DE19817722C2 - Verfahren und Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen Messkapazität - Google Patents

Verfahren und Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen Messkapazität

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Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Auswertung der Admittanz einer variablen Messkapazität gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1 sowie eine Anordnung zur Durchführung dieses Verfahrens gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 14.
Die in der Praxis eingesetzten kapazitiven Füllstandmesssonden weisen Messlängen von wenigen Zentimetern bis ca. 30 m auf. Die zu messenden Produkte variieren dabei in der Dielektrizitätszahl von ca. 1,5 bis 100 bzw. können auch elektrisch leitfähig sein. Daraus resultiert eine Kapazitätsdifferenz zwischen bedeckter und unbedeckter Sonde, die zwischen ca. 6 pF und 3000 pF liegen kann. Die Kapazitäts- bzw. Admittanzmeßeinrichtung, welche die Sonde auswertet, muß daher konsequenterweise auf eine variable Kapazitätsspanne (Turn-Down) von etwa 1 : 500 einstellbar sein.
Stand der Technik hierzu ist die Kombination zweier Maßnahmen. Zum einen wird das Messergebnis variabel verstärkt bzw. gespreizt (entweder mittels analoger Verstärkerstufen oder digital im Mikroprozessor), zum anderen wird der Kapazitätsmessbereich der Admittanzmeßeinrichtung umgeschaltet.
Ein bekanntes Verfahren zur Admittanzauswertung zeigt die deutsche Patentschrift DE 42 35 243 C1 aus der die Merkmale der Oberbegriffe der Ansprüche 1 und 14 bekannt sind. Dort ist ein 3-stufiger Umschalter vorgesehen, welcher es gestattet, die Messsonde an drei verschiedene Wicklungsabgriffen des Oszillatorübertragers zu legen, um auf diese Weise die Sondenspeisespannung und damit die Kapazitätsmessempfindlichkeit zu verändern, beispielsweise im Verhältnis 1 : 5 : 25.
Problematisch an diesem bekannten Verfahren ist, dass sich die Umschalteinrichtung in einem potentialgetrennten Ex-Stromkreis befindet. Des weiteren muß eine bipolare hochfrequente Wechselspannung umgeschaltet werden, wobei der Einschaltwiderstand des Schaltelementes zur Vermeidung von Phasenverschiebungen im Messkreis nicht mehr als 1 Ohm betragen darf. Gleichzeitig ist die Eigenkapazität des Schaltelements auf wenige pF zu begrenzen, um eine Beeinflussung des Messwertes möglichst gering zu halten.
Als Schaltelement kommt daher nur ein mechanischer Umschalter in Frage. Eine elektronische mikroprozessorgesteuerte Umschaltung des Kapazitätsmessbereichs ist mit diesem Verfahren nicht möglich.
Die Erfindung hat deshalb das Ziel, die bekannten Verfahren zur Messbereichsumschaltung bei Admittanz-Füllstandsensoren so weiterzubilden, dass eine elektronische und damit automatische Messbereichsumschaltung möglich ist, wobei das einer mechanischen Umschaltung entsprechende Verstellverhältnis mindestens beizubehalten ist. Des weiteren ist Ziel der Erfindung eine Anordnung zum Durchführen einer solchen automatischen Meßbereichsumschaltung anzugeben.
Diese Aufgabe wird für das Verfahren durch die Merkmale des Anspruchs 1 und für die Anordnung durch die Merkmale des Anspruchs 14 gelöst.
Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung beruht im wesentlichen darauf, dass zur Sondenstromgleichrichtung ein Synchrondemodulator eingesetzt wird, welcher sich in seinem Gleichrichtfaktor steuern lässt, indem sein Ansteuertaktsignal zwischen mindestens zwei verschiedenen Zuständen wechselweise hin- und hergeschaltet wird. Hierbei entsprechen beide Zustände unterschiedlichen Gleichrichtfaktoren. Der resultierende Gesamtgleichrichtfaktor des Demodulators lässt sich über das Tastverhältnis zwischen beiden Zuständen frei wählen.
