DE19624691C2 - Mobilkommunikationseinheit - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Mobilkommunikationseinheit mit einer Hochfrequenzschaltung, welche ein dielektrisches Filter aufweist, und auf die Ver­ wendung eines dielektrischen Filters in einer Hochfrequenz­ schaltung einer Mobilkommunikationseinheit.

Mit dem verstärkten Ausbreiten von zellulären Mobilkommuni­ kationssystemen entsteht ein erhöhter Bedarf nach einem Fil­ ter zur Verwendung in einer Kommunikationseinheit, das auf zwei Typen von Mobilkommunikationssystemen, welche unter­ schiedliche Frequenzbänder verwenden, anwendbar ist, oder welches für die gemeinsame Verwendung von Kommunikations­ einheiten für mehrere einzelne Kommunikationssysteme anwend­ bar ist. Bei einer Hochfrequenzschaltung, die beispielsweise für sowohl ein mobiles Kommunikationssystem, das das 800- MHz-Band verwendet, als auch auf ein System, das das 1,5- GHz-Band verwendet, anwendbar ist, wird üblicherweise der folgende Filtertyp zum Auswählen des Durchlasses oder der Dämpfung der beiden Wellentypen in den unterschiedlichen Frequenzbändern bereitgestellt. Gemäß einer herkömmlichen Technik, wie sie in Fig. 14 dargestellt ist, sind ein Filter F1 zum Durchlassen oder Dämpfen einer Frequenz in dem 800- MHz-Band und ein Filter F2 zum Durchlassen oder Dämpfen einer Frequenz in dem 1,5-GHz-Band parallel zueinander ge­ schaltet, wodurch eine Filterschaltung konfiguriert werden kann. Auf diese Art und Weise können zwei Bandpaßfilter mit jeweiligen Durchlaßbändern mit unterschiedlichen Mittenfre­ quenzen kombiniert werden, wodurch Bandpaßcharakteristika implementiert sind, damit Wellen mit Frequenzen f1 und f2 durch die jeweiligen Filter durchgelassen werden, wie es in Fig. 15 dargestellt ist. Andererseits können zwei Filter mit jeweiligen Dämpfungsbändern mit unterschiedlichen Mittenfre­ quenzen kombiniert werden, wodurch Banddämpfungscharakte­ ristika zum Dämpfen von Wellen mit den Frequenzen f1 und f2 erreicht werden können, wie es in Fig. 16 gezeigt ist.

Das herkömmliche Filter des obigen Typs zeigt jedoch folgen­ des Problem. Ein einfaches Parallelverbinden von mehreren Filtern, wie es oben beschrieben wurde, bewirkt eine Störung zwischen den Filtern. Demgemäß können gewünschte Charakteri­ stika nicht erreicht werden. Es sind somit Anpassungsschal­ tungen für die Filter notwendig. Die Fig. 17 und 18 stellen Beispiele der Anpassungsschaltungen dar. Bezugnehmend auf Fig. 17 zeigen BPF1 und BPF2 Bandpaßfilter, welche jeweils zwei Stufen aus dielektrischen Resonatoren aufweisen, wäh­ rend M1 und M2 Phasenabgleichschaltungen darstellen. Die beiden Bandpaßfilter sind somit durch die Phasenabgleich­ schaltungen angepaßt. Andererseits stellen bezugnehmend auf Fig. 18 BEF1 und BEF2 Bandsperrefilter dar, welche jeweils drei Stufen aus dielektrischen Resonatoren aufweisen, wäh­ rend M1 und M2 Phasenabgleichschaltungen darstellen. Die beiden Bandsperrefilter sind somit durch die Phasenabgleich­ schaltungen angepaßt. Auf diese Art und Weise wird gemäß der herkömmlichen Technik ein Filterpaar benötigt, was ebenfalls Anpassungsschaltungen zum Verbinden der beiden Filter not­ wendig macht. Dies vergrößert den gesamten Filter und erhöht ferner die Kosten.

