DE19537223C1 - Potentialfreie Meßanordnung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Meßanordnung mit einem induktiven Kopplungselement zur potentialfreien Übertragung von Energie und Signalen, einem das induktive Kopplungselement primärsei­ tig speisenden Oszillator, einer dem induktiven Kopplungsele­ ment sekundärseitig nachgeschalteten Gleichrichteinheit, ei­ ner durch die Gleichrichteinheit gespeisten Signalaufberei­ tungseinrichtung, einem der Signalaufbereitungseinrichtung vorgeschalteten Meßfühler, einem von der Signalaufbereitungs­ einrichtung gesteuerten sowie dem induktiven Kopplungselement sekundärseitig parallel geschalteten Relastungsmodulator und einem dem induktiven Kopplungselement primärseitig parallel geschalteten sowie ein Meßausgangssignal erzeugenden Bela­ stungsdemodulator.

In der Regel ist beim Betrieb von Meßfühlern die nachfolgende Auswerteschaltung gegen eine Verbindung mit Erdpotential zu schützen. Alle Teile des Meßfühlers, die mit der Auswerte­ schaltung in Verbindung stehen, müssen beispielsweise einer Prüfwechselspannung von 500 V gegenüber Erdpotential 1 Minute lang Stand halten können. Manche Typen von Meßfühlern sind jedoch aufgrund ihres mechanischen Aufbaus nicht in der Lage, diese Bedingung zu erfüllen. Im Falle eines Fehlers kann es zu einem Kontakt zwischen der Masse der Auswerteschaltung und dem Erdpotential und damit zur Zerstörung der Auswerteschal­ tung oder zur Verfälschung des Meßwertes kommen. Um dies zu verhindern, werden üblicherweise Meßfühler und Auswerteschal­ tung galvanisch voneinander getrennt. Der Meßfühler darf dann geerdet werden, während die Auswerteschaltung demgegenüber potentialfrei betrieben wird.

Eine Meßanordnung, die einen galvanisch getrennten Betrieb von kapazitiven Meßfühlern, insbesondere zur Füllstandmes­ sung, ermöglicht, ist beispielsweise aus der DE-PS 42 03 725 C2 bekannt. Zum Zwecke der Potentialtrennung werden dort zwei induktive Übertrager vorgeschlagen. Ein erster Übertrager dient als Spannungswandler zur potentialfreien Wechselspan­ nungsversorgung der zu messenden Kapazität. Über einen zwei­ ten Übertrager wird ein vom Meßfühler erzeugtes Meßsignal po­ tentialfrei ausgekoppelt. Übertrager sind jedoch relativ groß in den Abmessungen und aufwendig in der Herstellung.

Eine dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 entsprechende Meß­ anordnung ist beispielsweise aus der US-PS 4 354 190 bekannt. Bei dieser Meßanordnung wird nur ein induktives Kopplungsele­ ment verwendet, um Energie zur Versorgung des Meßfühlers so­ wie einer Signalaufbereitungseinrichtung in einer Richtung und ein vom Meßfühler erzeugtes Meßsignal in entgegengesetz­ ter Richtung berührungslos zu übertragen. Die Energieübertra­ gung erfolgt mittels einer primärseitig eingespeisten Wech­ selspannung, die sekundärseitig zur Übertragung des Meßsi­ gnals einer Belastungsmodulation unterzogen wird. Bei be­ stimmten Anwendungen von Meßfühlern ist es jedoch notwendig, dem Meßfühler und/oder der nachfolgenden Signalaufbereitungs­ einrichtung zusätzlich ein Steuersignal beispielsweise zur Kanalauswahl, Meßkanalumschaltung, Kalibrierung, etc. poten­ tialfrei zuzuführen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Meßanordnung bereitzustellen, die bei Verwendung nur eines induktiven Kopplungselements neben einer potentialfreien Energieversor­ gung des Meßfühlers und/oder der nachfolgenden Signalaufbereitungsschaltung auch die potentialfreie Übertragung von Signalen in bei­ de Richtungen erlaubt. Insbesondere soll auch ein Steuersignal potentialfrei zuführbar sein.

