis 9 Signal- und Spannungsverläufe im Zusammenhang mit den in den Fig. 1 und 2 gezeigten Ausführungsformen der Erfin­ dung;

Fig. 10 eine erste Ausführungsform einer frequenzmodulierten La­ dungspumpe für die erfindungsgemäße Schaltung;

Fig. 11 eine zweite Ausführungsform einer frequenzmodulierten La­ dungspumpe für die erfindungsgemäße Schaltung; und

Fig. 12 ein Beispiel einer Schaltungsanordnung mit herkömmlicher Ladungspumpe und Bootstrap-Kondensator.

Die in Fig. 12 gezeigte herkömmliche Schaltung enthält einen N-Kanal- MOS-Schalttransistor M, der zwischen einen hochpotentialseitigen Span­ nungsversorgungsanschluß V_S einer Versorgungsspannungsquelle und einen Ausgangsanschluß OUT geschaltet ist und zum Schalten einer zwischen OUT und einen Masseanschluß GND geschaltete Last LOAD dient. Ein Gateanschluß G des MOS-Transistors M ist an den Ausgang einer Treiberstufe DR angeschlossen, der über einen Steuereingang SE ein digitales Treibersteuersignal zugeführt wird. Die Treiberstufe DR befindet sich zwischen einem Schaltungsknoten K und einem Massean­ schluß GND und schaltet das Gate G des MOS-Transistors M in Ab­ hängigkeit von dem jeweiligen Potentialwert des digitalen Treibersteuer­ signals auf das Potential des Schaltungsknotens K oder auf das Massepo­ tential des Masseanschlusses GND. Der Schaltungsknoten K bildet den Pumpspannungsausgang einer Ladungspumpe, die einen Pumpkondensator Cp aufweist, dessen einer Elektrode eine Rechteck-Pumpimpulsfolge zugeführt wird und dessen andere Elektrode einerseits über eine erste Diode D1 mit dem Versorgungsspannungsanschluß V_S und andererseits über eine zweite Diode D2 mit dem Schaltungsknoten K verbunden ist. Zwischen K und V_S befinden sich in Reihenschaltung eine dritte Diode D3 und eine vierte Diode D4. Die Kathoden aller vier Dioden D1 bis D4 weisen zum Schaltungsknoten A. Zwischen einem Verbindungspunkt P zwischen den beiden Dioden D3 und D4 und OUT befindet sich ein Bootstrap-Kondensator Cb.

Um möglichst schnell auf die gewünschte Pumpspannung aufladbar zu sein, weist der Pumpkondensator Cp einen relativ kleinen Kapazitätswert auf. Dies macht ihn zwar monolithisch integrierbar, führt aber dazu, daß die Ladungspumpe keinen ausreichenden Ladestrom an das Gate G des Transistors M liefern kann, um diesen schnell in den leitenden Zustand zu schalten. Zur Überwindung dieses Problems ist der Bootstrap-Kon­ densator Cb vorgesehen, der außerhalb der Einschaltflanken des Tran­ sistors M über die Diode D4 von dem Versorgungsspannungsanschluß V_S aus aufgeladen wird und der zu den Zeitpunkten der Einschaltflanken von M die in ihm gespeicherte Ladung über die Diode D2 an das Gate G von M liefert und somit die hohe Ladung zur Verfügung stellt, die das Gate G des Transistors M zum schnellen Einschalten benötigt. Um diese Funktion erfüllen zu können, benötigt der Bootstrap-Kondensator Cb einen wesentlich höheren Kapazitätswert als der Pumpkondensator Cp. Einen Kapazitätswert, wie er für Cb erforderlich ist, kann man vernünftigerweise nicht monolithisch integrieren. Daher muß man als Bootstrap-Kondensator Cb einen externen Kondensator verwenden, der über eine zusätzliche Anschlußfläche B an die integrierte Treiberschal­ tung angeschlossen werden muß. Bei einer integrierten Schaltung, die mehrere hochpotentialseitige MOS-Treibertransistoren aufweist, wie eine Vollbrückenschaltung für einen mehrpoligen Schrittmotor, erfordert dieses Konzept einen Bootstrap-Kondensator und eine Anschlußfläche hierfür für jeden hochpotentialseitigen MOS-Transistor der integrierten Schaltung.

Besäße diese bekannte Schaltungsanordnung mit Ladungspumpe keinen Bootstrap-Kondensator, würde das Gate G des zu schaltenden MOS- Transistors M während der Zeiten, während welcher über den Steuer­ eingang SE ein Einschaltsteuerimpuls zugeführt wird, gänzlich aus der Ladungspumpe gespeist.

Entsprechend Gleichung (1) ergibt sich als mittlerer Strom, der von der Ladungspumpe geliefert werden muß,

Im = f.C.ΔU (3).

Die mit diesem Strom zu ladende Kapazität ist

C = C_GD + C_GS (4).