Die Erfindung trägt der Notwendigkeit einer elektronischen Messbereichsumschaltung Rechnung, die sich aufgrund des allgemeinen Trends zum intelligenten Smart- Transmitter in der industriellen Füllstandmesstechnik ergibt.
Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren und der zugehörenden An­ ordnung einer intelligenten Admittanz-Füllstandmeßsonde bie­ ten sich dem Anwender folgende Vorteile:
  • - Automatische Wahl des richtigen Meßbereichs bei Inbetrieb­ nahme der Sonde am Behälter, wodurch eine Fehleinstellung durch den Anwender nicht mehr möglich ist,
  • - die Gefahr, die Behälterbefüllung zu Abgleichzwecken wie­ derholen zu müssen, weil der Meßbereich falsch vorgewählt war, existiert nicht mehr,
  • - Möglichkeit der Ferneinstellung des Füllstand-Transmitters mittels Handheld-Terminals, welches an beliebiger Stelle der Sensorleitung an diese angeklemmt werden kann, um über ein entsprechendes Kommunikationsprotokoll (z. B. HART) alle Pa­ rameter des Sensors ferneinstellen zu können,
  • - Verwendung druckfestgekapselter Ex-Sensorgehäuse, welche während des Sensorbetriebs nicht mehr geöffnet werden dürfen, um Einstellungen vorzunehmen.
  • - Ausführung des Sensors mit einem Feldbussystem (z. B. Pro­ fibus), welches die digitale Vernetzung verschiedener Senso­ ren über eine gemeinsame Busleitung mit der Prozeßleitsteue­ rung in der Schaltwarte gestattet, wobei sämtliche Sensorein­ stellungen von der Schaltwarte aus über das Bussystem vorge­ nommen werden.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbei­ spieles unter Bezugnahme auf Figuren näher erläutert. Es zei­ gen:
Fig. 1 Eine nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeiten­ de Schaltungsanordnung, und
Fig. 2 die Spannungs- bzw. Stromverläufe verschiedener in Fig. 1 auftretender Signale.
Das in Fig. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel einer erfindungs­ gemäßen Anordnung zur phasenselektiven Admittanzauswertung ist für die Verwendung bei kapazitiven Füllstandsonden beson­ ders geeignet, kann aber auch zur Admittanzmessung für andere Anwendungen eingesetzt werden.
Bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel ist ein Os­ zillator 1, hier ein Sinushochfrequenzoszillator mit einer Ausgangsfrequenz von beispielsweise 300 kHz, parallel zur Primärwicklung 3 eines Trennübertragers 2 geschaltet und mit einem Anschluß an Bezugspotential angeschlossen. Der zweite Oszillatoranschluß ist zum Abgreifen der Oszillatorspannung 18 vorgesehen.
Der als Spannungswandler dienende Trennübertrager 2 weist ei­ ne Sekundärwicklung 4 auf, die mit einem Anschluß sowohl mit einem Schirmanschluß als auch mit einem Anschluß einer Pri­ märwicklung 7 eines als Stromwandler arbeitenden Übertragers 6 verbunden ist. Der andere Anschluß der Sekundärwicklung des Trennübertragers 2 ist mit einer Klemme der Meßsonde 5 in Verbindung. Die andere Klemme der Meßsonde 5 liegt sowohl auf Erd- bzw. Massepotential als auch in Kontakt mit dem zweiten Anschluß der Primärwicklung des Übertragers 7.
In dem Stromkreis, der durch die Sekundärwicklung 4, die Meß­ kapazität der Meß- bzw. Füllstandsonde 5 und die Primärwick­ lung 7 des Übertragers 6 gebildet ist, fließt ein Strom, der der Sondenadmittanz proportional ist. Dieser Strom wird durch den Übertrager 6 phasenstarr auf dessen beide Sekundär­ wicklungen 8 und 9 übertragen. An diesen treten, bezogen auf einen auf 0-Volt liegenden Mittelabgriff 10 der Sekundärseite des Übertragers 6, zwei um 180° zueinander phasenverschobene Signale auf.
