DE1932028C3 - Radargerat mit Richtantenne aus phaseneinstellbaren Einzelstrahlern zur Aussendung mehrerer verschieden frequenter Radarsignale - Google Patents

Description

Die Erfindunn bezieht sich auf ein Radargerät mit einer Richtantenne, die aus einer Vielzahl gespeister Einzelstrahler zusammengesetzt ist und bei der die

is Hnzelstrahler von einer zentralen Speiseeinrichtung aus über in einem Bereich zwischen 0 und 360 einstellbare Phasenschieber derart versorgt sind, daß die maximale Summe aller Beträge der Ph^senuntcrsehiede zwischen benachbarten Speisdeitungen bei der Strahlschwenkung 360 bei weitem übersteigen würde, wobei von dem Radargerät gleichzeitig mehrere Radarsignale mit mindestens so weit unterschiedlichen Trägerfrequenzen ausgesandt werden, daß die zugehörigen Echosignale noch getrennt verarbeitet weiden können.

Es ist bekannt, für Puls-Radargeräte Antennen zu verwenden, die aus einer Mehl zahl von gespeisten Einzelstrahlerri zusammengesetzt sind. Derartige Antennenanordnungen werden vielfach auch als »Phased-Array-Antenne« bezeichnet. Um zu erreichen, daß die Signale am Empfangsort gleichphasig ankommen, werden in die Speiseleitungen Umwege von bestimmter Länge eingeschaltet. Innerhalb dieser Speisungsari gibt es eine breitbandige Lösung, bei der der elektrische Weg vom Sender zu demjenigen Empfangsort, wo alle Signale gleichphasig eintreffen sollen, für alle gespeisten Einzelstrahler gleich lang ist. Deshalb wirken sich auch Frequenzverschiebungen für die von allen Einzelstrahlern ausgehenden Strahlungsanteile gleichmäßig aus, und die Phasengleichheit am Empfangsort bleibt unabhängig von der Frequenzverschiebung erhalten. Dies gilt nur so lange, als die Speiseleitungen selbst in ihren Laufzeiten die gleiche Frequenzabhängigkeit haben. Diese Speisungsart bietet aber trotz dieser Vorteile Schwierigkeiten insofern, als für manche Einzelstrahler besonders lange Umwege erforderlich werden und eine genaue Einstellung des Umweges in der Praxis auf Toleranzprobleme stößt.

Daneben ist eine schmalbandige Lösung bekannt, welche darin besteht, daß die Einzelstrahler von einem zentralen Speisepunkt aus über Phasenschieber, z. B. in Form von Umwegleitungen, versorgt werden, deren maximale Längenunterschiede nicht über eine Wellenlänge hinausgehen.

Aus der USA.-Patentschrift 3 448 450 ist eine Radarantenne bekannt, bei der eine Zeile von Einzelstrahlern nacheinander von einer einzigen Versorgungsleitung über verschiedene Anschlußstücke mit hochfrequenter Signalenergie versorgt werden. Zwischen den Anschlußstücken und den eigentlichen Strahlern sind Phasenschieber vorgesehen, die in einem Bereich zwischen 0 und 360° in der Phase veränderbar sind. Die den einzelnen Strahlern zugeführten hochfrequenten Impulse haben verschiedene Frequenzen, weshalb an die Speiseleitung verschiedene Hochfrequenzsender angeschlossen sind. Durch die Veränderung der Phascneinstellung bei den einzelnen

l'hasensehieberelementen lassen sich verschiedene I lauptstrahlungsrichtungen einstellen.

Bei diesem bekannten Radargerät ist ein Zusammenhang zwischen der mit der jeweiligen Amcnnen-,i.ordnung erzielbaren EntfernungsaufÜisung und der > .ils Systemparameier für das betreffende Radargerät juf Grund seines Verwendungszweckes geforderten, !•'nifernungsaufiösung nicht hergestellt, iiefde System· jrößen bestehen ohne Zusammenhang nebeneinander ;nd eine Beziehung zu der Zahl der für die Abstrah- ,₀ !ung -.crwerideten fiequenzmäßig \ersjhiedenen Radarsignale ist ebenfalls nicht hergestellt, im prakischen Einsatz ist bei derartigen Radarantennen die ■ :i !sächlich erreichbare F.ntfernungsauflösung viel großer, als sie fiir das System, in dem das jeweilige ,₅ Radargerät eingesetzt werden soll, überhaupt erforderlich ist. Andererseits is; es wünschenswert, durch den Hinsatz von Radarsignalen mit unterschiedlichen l-requenzen möglichst viele Informationen über ein Ziel oder em Zielgebiet oder einen ErUfernungs- ₂n bereich zu erhalten. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, e:nen Weg aufzuzeigen, auf dem es möglich ist, unter Einhaltung der als Sys":mpaiameler Tür das jeweilige Radargerät geforderten Entfernungsauflösung durch frequenzinäßig verschiedene Radarsignale möglichst viele Informationen zu gewinnen.