Da für C_GD der gesamte Spannungshub von 0 bis V_S + V_CP wirksam wird, für C_GS jedoch nur die Einschaltschwellenspannung V_th des Tran­ sistors M, kann man C_GS vernachlässigen. Das heißt, die von der La­ dungspumpe aufzuladende Kapazität ist

C ≈ C_GD (5).

Da die Ladungspumpe den gesamten Spannungshub

ΔU = V_S + V_CP (6)

zu bewältigen hat, ergibt sich nach Gleichung (3) ein entsprechend hoher mittlerer Ladungspumpenstrom.

Bei einer Schaltung mit erfindungsgemäßer Umschalteinrichtung braucht die Ladungspumpe eine Aufladung nur hinsichtlich des oberhalb V_S liegenden Teils des Spannungshubs von 0 bis V_S + V_CP zu bewerkstel­ ligen. Daher ist der Teil des Ladungshubs, für den die Ladungspumpe zuständig ist, nur

ΔU = V_CP (7).

Der mittlere Strom, den die Ladungspumpe im erfindungsgemäßen Fall liefern muß, ist daher beträchtlich geringer als im Fall der bekannten Schaltung gemäß Fig. 12. Dies führt, wie bereits erwähnt, dazu, daß man entweder einen kleineren Pumpkondensator mit entsprechend kleine­ rer Chipbelegungsfläche einsetzen kann oder daß man mit einem gleich großen Pumpkondensator eine Erhöhung der Einschaltgeschwindigkeit des zu schaltenden MOS-Transistors erreichen kann.

Die in den Fig. 1 und 2 gezeigten Ausführungsformen einer erfin­ dungsgemäßen Schaltung stimmen mit der in Fig. 12 gezeigten bekann­ ten Schaltung überein, was den zu schaltenden MOS-Transistor M, den Treiber DR, den Ausgangsanschluß OUT für eine zu schaltende Last und deren Verschaltung betrifft. Übereinstimmung kann auch hinsichtlich des Aufbaus der in den Fig. 1 und 2 nur als Blockschaltbild ange­ deuteten Ladungspumpe CP bestehen. Im Unterschied zu Fig. 12 weisen die Ausführungsformen in den Fig. 1 und 2 keinen Bootstrap-Kon­ densator Cb auf. Erfindungsgemäß ist ein Treibereingang DE des Trei­ bers DR macht direkt mit dem Ladungspumpenausgang K verbunden, wie im Fall der Fig. 12, sondern einerseits über einen ersten Schalter S1 mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß V_S und ande­ rerseits über einen zweiten Schalter S2 mit dem Ladungspumpenausgang K. Die Schaltzustände der beiden Schalter S1 und S2 werden mit Hilfe eines Komparators COMP1 gesteuert, und zwar gegenläufig, so daß dann, wenn einer dieser beiden Schalter S1 und S2 leitend gesteuert ist, der jeweils andere in seinen nichtleitenden Schaltzustand gesteuert ist. Der Komparator COMP1 ist hysteresebehaftet, um unerwünschtes Hin- und Herschalten im Bereich des Umschaltschwellenwertes, beispiels­ weise verursacht durch Rauschen, zu verhindern. Der Komparator COMP1 weist einen Meßeingang ME auf, der mit einem auf der Last­ seite des zu schaltenden Transistors M befindlichen Meßpunkt MP ver­ bunden ist, an dem das jeweilige Sourcepotential des Schalttransistors M meßbar ist. Ein Referenzeingang RE des Komparators COMP1 ist über eine Hilfsspannungsquelle V1 mit dem hochpotentialseitigen Versor­ gungsspannungsanschluß V_S verbunden, wobei ein negativer Anschluß der Hilfsspannungsquelle zu dem Referenzeingang RE weist.

Für die Hilfsspannung gilt die Bedingung

V1 < V_th (8).

Dies stellt sicher, daß beim Überschreiten des den Umschaltschwellen­ wert darstellenden Potentialwertes V_S-V1 am Meßpunkt MP die über den leitenden Schalter S1 und den Treiber DR an das Gate G des Tran­ sistors M gelieferte Spannung noch genügend groß ist, um M im Ein­ schaltzustand zu halten. Wäre diese Bedingung nicht erfüllt, würde M abschalten, bevor die Umschaltung des Gates von VS auf die Ladespan­ nung am Pumpspannungsausgang K erfolgt ist.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Hilfs­ spannung durch den Spannungsabfall über einer MOS-Diode, gebildet durch einen als Diode geschalteten MOS-Transistor, gebildet, wobei die MOS-Diode an den zu schaltenden Transistor M angepaßt ist, insbeson­ dere durch Anordnung auf dem selben Chip wie der zu schaltende MOS- Transistor, gleiche Dimensionierung wie dieser Transistor und durch Verwendung der selben Herstellungsschritte, damit sich beide hinsicht­ lich bestimmter Parameter, beispielsweise temperaturabhängiger Parame­ ter, gleich verhalten.

Bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform der Erfindung erfolgt die Steuerung der Schalter S1 und S2 nicht in Abhängigkeit von einem Meßwert sondern durch einen vorbestimmten Zeitplan, der mit der Anstiegsflanke eines Einschaltsteuerimpulses zum Einschalten des MOS- Transistors M in Gang gesetzt wird. Hierfür sind eine monostabile Kippschaltung MS1 und ein RS-Flipflop FF vorgesehen. Ein Schaltsteu­ ersignaleingang IN der Schaltung ist mit einem Triggereingang TE der monostabilen Kippschaltung MS1 direkt und über einen Inverter INV mit einem Setz-Eingang S des Flipflop FF verbunden. Ein Ausgang MA der monostabilen Kippschaltung MS1 ist mit einem Rücksetzeingang R von FF verbunden. Das Flipflop FF weist einen nichtinvertierenden Ausgang Q und einen invertierenden Ausgang QN auf. Über ersteren wird der Schaltzustand des ersten Schalters S1 gesteuert, während über zweiteren der Schaltzustand des zweiten Schalters S2 gesteuert wird.

Unter Zuhilfenahme der Fig. 3 bis 9 werden nun die Funktionswei­ sen der in den Fig. 1 und 2 gezeigten Ausführungsform der Erfin­ dung erläutert. Diese Fig. 3 bis 9 zeigen Spannungs- oder Signalver­ läufe an verschiedenen Schaltungsstellen in den Fig. 1 und 2 im zeitlichen Bereich des Einschaltens des Transistors M. Dabei zeigen im einzelnen:

Fig. 3 einen Einschaltimpuls des dem Eingang IN zugeführten Schalt­ steuersignals;

Fig. 4 einen von der monostabilen Kippschaltung MS1 erzeugten Verzö­ gerungsimpuls;

Fig. 5 eine infolge des Umschaltens der Schalter S1 und S2 stufenarti­ gen Potentialerhöhung der Spannung V_DE am Treibereingang DE;

Fig. 6 einen Verlauf der Gate-Spannung V_G am Steuergate des Schalt­ transistors M;

Fig. 7 einen Spannungsverlauf V_OUT am Ausgangsanschluß OUT der Schaltung;

Fig. 8 und 9 Schaltsteuerspannungen V_CA1 bzw. V_Q und V_CA2 bzw. V_QN zum Steuern der Schalter S1 und S2.

Zunächst sei die Funktionsweise der in Fig. 1 gezeigten Ausführungs­ form betrachtet.

Gemäß den Darstellungen in den Fig. 3 bis 9 wird angenommen, daß zu einem Zeitpunkt t0 das dem Eingang IN zugeführte Schaltsteuersignal V_IN einen niedrigen Potentialwert LOW aufweist. Der Schalttransistor M ist nichtleitend geschaltet, so daß sich der Ausgangsanschluß OUT und damit der Meßpunkt MP auf einem niedrigen Potential, beispielsweise von 0 V, befinden. Da sich die Spannung am Meßeingang ME des Kom­ parators COMP1 unterhalb des seinem Referenzeingang RE zugeführten Spannungswert V_S - V1 befindet, tritt an einem ersten Komparatoraus­ gang CA1 ein den ersten Schalter S1 leitend steuerndes hohes Potential auf, während an einem zweiten Komparatorausgang CA2 ein den zweiten Schalter S2 nichtleitend steuerndes niedriges Potential auftritt. Der Trei­ bereingang DE befindet sich daher auf V_S. Der Treiber DR wird wäh­ rend dieser Zeit aufgrund des niedrigen Potentials LOW von V_IN so ge­ steuert, daß er das Gate G des Schalttransistors M mit Massepotential GND verbindet.

Zum Zeitpunkt t1 weist V_IN eine Anstiegsflanke zu einem hohen Poten­ tialwert HIGH auf, um den Schalttransistor M in den leitenden Zustand zu steuern. Dieser Potentialwechsel von V_IN bewirkt, daß der Treiber das an seinem Eingang DE liegende Potential zum Gate G von M durch­ schaltet. Da S1 leitend und S2 nichtleitend gesteuert sind, gelangt V_S über DR zum Gate von M. Dies führt zu einer Aufladung der Gate- Kapazität mit einem Spannungsanstieg der in Fig. 6 gezeigten Art, was seinerseits einen Anstieg der Ausgangsspannung V_OUT der in Fig. 7 gezeigten Art nach sich zieht.