Die äußeren Abgriffe der beiden Sekundärwicklungen 8 und 9 sind mit Kontakten 11a und 11b eines als Synchrondemodulator 11 arbeitenden Umschalters verbunden, der im Rhythmus eines an ihn angelegten Schaltsignals D periodisch zwischen den beiden Anschlüssen 11a, 11b umgeschaltet wird. Der Ausgangs­ kontakt des Umschalters 11 ist mit 11c bezeichnet und mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 13 so­ wie mit einem Anschluß eines Abblockkondensators 12 verbun­ den. Der andere Anschluß des Abblockkondensators 12 liegt ebenso wie der nicht-invertierende Eingang des Operationsver­ stärkers 13 auf Massepotential. Ein Widerstand 14 ist in ei­ nen Rückkopplungszweig zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 13 und dessen Ausgang geschaltet. Am Ausgang des Operationsverstärkers 13 ist ein der Sondenad­ mittanz proportionaler, analoger Spannungswert abgreifbar, welcher in einem Analog-Digital-Wandler 16 digitalisiert und anschließend einem Mikroprozessor 17 an dessen Eingangsport 24 zur Verfügung gestellt wird.
Der Umschalter des Synchrondemodulators 11 ist als elektroni­ scher Umschalter ausgebildet. Der Operationsverstärker 13 ar­ beitet als Strom/Spannungs-Wandler. Da der positive Eingang des Operationsverstärkers 13 auf 0-Volt bezogen ist, werden mittels des über den Widerstand 14 fließenden Kompensati­ onsstroms alle am Synchrondemodulator 11 bzw. am Übertrager 6 auftretenden Spannungsänderungen ausgeregelt, so daß weder am Übertrager 6 noch am elektronischen Umschalter des Synchron­ demodulators 11 eine Hochfrequenzspannung ansteht. Der Über­ trager 6 arbeitet folglich als reiner Stromwandler, so daß weder dessen Eigenkapazität oder Induktivität noch die Kapa­ zität des elektronischen Umschalters des Synchrondemodulators 11 das Meßergebnis beeinflussen. Aufgrund der Ansteuerung des Synchrondemodulators 11 mit dem vom Oszillator 1 abgelei­ teten, phasenverschobenen Signal D, tritt am Ausgang des Um­ schalters 11 ein Wechselstrom auf, dessen arithmetischer Mit­ telwert ein Gleichstromsignal bildet, das dem gesuchten Meß­ wert entspricht. Durch den Abblockkondensator 12 wird die überlagerte Wechselstromkomponente kurzgeschlossen, so daß der ausgangsseitige Wandler 13 als einfacher Gleichstromum­ setzer ausgeführt werden kann.
Zur Erzeugung des Schaltsignals D wird die Ausgangsspannung des Oszillators 1 der Reihenschaltung eines Phasenschiebers 19 mit nach- oder vorgeschaltetem Sinus-Rechteck-Wandler 20 zugeführt. Am Ausgang dieser Reihenschaltung ist ein Zwi­ schensignal A abgreifbar, welches einem ersten Eingang eines EXOR-Gatters 22 zugeführt wird. Zugleich wird das Zwischensi­ gnal A dem Takteingang CL eines Flip-Flops 21 und dem Ein­ gangsport 25 des Mikroprozessors 17 zugeführt.
Der zweite Eingang des EXOR-Gatters 22 ist mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 21 in Verbindung. Der Ausgang des EXOR-Gatters liefert das Schaltsignal D und ist folglich mit dem Steuer­ eingang des Synchrondemodulators 11 in Kontakt.
Das erwähnte Flip-Flop 21 verfügt über eine S-Eingang, der an den Ausgangsport 26 des Mikroprozessors 17 angeschlossen ist. Der R-Eingang des Flip-Flops 21 liegt auf Nullpotential. Der invertierende Q-Ausgang des Flip-Flops 21 ist mit dem D- Eingang des Flip-Flops 21 verbunden.
Schließlich weist der Mikroprozessor 17 noch einen Ausgangs­ port 23 auf, an dem das Meßsignal OUT abgreifbar ist.
