DE19635911C1 - High potential side MOS switching transistor and charge pump electric circuit - Google Patents

Abstract

The circuit has at least one high potential side MOS switching transistor (M) and a charge pump (CP). A pump voltage (Vcp) greater than the potential of the high potential side supply voltage is taken from the pump voltage output (K). A control device (G) of the MOS transistor (M) can be connected to a high potential side supply voltage terminal (Vs) or to the pump voltage output (K) according to whether a predetermined threshold value in the switch on rising edge of the transistor is exceeded or not. Preferably, the MOS transistor control device is connected to the supply voltage terminal via a first controllable switch and to the output voltage via a second controllable switch. The two switches are controlled in opposition by a control circuit.

Description

Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung mit mindestens einem hochpotentialseitig angeordneten MOS-Schalttransistor und mit einer dessen Einschaltphase unterstützenden Ladungspumpe, von deren Pump­ spannungsausgang eine über dem Potential der hochpotentialseitigen Versorgungsspannung liegende Pumpspannung abnehmbar ist.The invention relates to an electrical circuit with at least one high potential side MOS switching transistor and with a its switch-on phase supporting charge pump, from their pump voltage output one above the potential of the high potential side Pump voltage lying supply voltage is removable.

Hochpotentialseitige, also auf der hohen Potentialseite der Versorgungs­ spannung, angeordnete Treiberschalter in Form von MOS-Transistoren benötigen insbesondere dann, wenn es sich um DMOS-Transistoren (MOS-Transistoren mit Doppel-Diffusion) handelt, eine Ladungspumpe, um sie in einen Einschaltzustand mit niedrigem Spannungsabfall bringen zu können. Monolithisch integrierte Ladungspumpen benötigen eine Chipfläche, die von der erforderlichen Ladungsübertragungsrate ab­ hängt. Das heißt, je mehr Ladestrom eine Ladungspumpe liefern kön­ nen muß, um so mehr Chipfläche besetzt sie. Integrierte Ladungspum­ pen, die so viel Ladestrom liefern können, wie benötigt wird, um hoch­ potentialseitige MOS-Leistungstransistoren schnell zu schalten, würden einen wesentlichen Teil der gesamten Chipfläche benötigen. Denn um einen MOS-Leistungstransistor schnell in den leitenden Zustand zu trei­ ben, muß dessen Gate kurzfristig ein recht hoher Ladestrom zugeführt werden, der um Größenordnungen höher ist als derjenige Ladestrom, welcher erforderlich ist, um einen leitend geschalteten MOS-Transistor leitend zu halten, nachdem sein Gate einmal aufgeladen worden ist.High potential side, i.e. on the high potential side of the supply voltage, arranged driver switches in the form of MOS transistors need especially when it comes to DMOS transistors (MOS transistors with double diffusion), a charge pump, to bring them into a low voltage drop on state to be able to. Monolithically integrated charge pumps need one Chip area that depends on the required charge transfer rate hangs. That means the more charging current a charge pump can deliver the more chip area it occupies. Integrated charge pump pen that can deliver as much charging current as needed to get high to switch potential-side MOS power transistors quickly require a substantial part of the total chip area. Because um to quickly turn a MOS power transistor into the conductive state ben, its gate must be supplied with a very high charging current for a short time that are orders of magnitude higher than the charging current, which is required to have a conducting MOS transistor to keep conductive after its gate has been charged once.

Da sich Ladungspumpen, die derartige Ladeströme bereitstellen können, nicht vernünftig integrieren lassen, verwendet man herkömmlicherweise Zusatzladungsspeicher, insbesondere in Form von Bootstrap-Kondensato­ ren, in denen Ladung gespeichert wird, die während der Zeitpunkte hohen Ladungsstrombedarfs, nämlich während der Einschaltflanken, in ihnen gespeicherte Ladung an das Gate des zu schaltenden MOS-Transi­ stors liefern. Um diese Funktion erfüllen zu können, müssen Bootstrap- Kondensatoren derart hohe Kapazitätswerte haben, daß man sie nicht monolithisch integrieren kann. Bootstrap-Kondensatoren werden daher durch externe Kondensatoren gebildet, welche mit der integrierten Schal­ tung über eigene Anschlußflächen verbunden werden müssen. Dadurch erhöht sich nicht nur die Anzahl externer Schaltungskomponenten son­ dern auch die Anzahl der erforderlichen Anschlußbeine der integrierten Schaltung.Because charge pumps, which can provide such charging currents, not properly integrated, is traditionally used Additional charge storage, especially in the form of bootstrap condensate in which charge is stored during the times high charge current requirement, namely during the switch-on edges, in charge stored on them to the gate of the MOS transistor to be switched  deliver stors. To perform this function, bootstrap Capacitors have such high capacitance values that you cannot can integrate monolithically. Bootstrap capacitors are therefore formed by external capacitors, which with the integrated scarf tion must be connected via their own pads. Thereby not only does the number of external circuit components increase also the number of required connecting legs of the integrated Circuit.

Für langsam schaltende Schaltungen (mit relativ niedrigen Taktfrequen­ zen von einigen Hundert Hz) benutzt man normalerweise nur eine La­ dungspumpe. Kommt man zu höheren Schaltfrequenzen, ist der durch­ schnittliche Stromverbrauch der LadungspumpeFor slow switching circuits (with relatively low clock frequencies zen of a few hundred Hz) normally only one La is used dosing pump. If you come to higher switching frequencies, that's through Average electricity consumption of the charge pump

I = f.C_GD.(V_S +V_CP) + I₀ (1)I = fC _GD . (V _S + V _CP ) + I ₀ (1)

In dieser Formel bedeuten:
I mittlerer Versorgungsstrom der Ladungspumpe
f Schaltfrequenz des hochpotentialseitigen Treibers
C_GD = Gate-Drain-Kapazität des DMOS-Transistors
S = Versorgungsspannung der Schaltung
V_CP = Pumpspannung der Ladungspumpe
I₀ = Vorspannungsstrom des Treibers für den zu schaltenden hoch­ potentialseitigen DMOS-Transistor.In this formula:
I mean supply current of the charge pump
f Switching frequency of the high potential driver
C _GD = gate-drain capacitance of the DMOS transistor
S = supply voltage of the circuit
V _CP = pump voltage of the charge pump
I ₀ = bias current of the driver for the high potential side DMOS transistor to be switched.

Wie bereits erwähnt, wird für schnell schaltende Schaltungen gewöhnlich eine Bootstrap-Schaltung verwendet, um die Belastung der Ladungspumpe zu reduzieren. Die Ladung, die dem Gate des Transistors zugeführt werden muß, um ihn schnell einzuschalten, wird von der Bootstrap-Schaltung geliefert. Die Belastung der Ladungspumpe ist dabei reduziert auf den statischen Stromverbrauch der Treiberschaltung, näm­ lich
As already mentioned, a bootstrap circuit is usually used for fast switching circuits in order to reduce the load on the charge pump. The charge that must be applied to the gate of the transistor to turn it on quickly is provided by the bootstrap circuit. The load on the charge pump is reduced to the static power consumption of the driver circuit, namely

I = I₀ (2).I = I ₀ (2).

Mit der Erfindung wird eine elektrische Schaltung mit hochpotentialsei­ tig angeordnetem MOS-Schalttransistor und Ladepumpe verfügbar ge­ macht, welche ein schnelleres Schalten des Schalttransistors ermöglicht oder eine Reduzierung der Größe des Pumpkondensators der Ladungs­ pumpe und damit eine Reduzierung der von der Ladungspumpe belegten Chipfläche und hierfür keine externe Schaltungskomponente wie z. B. einen Bootstrap-Kondensator benötigt.With the invention, an electrical circuit with high potential arranged MOS switching transistor and charge pump available makes, which enables faster switching of the switching transistor or reducing the size of the charge pump capacitor pump and thus a reduction in the occupancy of the charge pump Chip area and no external circuit component such. B. needs a bootstrap capacitor.

Dies wird mit einer elektrischen Schaltung der in Anspruch 1 angegebe­ nen Art erreicht. Wefterbildungen dieser Schaltung sind in den ab­ hängigen Ansprüchen angegeben.This is specified with an electrical circuit in claim 1 achieved a kind. Wefterbildung this circuit are in the pending claims specified.

Der Erfindung liegt die Idee zugrunde, daß das Gate des zu schaltenden MOS-Transistors nicht permanent mit Ladung aus der Ladungspumpe gespeist zu werden braucht sondern daß hierfür die Versorgungsspan­ nungsquelle herangezogen werden kann, solange ein Spannungsschwel­ lenwert auf der Schaltflanke des zu schaltenden MOS-Transistors nicht überschritten ist, der unterhalb des Spannungswertes des hochpotential­ seitigen Versorgungsspannungsanschlusses liegt. Da bis zu diesem Schwellenwert das Gate des zu schaltenden Transistors aus der Ver­ sorgungsspannungsquelle gespeist wird, die Ladungspumpe somit nur für den Spannungsbereich über dem Schwellenwert zuständig ist, ist der Spannungshub, der von der Ladungspumpe besorgt werden muß, wesent­ lich geringer als im herkömmlichen Fall, bei dem die Ladungspumpe für den gesamten Spannungsbereich herangezogen wird.The invention is based on the idea that the gate of the to be switched MOS transistor not permanently with charge from the charge pump needs to be fed but for this the supply chip voltage source can be used as long as a voltage swell lenwert not on the switching edge of the MOS transistor to be switched is exceeded, which is below the voltage value of the high potential side supply voltage connection. Because up to this Threshold the gate of the transistor to be switched from the ver supply voltage source is fed, the charge pump only for the voltage range above the threshold is responsible Voltage swing that must be provided by the charge pump is essential Lich less than in the conventional case in which the charge pump is used for the entire voltage range.

Die schaltungsmäßige Umsetzung dieser Idee besteht erfindungsgemäß darin, daß das Steuergate des zu schaltenden MOS-Transistors mittels einer steuerbaren Schaltereinrichtung je nach dem, ob ein vorbestimmter Schwellenwert auf der Einschaltanstiegsflanke des MOS-Schalttransistors überschritten ist oder nicht, entweder mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß oder mit dem Pumpspannungsausgang der Ladungspumpe verbindbar ist. The circuit implementation of this idea is according to the invention in that the control gate of the MOS transistor to be switched by means of a controllable switch device depending on whether a predetermined Threshold value on the rising edge of the switching MOS transistor is exceeded or not, either with the high potential side Supply voltage connection or with the pump voltage output the charge pump is connectable.  

Der Schwellenwert, bei welchem eine Umschaltung des Steuergates von dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß zu dem Pump­ spannungsausgang der Ladungspumpe erfolgt, liegt um einen Betrag unterhalb des Spannungswertes des hochpotentialseitigen Versorgungs­ spannungsanschlusses, der größer ist als der Gate-Source-Einschalt­ spannungsschwellenwert des zu schaltenden MOS-Transistors, damit der MOS-Transistor während des Einschaltvorgangs nicht vor Erreichen des Schwellenwertes abschaltet, ab welchem die Ladungspumpe die Ver­ sorgung des Gates des MOS-Transistors übernimmt.The threshold at which the control gate switches from the high potential side supply voltage connection to the pump voltage output of the charge pump is an amount below the voltage value of the high potential supply voltage connection that is larger than the gate-source switch-on voltage threshold of the MOS transistor to be switched, so that MOS transistor during switch-on not before reaching the Threshold switches off, from which the charge pump ver takes care of the gate of the MOS transistor.