Zu einem Zeitpunkt t2 hat die am Meßpunkt ME gemessene Spannung V_OUT den Schwellenwert V_S - V1 erreicht, was ein Umschalten des Schaltersteuersignals V_CA1 von hohem auf niedrigen Potentialwert und ein Umschalten des Schaltersteuersignals V_CA2 von niedrigem auf hohen Potentialwert bewirkt. Als Folge davon werden S1 in den nichtleitenden und S2 in den leitenden Zustand umgeschaltet, so daß die am Treiber­ eingang DE auftretende Spannung von V_S auf V_S + V_CP umspringt (Fig. 5). Dies führt zu einer entsprechenden Fortsetzung der Aufladung der Gatekapazität von M bis zum Erreichen einer Gatespannung V_S + V_CP (Fig. 6) und zu einem weiteren Anstieg der Ausgangsspannung V_OUT bis auf etwa V_S.

Fällt das Schaltsteuersignal V_IN zum Zeitpunkt t3, dem Ende der Ein­ schaltphase des Schalttransistors M, auf den niedrigen Potentialwert LOW, wird das Gate G von M über den Treiber DR auf Masse GND geschaltet und damit die Gatekapazität praktisch schlagartig entladen. Dementsprechend gehen die Spannungen V_DE, V_G und V_S auf den Po­ tentialwert 0 zurück und schaltet der Komparator COMP1 in den Zu­ stand um, in welchem S1 leitend und S2 nichtleitend gesteuert sind.

Aufgrund der Abhängigkeit der Umschaltung des Komparators von dem am Meßpunkt MP gemessenen Spannungswert stellt sich diese Ausfüh­ rungsform der Erfindung auf die Gegebenheiten der jeweiligen prakti­ schen Realisierung einer solchen Schaltungsanordnung ein, unabhängig davon, ob solche Gegebenheiten bekannt sind oder nicht.

Es wird nun die Funktionsweise der in Fig. 2 gezeigten Ausführungs­ form betrachtet.

Es wird wieder angenommen, daß zum Zeitpunkt t0 das Schaltersteuer­ signal V_IN niedriges Potential LOW aufweist und daher der erste Schal­ ter S1 leitend und der zweite Schalter S2 nichtleitend gesteuert sind. Zum Zeitpunkt t1, zu welchem durch einen Potentialübergang von V_IN zum hohen Potential HIGH eine Einschaltphase des Schalttransistors M eingeleitet wird, wird die monostabile Kippschaltung MS1 zur Abgabe eines Verzögerungsimpulses T_MS1 (Fig. 4) getriggert. Zum Zeitpunkt t2 wird das Flipflop FF von der abfallenden Flanke des Verzögerungsim­ pulses T_MS1 rückgesetzt, wodurch die Spannung V_Q am Q-Ausgang des Flipflop FF von hohem auf niedriges Potential und die Ausgangsspan­ nung V_QN am Ausgang QN von FF von niedrigem Potential auf hohes Potential umspringt (Fig. 8 und 9). Als Folge davon werden S1 nichtleitend und S2 leitend gesteuert, in der gleichen Weise, wie es im Zusammenhang mit Fig. 1 bereits erläutert worden ist, mit den dort geschilderten Folgen dieser Umschaltung.

Zum Zeitpunkt t3 wird mittels der über den Inverter INV invertierten abfallenden Flanke des Schaltsteuersignals V_IN das Flipflop FF über seinen Setzeingang S erneut in den Zustand umgeschaltet, den es zum Zeitpunkt t0 innehatte. Das heißt, S1 wird wieder leitend und S2 wird wieder nichtleitend gesteuert.

Bei dieser Ausführungsform hängt der Zeitpunkt, zu welchem die Rück­ setzung des Flipflop FF erfolgt, einzig und allein von der Zeitkonstanten der monostabilen Kippschaltung MS1 ab. Daher müssen der Verlauf der Einschaltanstiegsflanke am Transistor M und hierfür dessen Gate-Kapa­ zität genau bekannt sein. Spannungsschwankungen von V_S kann man dadurch auffangen, daß man die Verzögerungszeitdauer der monostabilen Kippschaltung MS1 von V_S abhängig macht.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltung wird der Treiber DR des hoch­ potentialseitigten MOS-Schalttransistors (beispielsweise in Form eines DMOS-Transistors) von der Ladungspumpe nur mit Strom beliefert, während die Ausgangsspannung V_OUT höher ist als ein bestimmter Span­ nungswert, und zwar optimal, während

V_OUT < V_S - V_GS (9).

Während die Ausgangsspannung V_OUT unterhalb dieses Wertes liegt, wird der Treiber DR aus der Versorgungsspannung V_S des Chips ver­ sorgt.

Vernachlässigt man die Ladungsübertragung in die Gate-Kapazität (Be­ trieb bei niedrigen Frequenzen) und nimmt man ein Tastverhältnis von 50% des Schalttransistors M an, wird der Treiber während der Hälfte der Zeit aus der Ladungspumpe versorgt, was zu folgendem mittleren Strom führt:

I_slow = I₀/2 (10).