Diese Aufgabe wird mit den in Patentanspruch 1 genannten Merkmalen gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Un­ teransprüchen gekennzeichnet.

Die erfindungsgemäße Meßanordnung erfordert für die Übertra­ gung des weiteren Signals nur einen geringen zusätzlichen Schaltungsaufwand. Primärseitig ist lediglich der zur Ener­ gieübertragung verwendete Oszillator so abzuändern, daß nun seine Schwingfrequenz durch ein Eingangssteuersignal verän­ derbar ist. Dies kann auf einfache Weise z. B. durch signal­ abhängiges Ändern des die Schwingfrequenz bestimmenden Zeit­ glieds im Oszillator erreicht werden. Auf der Sekundärseite tritt ein Frequenzdemodulator hinzu, der die Frequenzänderung registriert und daraus das Steuersignal herleitet. Insbeson­ dere in dem häufig auftretenden Fall, daß das Steuersignal nur zwei Zustände unterscheidet, ist der zusätzliche Schal­ tungsaufwand auf Primär- und Sekundärseite minimal. Die pri­ märseitige Frequenzumschaltung erlaubt eine Übertragung von Signalen bei geringem Aufwand und dennoch hoher Genauigkeit.

Bei einer Ausgestaltung der Erfindung stellt die Signalaufbe­ reitungseinrichtung ein Signal zur Ansteuerung des Bela­ stungsmodulators bereit, dessen Frequenz einem vom Meßfühler erfaßten Meßwert entspricht. Damit wird beispielsweise ein Widerstandswert, ein Kapazitätswert oder ein Spannungswert des Meßfühlers in eine entsprechende Frequenz umgesetzt. Durch Verwendung der Frequenzcodierung bei der Belastungsmo­ dulation wird eine hohe Genauigkeit bei geringem Aufwand er­ zielt.

Eine einfache Ausgestaltung eines Frequenzdemodulators umfaßt einen Tiefpaß mit nachfolgender Gleichrichteinheit, die einen Komparator zur Detektion zweier Signalzustände ansteuern. Der mittels der Gleichrichteinheit erzeugte Spannungshub, der durch die unterschiedliche Bewertung unterschiedlicher Fre­ quenzen durch den Tiefpaß hervorgerufen wird, wird vom Kompa­ rator verschiedenen Spannungsbereichen zugeordnet. Die ein­ zelnen Spannungsbereiche stehen dabei für bestimmte Steuer­ signalzustände. Somit wird mit geringen Mitteln eine sichere und genaue Demodulation erzielt.

Die Belastungsmodulation erfolgt bei einer weiteren Ausge­ staltung der Erfindung dadurch, daß dem induktiven Kopplungs­ element sekundärseitig eine steuerbare Last parallel geschal­ tet ist. Die Ansteuerung der Last erfolgt dabei über ein Dif­ ferenzierglied, so daß nur kurze Belastungsimpulse auftreten, die keinen störenden Einfluß auf die Energieversorgung aus­ üben. Das Modulationssignal ist dabei aus dem Meßsignal abge­ leitet. Der Lastwechsel auf der Sekundärseite des induktiven Kopplungselements wird durch dieses auf die Primärseite über­ tragen und belastet den eine Wechselspannungsquelle bildenden Oszillator. Dies führt aufgrund des Innenwiderstandes der Spannungsquelle zu Spannungseinbrüchen, die dann detektiert und hinsichtlich ihrer Auftrittsfrequenz ausgewertet werden.