Da bei der erfindungsgemäßen Lösung die Ladungspumpe nur noch für den Spannungshub oberhalb des Schwellenwertes zuständig ist, reicht für den Pumpkondensator eine kleinere Kapazität aus als bei der herkömm­ lichen Lösung, bei welcher die Ladungspumpe für den gesamten Span­ nungsbereich zuständig ist, um die gleiche Einschaltgeschwindigkeit wie bei der herkömmlichen Lösung zu erzielen. Läßt man den Pumpkondensator so groß wie bei der herkömmlichen Lösung, erreicht man mit dem erfindungsgemäßen Konzept eine Erhöhung der Einschalt­ geschwindigkeit gegenüber der herkömmlichen Schaltungsanordnung. Läßt man bei der erfindungsgemäßen Schaltung die Größe des Pumpkon­ densators und die maximale Einschaltgeschwindigkeit wie bei der her­ kömmlichen Schaltung, kommt man bei der erfindungsgemäßen Schal­ tung mit einer geringeren Pulsfolgefrequenz der den Pumpkondensator aufladenden Pumpimpulsfolge aus, was zu einer entsprechenden Redu­ zierung der elektromagnetischen Störabstrahlung der Ladungspumpe führt.Since in the solution according to the invention the charge pump is only for the voltage swing above the threshold is responsible for the pump capacitor has a smaller capacitance than the conventional one solution, in which the charge pump for the entire span range is responsible for the same switch-on speed as to achieve with the conventional solution. If you leave that Pump capacitor as large as the conventional solution one increases the switch-on with the concept according to the invention speed compared to the conventional circuit arrangement. If you leave the size of the Pumpkon in the circuit according to the invention capacitors and the maximum switch-on speed as in the forth conventional circuit, one arrives at the scarf according to the invention device with a lower pulse repetition frequency of the pump capacitor charging pump pulse sequence, resulting in a corresponding Redu decoration of the electromagnetic interference radiation of the charge pump leads.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist das Steuergate des zu schaltenden MOS-Transistors über einen ersten steuerbaren Schalter mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß und über einen zweiten steuerbaren Schalter mit dem Pumpspannungsausgang der La­ dungspumpe verbindbar. Dabei sind diese beiden Schalter gegenläufig steuerbar, derart, daß das Steuergate je nach dem, ob der Schwellenwert auf der Einschaltanstiegsflanke des schaltenden MOS-Transistors über­ schritten ist oder nicht, entweder über den ersten Schalter mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß oder über den zweiten Schalter mit dem Pumpspannungsausgang verbunden wird. Ge­ genläufige Steuerung dieser beiden Schalter bedeutet, daß dann, wenn einer der beiden Schalter in seinen leitenden Schaltzustand gesteuert ist, der jeweils andere Schalter in seinen nichtleitenden Schaltzustand gesteu­ ert ist.In one embodiment of the invention, the control gate is too switching MOS transistor with a first controllable switch the high potential supply voltage connection and via a second controllable switch with the pump voltage output of the La dung pump connectable. These two switches are in opposite directions controllable, such that the control gate depending on whether the threshold on the switch-on rising edge of the switching MOS transistor  step or not, either via the first switch with the high potential side supply voltage connection or via the second switch is connected to the pump voltage output. Ge Smooth control of these two switches means that when one of the two switches is controlled in its conductive switching state, control the other switch in its non-conductive switching state is.

Bei einer Ausführungsform geringeren Schaltungsaufwands erfolgt die Steuerung der beiden Schalter mit Hilfe einer Kippschaltungsanordnung, welche im einen Schaltzustand den mit dem hochpotentialseitigen Ver­ sorgungsspannungsanschluß verbindenden Schalter leitend und den mit dem Ladungspumpenausgang verbindenden Schalter nichtleitend steuert und welche durch die Anstiegsflanke eines den MOS-Transistor leitend steuernden Schaltsteuerimpulses zur Erzeugung eines Verzögerungsim­ pulses vorbestimmter Verzögerungsdauer angeregt wird, unter Einfluß der Abfallflanke am Ende des Verzögerungsimpulses die beiden Schalter je in ihren anderen Schaltzustand um steuert und in Abhängigkeit von der abfallenden Flanke am Ende des Einschaltsteuerimpulses die beiden Schalter wieder in ihre vormaligen Schaltzustände zurücksteuert. Vor dem Auftreten des Verzögerungsimpulses und während dessen Verzö­ gerungszeitdauer sind der mit dem hochpotentialseitigen Versorgungs­ spannungsanschluß verbundene Schalter leitend und der mit dem Pump­ spannungsausgang verbundene Schalter nichtleitend geschaltet, während vom Ende des Verzögerungsimpulses bis zum Ende des Einschaltsteuer­ impulses der mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsan­ schluß verbundene Schalter nichtleitend und der mit dem Pumpspan­ nungsausgang verbundene Schalter leitend gesteuert sind.In one embodiment, less circuitry is required Control of the two switches using a toggle switch arrangement, which in a switching state with the high potential side Ver Supply voltage connection connecting switch conductive and with controls the switch connecting the charge pump output in a non-conductive manner and which conducts through the rising edge of a MOS transistor controlling switching control pulse to generate a delay im pulses of predetermined delay duration is influenced the falling edge at the end of the delay pulse the two switches each in their other switching state controls and depending on the falling edge at the end of the switch-on control pulse the two Switches back to their previous switching states. In front the occurrence of the delay pulse and during its delay The supply period is the one with the high potential supply Switch connected to the voltage connection and the switch connected to the pump Switch connected to voltage output switched non-conductive while from the end of the delay pulse to the end of the switch-on control impulses with the high potential supply voltage supply finally connected switch non-conductive and the with the pump chip voltage output connected switches are controlled.

Diese Ausführungsform der Erfindung eignet sich dann, wenn die Gate- Kapazität des zu schaltenden MOS-Transistors und der Verlauf der Einschaltanstiegsflanke genügend genau bekannt sind. Die Verzögerungszeitdauer des Verzögerungsimpulses wird dabei so bemes­ sen, daß an dessen Ende der Schwellenwert auf der Einschaltanstiegs­ flanke erreicht ist. Die Umschaltung der Schaltereinrichtung beim Errei­ chen dieses Schwellenwertes wird bei dieser Ausführungsform somit nur indirekt gesteuert, nämlich über die Dauer des Verzögerungsimpulses.This embodiment of the invention is suitable when the gate Capacity of the MOS transistor to be switched and the course of the Switch-on rising edge are known with sufficient accuracy. The The delay time of the delay pulse is calculated in this way sen that at the end of it the threshold on the turn-on rise  flank is reached. Switching the switch device when Errei This threshold value is only used in this embodiment indirectly controlled, namely over the duration of the delay pulse.

Bei einer aufwendigeren Ausführungsform der Erfindung erfolgt die Umschaltung der Schaltereinrichtung in Abhängigkeit von dem Erreichen des Schwellenwertes mittels eines Komparators, mit dessen Hilfe der Spannungsanstieg während der Einschaltanstiegsflanke des MOS-Transi­ stors gemessen und mit einer den Schwellenwert bestimmenden Hilfs­ spannung verglichen wird. Die Hilfsspannungsquelle ist derart zwischen einen Referenzeingang des Komparators und den hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß geschaltet, daß am Referenzeingang als schwellenwertbestimmende Referenzspannung die um den Betrag der Hilfsspannung reduzierte hochpotentialseitige Versorgungsspannung wirksam wird. Sobald der gemessene Spannungswert den so gebildeten Referenzspannungswert erreicht, gibt der Komparator an seinem Aus­ gang ein Schaltersteuersignal ab, welches die Schaltereinrichtung um­ steuert. Dabei wird die Schaltereinrichtung vom Komparator derart gesteuert, daß der mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungs­ anschluß verbundene Schalter leitend und der mit dem Pumpspannungs­ ausgang verbundene Schalter nichtleitend gesteuert sind, solange der gemessene Spannungswert unter dem durch die Referenzspannung gebil­ deten Schwellenwert liegt, und daß der mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß verbundene Schalter und der mit dem Pumpspannungsausgang verbundene Schalter leitend gesteuert sind, solange der gemessene Spannungswert über dem Schwellenwert liegt.In a more complex embodiment of the invention, the Switching of the switch device depending on the reaching the threshold value by means of a comparator, with the aid of which the Voltage rise during the switch-on rising edge of the MOS Transi measured and with an auxiliary determining the threshold value voltage is compared. The auxiliary voltage source is between a reference input of the comparator and the high potential side Supply voltage connection switched that at the reference input as reference voltage determining the threshold value by the amount of Auxiliary voltage reduced high potential supply voltage takes effect. As soon as the measured voltage value is the resultant When the reference voltage value is reached, the comparator outputs it at its output a switch control signal from which the switch device controls. The comparator switches the switch device in this way controlled that with the high potential side supply voltage Connection connected switch conductive and the pump voltage output connected switches are controlled non-conducting, as long as the measured voltage value below that given by the reference voltage Deteten threshold is, and that with the high potential side Supply voltage connection connected switch and the with the Switches connected to the pump voltage output are conductively controlled, as long as the measured voltage value is above the threshold.

Da letztere Ausführungsform sich an den Istverhältnissen orientiert, kann sie zu genaueren Ergebnissen führen als die erstgenannte Ausführungs­ form. Da ihre Umschaltsteuerung auf Messungen beruht, hängt ihre Wirksamkeit nicht von einer Kenntnis von Schaltungsparametern wie der Gate-Kapazität und dem Verlauf der Einschaltanstiegsflanke ab und werden auch Änderungen solcher Größen, beispielsweise in Folge von Temperatureinflüssen, Herstellungstoleranzen für die Bauelemente usw., nicht beeinträchtigt.Since the latter embodiment is based on the actual conditions, can they lead to more precise results than the first-mentioned embodiment form. Since their switching control is based on measurements, theirs depends Effectiveness does not depend on knowledge of circuit parameters like that Gate capacity and the course of the switch-on rising edge from time to time are also changes of such sizes, for example as a result of  Temperature influences, manufacturing tolerances for the components etc., not affected.