Zieht man die Ladungsübertragung von der Ladungspumpe zum Gate des zu schaltenden Transistors M in Betracht und geht man wieder von einem Tastverhältnis von 50% aus, kommt man zu folgendem mittleren Ladungspumpenstrom:

I_fast = C_GD.V_CP + I₀/2 (11).

Betrachtet man beispielsweise Schrittmotoranwendungen im Kraftfahr­ zeugbereich, ist die Versorgungsspannung V_S in Gleichung (1) etwa 14 V und beträgt die Ladungspumpenspannung der Gleichungen (1) und (11) etwa 7 V. Vergleicht man diese Gleichungen unter dem Gesichtspunkt, daß die Ladungspumpe abgetrennt ist, während die Aus­ gangsspannung niedriger ist als V_S - V_GS ist, kommt man zu einer Redu­ zierung der Belastung der Ladungspumpe um 33% bis 50% des aus Gleichung (1) entnehmbaren Wertes für eine herkömmliche Schaltungs­ anordnung ohne erfindungsgemäße Umschalteinrichtung.

Eine weitere Verbesserung kann man dadurch erreichen, daß man als Ladungspumpe CP eine frequenzmodulierte Ladungspumpe benutzt, die entweder gemäß Fig. 10 oder gemäß Fig. 11 ausgebildet sein kann.

Fig. 10 zeigt eine Ausführungsform einer frequenzmodulierten Ladungs­ pumpe einfacheren Aufbaus. Diese Ladungspumpe umfaßt in üblicher und bereits in Fig. 12 gezeigter Weise einen Pumpkondensator Cp, der über eine erste Diode D1 mit einem Versorgungsspannungsanschluß V_S und über eine zweite Diode D2 mit einem Pumpspannungsausgang ver­ bunden ist, der dem Schaltungsknoten K in Fig. 12 entspricht. Dabei sind beide Dioden D1 und D2 derart gepolt, daß ihre Kathoden zum Schaltungsknoten K und ihre Anoden zum Versorgungsspannungsan­ schluß VS gerichtet sind. Die von den Dioden D1 und D2 abliegende Elektrode des Pumpkondensators Cp ist mit dem Ausgang eines Ver­ stärkers AMP verbunden, dessen Eingang an den Ausgang eines span­ nungsgesteuerten Oszillators VCO angeschlossen ist. VCO besitzt einen Steuerspannungsanschluß SA und dieser ist mit dem Ausgang einer zweiten monostabilen Kippschaltung MS2 verbunden. Diese weist einen Frequenzsteueranschluß FA auf, der von einer nicht dargestellten Steuer­ schaltung ein Frequenzsteuersignal erhält.

Die Funktionsweise der in Fig. 10 gezeigten Ladungspumpe ist folgen­ dermaßen:
Im Ruhezustand, in welchem sich die zweite monostabile Kippschaltung MS2 in ihrem permanent stabilen Zustand befindet, tritt am Ausgang von MS2 ein Spannungswert auf, der den spannungsgesteuerten Oszilla­ tor VCO auf eine niedrige Frequenz, beispielsweise im Bereich von einigen Hundert KHz, steuert. Das Ausgangssignal von VCO wird mit­ tels des Verstärkers AMP verstärkt und auf den Pumpkondensator Cp wird eine Pumpimpulsfolge mit der niedrigen Frequenz gegeben, was zu einer relativ langsamen Aufladung der Ladungspumpe auf ihren Nenn­ spannungswert führt, bei relativ niedrigem Stromverbrauch der Ladungs­ pumpe.

Beim Auftreten von Ereignissen, die eine schnellere Aufladung der Ladungspumpe auf die Nennspannung erfordern, wie zum Zeitpunkt des Leitendschaltens des in den Fig. 1 und 2 gezeigten MOS-Transistors M, wird auf den Frequenzsteueranschluß FA von MS2 ein Frequenzum­ schaltimpuls gegeben, welcher die monostabile Kippschaltung MS2 für eine vorbestimmte Zeitdauer, die von der Zeitkonstanten von MS2 ab­ hängt, in ihren vorübergehend stabilen Zustand steuert. Während dieser Zeit befindet sich der Ausgang von MS2 auf einem Spannungswert, der den spannungsgesteuerten Oszillator VCO auf eine hohe Frequenz, beispielsweise im Bereich von einigen MHz, steuert. Als Folge dessen wird der Pumpkondensator Cp mit einer Pumpimpulsfolge hoher Fre­ quenz aufgeladen, was zu einem raschen Aufladen der Ladungspumpe auf ihren Nennspannungswert führt. Dadurch kann die Gate-Kapazität des MOS-Transistors M während des Einschaltvorgangs rasch aufge­ laden und damit ein Einschaltvorgang mit steiler Einschaltanstiegsflanke erreicht werden.

Nach der vorbestimmten Zeitdauer fällt die zweite monostabile Kipp­ schaltung MS2 in ihren permanent stabilen Zustand zurück, was eine Rückschaltung des Oszillators VCO auf seine niedrige Frequenz bewirkt und eine entsprechend langsame Aufladung der Ladungspumpe.