Ein zugehöriger Belastungsdemodulator kann beispielsweise aus einer Gleichrichteinheit bestehen, der über einen Hochpaß ein Komparator nachgeschaltet ist. Die primärseitige Spannung wird dabei gleichgerichtet und geglättet. Es ergibt sich eine Gleichspannung, die von einer Wechselspannung mit einer zum Meßsignal proportionalen Frequenz überlagert ist. Über einen Hochpaß wird der Gleichspannungsanteil ausgekoppelt und der Wechselspannungsanteil dem Komparator zugeführt. Dieser er­ zeugt daraus ein Signal mit konstantem Pegel und konstanter Flankensteilheit, das zur weiteren Verarbeitung in einer Aus­ werteschaltung geeignet ist.

Als Meßfühler können insbesondere kapazitive Meßfühler, wie diese zur Füllstandmessung oder Druckmessung bekannt sind, vorgesehen werden.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines in der Zeichnung gezeigten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Meß­ anordnung näher beschrieben.

Bei dem in der Zeichnung gezeigten Ausführungsbeispiel ist ein induktiver Übertrager Ü als induktives Kopplungselement vorgesehen. Der Übertrager Ü weist eine Primärwicklung auf, die durch einen Rechteckoszillator Q gespeist wird. Der Rechteckoszillator Q hat einen Innenwiderstand Ri. Seine Schwingfrequenz wird durch ein Zeitglied in Form eines RC-Glieds mit einem Kondensator C und einem Widerstand R be­ stimmt. Die vom Rechteckoszillator Q erzeugte Wechselspannung wird vom Übertrager Ü in eine an seiner Sekundärwicklung ab­ greifbare Wechselspannung umgesetzt. Bei Primär- und Sekun­ därwicklung handelt es sich um zwei voneinander galvanisch vollständig getrennte Einzelwicklungen, wodurch einander ge­ genüber völlige Potentialfreiheit von Primär- und Sekundär­ kreis gewährleistet ist. Der Sekundärwicklung des Übertragers Ü ist eine Gleichrichteinheit, bestehend aus einer Diode D1 im Längszweig und einem nachfolgenden Kondensator C1 im Quer­ zweig, nachgeschaltet. Am Kondensator C1 ist eine Versor­ gungsgleichspannung Ub abgreifbar, wobei ein Anschluß des Kondensators C1, nämlich der direkt mit der Sekundärwicklung verbundene Anschluß, auf Erdpotential E gelegt ist. Mit der Versorgungsgleichspannung Ub wird ein Kapazitäts-Frequenz-Wandler Cf gespeist. Der Kapazitäts-Frequenz-Wandler Cf er­ mittelt den Kapazitätswert von zwei an ihn angeschlossenen, jeweils einseitig an Erdpotential liegenden Kapazitäten Cm und Cr und erzeugt beispielsweise ein rechteckförmiges Signal mit einer Frequenz, die, abhängig von der Kanalwahl, entweder Cr oder Cm entspricht.

Die Kapazitäten Cm und Cr werden durch die Meßkapazität Cm und die Referenzkapazität Cr eines Meßfühlers Mf, beispiels­ weise eines kapazitiven Füllstandsensors oder eines kapazi­ tiven Drucksensors, gebildet. Eine zu messende physikalische Größe, beispielsweise die Füllhöhe eines Behälters oder ein Druck, wirken derart auf den Meßfühler Mf ein, daß nur die Meßkapazität Cm verändert wird, die Referenzkapazität Cr je­ doch davon unberührt bleibt. Andere physikalische Größen wie beispielsweise die Temperatur führen bei beiden Kapazitäten Cm und Cr zu Änderungen und bleiben daher im Gegensatz zu der zu messenden Größe bei einem Vergleich durch den Kapazitäts- Frequenz-Wandler Cf unberücksichtigt.

Das Ausgangssignal des als Signalaufbereitungseinrichtung vorgesehenen Kapazitäts-Frequenz-Wandlers Cf wird zum Zwecke der Übertragung auf die Primärseite einem Belastungsmodulator zugeführt. Dieser besteht aus einem steuerbaren Schalter so­ wie einer dazu in Reihe geschalteten Last im Sekundärkreis des Übertragers Ü.