Bei einer ganz besonders bevorzugten Ausführungsform der erfindungs­ gemäßen Schaltung wird eine frequenzmodulierte Ladungspumpe ver­ wendet, wie sie ausführlicher in der gleichzeitig eingereichten Patentan­ meldung der gleichen Anmelderin mit dem Titel "Elektrische Ladungs­ pumpe" (Anwaltsaktenzeichen: K 42 527/6) näher beschrieben und erläutert ist. Der Inhalt dieser gleichzeitig eingereichten Anmeldung wird hiermit durch Bezugnahme gänzlich in die Offenbarung der vorliegenden Anmeldung mit einbezogen. Diese Ladungspumpe besitzt einen Pump­ impulsoszillator, der auf die Abgabe unterschiedlicher Pumpimpulsfre­ quenzen steuerbar ist. Außerhalb der zeitlichen Bereiche des Auftretens von Einschaltanstiegsflanken ist der Oszillator auf die Abgabe einer niedrigen Pumpimpulsfrequenz, beispielsweise im Bereich von einigen KHz, gesteuert, während er im zeitlichen Bereich während des Auftre­ tens von Einschaltanstiegsflanken auf die Abgabe einer hohen Pump­ impulsfrequenz, beispielsweise im Bereich von einigen MHz, steuerbar ist. Eine hohe Pumpimpulsfrequenz führt zu einem schnellen Auf- oder Nachladen des Pumpkondensators. Während des Auftretens der Ein­ schaltanstiegsflanken, während welcher dem Gate des einzuschaltenden MOS-Transistors ein hoher Pumpladungsstrom zugeführt werden muß, um ein schnelles Einschalten zu erreichen, besitzt diese frequenzmodu­ lierte Ladungspumpe daher eine hohe Ladungspumpleistung. Während der restlichen Zeiten, also außerhalb des Auftretens der Einschaltan­ stiegsflanken, während welcher die Ladungspumpe nur Leckströme auszugleichen braucht, reicht die niedrige Pumpladungsleistung aus, auf welche diese Ladungspumpe während der niedrigen Pumpimpulsfrequenz begrenzt ist. Aufgrund dieser Frequenzumschaltung der frequenzmodu­ lierten Ladungspumpe ist sie zwar ohne Hilfsmittel wie eine Bootstrap- Schaltung dazu in der Lage, die während der Einschaltanstiegsflanken benötigte hohe Ladungsmenge zu liefern, sind ihr mittlerer Stromver­ brauch und ihre elektromagnetische Störabstrahlung aber dennoch kaum höher als bei einer Ladungspumpe, die ausschließlich mit niedriger Pumpimpulsfrequenz betrieben wird.In a very particularly preferred embodiment of the Invention according to the circuit, a frequency-modulated charge pump is used applies as detailed in the simultaneously filed patent application registration of the same applicant with the title "Electric charge pump "(attorney file number: K 42 527/6) and is explained. The content of this simultaneously filed application will hereby fully incorporated by reference into the disclosure of the present Registration included. This charge pump has a pump pulse oscillator, which relies on the delivery of different pump pulses sequences is controllable. Outside the time range of occurrence of switch-on rising edges is the oscillator on delivery of a low pump pulse frequency, for example in the range of a few KHz, controlled while in the temporal range during the performance at least from switch-on rising edges to the delivery of a high pump pulse frequency, for example in the range of a few MHz, controllable is. A high pump pulse frequency leads to a rapid up or down Reload the pump capacitor. During the appearance of the one switching rising edges during which the gate of the to be switched on MOS transistor a high pump charge current must be supplied To achieve a quick switch-on, this has modul The charge pump therefore has a high charge pump capacity. While the remaining times, i.e. outside the occurrence of the switch-on rising edges during which the charge pump only leaks needs to compensate, the low pumping load is sufficient which this charge pump during the low pump pulse frequency is limited. Due to this frequency switching of the frequency mod charge pump without tools like a bootstrap Circuit capable of doing so during the power-up rising edges Delivering the high amount of charge required is their average power consumption need and their electromagnetic interference radiation, however, hardly  higher than with a charge pump that only with lower Pump pulse frequency is operated.

Die Kombination der erfindungsgemäßen Schaltung mit schwellenwert­ abhängig gesteuerter Umschalteinrichtung mit der frequenzmodulierten Ladungspumpe führt zu besonders guten Ergebnissen hinsichtlich geringem mittleren Stromverbrauch der Ladungspumpe, geringerer elektromagnetischer Störabstrahlung, geringem Chipflächenbedarf für die Ladungspumpe und der Erzielung schneller Transistor-Einschaltvor­ gänge.The combination of the circuit according to the invention with a threshold depending controlled switching device with the frequency modulated Charge pump leads to particularly good results in terms of low average power consumption of the charge pump, lower electromagnetic interference, small chip area requirements for the Charge pump and achieving fast transistor switch-on gears.

Ausführungsformen erfindungsgemäßer Schaltungen mit dieser Kom­ bination von Umschalteinrichtung und frequenzmodulierter Ladungs­ pumpe sind in den Ansprüchen 11 bis 20 angegeben.Embodiments of circuits according to the invention with this com combination of switching device and frequency-modulated charge pumps are specified in claims 11 to 20.

Die Erfindung sowie weitere Aufgaben und Vorteilsaspekte der Erfin­ dung werden nun anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:The invention, as well as other objects and advantageous aspects of the invention tion will now be explained in more detail using embodiments. In the Drawings show:

Fig. 1 eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schal­ tung; Fig. 1 shows a first embodiment of a scarf device according to the invention;

Fig. 2 eine zweite Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schal­ tung; Fig. 2 shows a second embodiment of a scarf device according to the invention;

Fig. 3 bis 9 Signal- und Spannungsverläufe im Zusammenhang mit den in den Fig. 1 und 2 gezeigten Ausführungsformen der Erfin­ dung; Fig. 3 to 9 signal and voltage waveforms in connection with the embodiments of the inven tion shown in Figures 1 and 2.

Fig. 10 eine erste Ausführungsform einer frequenzmodulierten La­ dungspumpe für die erfindungsgemäße Schaltung; Fig. 10 shows a first embodiment of a frequency-modulated charge pump for the circuit according to the invention;

Fig. 11 eine zweite Ausführungsform einer frequenzmodulierten La­ dungspumpe für die erfindungsgemäße Schaltung; und Fig. 11 shows a second embodiment of a frequency-modulated La dung pump for the inventive circuit; and

Fig. 12 ein Beispiel einer Schaltungsanordnung mit herkömmlicher Ladungspumpe und Bootstrap-Kondensator. Fig. 12 shows an example of a circuit arrangement with a conventional charge pump and bootstrap capacitor.

Die in Fig. 12 gezeigte herkömmliche Schaltung enthält einen N-Kanal- MOS-Schalttransistor M, der zwischen einen hochpotentialseitigen Span­ nungsversorgungsanschluß V_S einer Versorgungsspannungsquelle und einen Ausgangsanschluß OUT geschaltet ist und zum Schalten einer zwischen OUT und einen Masseanschluß GND geschaltete Last LOAD dient. Ein Gateanschluß G des MOS-Transistors M ist an den Ausgang einer Treiberstufe DR angeschlossen, der über einen Steuereingang SE ein digitales Treibersteuersignal zugeführt wird. Die Treiberstufe DR befindet sich zwischen einem Schaltungsknoten K und einem Massean­ schluß GND und schaltet das Gate G des MOS-Transistors M in Ab­ hängigkeit von dem jeweiligen Potentialwert des digitalen Treibersteuer­ signals auf das Potential des Schaltungsknotens K oder auf das Massepo­ tential des Masseanschlusses GND. Der Schaltungsknoten K bildet den Pumpspannungsausgang einer Ladungspumpe, die einen Pumpkondensator Cp aufweist, dessen einer Elektrode eine Rechteck-Pumpimpulsfolge zugeführt wird und dessen andere Elektrode einerseits über eine erste Diode D1 mit dem Versorgungsspannungsanschluß V_S und andererseits über eine zweite Diode D2 mit dem Schaltungsknoten K verbunden ist. Zwischen K und V_S befinden sich in Reihenschaltung eine dritte Diode D3 und eine vierte Diode D4. Die Kathoden aller vier Dioden D1 bis D4 weisen zum Schaltungsknoten A. Zwischen einem Verbindungspunkt P zwischen den beiden Dioden D3 und D4 und OUT befindet sich ein Bootstrap-Kondensator Cb.The conventional circuit shown in Fig. 12 includes an N-channel MOS switching transistor M which is connected between a high potential side voltage supply terminal V _{S of} a supply voltage source and an output terminal OUT and serves to switch a load LOAD connected between OUT and a ground terminal GND. A gate terminal G of the MOS transistor M is connected to the output of a driver stage DR, to which a digital driver control signal is supplied via a control input SE. The driver stage DR is located between a circuit node K and a ground connection GND and switches the gate G of the MOS transistor M in dependence on the respective potential value of the digital driver control signal to the potential of the circuit node K or to the ground potential of the ground connection GND. The circuit node K forms the pump voltage output of a charge pump, which has a pump capacitor Cp, one electrode of which is supplied with a rectangular pump pulse sequence and the other electrode of which is connected to the supply voltage terminal V _S via a first diode D1 and to the circuit node K via a second diode D2 connected is. A third diode D3 and a fourth diode D4 are connected in series between K and V _S. The cathodes of all four diodes D1 to D4 point to the circuit node A. A bootstrap capacitor Cb is located between a connection point P between the two diodes D3 and D4 and OUT.

Um möglichst schnell auf die gewünschte Pumpspannung aufladbar zu sein, weist der Pumpkondensator Cp einen relativ kleinen Kapazitätswert auf. Dies macht ihn zwar monolithisch integrierbar, führt aber dazu, daß die Ladungspumpe keinen ausreichenden Ladestrom an das Gate G des Transistors M liefern kann, um diesen schnell in den leitenden Zustand zu schalten. Zur Überwindung dieses Problems ist der Bootstrap-Kon­ densator Cb vorgesehen, der außerhalb der Einschaltflanken des Tran­ sistors M über die Diode D4 von dem Versorgungsspannungsanschluß V_S aus aufgeladen wird und der zu den Zeitpunkten der Einschaltflanken von M die in ihm gespeicherte Ladung über die Diode D2 an das Gate G von M liefert und somit die hohe Ladung zur Verfügung stellt, die das Gate G des Transistors M zum schnellen Einschalten benötigt. Um diese Funktion erfüllen zu können, benötigt der Bootstrap-Kondensator Cb einen wesentlich höheren Kapazitätswert als der Pumpkondensator Cp. Einen Kapazitätswert, wie er für Cb erforderlich ist, kann man vernünftigerweise nicht monolithisch integrieren. Daher muß man als Bootstrap-Kondensator Cb einen externen Kondensator verwenden, der über eine zusätzliche Anschlußfläche B an die integrierte Treiberschal­ tung angeschlossen werden muß. Bei einer integrierten Schaltung, die mehrere hochpotentialseitige MOS-Treibertransistoren aufweist, wie eine Vollbrückenschaltung für einen mehrpoligen Schrittmotor, erfordert dieses Konzept einen Bootstrap-Kondensator und eine Anschlußfläche hierfür für jeden hochpotentialseitigen MOS-Transistor der integrierten Schaltung.In order to be able to be charged to the desired pump voltage as quickly as possible, the pump capacitor Cp has a relatively small capacitance value. Although this makes it monolithically integrable, it leads to the charge pump not being able to supply a sufficient charging current to the gate G of the transistor M in order to quickly switch it into the conductive state. To overcome this problem, the bootstrap capacitor Cb is provided, which is charged outside the switch-on edges of the transistor M via the diode D4 from the supply voltage connection V _S and which, at the times of the switch-on edges of M, stores the charge stored in it via the diode D2 supplies to the gate G of M and thus provides the high charge that the gate G of the transistor M needs for fast switching on. In order to be able to fulfill this function, the bootstrap capacitor Cb requires a significantly higher capacitance value than the pump capacitor Cp. A capacity value, as required for Cb, cannot reasonably be integrated monolithically. Therefore, you have to use an external capacitor as the bootstrap capacitor Cb, which must be connected to the integrated driver circuit via an additional pad B. In the case of an integrated circuit which has a plurality of high-potential-side MOS driver transistors, such as a full-bridge circuit for a multipole stepper motor, this concept requires a bootstrap capacitor and a connection area therefor for each high-potential-side MOS transistor of the integrated circuit.