In der Veröffentlichung von Baier W.; "Elektronik Lexikon", 2. Auflage, Franck'sche Verlagshandlung, Stuttgart, 1982, S. 619, werden Topfkreise beschrieben, welche aus Leitungsreso­ natoren bestehen, die grundsätzlich mehrwellig sind, d. h. sie zeigen bei mehr als einer Frequenz eine Resonanz. Die Leitungsresonatoren sind an den Enden jeweils kurzge­ schlossen oder leerlaufend und man spricht in diesem Fall von Lambda/4- oder Lambda3/4-Resonatoren.

Die US-A-4,506,241 betrifft einen koaxialen dielektrischen Resonator mit unterschiedlichen Impedanzabschnitten. Dieser koaxiale dielektrische Resonator umfaßt einen im wesent­ lichen zylindrischen dielektrischen Körper mit einem dicken Abschnitt, einem dünnen Abschnitt und einem Stufenabschnitt zwischen dem dicken und dem dünnen Abschnitt. Die inneren und äußeren Oberflächen des dielektrischen Körpers sind jeweils durch innere und äußere Leiter bedeckt. Der Reso­ nator kann als eine Serienschaltung von zwei Leitungen be­ trachtet werden, die unterschiedliche Impedanzen aufweisen. Die axiale Länge des dicken und des dünnen Abschnitts kann so eingestellt werden, um die elektrischen Charakteristika des Resonators zu ändern. Durch das Bereitstellen der dicken und der dünnen dielektrischen Abschnitte können die Reso­ nanzfrequenzen auf vorbestimmte Werte eingestellt werden. Ferner kann der Stufenabschnitt abgerundet oder durch einen zulaufenden Abschnitt ersetzt werden, so daß die Impedanz allmählich bei Übergang von dem Dicken auf den dünnen Ab­ schnitt, oder umgekehrt, sich ändert.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Mobilkommunikationseinheit mit einer Hochfrequenzschaltung zu schaffen, die ein kleineres und günstigeres dielek­ trisches Filter aufweist, welches zwei Wellen mit zwei un­ terschiedlichen Frequenzen selektiv durchläßt oder dämpft.

Diese Aufgabe wird durch eine Mobilkommunikationseinheit ge­ mäß Anspruch 1 sowie durch die Verwendung eines dielek­ trischen Filters in einer Hochfrequenzschaltung einer Mobil­ kommunikationseinheit gelöst.

Um zwei Frequenzen mit einem Paar von Filterschaltungen durchzulassen oder zu dämpfen, wird gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Mobilkommunikationseinheit mit einem dielektrischen Filter geschaffen, das einen dielek­ trischen TEM-Modus-Resonator aufweist, wobei der dielek­ trische TEM-Modus-Resonator ein Ende aufweist, welches kurz­ geschlossen ist, während das andere Ende offen ist, wobei die Frequenzen des Grundwellenresonanzmodus und/oder eines Resonanzmodus dritter Ordnung derart bestimmt werden, daß eine erste Frequenz gemäß dem Grundwellenreso­ nanzmodus durchgelassen oder gedämpft wird, und daß eine zweite Frequenz gemäß dem Resonanzmodus dritter Ordnung durchgelassen oder gedämpft wird.

Zum Einstellen der ersten und der zweiten Frequenz auf vor­ bestimmte Werte wird das Impedanzverhältnis des dielektri­ schen Filters in der Mobilkommunikationseinheit der vorlie­ genden Erfindung zwischen dem Kurzschlußende und dem offenen Ende variiert, um die Frequenzen des Grundwellenresonanzmo­ dus und des Resonanzmodus dritter Ordnung auf die vorbe­ stimmten Werte einzustellen.