Die Funktionsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsan­ ordnung ist folgende:
Der Oszillator 1, welcher beispielsweise mit 300 kHz schwingt, speist die Primärwicklung 3 des Trennübertragers 2. Dieser erzeugt in seiner Sekundärwicklung 4 eine potentialge­ trennte Ausgangsspannung, welche die Meßsonde 5 speist. Der Stromwandler 6 erzeugt in seinen beiden Sekundärwicklungen 8, 9 zwei um 180° zueinander phasenverschobene Ströme, welche dem Synchrondemodulator 11 zugeführt werden. Dieser bildet nach Maßgabe des Steuertaktes D den Ausgangsstrom F, welcher durch den Kondensator 12 geglättet wird und vom Operations­ verstärker 13 in die Spannung 15 umgesetzt wird. Die Strom-/­ Spannungs-Wandlungssteilheit wird dabei durch den Widerstand 14 bestimmt.
Bei konstanter Oszillatorspannung 18 ist dabei die Ausgangsspannung 15 direkt der Kapazität der Messsonde 5 proportional, da über dem Stromwandler 6 selber keine Spannung ansteht, weil dieser im virtuellen Kurzschluss betrieben wird infolge der Null- Ohm-Eingangsimpedanz des durch den Operationsverstärkers 13 und dem Widerstand 14 gebildeten Strom-/Spannungswandlers.
Die Erzeugung des Steuertaktes D erfolgt, indem die Oszillatorspannung 18 mittels Phasenschieber 19 in der für die Admittanzmessung benötigten Weise phasenverschoben wird. Anschließend wird durch den Rechteckformer 20 das binäre Zwischensignal A erzeugt, welches nach Durchlaufen des Exklusiv-Oder-Gatters 22 den Steuertakt D für den Demodulator 11 bereitstellt.
Aus Gründen einer vereinfachten Darstellung sind mögliche Regelkreise für die Spannungsamplitude von Oszillator 1, der Phasenlage von Signal A sowie für dessen Tastverhältnis nicht dargestellt.
Das der Sondenkapazität proportionale Spannungssignal 15 wird mit Hilfe des Analog- Digital-Wandlers 16 digitalisiert und am Eingangsport 24 dem Mikroprozessor 17 zugeführt. Dieser formt es durch entsprechende Rechenoperationen wie Integrati­ on, Skalierung, Linearisierung in geeigneter Weise um und gibt es über den Ausgangsport 23 wieder aus, um z. B. eine 4 . . .20 mA Stromausgangsstufe und/oder eine Feldbusschnitt­ stelle anzusteuern.
Der Mikroprozessor 17 dient weiterhin dazu, den günstigsten Meßbereich der Admittanzmeßschaltung festzulegen. Der Gleich­ richtfaktor des Synchrondemodulators 11 ist dabei so einzu­ stellen, daß der Analog-Digital-Wandler 16 möglichst weit ausgesteuert, bei 100% Füllstand aber keinesfalls übersteu­ ert wird. Anhand des 100%-Füllstandkapazitätswertes wird da­ her bei der Durchführung des Leer/Voll-Abgleichs der für den späteren Meßbetrieb günstigste Meßbereich vom Mikroprozessor 17 ausgewählt. Hierfür gibt der Mikroprozessor 17 an seinem Ausgangsport 26 das Signal B zur Beeinflussung des Gleich­ richtfaktors aus.
Der höchste Gleichrichtfaktor ergibt sich, wenn der Takt des Schaltsignales D die selbe Frequenz wie der Oszillator 1 bzw. das Signal A hat. Ein Gleichrichtfaktor von Null ergibt sich beispielsweise, wenn das Schaltsignal D die halbe Frequenz des Signales A hat. Zur Erzeugung dieser halben Frequenz dient das als Frequenzteiler geschaltete Flip-Flop 21. Ist sein Set-Eingang (S-Eingang) nicht aktiviert, so liefert es am Q-Ausgang das Signal C, welches die halbe Frequenz von A hat. Die Verknüpfung von Grundfrequenz A und halber Frequenz C mittels Exklusiv-Oder-Gatter 22 liefert an dessen Ausgang das Schaltsignal D, welches ebenfalls die halbe Frequenz von A besitzt.