Besäße diese bekannte Schaltungsanordnung mit Ladungspumpe keinen Bootstrap-Kondensator, würde das Gate G des zu schaltenden MOS- Transistors M während der Zeiten, während welcher über den Steuer­ eingang SE ein Einschaltsteuerimpuls zugeführt wird, gänzlich aus der Ladungspumpe gespeist.Do not have this known circuit arrangement with charge pump Bootstrap capacitor, the gate G of the MOS to be switched Transistor M during the times during which the control input SE is supplied with a switch-on control pulse, entirely from the Charge pump fed.

Entsprechend Gleichung (1) ergibt sich als mittlerer Strom, der von der Ladungspumpe geliefert werden muß,According to equation (1), the average current is that of Charge pump must be delivered

Im = f.C.ΔU (3).Im = f.C.ΔU (3).

Die mit diesem Strom zu ladende Kapazität istThe capacity to be charged with this current is

C = C_GD + C_GS (4).C = C _GD + C _GS (4).

Da für C_GD der gesamte Spannungshub von 0 bis V_S + V_CP wirksam wird, für C_GS jedoch nur die Einschaltschwellenspannung V_th des Tran­ sistors M, kann man C_GS vernachlässigen. Das heißt, die von der La­ dungspumpe aufzuladende Kapazität istSince for C _GD of the entire voltage swing from 0 to V _S + V _CP effective for C _GS but only the turn-on threshold V _th of the M Tran sistors, one can neglect C _GS. That is, the capacity to be charged by the charge pump

C ≈ C_GD (5).C ≈ C _GD (5).

Da die Ladungspumpe den gesamten SpannungshubSince the charge pump covers the entire voltage swing

ΔU = V_S + V_CP (6)ΔU = V _S + V _CP (6)

zu bewältigen hat, ergibt sich nach Gleichung (3) ein entsprechend hoher mittlerer Ladungspumpenstrom.has to be mastered, equation (3) gives a correspondingly high one average charge pump current.

Bei einer Schaltung mit erfindungsgemäßer Umschalteinrichtung braucht die Ladungspumpe eine Aufladung nur hinsichtlich des oberhalb V_S liegenden Teils des Spannungshubs von 0 bis V_S + V_CP zu bewerkstel­ ligen. Daher ist der Teil des Ladungshubs, für den die Ladungspumpe zuständig ist, nurIn a circuit with a changeover device according to the invention, the charge pump only needs to be charged with regard to the part of the voltage swing from 0 to V _S + V _CP which lies above V _S. Therefore, the part of the charge stroke for which the charge pump is responsible is only

ΔU = V_CP (7).ΔU = V _CP (7).

Der mittlere Strom, den die Ladungspumpe im erfindungsgemäßen Fall liefern muß, ist daher beträchtlich geringer als im Fall der bekannten Schaltung gemäß Fig. 12. Dies führt, wie bereits erwähnt, dazu, daß man entweder einen kleineren Pumpkondensator mit entsprechend kleine­ rer Chipbelegungsfläche einsetzen kann oder daß man mit einem gleich großen Pumpkondensator eine Erhöhung der Einschaltgeschwindigkeit des zu schaltenden MOS-Transistors erreichen kann.The average current that the charge pump has to deliver in the case according to the invention is therefore considerably lower than in the case of the known circuit according to FIG. 12. As already mentioned, this means that either a smaller pump capacitor with a correspondingly smaller chip occupation area can be used or that one can achieve an increase in the switch-on speed of the MOS transistor to be switched with a pump capacitor of the same size.

Die in den Fig. 1 und 2 gezeigten Ausführungsformen einer erfin­ dungsgemäßen Schaltung stimmen mit der in Fig. 12 gezeigten bekann­ ten Schaltung überein, was den zu schaltenden MOS-Transistor M, den Treiber DR, den Ausgangsanschluß OUT für eine zu schaltende Last und deren Verschaltung betrifft. Übereinstimmung kann auch hinsichtlich des Aufbaus der in den Fig. 1 und 2 nur als Blockschaltbild ange­ deuteten Ladungspumpe CP bestehen. Im Unterschied zu Fig. 12 weisen die Ausführungsformen in den Fig. 1 und 2 keinen Bootstrap-Kon­ densator Cb auf. Erfindungsgemäß ist ein Treibereingang DE des Trei­ bers DR macht direkt mit dem Ladungspumpenausgang K verbunden, wie im Fall der Fig. 12, sondern einerseits über einen ersten Schalter S1 mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß V_S und ande­ rerseits über einen zweiten Schalter S2 mit dem Ladungspumpenausgang K. Die Schaltzustände der beiden Schalter S1 und S2 werden mit Hilfe eines Komparators COMP1 gesteuert, und zwar gegenläufig, so daß dann, wenn einer dieser beiden Schalter S1 und S2 leitend gesteuert ist, der jeweils andere in seinen nichtleitenden Schaltzustand gesteuert ist. Der Komparator COMP1 ist hysteresebehaftet, um unerwünschtes Hin- und Herschalten im Bereich des Umschaltschwellenwertes, beispiels­ weise verursacht durch Rauschen, zu verhindern. Der Komparator COMP1 weist einen Meßeingang ME auf, der mit einem auf der Last­ seite des zu schaltenden Transistors M befindlichen Meßpunkt MP ver­ bunden ist, an dem das jeweilige Sourcepotential des Schalttransistors M meßbar ist. Ein Referenzeingang RE des Komparators COMP1 ist über eine Hilfsspannungsquelle V1 mit dem hochpotentialseitigen Versor­ gungsspannungsanschluß V_S verbunden, wobei ein negativer Anschluß der Hilfsspannungsquelle zu dem Referenzeingang RE weist. The embodiments shown in FIGS . 1 and 2 of a circuit according to the invention correspond to the known circuit shown in FIG. 12, which corresponds to the MOS transistor M to be switched, the driver DR, the output terminal OUT for a load to be switched and their Interconnection concerns. Agreement can also exist with regard to the structure of the charge pump CP indicated in FIGS. 1 and 2 only as a block diagram. In contrast to FIG. 12, the embodiments in FIGS . 1 and 2 do not have a bootstrap capacitor Cb. According to the invention, a driver input DE of the driver DR makes directly connected to the charge pump output K, as in the case of FIG. 12, but on the one hand via a first switch S1 with the high-potential supply voltage connection V _S and on the other hand via a second switch S2 with the charge pump output K. The switching states of the two switches S1 and S2 are controlled with the aid of a comparator COMP1, in opposite directions, so that when one of these two switches S1 and S2 is controlled to be conductive, the other is controlled in its non-conductive switching state. The comparator COMP1 is subject to hysteresis in order to prevent undesired switching back and forth in the range of the switching threshold value, for example caused by noise. The comparator COMP1 has a measuring input ME, which is connected to a measuring point MP located on the load side of the transistor M to be switched, at which the respective source potential of the switching transistor M can be measured. A reference input RE of the comparator COMP1 is connected via an auxiliary voltage source V1 to the high-potential supply voltage connection V _S , a negative connection of the auxiliary voltage source pointing to the reference input RE.

Für die Hilfsspannung gilt die BedingungThe condition applies to the auxiliary voltage

V1 < V_th (8).V1 <V _th (8).

Dies stellt sicher, daß beim Überschreiten des den Umschaltschwellen­ wert darstellenden Potentialwertes V_S-V1 am Meßpunkt MP die über den leitenden Schalter S1 und den Treiber DR an das Gate G des Tran­ sistors M gelieferte Spannung noch genügend groß ist, um M im Ein­ schaltzustand zu halten. Wäre diese Bedingung nicht erfüllt, würde M abschalten, bevor die Umschaltung des Gates von VS auf die Ladespan­ nung am Pumpspannungsausgang K erfolgt ist.This ensures that when the potential value V _S -V1 representing the switching threshold value is exceeded at the measuring point MP, the voltage supplied via the conductive switch S1 and the driver DR to the gate G of the transistor M is still large enough to be M in the on state to keep. If this condition were not met, M would switch off before the gate was switched from VS to the charging voltage at the pump voltage output K.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Hilfs­ spannung durch den Spannungsabfall über einer MOS-Diode, gebildet durch einen als Diode geschalteten MOS-Transistor, gebildet, wobei die MOS-Diode an den zu schaltenden Transistor M angepaßt ist, insbeson­ dere durch Anordnung auf dem selben Chip wie der zu schaltende MOS- Transistor, gleiche Dimensionierung wie dieser Transistor und durch Verwendung der selben Herstellungsschritte, damit sich beide hinsicht­ lich bestimmter Parameter, beispielsweise temperaturabhängiger Parame­ ter, gleich verhalten.In a preferred embodiment of the invention, the auxiliary voltage formed by the voltage drop across a MOS diode formed by a MOS transistor connected as a diode, the MOS diode is adapted to the transistor M to be switched, in particular by arrangement on the same chip as the MOS to be switched Transistor, same dimensioning as this transistor and through Using the same manufacturing steps so that both look at one another Lich certain parameters, for example temperature-dependent parameters ter, behave the same.

Bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform der Erfindung erfolgt die Steuerung der Schalter S1 und S2 nicht in Abhängigkeit von einem Meßwert sondern durch einen vorbestimmten Zeitplan, der mit der Anstiegsflanke eines Einschaltsteuerimpulses zum Einschalten des MOS- Transistors M in Gang gesetzt wird. Hierfür sind eine monostabile Kippschaltung MS1 und ein RS-Flipflop FF vorgesehen. Ein Schaltsteu­ ersignaleingang IN der Schaltung ist mit einem Triggereingang TE der monostabilen Kippschaltung MS1 direkt und über einen Inverter INV mit einem Setz-Eingang S des Flipflop FF verbunden. Ein Ausgang MA der monostabilen Kippschaltung MS1 ist mit einem Rücksetzeingang R von FF verbunden. Das Flipflop FF weist einen nichtinvertierenden Ausgang Q und einen invertierenden Ausgang QN auf. Über ersteren wird der Schaltzustand des ersten Schalters S1 gesteuert, während über zweiteren der Schaltzustand des zweiten Schalters S2 gesteuert wird. In the embodiment of the invention shown in FIG. 2, the control of the switches S1 and S2 does not take place as a function of a measured value but rather by means of a predetermined time schedule which is started with the rising edge of a switch-on control pulse for switching on the MOS transistor M. A monostable multivibrator MS1 and an RS flip-flop FF are provided for this. A switching control signal input IN of the circuit is connected directly to a trigger input TE of the monostable multivibrator MS1 and via an inverter INV to a set input S of the flip-flop FF. An output MA of the monostable multivibrator MS1 is connected to a reset input R of FF. The flip-flop FF has a non-inverting output Q and an inverting output QN. The switching state of the first switch S1 is controlled via the former, while the switching state of the second switch S2 is controlled via the second.