Bei Verwendung der in Fig. 10 gezeigten Ladungspumpe zum Unter­ stützen des Einschaltvorgangs eines MOS-Transistors ist ein relativ hoher Strom aus der Ladungspumpe nur während des Einschaltvorgangs erforderlich. Danach brauchen von der Ladungspumpe nur noch Leck­ stromverluste der Gate-Kapazität des geschalteten MOS-Transistors ausgeglichen zu werden, wozu die langsame Aufladung der Ladungs­ pumpe mit niedriger Pumpimpulsfrequenz ausreicht.

Da die in Fig. 10 gezeigte Ausführungsform aufgrund der Festlegung des Frequenzumschaltungszeitpunktes und der Frequenzumschaltzeitdauer durch den Zeitpunkt des Triggerns und die Zeitkonstante von MS2 starr ist, sollte sie nur dann eingesetzt werden, wenn die Gate-Kapazität des zu schaltenden MOS-Transistors gut bekannt ist und die Dauer der Ein­ schaltanstiegsflanke daher entsprechend gut abgeschätzt werden kann. Eine in bestimmter Weise dimensionierte Ausführungsform der in Fig. 10 gezeigten Ladungspumpe kann dann auch nur für eine solche Schal­ tung eingesetzt werden, für welche sie konzipiert ist.

Größere Flexibilität macht die in Fig. 11 gezeigte Ausführungsform einer frequenzmodulierten Ladungspumpe verfügbar. Diese Ausführungs­ form stimmt hinsichtlich des Pumpkondensators Cp, der Dioden D1, D2, des Verstärkers AMP und des spannungsgesteuerten Oszillators VCO mit der in Fig. 10 gezeigten Ausführungsform überein. Sie unter­ scheidet sich von Fig. 10 dadurch, daß sie anstelle von MS2 einen Kom­ parator COMP2 aufweist, der einen mit dem Schaltungsknoten K ver­ bundenen invertierenden Pumpspannungseingang PE und einen mit einer Referenzspannungsquelle Vref verbundenen, nicht invertierenden Refe­ renzspannungseingang RE aufweist. Ein Ausgang CA des Komparators COMP2 ist mit dem Steuerspannungsanschluß SA des spannungsgesteu­ erten Oszillators VCO verbunden.

Die in Fig. 11 gezeigte Ausführungsform arbeitet folgendermaßen:
Solange die am Schaltungsknoten K auftretende Pumpspannung über der Referenzspannung Vref liegt, gibt der Komparator COMP2 an den Steuerspannungsanschluß SA von VCO eine Frequenzsteuerspannung mit einem Spannungswert, der VCO in einen Zustand niedriger Oszillator­ frequenz steuert, mit entsprechend langsamer Aufladung des Pumpkon­ densators Cp und entsprechend langsamem Anstieg der Pumpspannung. Fällt die am Schaltungsknoten K auftretende Pumpspannung der La­ dungspumpe unter den Spannungswert der Referenzspannung Vref ab, schaltet der Komparator COMP2 um und liefert an den Steuerspannungs­ anschluß SA von VCO eine Frequenzsteuerspannung, welche eine hohe Oszillatorfrequenz von VCO bewirkt, was zu einer schnellen Aufladung von Cp führt und damit zu einem schnellen Anstieg der Pumpspannung am Schaltungsknoten K.

Diese Ausführungsform einer frequenzmodulierten Ladungspumpe be­ wirkt eine Regelung der von ihr abgegebenen Pumpspannung in Ab­ hängigkeit davon, ob die Pumpspannung ihren Sollwert aufweist oder darunter liegt. Daher braucht diese Ausführungsform kein Frequenz­ steuersignal, wie es dem Eingang FA von MS2 in Fig. 10 zugeführt werden muß. Wird mit der in Fig. 11 gezeigten Ladungspumpe bei­ spielsweise das Einschalten eines MOS-Transistors gesteuert, bricht die Pumpspannung am Schaltungsknoten K beim Versuch, die Gate-Kapa­ zität des einzuschaltenden MOS-Transistors aufzuladen, ein, was beim Unterschreiten der durch Vref definierten Eingreifschwelle zu einem Umschalten des Oszillators auf hohe Frequenz und damit zu einem raschen Ansteigen der Pumpspannung führt. Dieser Vorgang paßt sich aufgrund des Regelungscharakters der in Fig. 10 gezeigten Ladungs­ pumpe automatisch der jeweiligen Einschalteinstiegsflanke des verwende­ ten MOS-Transistors an, so daß diese Anstiegszeit der Einschaltflanke gar nicht bekannt zu sein braucht. Aufgrund dieser Anpassungsfähigkeit kann eine Ladungspumpe gemäß Fig. 11 auch für recht unterschiedliche MOS-Transistoren und damit aufgebaute Schaltungen verwendet werden.