Um einen Dämpfungspol in einem höheren Frequenzband oder in einem niedrigeren Frequenzband der ersten Frequenz oder der zweiten Frequenz zu erzeugen, kann eine Kopplungsschaltung zum Koppeln der benachbarten dielektrischen Resonatoren oder zum Koppeln der dielektrischen Resonatoren an eine externe Schaltung vorgesehen werden, wobei ein Reaktanzelement zwi­ schen der Kopplungsschaltung und dem dielektrischen Resona­ tor angeordnet werden kann, wodurch die Frequenz eines Dämp­ fungspols bestimmt wird. Bei einem Typ eines dielektrischen Filters in der Mobilkommunikationseinheit der vorliegenden Erfindung ist ein Ende des dielektrischen TEM-Modus-Resona­ tors kurzgeschlossen, während das andere Ende desselben of­ fen ist, wodurch zumindest zwei Moden, d. h. der Grundwellen­ resonanzmodus und der Resonanzmodus dritter Ordnung, erzeugt werden können. Die Frequenzen beider Resonanzmoden werden derart bestimmt, daß eine erste Frequenz gemäß dem Grund­ wellenresonanzmodus durchgelassen oder gedämpft werden kann, und daß eine zweite Frequenz gemäß dem Resonanzmodus dritter Ordnung durchgelassen oder gedämpft werden kann. Es ist somit möglich, zwei Frequenzen durch die Verwendung eines Paars dielektrischer Filter durchzulassen oder zu dämpfen.

Bei einem anderen Typ eines dielektrischen Filters in der Mobilkommunikationseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung wird das Impedanzverhältnis zwischen dem kurzgeschlossenen Ende und dem offenen Ende des Filters variiert, wodurch die Frequenz des Grundwellenresonanzmodus derart eingestellt wird, daß sie beispielsweise 800 MHz beträgt, während die Frequenz des Resonanzmodus dritter Ordnung derart einge­ stellt wird, daß sie beispielsweise 1,5 GHz beträgt. Bei dieser Anordnung können die beiden Frequenzen in dem 800- MHz-Band bzw. in dem 1,5-GHz-Band durchgelassen oder ge­ dämpft werden.

Bei noch einem weiteren Typ eines dielektrischen Filters in der Mobilkommunikationseinheit der vorliegenden Erfindung ist eine Kopplungsschaltung zum Koppeln der benachbarten di­ elektrischen Resonatoren oder zum Koppeln der dielektrischen Resonatoren mit einer externen Schaltung vorgesehen, wobei ein Reaktanzelement ferner zwischen der Kopplungsschaltung und dem dielektrischen Resonator angeordnet ist. Das Bereit­ stellen der oben erwähnten Kopplungsschaltung und des Reak­ tanzelements bewirken die Erzeugung eines Dämpfungspoles in einem höherfrequenten Band oder in einem niederfrequenten Band der ersten Frequenz oder der zweiten Frequenz. Demgemäß können unerwünschte Frequenzsignale in einem höheren Fre­ quenzband oder in einem niedrigeren Frequenzband der ersten Frequenz oder der zweiten Frequenz wirksam und wesentlich gedämpft werden.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich­ nungen detaillierter erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine perspektivische Ansicht eines Bandpaßfilters gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 schematisch die Konfiguration der dielektrischen Platte, die in Fig. 1 gezeigt ist;

Fig. 3 ein Ersatzschaltbild des in Fig. 1 gezeigten Band­ paßfilters;

Fig. 4 ein Charakteristikadiagramm des in Fig. 1 gezeigten Bandpaßfilters;

Fig. 5A bis 5D Beispiele der Variationen des Impedanzver­ hältnisses zwischen dem Kurzschlußende und dem of­ fenen Ende des Filters;

Fig. 6A bis 6B Beispiele einer Frequenzänderung des Reso­ nanzmodus dritter Ordnung bezüglich der Frequenz des Grundwellenresonanzmodus, die durch die in Fig. 5 gezeigten Variationen erreicht werden;

Fig. 7 ein Aufriß eines Bandpaßfilters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 8 ein Ersatzschaltbild des in Fig. 7 gezeigten Band­ paßfilters;

Fig. 9 ein Charakteristikadiagramm des in Fig. 7 gezeigten Bandpaßfilters;

Fig. 10A bis 10B perspektivische Ansichten eines Bandpaßfil­ ters gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 11 ein Ersatzschaltbild des in Fig. 10 gezeigten Band­ paßfilters;

Fig. 12 einen Aufriß eines Bandsperrefilters gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;

Fig. 13 ein Ersatzschaltbild des in Fig. 12 gezeigten Band­ sperrefilters;

Fig. 14 ein schematisches Diagramm einer herkömmlichen Fil­ terschaltung;

Fig. 15 ein Beispiel der Charakteristika des in Fig. 14 ge­ zeigten Filters;

Fig. 16 ein weiteres Beispiel der Charakteristika des in Fig. 14 gezeigten Filters;

Fig. 17 ein Beispiel von Anpassungsschaltungen zur Verwen­ dung bei einem herkömmlichen Bandpaßfilter; und

Fig. 18 ein weiteres Beispiel von Anpassungsschaltungen zur Verwendung bei einem herkömmlichen Bandpaßfilter.