Unter Zuhilfenahme der Fig. 3 bis 9 werden nun die Funktionswei­ sen der in den Fig. 1 und 2 gezeigten Ausführungsform der Erfin­ dung erläutert. Diese Fig. 3 bis 9 zeigen Spannungs- oder Signalver­ läufe an verschiedenen Schaltungsstellen in den Fig. 1 und 2 im zeitlichen Bereich des Einschaltens des Transistors M. Dabei zeigen im einzelnen:With the aid of Fig. 3 to 9 which will now be sen Funktionswei the embodiment of OF INVENTION shown in Figs. 1 and 2 explained dung. These Figures 3 to 9 show voltage or Signalver runs at various circuit points in the Figures 1 and 2 of turning on the transistor in the time domain M. case, in detail..:

Fig. 3 einen Einschaltimpuls des dem Eingang IN zugeführten Schalt­ steuersignals; Fig. 3 is a switch-on pulse of the input IN fed to the switching control signal;

Fig. 4 einen von der monostabilen Kippschaltung MS1 erzeugten Verzö­ gerungsimpuls; Fig. 4 shows a delay pulse generated by the monostable multivibrator MS1;

Fig. 5 eine infolge des Umschaltens der Schalter S1 und S2 stufenarti­ gen Potentialerhöhung der Spannung V_DE am Treibereingang DE; Figure 5 is a result of the switching of the switches S1 and S2 stufenarti gen potential increase of the voltage V at the driver input _DE DE.

Fig. 6 einen Verlauf der Gate-Spannung V_G am Steuergate des Schalt­ transistors M; Fig. 6 is a graph showing the gate voltage V _G at the control gate of the switching transistor M;

Fig. 7 einen Spannungsverlauf V_OUT am Ausgangsanschluß OUT der Schaltung; Fig. 7 shows a voltage waveform V _OUT at the output terminal OUT of the circuit;

Fig. 8 und 9 Schaltsteuerspannungen V_CA1 bzw. V_Q und V_CA2 bzw. V_QN zum Steuern der Schalter S1 und S2. FIGS. 8 and 9 switch control voltages V _CA1 or _CA2 or V and V _Q V _{Q N} to control the switches S1 and S2.

Zunächst sei die Funktionsweise der in Fig. 1 gezeigten Ausführungs­ form betrachtet.First, the operation of the embodiment shown in Fig. 1 is considered.

Gemäß den Darstellungen in den Fig. 3 bis 9 wird angenommen, daß zu einem Zeitpunkt t0 das dem Eingang IN zugeführte Schaltsteuersignal V_IN einen niedrigen Potentialwert LOW aufweist. Der Schalttransistor M ist nichtleitend geschaltet, so daß sich der Ausgangsanschluß OUT und damit der Meßpunkt MP auf einem niedrigen Potential, beispielsweise von 0 V, befinden. Da sich die Spannung am Meßeingang ME des Kom­ parators COMP1 unterhalb des seinem Referenzeingang RE zugeführten Spannungswert V_S - V1 befindet, tritt an einem ersten Komparatoraus­ gang CA1 ein den ersten Schalter S1 leitend steuerndes hohes Potential auf, während an einem zweiten Komparatorausgang CA2 ein den zweiten Schalter S2 nichtleitend steuerndes niedriges Potential auftritt. Der Trei­ bereingang DE befindet sich daher auf V_S. Der Treiber DR wird wäh­ rend dieser Zeit aufgrund des niedrigen Potentials LOW von V_IN so ge­ steuert, daß er das Gate G des Schalttransistors M mit Massepotential GND verbindet.According to the illustrations in Figs. 3 to 9 it is assumed that at a time t0, the input IN fed to the switching control signal V _IN has a low potential level LOW. The switching transistor M is not turned on, so that the output terminal OUT and thus the measuring point MP are at a low potential, for example of 0 V. Since the voltage at the measurement input ME of the comparator COMP1 is below the voltage value V _S - V1 supplied to its reference input RE, a high potential that controls the first switch S1 in a conductive manner occurs at a first comparator output CA1, while a voltage at a second comparator output CA2 second switch S2 non-conductive controlling low potential occurs. The driver input DE is therefore on V _S. The driver DR is controlled during this time due to the low potential LOW of V _IN so that it connects the gate G of the switching transistor M to ground potential GND.

Zum Zeitpunkt t1 weist V_IN eine Anstiegsflanke zu einem hohen Poten­ tialwert HIGH auf, um den Schalttransistor M in den leitenden Zustand zu steuern. Dieser Potentialwechsel von V_IN bewirkt, daß der Treiber das an seinem Eingang DE liegende Potential zum Gate G von M durch­ schaltet. Da S1 leitend und S2 nichtleitend gesteuert sind, gelangt V_S über DR zum Gate von M. Dies führt zu einer Aufladung der Gate- Kapazität mit einem Spannungsanstieg der in Fig. 6 gezeigten Art, was seinerseits einen Anstieg der Ausgangsspannung V_OUT der in Fig. 7 gezeigten Art nach sich zieht.At time t1, V _{IN has} a rising edge to a high potential value HIGH in order to control the switching transistor M into the conductive state. This change in potential of V _IN causes the driver to switch through the potential at its input DE to the gate G of M. Since S1 is controlled to be conductive and S2 is controlled to be non-conductive, V _S reaches the gate of M via DR. This leads to a charging of the gate capacitance with a rise in voltage of the type shown in FIG. 6, which in turn causes an increase in the output voltage V _{OUT of} that in FIG type shown. 7 entails.

Zu einem Zeitpunkt t2 hat die am Meßpunkt ME gemessene Spannung V_OUT den Schwellenwert V_S - V1 erreicht, was ein Umschalten des Schaltersteuersignals V_CA1 von hohem auf niedrigen Potentialwert und ein Umschalten des Schaltersteuersignals V_CA2 von niedrigem auf hohen Potentialwert bewirkt. Als Folge davon werden S1 in den nichtleitenden und S2 in den leitenden Zustand umgeschaltet, so daß die am Treiber­ eingang DE auftretende Spannung von V_S auf V_S + V_CP umspringt (Fig. 5). Dies führt zu einer entsprechenden Fortsetzung der Aufladung der Gatekapazität von M bis zum Erreichen einer Gatespannung V_S + V_CP (Fig. 6) und zu einem weiteren Anstieg der Ausgangsspannung V_OUT bis auf etwa V_S. At a time t2, the voltage V _OUT measured at the measuring point ME has reached the threshold value V _S - V1, which causes the switch _{control signal} V _{CA1 to be switched} from high to low potential _value and the switch _{control signal} V _{CA2 to be switched} from low to high potential _value . As a result, S1 is switched to the non-conductive state and S2 to the conductive state, so that the voltage occurring at the driver input DE changes from V _S to V _S + V _CP ( FIG. 5). This leads to a corresponding continuation of the charging of the gate capacitance from M until a gate voltage V _S + V _CP ( FIG. 6) is reached and to a further increase in the output voltage V _OUT to approximately V _S.

Fällt das Schaltsteuersignal V_IN zum Zeitpunkt t3, dem Ende der Ein­ schaltphase des Schalttransistors M, auf den niedrigen Potentialwert LOW, wird das Gate G von M über den Treiber DR auf Masse GND geschaltet und damit die Gatekapazität praktisch schlagartig entladen. Dementsprechend gehen die Spannungen V_DE, V_G und V_S auf den Po­ tentialwert 0 zurück und schaltet der Komparator COMP1 in den Zu­ stand um, in welchem S1 leitend und S2 nichtleitend gesteuert sind.If the switching control signal V _IN falls at the time t3, the end of the switching phase of the switching transistor M, to the low potential value LOW, the gate G is switched from M via the driver DR to ground GND and thus the gate capacitance is discharged practically suddenly. Accordingly, the voltages V _DE , V _G and V _S return to the potential value 0 and the comparator COMP1 switches to the state in which S1 is controlled to be conductive and S2 is controlled to be non-conductive.

Aufgrund der Abhängigkeit der Umschaltung des Komparators von dem am Meßpunkt MP gemessenen Spannungswert stellt sich diese Ausfüh­ rungsform der Erfindung auf die Gegebenheiten der jeweiligen prakti­ schen Realisierung einer solchen Schaltungsanordnung ein, unabhängig davon, ob solche Gegebenheiten bekannt sind oder nicht.Due to the dependence of the switching of the comparator on the This value arises at the voltage value measured at the measuring point MP tion form of the invention on the conditions of the respective praxis implementation of such a circuit arrangement, independently whether such circumstances are known or not.

Es wird nun die Funktionsweise der in Fig. 2 gezeigten Ausführungs­ form betrachtet.The operation of the embodiment shown in FIG. 2 will now be considered.

Es wird wieder angenommen, daß zum Zeitpunkt t0 das Schaltersteuer­ signal V_IN niedriges Potential LOW aufweist und daher der erste Schal­ ter S1 leitend und der zweite Schalter S2 nichtleitend gesteuert sind. Zum Zeitpunkt t1, zu welchem durch einen Potentialübergang von V_IN zum hohen Potential HIGH eine Einschaltphase des Schalttransistors M eingeleitet wird, wird die monostabile Kippschaltung MS1 zur Abgabe eines Verzögerungsimpulses T_MS1 (Fig. 4) getriggert. Zum Zeitpunkt t2 wird das Flipflop FF von der abfallenden Flanke des Verzögerungsim­ pulses T_MS1 rückgesetzt, wodurch die Spannung V_Q am Q-Ausgang des Flipflop FF von hohem auf niedriges Potential und die Ausgangsspan­ nung V_QN am Ausgang QN von FF von niedrigem Potential auf hohes Potential umspringt (Fig. 8 und 9). Als Folge davon werden S1 nichtleitend und S2 leitend gesteuert, in der gleichen Weise, wie es im Zusammenhang mit Fig. 1 bereits erläutert worden ist, mit den dort geschilderten Folgen dieser Umschaltung. It is again assumed that, at time t0, the switch control signal V _{IN has a} low potential LOW and therefore the first switch S1 is conductive and the second switch S2 is non-conductive. At time t1, at which a switch-on phase of switching transistor M is initiated by a potential transition from V _IN to high potential HIGH, monostable multivibrator MS1 is triggered to emit a delay _pulse T _MS1 ( FIG. 4). At time t2, the flip-flop FF is reset by the falling edge of the delay pulse T _MS1 , whereby the voltage V _Q at the Q output of the flip-flop FF from high to low potential and the output voltage V _QN at the output QN of FF from low potential high potential jumps ( Fig. 8 and 9). As a result, S1 is controlled in a non-conductive manner and S2 in a conductive manner, in the same way as has already been explained in connection with FIG. 1, with the consequences of this switchover described there.

Zum Zeitpunkt t3 wird mittels der über den Inverter INV invertierten abfallenden Flanke des Schaltsteuersignals V_IN das Flipflop FF über seinen Setzeingang S erneut in den Zustand umgeschaltet, den es zum Zeitpunkt t0 innehatte. Das heißt, S1 wird wieder leitend und S2 wird wieder nichtleitend gesteuert.At time t3, by means of the falling edge of the switching control signal V _IN inverted via the inverter INV, the flip-flop FF is again switched via its set input S to the state it was in at time t0. This means that S1 becomes conductive again and S2 is controlled non-conductive again.