Gemäß der Erfindung, welche sich auf ein Radargerät der eingangs genannten Art bezieht, wird dies dadurch erreicht, daß unter an sich bekannter Weglassung aller Vielfachen von 360" bei der Phasenver- ₃n Schiebung die Zahl der frequenzmäßig verschiedenen Radarsignale möglichst nahe bei einem Wert gewählt ist, welcher durch das Verhältnis zwischen der ais Systemparameter für das betreffende Radargerät vorhandenen Entfernungsauflösung und der mit der gegebenen Richtantenne noch erreichbaren, durch das um die weggelassenen Vielfachen von 360° phasenverschobene Eintreffen der von den verschiedenen Einzelstrahlern stammenden Radarsignale am Ziel bedingten Entfernungsauflösung gegeben ist. Dadurch lassen sich die Möglichkeiten, welche ein derartiges, mit frequenzmäßig unterschiedlichen Radarsignalen arbeitendes Radargerät bezüglich der erreichbaren Zielinformationen bietet, optimal ausnutzen.

Weitere Einzelheiten der Erfindung werden an Hand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine Richtantennenanordnung in perspektivischer Darstellung,

F i g. 2 eine Seitenansicht einer Richtantenne nach Fig. 1,

F i g. 3 den Einschwingvorgang am Zielort bei Ablenkung längs einer Spalte,

F i g. 4 den Einschwingvorgang der Empfangsspannung am Antenneneingang bei Ablenkung längs einer Spalte, F i g. 5 die Antenne in Vorderansicht,

F i g. 6 den Einschwingvorgang am Zielort bei diagonaler Ablenkung,

F i g. 7 den Einschwingvorgang der Empfangsspannung am Antenneneingang bei diagonaler Ab- lenkung,

F i g. 8 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung,

F i g. 9 das Strahlungsdiagramm einer Richtantenne nach F i g. 8.

Eine sogenannte Phased-Array-Antenne besteht aus einer Vielzahl von Einzelstrahlern, z. B. Dipolen, die meist auf einer ebenen Grundfläche in M Zeilen und N Spalten angebracht sind. In F i g. 1 sind diese Einzelstrahler als Punkte angedeutet. Die Signale aller dieser Elemente kommen gleichphasig an einem F.mpfangsort an. wenn in ihren Speiseleilungen elektronisch Umwege oder entsprechende Phasenverschiebungen der Länge

■ I L = m ■ /, + η ■ l_h - k ■ /,-, 11)

eingeschaltet werden. Dabei ist m die Zeile und 11 die Spalte, in der sieh das betrachtete Element befindet, und A₀ die Wellenlänge. Die Größen /,. und /,, geben ■Jie Differenz der Umwege zwischen je zwei übere-der rebeneinanevriiegenden Elementen an. Sie hängen von den Winkeln < und f> ab und sind außerdem dein in Zeilenrichtung (d_h) oder in Spaltenrichtung (d,.j gemessenen Elementabstand proportional:

I₁. = d,. · cos I).

l_h = d„ -cos,. C-)

Die Winkel .; und i) werden hierbei zwischen Richtung zum Ziel P und Richtung der Antennenzeile (7) oder Richtung der Anteni^nspalte (fl) gemessen.

Außer diesem Umweg I L oder der entsprechenden Phasenverschiebung zur Ablenkung des Antennen-Strahls werden eventuell noch zusätzliche Umwege L_F oder entsprechende Phasenverschiebungen benötigt, um eine unterschiedliche elektrische Weglänge zwischen Sender und den Einzelstrahlern auszugleichen (Fokussierung). Der Einfluß der Fokussierungsphase auf den Antennengewinn ist bei großen Winkeln zwischen der Antennensenkrechten und dem Antennenstrahl klein. Er wird daher im folgenden nicht betrachtet.

Bei der sogenannten Schmalbandspeisung der Einzelstrahler wird nach Gleichung (1) von IL die Strecke k ■ /<, abgezogen (k — 0, 1, 2 .. .), bis der Umweg 1L kleiner als die Wellenlänge und damit der Phasenunterschied kleiner als 360° wird. Die veränderbaren Umwegleitungeii bzw. Phasenschieber müssen also eine maximale Variation des Umweges von nur einer Wellenlänge bzw. einem Phasenschieber von 360° haben. Dadurch ist eine sehr genaue Einstellung der Bedingung (1) möglich.