Nachfolgend wird bezugnehmend auf die Fig. 1 bis 6 die Kon­ figuration eines Bandpaßfilters gemäß einem ersten Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben.

Fig. 1 stellt ein Bandpaßfilter dar, wobei keine Abschir­ mungsabdeckung an demselben befestigt ist. Ein Paar von dielektrischen λ/4-TEM-Modus-Resonatoren (TEM = Transverse Electromagnetic Mode; = transversal elektromagnetischer Modus) Ra und Rb sind auf die folgende Art und Weise kon­ figuriert. In jedem dielektrischen Block 1a und 1b ist entlang seiner Mittelachse ein Durchgangsloch gebildet. Ebenfalls ist innerhalb der inneren Umfangsoberfläche jedes Lochs ein innerer Leiter gebildet, während äußere Leiter 2a und 2b auf den Oberflächen außer auf den durch 1a und 1b gezeigten Oberflächen gebildet sind. Als Ergebnis kann die durch S1 bezeichnete Oberfläche ein offenes Ende sein, während die durch S2 gezeigte Oberfläche ein Kurzschlußende sein kann. Anschlüsse 3a und 3b sind in die jeweiligen Durchgangslöcher eingefügt. Die beiden dielektrischen Re­ sonatoren Ra und Rb, die wie oben beschrieben aufgebaut sind, und eine dielektrische Platte 4 sind auf der vorderen Oberfläche eines Substrats 7 befestigt. Zwei Elektroden, die auf der vorderen Oberfläche der dielektrischen Platte 4 angeordnet sind, sind jeweils mit einem jeweiligen Anschluß 3a und 3b verbunden, während andere Elektroden auf der hin­ teren Oberfläche der dielektrischen Platte 4 angebracht und mit Eingangs/Ausgangs-Elektroden 8 verbunden sind, die für die Oberfläche des Substrats 7 vorgesehen sind. Bezugnehmend auf Fig. 2 sind Elektroden 5a und 5b auf der vorderen Ober­ fläche 100 der dielektrischen Platte 4 befestigt, während die Elektroden 6a und 6b auf der hinteren Oberfläche 200 der Platte 4 gebildet sind. Damit sind eine Kapazität C1 zwi­ schen den Elektroden 5a und 6a, eine Kapazität C3 zwischen den Elektroden 5b und 6b und eine Kapazität C2 zwischen den Elektroden 5a und 5b erzeugt.

Fig. 3 stellt eine Ersatzschaltung des in Fig. 1 gezeigten Bandpaßfilters dar. Wie in Fig. 3 zu sehen ist, umfaßt das Filter eine Bandpaßfilterschaltung, die aus zwei dielektri­ schen Resonatoren gebildet ist. Fig. 4 ist ein Charakte­ ristikadiagramm des in Fig. 1 gezeigten Bandpaßfilters. In diesem Diagramm zeigt die horizontale Achse die Frequenz, während die vertikale Achse den Dämpfungsbetrag (dB) be­ zeichnet. S21 zeigt die Bandpaßcharakteristika zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsende. S11 zeigt die Reflexionscha­ rakteristika des Eingangsendes. S22 stellt die Reflexions­ charakteristika des Ausgangsendes dar. Auf diese Art und Weise ist die Frequenz des Grundwellenresonanzmodus der Resonatoren Ra und Rb auf 800 MHz eingestellt, während die Frequenz des Resonanzmodus dritter Ordnung auf 1,9 GHz ein­ gestellt ist, wodurch Bandpaßfiltercharakteristika erhalten werden können, bei denen zwei Wellentypen in dem 800-MHz- Band und in dem 1,9-GHz-Band durch dieselben laufen können.