Bei dieser Ausführungsform hängt der Zeitpunkt, zu welchem die Rück­ setzung des Flipflop FF erfolgt, einzig und allein von der Zeitkonstanten der monostabilen Kippschaltung MS1 ab. Daher müssen der Verlauf der Einschaltanstiegsflanke am Transistor M und hierfür dessen Gate-Kapa­ zität genau bekannt sein. Spannungsschwankungen von V_S kann man dadurch auffangen, daß man die Verzögerungszeitdauer der monostabilen Kippschaltung MS1 von V_S abhängig macht.In this embodiment, the time at which the flip-flop FF is reset depends solely on the time constant of the monostable multivibrator MS1. Therefore, the course of the switch-on rising edge at transistor M and its gate capacitance must be known exactly. Voltage fluctuations from V _S can be compensated for by making the delay period of the monostable multivibrator MS1 dependent on V _S.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltung wird der Treiber DR des hoch­ potentialseitigten MOS-Schalttransistors (beispielsweise in Form eines DMOS-Transistors) von der Ladungspumpe nur mit Strom beliefert, während die Ausgangsspannung V_OUT höher ist als ein bestimmter Span­ nungswert, und zwar optimal, währendIn the circuit according to the invention, the driver DR of the high potential-side MOS switching transistor (for example in the form of a DMOS transistor) is only supplied with current by the charge pump, while the output voltage V _{OUT is} higher than a certain voltage value, optimally while

V_OUT < V_S - V_GS (9).V _OUT <V _S - V _GS (9).

Während die Ausgangsspannung V_OUT unterhalb dieses Wertes liegt, wird der Treiber DR aus der Versorgungsspannung V_S des Chips ver­ sorgt.While the output voltage V _{OUT is} below this value, the driver DR is supplied from the supply voltage V _{S of} the chip.

Vernachlässigt man die Ladungsübertragung in die Gate-Kapazität (Be­ trieb bei niedrigen Frequenzen) und nimmt man ein Tastverhältnis von 50% des Schalttransistors M an, wird der Treiber während der Hälfte der Zeit aus der Ladungspumpe versorgt, was zu folgendem mittleren Strom führt:
If one neglects the charge transfer into the gate capacitance (operating at low frequencies) and assumes a duty cycle of 50% of the switching transistor M, the driver is supplied by the charge pump for half the time, which leads to the following average current:

I_slow = I₀/2 (10).I _slow = I _0/2 (10).

Zieht man die Ladungsübertragung von der Ladungspumpe zum Gate des zu schaltenden Transistors M in Betracht und geht man wieder von einem Tastverhältnis von 50% aus, kommt man zu folgendem mittleren Ladungspumpenstrom:
If one takes into account the charge transfer from the charge pump to the gate of the transistor M to be switched and if one again assumes a duty cycle of 50%, the following average charge pump current is obtained:

I_fast = C_GD.V_CP + I₀/2 (11).I _almost = C _GD .V _CP + I _0/2 (11).

Betrachtet man beispielsweise Schrittmotoranwendungen im Kraftfahr­ zeugbereich, ist die Versorgungsspannung V_S in Gleichung (1) etwa 14 V und beträgt die Ladungspumpenspannung der Gleichungen (1) und (11) etwa 7 V. Vergleicht man diese Gleichungen unter dem Gesichtspunkt, daß die Ladungspumpe abgetrennt ist, während die Aus­ gangsspannung niedriger ist als V_S - V_GS ist, kommt man zu einer Redu­ zierung der Belastung der Ladungspumpe um 33% bis 50% des aus Gleichung (1) entnehmbaren Wertes für eine herkömmliche Schaltungs­ anordnung ohne erfindungsgemäße Umschalteinrichtung.For example, considering stepper motor applications in the automotive field, the supply voltage V _S in equation (1) is approximately 14 V and the charge pump voltage of equations (1) and (11) is approximately 7 V. If one compares these equations from the point of view that the charge pump is disconnected is, while the output voltage is lower than V _S - V _GS , there is a reduction of the load on the charge pump by 33% to 50% of the value from equation (1) which can be inferred for a conventional circuit arrangement without a switching device according to the invention.

Eine weitere Verbesserung kann man dadurch erreichen, daß man als Ladungspumpe CP eine frequenzmodulierte Ladungspumpe benutzt, die entweder gemäß Fig. 10 oder gemäß Fig. 11 ausgebildet sein kann.A further improvement can be achieved by using a frequency-modulated charge pump as the charge pump CP, which can be designed either according to FIG. 10 or according to FIG. 11.

Fig. 10 zeigt eine Ausführungsform einer frequenzmodulierten Ladungs­ pumpe einfacheren Aufbaus. Diese Ladungspumpe umfaßt in üblicher und bereits in Fig. 12 gezeigter Weise einen Pumpkondensator Cp, der über eine erste Diode D1 mit einem Versorgungsspannungsanschluß V_S und über eine zweite Diode D2 mit einem Pumpspannungsausgang ver­ bunden ist, der dem Schaltungsknoten K in Fig. 12 entspricht. Dabei sind beide Dioden D1 und D2 derart gepolt, daß ihre Kathoden zum Schaltungsknoten K und ihre Anoden zum Versorgungsspannungsan­ schluß VS gerichtet sind. Die von den Dioden D1 und D2 abliegende Elektrode des Pumpkondensators Cp ist mit dem Ausgang eines Ver­ stärkers AMP verbunden, dessen Eingang an den Ausgang eines span­ nungsgesteuerten Oszillators VCO angeschlossen ist. VCO besitzt einen Steuerspannungsanschluß SA und dieser ist mit dem Ausgang einer zweiten monostabilen Kippschaltung MS2 verbunden. Diese weist einen Frequenzsteueranschluß FA auf, der von einer nicht dargestellten Steuer­ schaltung ein Frequenzsteuersignal erhält. Fig. 10 shows an embodiment of a frequency-modulated charge pump of simple construction. This charge pump comprises, in the usual manner and already shown in FIG. 12, a pump capacitor Cp, which is connected via a first diode D1 to a supply voltage connection V _S and via a second diode D2 to a pump voltage output, which corresponds to the circuit node K in FIG. 12 . Both diodes D1 and D2 are polarized such that their cathodes are connected to the circuit node K and their anodes are connected to the supply voltage connection VS. The electrode of the pump capacitor Cp which is remote from the diodes D1 and D2 is connected to the output of an AMP amplifier whose input is connected to the output of a voltage-controlled oscillator VCO. VCO has a control voltage connection SA and this is connected to the output of a second monostable multivibrator MS2. This has a frequency control connection FA, which receives a frequency control signal from a control circuit, not shown.

Die Funktionsweise der in Fig. 10 gezeigten Ladungspumpe ist folgen­ dermaßen:
Im Ruhezustand, in welchem sich die zweite monostabile Kippschaltung MS2 in ihrem permanent stabilen Zustand befindet, tritt am Ausgang von MS2 ein Spannungswert auf, der den spannungsgesteuerten Oszilla­ tor VCO auf eine niedrige Frequenz, beispielsweise im Bereich von einigen Hundert KHz, steuert. Das Ausgangssignal von VCO wird mit­ tels des Verstärkers AMP verstärkt und auf den Pumpkondensator Cp wird eine Pumpimpulsfolge mit der niedrigen Frequenz gegeben, was zu einer relativ langsamen Aufladung der Ladungspumpe auf ihren Nenn­ spannungswert führt, bei relativ niedrigem Stromverbrauch der Ladungs­ pumpe.The operation of the charge pump shown in Fig. 10 is as follows:
In the idle state, in which the second monostable multivibrator MS2 is in its permanently stable state, a voltage value occurs at the output of MS2, which controls the voltage-controlled oscillator VCO to a low frequency, for example in the range of a few hundred kHz. The output signal from VCO is amplified by means of the amplifier AMP and a pump pulse sequence with the low frequency is given to the pump capacitor Cp, which leads to a relatively slow charging of the charge pump to its nominal voltage value, with a relatively low current consumption of the charge pump.

Beim Auftreten von Ereignissen, die eine schnellere Aufladung der Ladungspumpe auf die Nennspannung erfordern, wie zum Zeitpunkt des Leitendschaltens des in den Fig. 1 und 2 gezeigten MOS-Transistors M, wird auf den Frequenzsteueranschluß FA von MS2 ein Frequenzum­ schaltimpuls gegeben, welcher die monostabile Kippschaltung MS2 für eine vorbestimmte Zeitdauer, die von der Zeitkonstanten von MS2 ab­ hängt, in ihren vorübergehend stabilen Zustand steuert. Während dieser Zeit befindet sich der Ausgang von MS2 auf einem Spannungswert, der den spannungsgesteuerten Oszillator VCO auf eine hohe Frequenz, beispielsweise im Bereich von einigen MHz, steuert. Als Folge dessen wird der Pumpkondensator Cp mit einer Pumpimpulsfolge hoher Fre­ quenz aufgeladen, was zu einem raschen Aufladen der Ladungspumpe auf ihren Nennspannungswert führt. Dadurch kann die Gate-Kapazität des MOS-Transistors M während des Einschaltvorgangs rasch aufge­ laden und damit ein Einschaltvorgang mit steiler Einschaltanstiegsflanke erreicht werden. When events occur that require a faster charging of the charge pump to the nominal voltage, such as at the time the MOS transistor M shown in FIGS . 1 and 2 is turned on, a frequency switching pulse is given to the frequency control terminal FA of MS2, which is the monostable Toggles MS2 to its temporarily stable state for a predetermined period of time, which depends on the time constant of MS2. During this time, the output of MS2 is at a voltage value that controls the voltage-controlled oscillator VCO to a high frequency, for example in the range of a few MHz. As a result, the pump capacitor Cp is charged with a high frequency pump pulse sequence, which leads to rapid charging of the charge pump to its nominal voltage value. As a result, the gate capacitance of the MOS transistor M can be charged quickly during the switch-on process, and thus a switch-on process with a steep switch-on rising edge can be achieved.

Nach der vorbestimmten Zeitdauer fällt die zweite monostabile Kipp­ schaltung MS2 in ihren permanent stabilen Zustand zurück, was eine Rückschaltung des Oszillators VCO auf seine niedrige Frequenz bewirkt und eine entsprechend langsame Aufladung der Ladungspumpe.After the predetermined period of time, the second monostable tilt falls circuit MS2 back to its permanently stable state, which is a Switching back the oscillator VCO to its low frequency and a correspondingly slow charging of the charge pump.

Bei Verwendung der in Fig. 10 gezeigten Ladungspumpe zum Unter­ stützen des Einschaltvorgangs eines MOS-Transistors ist ein relativ hoher Strom aus der Ladungspumpe nur während des Einschaltvorgangs erforderlich. Danach brauchen von der Ladungspumpe nur noch Leck­ stromverluste der Gate-Kapazität des geschalteten MOS-Transistors ausgeglichen zu werden, wozu die langsame Aufladung der Ladungs­ pumpe mit niedriger Pumpimpulsfrequenz ausreicht.If the charge pump shown in FIG. 10 is used to support the switching-on process of a MOS transistor, a relatively high current from the charge pump is only required during the switching-on process. Then only leakage current losses of the gate capacitance of the switched MOS transistor need to be compensated for by the charge pump, for which the slow charging of the charge pump with a low pump pulse frequency is sufficient.