In den Fig. 10 und 11 ist je ein Integrationskondensator Ci vorge­ sehen, mittels welchem die sich stufenformig änderende Spannung über dem Pumpkondensator Cp zu Glättungszwecken integriert wird. Am Schaltungsknoten K, und somit am Ladungspumpenausgang, steht dann eine geglättete Pumpspannung zur Verfügung.

Claims (20)

1. Elektrische Schaltung mit mindestens einem hochpotentialseitig angeordneten MOS-Schalttransistor (M) und mit einer dessen Ein­ schaltphase unterstützenden schaltbaren Ladungspumpe (CP), von deren Pumpspannungsausgang (K) eine über dem Potential der hochpotentialseitigen Versorgungsspannung liegende Pumpspannung (V_CP) abnehmbar ist, wobei ein Steuergate (G) des MOS-Schalttransistors (M) mittels einer steuerbaren Schaltereinrichtung (S1, S2) je nach dem, ob ein vorbestimmter Schwellenwert auf der Einschaltanstiegsflanke des MOS-Schalttransistors (M) überschritten ist oder nicht, mit einem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß (V_S) oder mit dem Pumpspannungsausgang (K) verbindbar ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, bei welcher das Steuergate (G) des MOS-Schalttransistors (M) über einen ersten steuerbaren Schalter (S1) mit dem hochpotentialseiti­ gen Versorgungsspannungsanschluß (V_S) und über einen zweiten steuerbaren Schalter (S2) mit dem Pumpspannungsausgang (K) verbindbar ist und die beiden Schalter (S1, S2) mittels einer Steu­ erschaltung (COMP1; MS1, FF) gegenläufig steuerbar sind, derart, daß das Steuergate (G) in Abhängigkeit davon, ob der vorbestimmte Schwellenwert auf der Einschaltanstiegsflanke des MOS-Schalttran­ sistors (M) überschritten ist oder nicht, entweder über den ersten Schalter (S1) mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungs­ anschluß (V_S) oder über den zweiten Schalter (S2) mit dem Pumpspannungsausgang (K) verbindbar ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei welcher der MOS-Schalttransistor (M) zwischen dem hochpoten­ tialseitigen Versorgungsspannungsanschluß (V_S) und einem Last­ anschluß (OUT) für eine mittels des MOS-Schalttransistors (M) zu schaltende Last (LOAD) angeordnet ist.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei welcher die Steuerschaltung mit einem ersten Komparator (COMP1) aufgebaut ist, aufweisend einen Meßwerteingang (ME), der mit einem auf der Lastanschlußseite des MOS-Schalttransistors (M) befindlichen Meßschaltungspunkt (MP) verbunden ist, einen mit einer Hilfsspannungsquelle (V1) verbundenen Referenzeingang (RE) und einen die Schaltzustände der beiden Schalter (S1, S2) steu­ ernden Komparatorausgang (CA1, CA2).

5. Schaltung nach 4, bei welcher die Hilfsspannungsquelle (V1) mit einem als Diode geschalteten MOS-Transistor aufgebaut ist, der vom selben Transi­ stortyp wie der zu schaltende MOS-Transistor (M) ist sowie auf dem selben Chip wie der zu schaltende MOS-Transistor (M) und mit den selben Herstellungsprozeß wie dieser hergestellt ist.

6. Schaltung nach Anspruch 4 oder 5, bei welcher der Spannungswert der Hilfsspannungsquelle (V1) grö­ ßer ist als die zum Einschalten des MOS-Schalttransistors (M) erfor­ derliche Gate-Source-Einschaltschwellenspannung (V_th).

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, bei welcher der Komparatorausgang einen invertierenden Ausgangs­ anschluß (CA1) und einen nicht-invertierenden Ausgangsanschluß (CA2) aufweist, die je mit einem Steueranschluß eines der beiden Schalter (S1, S2) verbunden sind.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, bei welcher der Komparatorausgang für beide Schalter (S1, S2) einen gemeinsamen Ausgangsanschluß bildet, der mit einem Steuer­ anschluß des einen der beiden Schalter direkt und mit einem Steuer­ anschluß des anderen der beiden Schalter über einen Inverter ver­ bunden ist.

9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
bei welcher die Steuerschaltung mit einer ersten monostabilen Kipp­ schaltung (MS1) und mit einem RS-Flipflop (FF) aufgebaut ist,
wobei die erste monostabile Kippschaltung (MS1) durch die An­ stiegsflanken von die Schaltzustände des MOS-Schalttransistors (M) steuernden Schaltsteuerimpulsen zur Abgabe von Verzögerungs­ impulsen vorbestimmter Verzögerungszeitdauer (T_MS1) triggerbar ist und das Flipflop (FF) durch die Abfallflanke des jeweiligen Verzög­ erungsimpulses setzbar und durch die nachfolgende Abfallflanke des jeweiligen Schaltsteuerimpulses (V_IN) rücksetzbar ist
und wobei der Steuereingang des ersten Schalters (S1) mit einem Q- Ausgang und der Steuereingang des zweiten Schalters (S2) mit einem QN-Ausgang des Flipflop (FF) verbunden ist.