Um die Frequenzen des Grundwellenresonanzmodus und des Re­ sonanzmodus dritter Ordnung auf vorbestimmte Werte einzu­ stellen, werden Einstellungen bezüglich des Impedanzverhält­ nisses zwischen dem Kurzschlußende und dem offenen Ende der dielektrischen Resonatoren durchgeführt. Die Fig. 5 und 6 stellen Beispiele für die Variationen des Impedanzverhält­ nisses dar. Wie es beispielsweise in Fig. 5A dargestellt ist, wird der Durchmesser des inneren Leiters an dem offenen Ende derart eingestellt, daß er größer als am Kurzschlußende ist, wodurch die Kapazitätskomponente in einer Region des Grundwellenresonanzmodus, welche einen großen Betrag an elektrischer Feldenergie aufweist, erhöht wird. Dies er­ niedrigt die Resonanzfrequenz des Grundwellenresonanzmodus. Andererseits sind bei dem Resonanzmodus dritter Ordnung sowohl die Spitze als auch das Tal der Energie des elek­ trischen Feldes in einer Region L1 verteilt, in der der innere Leiter vergrößert ist, wodurch die Resonanzfrequenz des Resonanzmodus dritter Ordnung nicht wesentlich verändert werden kann. Als Ergebnis wird, wie es in Fig. 6A gezeigt ist, die Frequenz f2 des Resonanzmodus dritter Ordnung be­ züglich der Frequenz f1 des Grundwellenresonanzmodus eine höhere Frequenz f2'. In anderen Worten wird die Differenz zwischen den Frequenzen f1 und f2 größer.

Dagegen wird, wie es in Fig. 5B gezeigt ist, der Durchmesser des inneren Leiters an dem Kurzschlußende größer als der an dem offenen Ende gemacht, wodurch die Kapazitätskomponente in einer Region des Resonanzmodus dritter Ordnung vergrößert wird, in der sich die Energie des elektrischen Feldes ver­ gleichsweise konzentriert. Dies erniedrigt die Resonanz­ frequenz des Resonanzmodus dritter Ordnung. Andererseits ist in dem Grundwellenresonanzmodus die Energie des elektrischen Feldes in einer Region L2 relativ klein, in der der innere Leiter vergrößert ist, wodurch die Resonanzfrequenz des Grundwellenresonanzmodus nicht wesentlich verändert wird. Als Folge wird die Frequenz f2 des Resonanzmodus dritter Ordnung bezüglich der Frequenz f1 des Grundwellenresonanz­ modus eine niedrigere Frequenz f2', wie es in Fig. 6B ge­ zeigt ist. D. h., daß die Differenz zwischen den Frequenzen f1 und f2 kleiner wird.

Statt des Variierens des Durchmessers des inneren Leiters kann die Größe des äußeren Leiters verändert werden, wie es in den Fig. 5C und 5D dargestellt wird. Wie es beispielswei­ se in Fig. 5C dargestellt ist, wird der äußere Leiter an dem Kurzschlußende kleiner als der an dem offenen Ende gemacht, wodurch sich Vorteile ergeben, die denen ähnlich sind, die in Fig. 5B gezeigt sind. Die Differenz zwischen den Frequen­ zen f1 und f2 kann somit reduziert werden. Andererseits ist, wie es in Fig. 5D gezeigt ist, der äußere Leiter an dem of­ fenen Ende kleiner als an dem Kurzschlußende gemacht, wo­ durch Vorteile erreicht werden, die denen des Beispiels, das in Fig. 5A gezeigt ist, ähnlich sind. Die Differenz zwischen den Frequenzen f1 und f2 kann somit erhöht werden.

Wie es oben erörtert wurde, werden die Abmessungen L1 und L2 entlang der Achse des Resonators und der Durchmesser des in­ neren Leiters oder die Größe des äußeren Leiters variiert, wodurch die Frequenzen das Grundwellenresonanzmodus und des Resonanzmodus dritter Ordnung auf die jeweiligen vorbestimm­ ten Werte eingestellt werden können.

Die Konfiguration des Bandpaßfilters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nach­ folgend bezugnehmend auf die Fig. 7 bis 9 erklärt.