Da die in Fig. 10 gezeigte Ausführungsform aufgrund der Festlegung des Frequenzumschaltungszeitpunktes und der Frequenzumschaltzeitdauer durch den Zeitpunkt des Triggerns und die Zeitkonstante von MS2 starr ist, sollte sie nur dann eingesetzt werden, wenn die Gate-Kapazität des zu schaltenden MOS-Transistors gut bekannt ist und die Dauer der Ein­ schaltanstiegsflanke daher entsprechend gut abgeschätzt werden kann. Eine in bestimmter Weise dimensionierte Ausführungsform der in Fig. 10 gezeigten Ladungspumpe kann dann auch nur für eine solche Schal­ tung eingesetzt werden, für welche sie konzipiert ist.Since the embodiment shown in FIG. 10 is rigid due to the determination of the frequency switching time and the frequency switching time by the time of triggering and the time constant of MS2, it should only be used if the gate capacitance of the MOS transistor to be switched is well known and the duration of the switch-on rising edge can therefore be estimated accordingly. A certain dimensioned embodiment of the charge pump shown in Fig. 10 can then only be used for such a device for which it is designed.

Größere Flexibilität macht die in Fig. 11 gezeigte Ausführungsform einer frequenzmodulierten Ladungspumpe verfügbar. Diese Ausführungs­ form stimmt hinsichtlich des Pumpkondensators Cp, der Dioden D1, D2, des Verstärkers AMP und des spannungsgesteuerten Oszillators VCO mit der in Fig. 10 gezeigten Ausführungsform überein. Sie unter­ scheidet sich von Fig. 10 dadurch, daß sie anstelle von MS2 einen Kom­ parator COMP2 aufweist, der einen mit dem Schaltungsknoten K ver­ bundenen invertierenden Pumpspannungseingang PE und einen mit einer Referenzspannungsquelle Vref verbundenen, nicht invertierenden Refe­ renzspannungseingang RE aufweist. Ein Ausgang CA des Komparators COMP2 ist mit dem Steuerspannungsanschluß SA des spannungsgesteu­ erten Oszillators VCO verbunden.The embodiment of a frequency-modulated charge pump shown in FIG. 11 makes greater flexibility available. This embodiment corresponds with respect to the pump capacitor Cp, the diodes D1, D2, the amplifier AMP and the voltage-controlled oscillator VCO with the embodiment shown in FIG. 10. It differs from FIG. 10 in that it has a comparator COMP2 instead of MS2, which has an inverting pump voltage input PE connected to the circuit node K and a non-inverting reference voltage input RE connected to a reference voltage source Vref. An output CA of the comparator COMP2 is connected to the control voltage connection SA of the voltage-controlled oscillator VCO.

Die in Fig. 11 gezeigte Ausführungsform arbeitet folgendermaßen:
Solange die am Schaltungsknoten K auftretende Pumpspannung über der Referenzspannung Vref liegt, gibt der Komparator COMP2 an den Steuerspannungsanschluß SA von VCO eine Frequenzsteuerspannung mit einem Spannungswert, der VCO in einen Zustand niedriger Oszillator­ frequenz steuert, mit entsprechend langsamer Aufladung des Pumpkon­ densators Cp und entsprechend langsamem Anstieg der Pumpspannung. Fällt die am Schaltungsknoten K auftretende Pumpspannung der La­ dungspumpe unter den Spannungswert der Referenzspannung Vref ab, schaltet der Komparator COMP2 um und liefert an den Steuerspannungs­ anschluß SA von VCO eine Frequenzsteuerspannung, welche eine hohe Oszillatorfrequenz von VCO bewirkt, was zu einer schnellen Aufladung von Cp führt und damit zu einem schnellen Anstieg der Pumpspannung am Schaltungsknoten K.The embodiment shown in Fig. 11 operates as follows:
As long as the pump voltage occurring at the circuit node K is above the reference voltage Vref, the comparator COMP2 gives to the control voltage connection SA of VCO a frequency control voltage with a voltage value that controls VCO in a state of low oscillator frequency, with a correspondingly slow charging of the pump capacitor Cp and a correspondingly slow one Pump voltage rise. If the pump voltage of the charge pump occurring at the circuit node K drops below the voltage value of the reference voltage Vref, the comparator COMP2 switches over and supplies a frequency control voltage to the control voltage connection SA of VCO, which causes a high oscillator frequency of VCO, which leads to a rapid charging of Cp leads to a rapid increase in the pump voltage at the circuit node K.

Diese Ausführungsform einer frequenzmodulierten Ladungspumpe be­ wirkt eine Regelung der von ihr abgegebenen Pumpspannung in Ab­ hängigkeit davon, ob die Pumpspannung ihren Sollwert aufweist oder darunter liegt. Daher braucht diese Ausführungsform kein Frequenz­ steuersignal, wie es dem Eingang FA von MS2 in Fig. 10 zugeführt werden muß. Wird mit der in Fig. 11 gezeigten Ladungspumpe bei­ spielsweise das Einschalten eines MOS-Transistors gesteuert, bricht die Pumpspannung am Schaltungsknoten K beim Versuch, die Gate-Kapa­ zität des einzuschaltenden MOS-Transistors aufzuladen, ein, was beim Unterschreiten der durch Vref definierten Eingreifschwelle zu einem Umschalten des Oszillators auf hohe Frequenz und damit zu einem raschen Ansteigen der Pumpspannung führt. Dieser Vorgang paßt sich aufgrund des Regelungscharakters der in Fig. 10 gezeigten Ladungs­ pumpe automatisch der jeweiligen Einschalteinstiegsflanke des verwende­ ten MOS-Transistors an, so daß diese Anstiegszeit der Einschaltflanke gar nicht bekannt zu sein braucht. Aufgrund dieser Anpassungsfähigkeit kann eine Ladungspumpe gemäß Fig. 11 auch für recht unterschiedliche MOS-Transistoren und damit aufgebaute Schaltungen verwendet werden.This embodiment of a frequency-modulated charge pump acts to regulate the pump voltage it outputs, depending on whether the pump voltage has its setpoint or is below it. Therefore, this embodiment does not need a frequency control signal as it must be fed to the input FA of MS2 in FIG. 10. If, for example, the switching on of a MOS transistor is controlled with the charge pump shown in FIG. 11, the pump voltage at the circuit node K breaks when an attempt is made to charge the gate capacitance of the MOS transistor to be switched on, which occurs when the intervention threshold defined by Vref is undershot leads to a switching of the oscillator to high frequency and thus to a rapid increase in the pump voltage. This process adapts due to the control nature of the charge pump shown in FIG. 10 automatically to the respective switch-on rising edge of the MOS transistor used, so that this rise time of the switch-on edge need not be known at all. Due to this adaptability, a charge pump according to FIG. 11 can also be used for quite different MOS transistors and circuits constructed therewith.

In den Fig. 10 und 11 ist je ein Integrationskondensator Ci vorge­ sehen, mittels welchem die sich stufenformig änderende Spannung über dem Pumpkondensator Cp zu Glättungszwecken integriert wird. Am Schaltungsknoten K, und somit am Ladungspumpenausgang, steht dann eine geglättete Pumpspannung zur Verfügung.In Figs. 10 and 11, a respective integration capacitor Ci easily see by means of which the integrated stufenformig will änderende voltage across the pumping capacitor Cp to smoothing purposes. A smoothed pump voltage is then available at the circuit node K, and thus at the charge pump output.

Claims (20)