Im einzelnen wird als steuerbarer Schalter ein Transistor T1 verwendet, dessen Laststrecke zum einen mit dem Erdpotential E verbunden und zum anderen über einen Lastwiderstand Rl so­ wie eine Diode D4 an den Knotenpunkt zwischen der Diode D1 und der Sekundärwicklung des Übertragers Ü angeschlossen ist. Die Diode D4 ist dabei entsprechend dem Leitungstyp des Tran­ sistors T1 in Durchlaßrichtung gepolt. Der Steueranschluß des Transistors T1 ist über einen Widerstand R14 zur Strombegren­ zung an den Ausgang eines Differenzierglieds angeschlossen. Das Differenzierglied besteht aus einem Hochpaß, bei dem das Signal vom Kapazitäts-Frequenz-Wandler Cf über einen Konden­ sator C7 zu dem Widerstand R14 sowie einen an Erdpotential E anliegenden Widerstand R15 geführt wird. Bei jedem Pegelwech­ sel des Ausgangssignals des Kapazitäts-Frequenz-Wandlers Cf entsteht am Ausgang des Differenzierglieds ein kurzer Impuls, der ein Durchschalten des Transistors T1 zur Folge hat. In dem Fall bestimmt der verhältnismäßig niederohmige Lastwider­ stand R1 im wesentlichen die Last im Sekundärkreis. Das Dif­ ferenzierglied soll dabei durch die Erzeugung kurzer Impulse verhindern, daß eine niederohmige Belastung längere Zeit auf­ tritt und dadurch die Energieversorgung anderer im Sekundär­ kreis liegender Verbraucher beeinträchtigt wird. Außerdem wird je nach gewählter Polung der Diode D4 der Sekundärkreis nur bei positiver oder negativer Sekundärspannung zusätzlich belastet. Im übrigen dient die Diode D4 dazu, den Transistor T1 vor einer für ihn unzulässigen Polung der Sekundärspannung zu schützen.

Da bei einem Übertrager ein Widerstand von der Sekundärseite auf die Primärseite transformiert wird, wirken sich Lastände­ rungen auf der Sekundärseite auch als Laständerung auf der Primärseite aus. In Verbindung mit dem Innenwiderstand Ri des Rechteckoszillators Q kommt es demzufolge zu Einbrüchen der an der Primärwicklung anliegenden Wechselspannung. Diese Spannungseinbrüche werden durch einen Belastungsdemodulator detektiert. Dazu wird die an der Primärwicklung anliegende Spannung mittels einer Gleichrichteinheit gleichgerichtet und geglättet. Die Gleichrichteinheit besteht aus einer Diode D3 im Längszweig und einem nachfolgenden Kondensator C6 im Quer­ zweig. Ein dem Kondensator C6 parallel geschalteter Wider­ stand R13 bestimmt das Zeitverhalten der Glättung. Die an Wi­ derstand R13 und Kondensator C6 abfallende Spannung wird über einen Hochpaß mit einem Kondensator C5 im Längszweig und ei­ nen nachfolgenden Widerstand R12 im Querzweig einem Verstär­ ker zugeführt. Der Hochpaß dient dazu, lediglich den Wechsel­ anteil weiterzuleiten und den Gleichanteil zu sperren. Seine durch den Kondensator C5 und den Widerstand R12 bestimmte Grenzfrequenz kann daher niedrig gewählt werden. Der Verstär­ ker des Ausführungsbeispiels besteht aus einem Operationsver­ stärker OP1, dessen nichtinvertierender Eingang mit Masse M verbunden ist und dessen invertierender Eingang zum einen über einen Widerstand R11 mit dem Ausgang des vorausgehenden Hochpasses und zum anderen über einen Widerstand R10 und ggfs. einen dazu parallel liegenden Kondensator C4 mit seinem eigenen Ausgang verbunden ist. Die Verstärkung des Wechselan­ teils erleichtert einem nachfolgenden Komparator die Schwell­ wertentscheidung.