Fig. 7 ist ein Aufriß eines Bandpaßfilters dieses Ausfüh­ rungsbeispiels. Das Filter umfaßt zwei dielektrische TEM- Modus-Resonatoren Ra und Rb und eine dielektrische Platte 4, die auf der oberen Oberfläche des Substrats 7 angebracht ist. Das zweite Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem ersten Ausführungsbeispiel darin, daß die Elektroden 10a und 10b auf der dielektrischen Platte 4 angeordnet sind, und daß Chipinduktivitäten 11a und 11b, die als Reaktanzbauele­ mente verwendet werden, zwischen den beiden Elektroden 10a und 10b und zwischen den jeweiligen anderen beiden Elek­ troden 5a und 5b angebracht sind, wobei die Anschlüsse 3a und 3b der dielektrischen Resonatoren ferner mit den Elek­ troden 10a bzw. 10b verbunden sind.

Fig. 8 ist ein Ersatzschaltbild des Bandpaßfilters, das in Fig. 7 gezeigt ist, während Fig. 9 ein Charakteristikadia­ gramm des in Fig. 8 gezeigten Ersatzschaltbildes ist. Bezug­ nehmend auf Fig. 8 entsprechen die Induktivitäten La und Lb den oben beschriebenen Chipinduktivitäten 11a und 11b. Auf diese Art und Weise sind die Induktivitäten Ra und Rb zwi­ schen die Resonatoren Ra und Rb und eine Kopplungsschaltung geschaltet, wodurch Dämpfungspole zwischen der ersten und zweiten Frequenz f1 und f2 und in einem Frequenzband über der zweiten Frequenz f2 erzeugt werden, wie es in Fig. 9 ge­ zeigt ist. In diesem Fall erniedrigt ein erhöhte Induktivi­ tät der Induktivitäten La und Lb die Frequenz fd1 des ersten Dämpfungspols, während dieselbe die Frequenz fd2 des zweiten Dämpfungspols erhöht. Dagegen erhöht die verringerte Induk­ tivität der Induktivitäten La und Lb die Frequenz fd1 des ersten Dämpfungspols, während dieselbe die Frequenz fd2 des zweiten Dämpfungspols verringert.

Obwohl Chipinduktivitäten bei dem in Fig. 7 gezeigten Aus­ führungsbeispiel verwendet werden, können stattdessen auch Spulen verwendet werden. Ferner können die Längen der An­ schlüsse 3a und 3b, die aus den Resonatoren herausgezogen sind (der Abstand zwischen den Resonatoren und der dielek­ trischen Platte 4) verändert werden, um die Induktivität der Induktivitäten La und Lb zu bestimmen.

Nachfolgend wird der Aufbau eines Bandpaßfilters gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung be­ zugnehmend auf die Fig. 10A, 10B und 11 erklärt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist das Bandpaßfilter aus einem einzigen dielektrischen Block gebildet.

Fig. 10A ist eine perspektivische Ansicht des gesamten di­ elektrischen Resonators, während Fig. 10B eine perspekti­ vische Teilquerschnittsansicht ist, die den Resonator, der in Fig. 10A gezeigt ist, im umgedrehten Zustand zeigt. Zwei Durchgangslöcher 12a und 12b, die mit inneren Stufen gebil­ det sind, sind für den dielektrischen Block 1 vorgesehen, wobei ein innerer Leiter 15 auf der inneren Umfangsoberflä­ che jedes Durchgangslochs 12a und 12b gebildet ist. Der innere Leiter 15 ist teilweise mit einem Zwischenraum 16 versehen, wodurch eine Kapazität erzeugt wird. Ein äußerer Leiter 2, ein Eingangs/Ausgangs-Leiter 14, usw. sind auf der äußeren Oberfläche des dielektrischen Blocks 1 gebildet. Fig. 11 ist ein Ersatzschaltbild des in Fig. 10A gezeigten Filters. In Fig. 11 bezeichnen Ra und Rb dielektrische Re­ sonatoren, die aus den inneren Leitern 15, die auf den in­ neren Umfangsoberflächen der Durchgangslöcher 12a und 12b gebildet sind, aus dem dielektrischen Block 1 und dem äuße­ ren Leiter 2 bestehen, während Ca und Cb externe Koppelka­ pazitäten bezeichnen, die zwischen den inneren Leitern 15 und den Eingangs/Ausgangs-Leitern 14 erzeugt werden.