Der größte Wert (K) des Parameters k liegt bei dem Element in der äußersten Zeile und Spalte vor (in Fig. 1 rechts oben). Hier ist nach (1)

K = N

(COS <f)_max

+ M

(3a)

Dabei sind r_lmax und ö_max die extremen Auslenkwinkel. In den meisten Fällen sind N und M große

Zahlen (10 ... 100). Der Term -i- kann daher für eine Näherungsbetrachtung fortfalfen. Bei dem meist üblichen Abstand (a_h, d„) der Einzelstrahler von ^ ist dann
K « -1 IN ■ (cos ,,)_ + M · (cos O)_11111x] . (3)

Beim Betrieb sehr breiter Frequenzbänder (mehrere Oktaven) wird bei der Schmalbandlösung die Feldstärke am Empfangsort etwa periodisch frequenzabhängig, selbst dann, wenn die Strahlungseigenschaften der Einzelstrahler nicht von der Frequenz

abhängen. Das soll an Hand von Fig. 2 erklärt werden, wo eine Spalte einer Richtantenne mit M= 10 Einzelstrahlern dargestellt ist, die mit 0 bis 9 numeriert sind. Der Abstand der Zeilen (d_c) sei '! . Der Strahl soll in der Zeichenebene (x, z-Ebene der Fig. 1) liegen, wobei r/ = 90" beträgt und 0 zu 33,6' angenommen ist.

Die Einzelstrahler 0 bis 9 werden über Leitungen LO bis L9 gespeist. Dabei ist angenommen, daß die ,_o Phasenunterschiede zwischen den Einzelstrahlcrn durch unterschiedliche Leitungslängen eingestellt werden. Um Gleichphasigkeit an einem weit entfernten Zielort zu erreichen, muß der Laufwegunterschied zwischen den Strahlungen der einzelnen Strahlern durch die Länge der Zuleitungen ausgeglichen werden. Die Speiseleitung des Einzelstrahlers 9 ist bei Breitbandspeisung um mehr als 3 A₀ länger als die des Einzelstrahlers 0. Bei der Schmalbandspeisung werden größere Wegunterschiede als eine WeI-Ienlänge Z₀, d. h. Phasenunterschiede von mehr als 360°, in den Speiseleitungen nicht angewendet, d. h., die dünn ausgezogenen Teile oder Speiseleitungen LO bis L9 werden weggelassen, und die Punkte L9B sowie L9A sowie L8ß und LSA werden direkt, d. h. ohne zwischenliegende Leitungsstücke miteinander verbunden. Die verbleibenden dick ausgezogenen Speiseleitungen vom Sender S zu den Einzelstrahlern sind zusammen mit etwaigen Phasenschiebern untereinander elektrisch um weniger als X₀ verschieden, d. h., sie erbringen nur Phasenverschiebungen zwischen den Einzelstrahlern von insgesamt weniger als 360'.

An den senkrecht zur Strahlrichtung eingezeichneten Wellenfronten Wl, Wl, WT, ist IL = Z₀ geworden, und k steigt nach der angegebenen Vorschrift um eins an. Die Werte von k sind in die Figur eingetragen. Nach einem plötzlichen Einschalten des Senders wird am Empfangsort zuerst der Signalanteil registriert, der von den Elementen herkommt, bei denen k seinen höchsten Wert hat. Im vorliegenden Beispiel sind dies die Signale, welche von den Einzelstrahlern der Zeilen 9 und 8 ausgehen. Danach steigt das Signal treppenförmig an, bis es nach K ■ T₀ seinen Endwert erreicht hat. Dabei ist T₀ die Schwingungsdauer der Frequenz /„. Einzelheiten hierzu sind aus F i g. 3 ersichtlich, wo von der Richtantenne nach F i g. 2 mit K = 3 ausgegangen ist, so daß sich bei der Kurve 1 insgesamt vier Stufen ergeben Die erste Stufe wird durch die Strahlung der Einzelstrahler 9, 8, die zweite Stufe durch die der Einzelstrahler 7, 6, 5, die dritte Stufe durch die der Einzelstrahler 4, 3 und die letzte Stufe durch die der Einzelstrahler 2, 1, 0 verursacht

Ist die Signalfrequenz nur halb so groß, dann entspricht der eingestellte maximale Umweg der veränderbaren Leitung nur mehr einer halben Wellenlänge. Aufeinanderfolgende Anteile des Signals kompensieren sich dann in der Richtung (ψ; 6), wie die gestrichelte Kurve 2 in Fig. 3 zeigt. Dieser Auslöscheffekt tritt bei allen Frequenzen

f. = {2p + 1)·£,
luf. Bei den Zwischenwerten

= 0, 1,2

= P-Jo, P = O, 1,2

(4)