Wechselt das vom Prozessor 17 ausgegebene Signal B von Low auf High, so wird der Set-Eingang (S-Eingang) des Flip-Flops 21 aktiviert, so daß dessen Ausgangssignal C dauerhaft eben­ falls High-Pegel annimmt. Die Verknüpfung der Signale C mit A ergibt nun am Ausgang des EXOR-Gatters 22 die gleiche Fre­ quenz wie Signal A.
Mit Hilfe des Logikpegels von Signal B kann somit das Taktsi­ gnal D zwischen Grundfrequenz und halbierter Frequenz umge­ schaltet werden. Ein High-Pegel von Signal B ergibt einen Gleichrichtfaktor von 100%; ein Lowpegel einen von 0%. Durch zyklischen Wechsel zwischen beiden Gleichrichtfaktoren läßt sich somit als Mittelwert ein beliebiger Gleichrichtfak­ tor zwischen 0 und 100% einstellen, indem das Signal B des Mikroprozessors 17 mit einem entsprechenden Tastverhältnis ausgegeben wird.
Fig. 2 zeigt die Signalverläufe anhand eines beispielhaft angenommenen Tastverhältnisses von 0.5. Der Sondenstrom E wird während der Highphase von Signal B vollständig gleichge­ richtet. Der Phasenschieber 19 ist dabei so eingestellt, daß das Schaltsignal D gegenüber der Oszillatorspannung 18 um 90° voreilend ist, um den gewünschten Gleichrichtfaktor von 100% für kapazitive Sondenblindströme zu ergeben. Der Demodula­ torausgangsstrom F stellt daher eine Folge positiver Strom­ halbwellen dar.
Während der Lowphase von Signal B ergibt sich aufgrund der halben Taktfrequenz des Schaltsignales D ein Demodulatoraus­ gangsstrom F, welcher abwechselnd aus zwei positiven und zwei negativen Halbwellen besteht. Der Strommittelwert der mittels Glättungskondensator 12 gebildet wird, ist daher Null, entsprechend einem Gleichrichtfaktor von 0%.
Der zyklische Wechsel zwischen beiden Gleichrichtfaktoren von 0 und 100% im Tastverhältnis 0.5 ergibt bei ausreichender Größe des Kondensators 12 den gewünschten Gesamtgleichricht­ faktor von 50%. Da das Signal B auf digitale Weise von Mi­ kroprozessor 17 erzeugt wird, weist es selber weder Toleran­ zen noch irgendeine Tempetaturabhängigkeit auf. Gleiches gilt aufgrund der digitalen Weiterverarbeitung für den eingestell­ ten Gleichrichtfaktor.
Zur Vermeidung von Schwebungsvorgängen zwischen der Prozes­ sortaktfrequenz und der Oszillatorfrequenz ist das Signal B vorzugsweise mit dem Oszillator 1 synchronisiert. Zu diesem Zweck wird das oszillatorsynchrone Digitalsignal A am Ein­ gangsport 25 in den Mikroprozessor 17 eingelesen. Alternativ zur Verwendung zweier Frequenzen für das Schaltsignal D kann dieses auch zwischen Grundfrequenz und dauerhaften Low- oder High-Pegel wechseln, was ebenfalls einen Gleichrichtfaktor von 0% ergibt. Dies hat jedoch eine sehr hohe Verstärkung der Offsetspannung des Operationsverstärkers 13 zur Folge. Es müßte daher ein chopperstabilisierter Operationsverstärker verwendet werden oder eine Synchrondemodulatorschaltung ohne Gleichstrompfad.
Ein Gleichrichtfaktor von 0% kann auch erreicht werden, wenn der Synchrondemodulator 11 insgesamt hochohmig geschaltet wird, allerdings bricht dann die Null-Ohm-Impedanz am Strom­ wandler 6 zusammen, wodurch ein Lastsprung für den Oszillator 1 entsteht.