Wie es in Fig. 10B dargestellt ist, unterscheidet sich der Innendurchmesser jedes Durchgangslochs 12a und 12b an dem Kurzschlußende von dem des offenen Endes, wodurch das Im­ pedanzverhältnis zwischen dem Kurzschlußende und dem offenen Ende variiert wird. Gleichzeitig werden die axiale Länge der Resonatoren, die Strecke zwischen den Durchgangslöchern 12a und 12b und die Größe des Zwischenraumes, der für einen Teil des inneren Leiters 15 vorgesehen ist, bestimmt. Demgemäß können Bandpaßfiltercharakteristika erreicht werden, die es erlauben, daß Frequenzen in den beiden unterschiedlichen Bandbereichen durch das Filter durchgelassen werden.

Der Aufbau eines Bandsperrefilters gemäß einem vierten Aus­ führungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend bezugnehmend auf die Fig. 12 und 13 beschrieben. Fig. 12 ist ein Aufriß eines Bandsperrefilters. Auf dem Substrat 7 sind Elektroden, die mit den entgegengesetzten Oberflächen von Chipkondensatoren 17a, 17b und 17c verbunden sind, Eingangs­ elektroden 8 und 9 und λ/4-Übertragungsleitungen 18a und 18b angebracht. Die drei dielektrischen TEM-Modus-Resonatoren Ra, Rb und Rc und die Chipkondensatoren 17a, 17b und 17c sind ferner auf der oberen Oberfläche des Substrats 7 ange­ bracht. Ferner sind die Anschlüsse 3a, 3b und 3c der Resona­ toren mit den Oberflächenelektroden der Chipkondensatoren 17a, 17b bzw. 17c verbunden.

Fig. 13 ist ein Ersatzschaltbild des Bandsperrefilters, das in Fig. 12 gezeigt ist. In Fig. 13 entsprechen Ca, Cb und Cc den Chipkondensatoren 17a, 17b bzw. 17c, welche in Fig. 12 gezeigt sind. Es wird nun angenommen, daß die elektrischen Längen der λ/4-Übertragungsleitungen 18a und 18b gleich ei­ nem Viertel der Wellenlänge bei der Frequenz des Grundwel­ lenresonanzmodus sind. Dann ist die elektrische Länge je­ denfalls gleich der dreiviertelten Wellenlänge bei der Fre­ quenz des Resonanzmodus dritter Ordnung, wodurch die benach­ barten Resonatoren gegeneinander im wesentlichen um 90° pha­ senverschoben sind. Demgemäß zeigt das in Fig. 12 gezeigte Filter Bandsperrencharakteristika sowohl in dem Resonanz­ modus dritter Ordnung als auch in dem Grundwellenresonanzmo­ dus.

Das Bandsperrefilter gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel zeigt Charakteristika, die denen des in Fig. 16 gezeigten Filters ähnlich sind. In Fig. 16 ist es bestimmt, daß A ein Dämpfungsband bezeichnet, das von 810 bis 830 MHz reicht. B bezeichnet ein Durchlaßband, das von 940 bis 960 MHz reicht. C stellt ein Durchlaßband dar, daß von 1429 bis 1453 MHz reicht, während D ein Dämpfungsband bezeichnet, das von 1477 bis 1501 MHz reicht. Somit kann das oben beschriebene Filter beispielsweise zur Verwendung in einer Übertragungsleitung für die gemeinsame Verwendung durch ein Mobilkommunikations­ system, das das 800-MHz-Band verwendet, sowie durch ein anderes System, das des 1,5-GHz-Band verwendet, hergenommen werden.