10. Schaltung nach Anspruch 9, bei welcher ein Triggereingang (TE) der ersten monostabilen Kipp­ schaltung (MS1) direkt und ein Setzeingang (S) des Flipflop (FF) über einen Inverter (INV) mit einer Schaltsteuerimpulsquelle ver­ bunden sind und ein Rücksetzeingang (R) des Flipflop (FF) mit einem Verzögerungsimpulsausgang (MA) der ersten monostabilen Kippschaltung (MS1) verbunden ist.

11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, deren Ladungspumpe (CP) mittels einer periodischen Pumpimpuls­ folge aufladbar ist, deren Pulsfolgefrequenz auf unterschiedliche Frequenzwerte steuerbar ist.

12. Schaltung nach Anspruch 11, deren Ladungspumpe (CP) aufweist:
einen Pumpkondensator (Cp), der einen Endes mit einem Ausgang einer Pumpimpulsquelle für die Erzeugung der periodischen Pump­ impulsfolge sind anderen Endes einerseits über eine erste Diode (D 1) mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß (V_S) und andererseits über eine zweite Diode (D2) mit einem Pump­ spannungsausgang (K) der Ladungspumpe (CP) gekoppelt ist.

13. Schaltung nach Anspruch 11 oder 12, bei welcher die Pulsfolgefrequenz zwischen zwei Frequenzwerten umsteuerbar ist.

14. Schaltung nach Anspruch 13, bei welcher die Pulsfolgefrequenz zwischen einem niedrigen Fre­ quenzwert im KHz-Bereich und einem hohen Frequenzwert im MHz-Bereich umsteuerbar ist.

15. Schaltung nach einem der Ansprüche 11 bis 14, bei welcher die Pumpimpulsquelle einen spannungsgesteuerten Os­ zillator (VCO) mit einem Steuerspannungseingang (SA) aufweist und der Steuerspannungseingang (SA) mit dem Ausgang einer Steu­ erspannungsquelle gekoppelt ist, die zur Abgabe verschiedener Steuerspannungswerte steuerbar ist.

16. Schaltung nach Anspruch 15, bei welcher die Steuerspannungsquelle eine zweite monostabile Kippschaltung (MS2) aufweist, die einen mit einer Frequenzsteuer­ signalquelle verbundenen Kippschaltungseingang und einen mit dem Steuerspannungseingang (SA) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) verbundenen Kippschaltungsausgang besitzt und an ihrem Kippschaltungsausgang in ihrem dauerstabilen Zustand einen zu einer niedrigen Pulsfolgefrequenz führenden Spannungswert und in ihrem vorübergehend stabilen Zustand einen zu einer hohen Puls­ folgefrequenz führenden Spannungswert liefert.

17. Schaltung nach Anspruch 15, bei welcher die Steuerspannungsquelle mit einem zweiten Kom­ parator (COMP2) aufgebaut ist, der einen mit einer Referenzspan­ nungsquelle (Vref) verbundenen Sollwerteingang (REF), einen mit dem Pumpspannungsausgang (K) verbundenen Istwerteingang (PE) und einen mit dem Steuerspannungseingang (SA) des spannungs­ gesteuerten Oszillators (VCO) verbundenen Komparatorausgang (CA) aufweist und je nachdem, ob die Pumpspannung am Pump­ spannungsausgang (K) einen vorbestimmten Sollwert erreicht oder nicht, an seinem Komparatorausgang (CA) einen zu einer niedrigen Pulsfolgefrequenz oder einen zu einer hohen Pulsfolgefrequenz führenden Spannungswert liefert.

18. Schaltung nach einem der Ansprüche 11 bis 17, bei welcher eine Integrierkapazität (Ci) vorgesehen ist, welche die Ladespannung des Pumpkondensators (Cp) integriert und deren integrierte Ladespannung am Pumpspannungsausgang (K) als Pump­ spannung abnehmbar ist.

19. Schaltereinrichtung nach Anspruch 18, bei welcher die Integrierkapazität (Ci) der Ladungspumpe (CP) durch die Gate-Kapazität des MOS-Schalttransistors (M) gebildet ist.

20. Schaltereinrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 19, bei welcher das Steuergate (G) des MOS-Schalttransistors (M) mit dem Ausgang einer rechteckförmige Schaltsteuersignale liefernden Treiberschaltung (DR) verbunden ist und die zweite monostabile Kippschaltung (MS2) durch die Anstiegsflanken der Schaltsteuersignale in ihren vorübergehend stabilen Zustand steuer­ bar ist.