Das Verfahren einer variablen Gleichrichtfaktorsteuerung bie­ tet gegenüber einer Umschaltung der Steilheit des Strom/­ Spannungswandlers 13, 14, welche das Problem der Übersteue­ rung des A/D-Wandlers 16 ebenfalls lösen würde, den we­ sentlichen Vorteil, daß mittels Stromkompensationswiderstand 14 nur die entsprechend dem Gleichrichtfaktor reduzierten Meßströme zu kompensieren sind. Dies ist wichtig, da die Windungsverhältnisse der Übertrager 2, 6 in der Weise gewählt sind, daß bei einem sehr geringen Sondenkapazitätshub von nur wenigen pF noch ein ausreichend großer, temperaturstabil aus­ wertbarer Demodulatorstrom F entsteht. Bei maximaler Sonden­ kapazität und nicht reduziertem Gleichrichtfaktor würde der Strom F mehrere mA betragen, so daß die Stromaufnahme des Wandlers 13, 14 einen Betrieb des Sensors in einer 4. . .20 mA Stromschleife unmöglich machen würde.
Das erfindungsgemäße Verfahren zeichnet sich neben geringer Stromaufnahme, digitaler temperaturstabiler Arbeitsweise und beliebig abstufbarer vollautomatischer Meßbereichswahl zu­ sätzlich durch den kostengünstigen, platzsparenden geringen Bauteileaufwand aus.
Die vorteilhaften Eigenschaften der potentialgetrennten, pha­ senselektiven Sondenadmittanzauswertung bleiben dabei in vol­ lem Umfang erhalten.
Durch testweise Variation des Gleichrichtfaktors kann eine Selbstdiagnose des Meßsystems durchgeführt werden. Ebenso kann sich das Meßsystem auf diese Weise selber kalibrieren.
Durch Absenken des Gesamtgleichrichtfaktors auf 0% kann der Prozessor beispielsweise den Nullpunkt nacheichen.
Abschließend ist noch zu bemerken, daß ein variabel einstell­ barer Gleichrichtwert des Synchrondemulators auch dadurch er­ zielbar ist, daß zwei unterschiedliche Tastverhältnisse des Steuertaktes (D) vorgesehen werden.
Bezugszeichenliste
1
Oszillator
2
Trennübertrager
3
Primärwicklung
4
Sekundärwicklung
5
Meßsonde
6
Stromwandlerübertrager
7
Primärwicklung
8
Sekundärwicklung
9
Sekundärwicklung
10
Mittenabgriff
11
Synchrondemodulator
11
a Eingangskontakt
11
b Eingangskontakt
11
c Ausgangskontakt
12
Kondensator
13
Operationsverstärker
14
Widerstand
15
Ausgangsspannung
16
Analog-Digital-Wandler
17
Mikroprozessor
18
Oszillatorspannung
19
Phasenschieber
20
Rechteckformer
21
Frequenzteiler, Flip-Flop
22
Exclusiv-Oder-Gatter
23
Ausgangsport
24
Eingangsport
25
Eingangsport
26
Ausgangsport
A Zwischensignal
B Signal
C Signal
CL Takteingang
D Steuertakt
E Sondenstrom
F Ausgangsstrom
a, b Zustände des Schaltsignales

Claims (21)

1. Verfahren zur Auswertung der Admittanz einer variablen Messkapazität (5), bei der die Messkapazität (5) durch einen Oszillator (1) gespeist und mit einer einen Synchrondemodulator (11) aufweisenden Auswerteschaltung, die ein der Admittanz der Messkapazität (5) entsprechendes Signal erzeugt, ausgewertet wird, wobei der Synchrondemodulator (11) von einem aus der Oszillatorspannung (18) abgeleiteten Schaltsignal (d) angesteuert wird und der Kapazitätsmessbereich einstellbar ist, wobei das Schaltsignal (D) für den Synchrondemodulator (11) zwischen mindestens zwei Zuständen (a, b) hin- und herschaltbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Zustände (a, b) unterschiedlichen Gleichrichtfaktoren entsprechen.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, wobei zumindest bei einem der Zustände (a, b) das Schaltsignal (D) ein Wechselsignal ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltsignal (D) bei einem der Zustände (a, b) ein Gleichsignal ist.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Gleichsignal den Synchrondemodulator (11) hochohmig schaltet oder kurzschließt.