Claims (4)

1. Mobilkommunikationseinheit mit einer Hochfrequenz­ schaltung, welche ein dielektrisches Filter aufweist, mit
mindestens einem dielektrischen TEM-Modus-Resonator (Ra, Rb; Ra, Rb, Rc), wobei der dielektrische TEM-Modus-Reso­ nator zwei Enden (S1, S2) aufweist, von denen das eine (S2) kurzgeschlossen ist, während das andere (S1) offen ist;
wobei der Resonator einen Grundwellenresonanzmodus und einen Resonanzmodus dritter Ordnung aufweist, welche je­ weiligen Frequenzen (f1, f2) entsprechen, wobei zumin­ dest einer der Moden derart bestimmt ist, daß das Filter die erste Frequenz (f1) gemäß dem Grundwellenresonanzmo­ dus durchläßt oder dämpft, und daß das Filter die zweite Frequenz (f2) gemäß dem Resonanzmodus dritter Ordnung durchläßt oder dämpft; und
wobei die Frequenzen (f1, f2) des Grundwellenresonanzmo­ dus und des Resonanzmodus dritter Ordnung durch Einstel­ len eines Impedanzverhältnisses zwischen dem kurzge­ schlossenen Ende (S2) und dem offenen Ende (S1) des di­ elektrischen Resonators (Ra, Rb; Ra, Rb, Rc) auf vorbe­ stimmte Werte eingestellt sind.

2. Mobilkommunikationseinheit gemäß Anspruch 1,
bei dem eine Kopplungsschaltung (C1, C2, C3; Ca, Cb, M; 18a, 18b) angeordnet ist, um ein Paar von dielektrischen Resonatoren (Ra, Rb; Ra, Rb, Rc) zu koppeln, oder um ei­ nen dielektrischen Resonator und eine externe Schaltung zu koppeln; und
bei dem ein Reaktanzbauelement (La, Lb; 17a, 17b, 17c) ebenfalls zwischen der Kopplungsschaltung und dem di­ elektrischen Resonator angeordnet ist, wodurch Bandpaß­ charakteristika zum Durchlassen der ersten (f1) und der zweiten (f2) Frequenz und zum Erzeugen eines Dämpfungs­ pols in einem Band neben der ersten und der zweiten Fre­ quenz erhalten werden.

3. Verwendung eines dielektrischen Filters in einer Hoch­ frequenzschaltung einer Mobilkommunikationseinheit, mit
mindestens einem dielektrischen TEM-Modus-Resonator (Ra, Rb; Ra, Rb, Rc), wobei der dielektrische TEM-Modus-Reso­ nator zwei Enden (S1, S2) aufweist, von denen das eine (S2) kurzgeschlossen ist, während das andere (S1) offen ist;
wobei der Resonator einen Grundwellenresonanzmodus und einen Resonanzmodus dritter Ordnung aufweist, welche je­ weiligen Frequenzen (f1, f2) entsprechen, wobei zumin­ dest einer der Moden derart bestimmt ist, daß das Filter die erste Frequenz (f1) gemäß dem Grundwellenresonanzmo­ dus durchläßt oder dämpft, und daß das Filter die zweite Frequenz (f2) gemäß dem Resonanzmodus dritter Ordnung durchläßt oder dämpft; und
wobei die Frequenzen (f1, f2) des Grundwellenresonanzmo­ dus und des Resonanzmodus dritter Ordnung durch Einstel­ len eines Impedanzverhältnisses zwischen dem kurzge­ schlossenen Ende (S2) und dem offenen Ende (S1) des di­ elektrischen Resonators (Ra, Rb; Ra, Rb, Rc) auf vorbe­ stimmte Werte eingestellt sind.

4. Verwendung eines dielektrischen Filters gemäß Anspruch 3,
bei dem eine Kopplungsschaltung (C1, C2, C3; Ca, Cb, M; 18a, 18b) angeordnet ist, um ein Paar von dielektrischen Resonatoren (Ra, Rb; Ra, Rb, Rc) zu koppeln, oder um ei­ nen dielektrischen Resonator und eine externe Schaltung zu koppeln; und
bei dem ein Reaktanzbauelement (La, Lb; 17a, 17b, 17c) ebenfalls zwischen der Kopplungsschaltung und dem di­ elektrischen Resonator angeordnet ist, wodurch Bandpaß­ charakteristika zum Durchlassen der ersten (f1) und der zweiten (f2) Frequenz und zum Erzeugen eines Dämpfungs­ pols in einem Band neben der ersten und der zweiten Fre­ quenz erhalten werden.