Der Komparator ist als sogenannter Schmitt-Trigger ausgebil­ det und weist demnach eine Hysterese auf. Er besteht aus ei­ nem Operationsverstärker OP2, dessen invertierender Eingang mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OP1 verbunden ist und dessen nichtinvertierender Eingang über einen Widerstand R9 mit Masse M, über einen Widerstand R8 mit einem Versor­ gungspotential V und über einen Widerstand R7 mit seinem ei­ genen Ausgang verschaltet ist. An Masse M und Versorgungspo­ tential V kann neben dem Rechteckoszillator Q wie beim Aus­ führungsbeispiel auch beispielsweise eine nicht gezeigte Aus­ werteschaltung angeschlossen sein, an die ein Ausgangsmeß­ signal Fm vom Belastungsdemodulator angelegt ist und die ein Steuersignal CS bereitstellt. Am Ausgang des Operationsver­ stärkers OP2 steht das Ausgangsmeßsignal Fm an, das dem Meß­ signal am Ausgang des Kapazitäts-Frequenz-Wandlers Cf pro­ portional ist. Die Hysterese des Komparators dient im übrigen dazu, die Schwingneigung des Komparators bei Signalen um den Schwellwert zu unterdrücken.

Der Kapazitäts-Frequenz-Wandler Cf besitzt des weiteren einen Steuereingang, an den ein Signal zur Meßkanalumschaltung an­ zulegen ist. Auch dieses Signal wird erfindungsgemäß poten­ tialfrei über den Übertrager Ü herangeführt. Dies erfolgt primärseitig durch Frequenzumschaltung beim Rechteckoszilla­ tor Q. Die Frequenz f des Rechteckoszillators ist gleich dem Kehrwert des Produkts aus einer Konstanten, dem Wert des Wi­ derstandes R und dem Wert des Kondensators C. Durch Ändern beispielsweise des Widerstandswertes wird auch die Frequenz f in entsprechendem Maße verändert. Die Änderung der Frequenz des Rechteckoszillators Q erfolgt vorliegend durch Parallel­ schalten eines Widerstands Rp und des Widerstands R mittels eines durch das Eingangssteuersignal CS gesteuerten Schal­ ters. Als Schalter findet ein Transistor T2 Verwendung. Des­ sen Laststrecke ist zwischen einen Anschluß des Widerstands Rp und einen Anschluß des Widerstands R gesetzt, deren je­ weils andere Anschlüsse miteinander verbunden sind. An den Steueranschluß des Transistors T2 ist über einen Widerstand R16 zur Strombegrenzung das Eingangssteuersignal CS angelegt. Das Eingangssteuersignal CS unterscheidet zwei Zustände, die entweder ein Sperren oder ein Durchschalten des Transistors T2 bedingen. Demzufolge erzeugt der Rechteckoszillator Q ab­ hängig davon eine Wechselspannung mit der einen oder anderen Frequenz. Bei zugeschaltetem Widerstand Rp verringert sich der Gesamtwiderstand und die Frequenz des Rechteckoszillators Q erhöht sich.

Zur Unterscheidung der beiden Frequenzen wird ein Frequenzde­ modulator verwendet, bei dem die Spannung an der Sekundär­ wicklung des Übertragers Ü einem Tiefpaß mit einem Widerstand R2 im Längszweig und einem nachfolgenden Kondensator C2 im Querzweig zugeführt wird. Die Spannung über dem Kondensator C2 wird über eine Gleichrichteinheit, bestehend aus einer Di­ ode D2 im Längszweig sowie nachfolgend einem Kondensator C3 und einem parallel dazu liegenden Widerstand R3 im Querzweig, an einen Komparator angelegt. Der Widerstand R3 dient dabei wiederum zum Festlegen des Zeitverhaltens beim Glätten. Der als Schmitt-Trigger ausgebildete Komparator besteht aus einem Operationsverstärker OP3, dessen invertierender Eingang mit der vorausgehenden Gleichrichteinheit verbunden ist und des­ sen nichtinvertierender Eingang über einen Widerstand R4 an einem Anschluß des Kondensators C1, über einen Widerstand R5 an dem anderen Anschluß des Kondensators C1 und über einen Widerstand R6 an seinem eigenen Ausgang angeschlossen ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers OP3 stellt das Steuer­ signal für die Kanalumschaltung des Kapazitäts-Frequenz-Wandlers Cf bereit und ist zu diesem Zweck mit einem Steuer­ eingang des Kapazitäts-Frequenz-Wandlers Cf verbunden. Von dem Komparator werden zwei Zustände unterschieden, denen die Kapazitäten Cr bzw. Cm zugeordnet sind.