5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltsignal (D) dauerhaft ein Wechselsignal ist, wobei in den mindestens beiden Zuständen (a, b) die Frequenz des Wechselsignales unterschiedlich gewählt ist.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Gesamtgleichrichtfaktor des Synchrondemodulators (11) durch das Tastverhältnis zwischen beiden Zuständen (a, b) frei wählbar ist.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltsignal (D) aus einer Phasenverschiebung und Rechteckformung der Oszillatorspannung (18) mit anschließender logischer Verknüpfung mit einem weiteren Signal (C) erzeugt wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das weitere Signal (C)das Ausgangssignal eines Frequenzteilers (21) ist, welchem als Eingangssignal das phasenverschobene und rechteckgeformte Oszillatorsignal (18) zugeführt wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Zustand des Schaltsignals (D) eine Taktfrequenz aufweist, die der Taktfrequenz der Oszillatorspannung (18) entspricht.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter Zustand des Schaltsignals (D) eine Taktfrequenz aufweist, die der halben Taktfrequenz der Oszillatorspannung (18) entspricht.
11. Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass nach Maßgabe eines von einem Mikroprozessor (17) bereitgestellten binären Steuersignales (B) zwischen dem ersten und zweiten Zustand (a, b) hin- und hergeschaltet wird und durch das Tastverhältnis des Steuersignales (B) ein resultierender Gleichrichtfaktor des Synchrondemodulators (11) bestimmt ist.
12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das binäre Steuersignal (B) in seinem Tastverhältnis einstellbar ist.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der resultierende Gleichrichtfaktor so eingestellt wird, dass ein dem Synchrondemodulator (11) nachgeschalteter Analog-Digital-Wandler (16) möglichst weit ausgesteuert, jedoch bei maximal zu erwartendem Messkapazitätswert nicht übersteuert ist.
14. Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen Messkapazität (5), bei der die Messkapazität (5) durch einen Oszillator (1) gespeist und mit einer einen Synchrondemodulator (11) aufweisenden Auswerteschaltung (13, 16, 17), die ein der Admittanz der Messkapazität (5) entsprechendes Signal erzeugt, auswertbar ist, wobei der Synchrondemodulator (11) von einem aus der Oszillatorspannung (18) angeleiteten mindestens zwischen zwei Zuständen (a, b) hin- und herschaltenden ansteuerbar und der Kapazitätsmessbereich einstellbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass ein Mikroprozessor (17) vorgesehen ist, durch welchen das Schaltsignal (D) für den Synchrondemodulator (11) zwischen den mindestens zwei Zuständen (a, b) so hin- und herschaltbar ist, dass diese unterschiedlichen Gleichrichtfaktoren entsprechen.
15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltsignal (D) am Ausgang eines EXOR-Gatters (22) abgreifbar ist, dass einem ersten Eingang des EXOR- Gatters (22) ein Signal (A) zuführbar ist, das der durch einen Phasenschieber (19) und einen Rechteckformer (20) geführten Oszillatorspannung (18) entspricht, und dass einem zweiten Eingang des EXOR-Gatters (18) ein Signal (C) zuführbar ist, welches durch Frequenzteilung aus dem Signal (A) gebildet ist.
16. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasenschieber(19)so eingestellt ist, dass dessen Ausgangssignal der Oszillatorspannung (18) um 90° vorauseilt.
17. Anordnung nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Mikroprozessor (17) einen Ausgangsport (26) zum Bereitstellen eines binären Steuersignales (B) aufweist, wobei durch das Steuersignal (B) das Schaltsignal (D) zwischen den ersten und zweiten Zuständen umschaltbar ist.
18. Anordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuersignal(B) mit der Oszillatorspannung (18) synchronisiert ist.
19. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Synchrondemodulators (11) an eine Strom-/Spannungs-Wandlereinheit (12, 13, 14) mit nachgeschalteter Analog-Digital-Wandlerstufe (16) geschaltet ist.
20. Anordnung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang der Analog-Digital- Wandlerstufe (16) mit einem Eingangsport (24) des Mikroprozessors (17) verbunden ist.
21. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Oszillatorspannung (18) phasenverschoben und/oder rechteckgeformt, einem Eingangsport (25) des Mikroprozessors (17) zuführbar ist.
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