1. Elektrische Schaltung mit mindestens einem hochpotentialseitig angeordneten MOS-Schalttransistor (M) und mit einer dessen Ein­ schaltphase unterstützenden schaltbaren Ladungspumpe (CP), von deren Pumpspannungsausgang (K) eine über dem Potential der hochpotentialseitigen Versorgungsspannung liegende Pumpspannung (V_CP) abnehmbar ist, wobei ein Steuergate (G) des MOS-Schalttransistors (M) mittels einer steuerbaren Schaltereinrichtung (S1, S2) je nach dem, ob ein vorbestimmter Schwellenwert auf der Einschaltanstiegsflanke des MOS-Schalttransistors (M) überschritten ist oder nicht, mit einem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß (V_S) oder mit dem Pumpspannungsausgang (K) verbindbar ist.1. Electrical circuit with at least one MOS switching transistor (M) arranged on the high potential and with a switchable charge pump (CP) supporting its switch-on phase, from the pump voltage output (K) of which a pump voltage (V _CP ) above the potential of the high potential supply voltage can be removed, A control gate (G) of the MOS switching transistor (M) by means of a controllable switch device (S1, S2) depending on whether or not a predetermined threshold value on the switch-on rising edge of the MOS switching transistor (M) is exceeded, with a high-potential-side supply voltage connection ( V _S ) or can be connected to the pump voltage output (K). 2. Schaltung nach Anspruch 1, bei welcher das Steuergate (G) des MOS-Schalttransistors (M) über einen ersten steuerbaren Schalter (S1) mit dem hochpotentialseiti­ gen Versorgungsspannungsanschluß (V_S) und über einen zweiten steuerbaren Schalter (S2) mit dem Pumpspannungsausgang (K) verbindbar ist und die beiden Schalter (S1, S2) mittels einer Steu­ erschaltung (COMP1; MS1, FF) gegenläufig steuerbar sind, derart, daß das Steuergate (G) in Abhängigkeit davon, ob der vorbestimmte Schwellenwert auf der Einschaltanstiegsflanke des MOS-Schalttran­ sistors (M) überschritten ist oder nicht, entweder über den ersten Schalter (S1) mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungs­ anschluß (V_S) oder über den zweiten Schalter (S2) mit dem Pumpspannungsausgang (K) verbindbar ist.2. Circuit according to claim 1, wherein the control gate (G) of the MOS switching transistor (M) via a first controllable switch (S1) with the hochpotentialseiti gene supply voltage connection (V _S ) and via a second controllable switch (S2) with the pump voltage output (K) can be connected and the two switches (S1, S2) can be controlled in opposite directions by means of a control circuit (COMP1; MS1, FF), such that the control gate (G) is dependent on whether the predetermined threshold value on the switch-on rising edge of the MOS -Schalttran sistors (M) is exceeded or not, either via the first switch (S1) with the high-potential side supply voltage connection (V _S ) or via the second switch (S2) with the pump voltage output (K) can be connected. 3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei welcher der MOS-Schalttransistor (M) zwischen dem hochpoten­ tialseitigen Versorgungsspannungsanschluß (V_S) und einem Last­ anschluß (OUT) für eine mittels des MOS-Schalttransistors (M) zu schaltende Last (LOAD) angeordnet ist.3. A circuit according to claim 1 or 2, in which the MOS switching transistor (M) between the high-potential supply voltage terminal (V _S ) and a load terminal (OUT) for a load to be switched by means of the MOS switching transistor (M) (LOAD) is arranged. 4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei welcher die Steuerschaltung mit einem ersten Komparator (COMP1) aufgebaut ist, aufweisend einen Meßwerteingang (ME), der mit einem auf der Lastanschlußseite des MOS-Schalttransistors (M) befindlichen Meßschaltungspunkt (MP) verbunden ist, einen mit einer Hilfsspannungsquelle (V1) verbundenen Referenzeingang (RE) und einen die Schaltzustände der beiden Schalter (S1, S2) steu­ ernden Komparatorausgang (CA1, CA2).4. Circuit according to one of claims 1 to 3, in which the control circuit with a first comparator (COMP1) is constructed, having a measured value input (ME), the one on the load terminal side of the MOS switching transistor (M) located measuring circuit point (MP) is connected to a an auxiliary voltage source (V1) connected reference input (RE) and control the switching states of the two switches (S1, S2) the comparator output (CA1, CA2). 5. Schaltung nach 4, bei welcher die Hilfsspannungsquelle (V1) mit einem als Diode geschalteten MOS-Transistor aufgebaut ist, der vom selben Transi­ stortyp wie der zu schaltende MOS-Transistor (M) ist sowie auf dem selben Chip wie der zu schaltende MOS-Transistor (M) und mit den selben Herstellungsprozeß wie dieser hergestellt ist.5. Circuit according to 4, in which the auxiliary voltage source (V1) with a as a diode switched MOS transistor is built up by the same Transi type of fault as the MOS transistor (M) to be switched and on the same chip as the MOS transistor (M) to be switched and with the same manufacturing process as this one. 6. Schaltung nach Anspruch 4 oder 5, bei welcher der Spannungswert der Hilfsspannungsquelle (V1) grö­ ßer ist als die zum Einschalten des MOS-Schalttransistors (M) erfor­ derliche Gate-Source-Einschaltschwellenspannung (V_th).6. A circuit according to claim 4 or 5, in which the voltage value of the auxiliary voltage source (V1) is greater than the gate-source switch-on threshold voltage (V _th ) required for switching on the MOS switching transistor (M). 7. Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, bei welcher der Komparatorausgang einen invertierenden Ausgangs­ anschluß (CA1) und einen nicht-invertierenden Ausgangsanschluß (CA2) aufweist, die je mit einem Steueranschluß eines der beiden Schalter (S1, S2) verbunden sind.7. Circuit according to one of claims 4 to 6, where the comparator output is an inverting output connection (CA1) and a non-inverting output connection (CA2), each with a control connection one of the two Switches (S1, S2) are connected. 8. Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, bei welcher der Komparatorausgang für beide Schalter (S1, S2) einen gemeinsamen Ausgangsanschluß bildet, der mit einem Steuer­ anschluß des einen der beiden Schalter direkt und mit einem Steuer­ anschluß des anderen der beiden Schalter über einen Inverter ver­ bunden ist.8. Circuit according to one of claims 4 to 6, where the comparator output for both switches (S1, S2) forms a common output connection with a control Connection of one of the two switches directly and with a control  connection of the other of the two switches via an inverter ver is bound. 9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
bei welcher die Steuerschaltung mit einer ersten monostabilen Kipp­ schaltung (MS1) und mit einem RS-Flipflop (FF) aufgebaut ist,
wobei die erste monostabile Kippschaltung (MS1) durch die An­ stiegsflanken von die Schaltzustände des MOS-Schalttransistors (M) steuernden Schaltsteuerimpulsen zur Abgabe von Verzögerungs­ impulsen vorbestimmter Verzögerungszeitdauer (T_MS1) triggerbar ist und das Flipflop (FF) durch die Abfallflanke des jeweiligen Verzög­ erungsimpulses setzbar und durch die nachfolgende Abfallflanke des jeweiligen Schaltsteuerimpulses (V_IN) rücksetzbar ist
und wobei der Steuereingang des ersten Schalters (S1) mit einem Q- Ausgang und der Steuereingang des zweiten Schalters (S2) mit einem QN-Ausgang des Flipflop (FF) verbunden ist.9. Circuit according to one of claims 1 to 3,
in which the control circuit is constructed with a first monostable multivibrator (MS1) and with an RS flip-flop (FF),
wherein the first monostable multivibrator (MS1) by the rising edges of the switching states of the MOS switching transistor (M) controlling switching control pulses for delivering delay pulses of predetermined delay time (T _MS1 ) can be triggered and the flip-flop (FF) by the falling edge of the respective delay pulse can be set and reset by the subsequent falling edge of the respective switching control pulse (V _IN )
and wherein the control input of the first switch (S1) is connected to a Q output and the control input of the second switch (S2) is connected to a QN output of the flip-flop (FF). 10. Schaltung nach Anspruch 9, bei welcher ein Triggereingang (TE) der ersten monostabilen Kipp­ schaltung (MS1) direkt und ein Setzeingang (S) des Flipflop (FF) über einen Inverter (INV) mit einer Schaltsteuerimpulsquelle ver­ bunden sind und ein Rücksetzeingang (R) des Flipflop (FF) mit einem Verzögerungsimpulsausgang (MA) der ersten monostabilen Kippschaltung (MS1) verbunden ist.10. Circuit according to claim 9, in which a trigger input (TE) of the first monostable toggle circuit (MS1) directly and a set input (S) of the flip-flop (FF) ver via an inverter (INV) with a switching control pulse source are bound and a reset input (R) of the flip-flop (FF) with a delay pulse output (MA) of the first monostable Toggle switch (MS1) is connected. 11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, deren Ladungspumpe (CP) mittels einer periodischen Pumpimpuls­ folge aufladbar ist, deren Pulsfolgefrequenz auf unterschiedliche Frequenzwerte steuerbar ist.11. Circuit according to one of claims 1 to 10, their charge pump (CP) by means of a periodic pump pulse is rechargeable, the pulse repetition frequency to different Frequency values can be controlled. 12. Schaltung nach Anspruch 11, deren Ladungspumpe (CP) aufweist:
einen Pumpkondensator (Cp), der einen Endes mit einem Ausgang einer Pumpimpulsquelle für die Erzeugung der periodischen Pump­ impulsfolge sind anderen Endes einerseits über eine erste Diode (D 1) mit dem hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsanschluß (V_S) und andererseits über eine zweite Diode (D2) mit einem Pump­ spannungsausgang (K) der Ladungspumpe (CP) gekoppelt ist.12. Circuit according to claim 11, the charge pump (CP) of which has:
a pump capacitor (Cp) which has one end with an output of a pump pulse source for the generation of the periodic pump pulse sequence, the other end via a first diode (D 1) with the high potential supply voltage connection (V _S ) and the other via a second diode (D2) is coupled to a pump voltage output (K) of the charge pump (CP). 13. Schaltung nach Anspruch 11 oder 12, bei welcher die Pulsfolgefrequenz zwischen zwei Frequenzwerten umsteuerbar ist.13. Circuit according to claim 11 or 12, at which the pulse repetition frequency between two frequency values is reversible. 14. Schaltung nach Anspruch 13, bei welcher die Pulsfolgefrequenz zwischen einem niedrigen Fre­ quenzwert im KHz-Bereich und einem hohen Frequenzwert im MHz-Bereich umsteuerbar ist.14. Circuit according to claim 13, at which the pulse repetition frequency between a low Fre frequency in the KHz range and a high frequency in MHz range is reversible. 15. Schaltung nach einem der Ansprüche 11 bis 14, bei welcher die Pumpimpulsquelle einen spannungsgesteuerten Os­ zillator (VCO) mit einem Steuerspannungseingang (SA) aufweist und der Steuerspannungseingang (SA) mit dem Ausgang einer Steu­ erspannungsquelle gekoppelt ist, die zur Abgabe verschiedener Steuerspannungswerte steuerbar ist.15. Circuit according to one of claims 11 to 14, in which the pump pulse source has a voltage-controlled Os zillator (VCO) with a control voltage input (SA) and the control voltage input (SA) with the output of a control voltage source is coupled to deliver various Control voltage values is controllable. 16. Schaltung nach Anspruch 15, bei welcher die Steuerspannungsquelle eine zweite monostabile Kippschaltung (MS2) aufweist, die einen mit einer Frequenzsteuer­ signalquelle verbundenen Kippschaltungseingang und einen mit dem Steuerspannungseingang (SA) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) verbundenen Kippschaltungsausgang besitzt und an ihrem Kippschaltungsausgang in ihrem dauerstabilen Zustand einen zu einer niedrigen Pulsfolgefrequenz führenden Spannungswert und in ihrem vorübergehend stabilen Zustand einen zu einer hohen Puls­ folgefrequenz führenden Spannungswert liefert.16. Circuit according to claim 15, where the control voltage source is a second monostable Toggle switch (MS2), which one with a frequency control signal source connected flip-flop input and one with the Control voltage input (SA) of the voltage controlled oscillator (VCO) connected flip-flop output and at their Toggle switch output in their permanently stable state a low pulse repetition frequency leading voltage value and in their temporarily stable state leads to a high pulse supplying the leading frequency value. 17. Schaltung nach Anspruch 15, bei welcher die Steuerspannungsquelle mit einem zweiten Kom­ parator (COMP2) aufgebaut ist, der einen mit einer Referenzspan­ nungsquelle (Vref) verbundenen Sollwerteingang (REF), einen mit dem Pumpspannungsausgang (K) verbundenen Istwerteingang (PE) und einen mit dem Steuerspannungseingang (SA) des spannungs­ gesteuerten Oszillators (VCO) verbundenen Komparatorausgang (CA) aufweist und je nachdem, ob die Pumpspannung am Pump­ spannungsausgang (K) einen vorbestimmten Sollwert erreicht oder nicht, an seinem Komparatorausgang (CA) einen zu einer niedrigen Pulsfolgefrequenz oder einen zu einer hohen Pulsfolgefrequenz führenden Spannungswert liefert.17. Circuit according to claim 15,  in which the control voltage source with a second comm parator (COMP2) is constructed, one with a reference chip voltage source (Vref) connected setpoint input (REF), one with Actual value input (PE) connected to the pump voltage output (K) and one with the control voltage input (SA) of the voltage controlled oscillator (VCO) connected comparator output (CA) and depending on whether the pump voltage at the pump voltage output (K) reaches a predetermined setpoint or not, at its comparator output (CA) one too low Pulse repetition rate or a too high pulse repetition rate provides leading voltage value. 18. Schaltung nach einem der Ansprüche 11 bis 17, bei welcher eine Integrierkapazität (Ci) vorgesehen ist, welche die Ladespannung des Pumpkondensators (Cp) integriert und deren integrierte Ladespannung am Pumpspannungsausgang (K) als Pump­ spannung abnehmbar ist.18. Circuit according to one of claims 11 to 17, in which an integration capacity (Ci) is provided, which the Charging voltage of the pump capacitor (Cp) integrated and their Integrated charging voltage at the pump voltage output (K) as a pump tension is removable. 19. Schaltereinrichtung nach Anspruch 18, bei welcher die Integrierkapazität (Ci) der Ladungspumpe (CP) durch die Gate-Kapazität des MOS-Schalttransistors (M) gebildet ist.19. Switch device according to claim 18, at which the integrating capacity (Ci) of the charge pump (CP) is formed by the gate capacitance of the MOS switching transistor (M). 20. Schaltereinrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 19, bei welcher das Steuergate (G) des MOS-Schalttransistors (M) mit dem Ausgang einer rechteckförmige Schaltsteuersignale liefernden Treiberschaltung (DR) verbunden ist und die zweite monostabile Kippschaltung (MS2) durch die Anstiegsflanken der Schaltsteuersignale in ihren vorübergehend stabilen Zustand steuer­ bar ist.20. Switch device according to one of claims 8 to 19, in which the control gate (G) of the MOS switching transistor (M) with providing the output of a rectangular switching control signal Driver circuit (DR) is connected and the second monostable Toggle circuit (MS2) through the rising edges of the Switch control signals in their temporarily stable state is cash.