Claims (8)

1. Meßanordnung mit einem induktiven Kopplungselement (Ü) zur potentialfreien Übertragung von Energie und Signa­ len, einem das induktive Kopplungselement (Ü) primär­ seitig speisenden Oszillator (Q), einer dem induktiven Kopplungselement (Ü) sekundärseitig nachgeschalteten Gleichrichteinheit (D1, C1), einer durch die Gleich­ richteinheit (D1, C1) gespeisten Signalaufbereitungs­ einrichtung (Cf), einem der Signalaufbereitungseinrich­ tung vorgeschalteten Meßfühler (Mf), einem von der Si­ gnalaufbereitungseinrichtung (Cf) gesteuerten sowie dem induktiven Kopplungselement (Ü) sekundärseitig paral­ lelgeschalteten Belastungsmodulator (D4, Rl, T1, R14) und einem dem induktiven Kopplungselement (Ü) primär­ seitig parallel geschalteten sowie ein Meßausgangssi­ gnal (Fm) erzeugenden Belastungsdemodulator (D3, C6, R13, C5, R12, R11, OP1, R10, C4, R7, R8, R9, OP2) , da­ durch gekennzeichnet, daß der Oszillator (Q) durch ein Eingangssteuersignal (CS) frequenzmodulierbar ist und daß ein dem induktiven Kopplungselement (Ü) sekundär­ seitig nachgeschalteter Frequenzdemodulator (R2, C2, D2, R3, C3, R4, R5, R6, OP3) die Signalaufbereitungs­ einrichtung (Cf) steuert.

2. Meßanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzdemodulator (R2, C2, D2, R3, C3, R4, R5, R6, OP3) eine weitere Gleichrichteinheit (D2, C3, R3) aufweist, der ein Tiefpaß (R2, C2) vorgeschaltet und ein Komparator (OP3, R4, R5, R6) nachgeschaltet ist.

3. Meßanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Signalaufbereitungseinrichtung (Cf) ein Signal bereitstellt, dessen Frequenz einem von einem Meßfühler (Mf) erfaßten Meßwert entspricht.

4. Meßanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Belastungsmodulator (D4, R1, T1, R14, R15, C7) eine steuerbare Last (D4, Rl, T1) aufweist, die dem in­ duktiven Kopplungselement (Ü) sekundärseitig parallelge­ schaltet ist, und daß die steuerbare Last (D4, Rl, T1) unter Zwischenschaltung eines Differenziergliedes (C7, R15) durch die Signalaufbereitungseinrichtung (Cf) gesteuert wird.

5. Meßanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Belastungsdemodulator (D3, C6, R13, C5, R12, R11, OP1, R10, C4, R8, R9, R7, OP2) einen Hochpaß (C5, R12) aufweist, dem eine dritte Gleich­ richteinheit (D3, C6, R13) vorgeschaltet und ein weite­ rer Komparator (R7, R8, R9, OP2) nachgeschaltet ist.

6. Meßanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßfühler (Mf) ein kapazitiver Meßfühler ist.

7. Meßanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßfühler (Mf) zur Füllstand­ messung vorgesehen ist.

8. Meßanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßfühler (Mf) zur Druckmessung vorgesehen ist.