(4a)

addieren sich die einzelnen Anteile zu einem Maxi mum des Signals in Richtung (</■; O). Die periodisch) Frequenzabhängigkeit des Signals entspricht der Eigenschaften eines Kammfilters. Das gilt exakt solange die elektrische Länge oder die Laufzeit dci veränderbaren Leitung unabhängig von der Frequen; ist. Andernfalls folgen Minima und Maxima dei Feldstärke in ungleichen Abständen aufeinander. Die durch die Umwegleitungen verursachten Störunger sind im Grunde genommen Laufzeitverzerrungen. Si« entsprechen den sogenannten Echoverzerrungen bei der Nachrichtenübertragung.

Als Bandbreite der Richtantenne soll im folgender der Unterschied zwischen den Frequenzen verstanden werden, an denen der Antennengewinn um 3 dB kleiner ist als das Maximum bei /₀. Wenn die Wellenlänge λ vom Mittelwert Ji₀ abweicht, dann sind die Phasen vor und nach einem Sprung in k ungleich. Die Länge der Umwegleitung springt nämlich um Z₀ und nicht um λ, wodurch der Antennengewinn frequenzabhängig wird.

An Hand einer Betrachtung für die Ablenkung in Richtung einer Spalte (Fig. 2; ₇ = 90°, 0 variabel) soll die Bandbreite ermittelt werden. Der Wegfehler bei einem Sprung von k ist

Der .Vegfehler zwischen der untersten und der mittleren Zeile ist

Genauso groß ist auch der Wegfehler zwischen der zweiten Zeile von unten und der Zeile über der Mitte usw. Auf diese Weise läßt sich die Antenne in lauter Zeilenpaare aufteilen, die unter sich einen gleichen Wegfehler haben. Wenn dieser Wegfehler einer Viertelwellenlänge entspricht, überlagern sich die Fernfeldanteile aller Zeilenpaare mit einer Phasendifferenz von 90°. Dadurch geht die Feldstärke entsprechend 3 dB zurück.
Die Bedingung für die Grenzfrequenz /₃ ist also

λ f
(3) eingesetzt, ergibt

„ K λ

M = ₂Λ, = _τ.

Ii = ΔΑ _ _L

2Κ '

/ M-(COSO)₁^_x-Die Höhenausdehnung der Antenne ist

A/o

(5a)

(6)

M =

A-2/o

Damit ist die 3-dB-Bandbreite der Antenne nach Gleichung (5a)

wenn in erster Näherung /%/₀ gesetzt wird.

3601

Beim Radarbetrieb wird vielfach die gleiche Antenne zum Senden und zum Empfangen benutzt. Hier ist die Bandbreite durch den Abstand der 1,5-dB-Punkte im Frequenzgang des Gewinns maßgebend. Der Phasenfehler eines Zeilenpaarcs darf dann nur 65,5" betragen. Die Bandbreite reduziert sich dadurch um das Verhältnis der Phasenfehler ⁶^⁵ - 0,728

0,728 ■ c
7i · (cos J)~

(8)

Infolge der vorher beschriebenen »Laufzciivcrzerrung« nach F i g. 3 springt die Feldstärke am Ort des Radarziclcs nach einem plötzlichen Einschalten des Senders nicht sofort auf ihren Endwert; der Betrag der Feldstärke steigt in K + I Stufen treppcnförmig an. Beim Empfang des Radarechos mit der gleichen Antenne tritt noch einmal eine Laufzeitverzerrung des Signals auf. Dadurch wird die Treppe auf 2 K + I Stufen erweitert, wie dies in F i g. 4 dargestellt ist. Die Stufenhöhe ist in der Mitte viel größer als an den Rändern. Bei reiner Ablenkung in Spaltenrichtung liegen die Mittelpunkte der Stufen auf einer Kurve Γ, die durch zwei *5 quadratische Parabeln 4 und 5 angenähert werden kann, die durch ein Geradenstück 3 miteinander verbunden sind. Die Scheitel der Parabeln liegen in den Endpunkten der Treppe. Die Gerade schneidet die Linien U = 0 und U = LZ₀ in den Punkten f, und I₁. Die Zeitdifferenz zwischen diesen Punkten

soll als die praktische Einschwingzeit der Treppenkurve definiert werden. Sie ergibt sich aus der geometrischen Betrachtung bei reiner Ablenkung in Spaltcnrichtung zu

At_v % 0,6 (2K' + 1)· 7₀. ₍₉₎

Dabei ist T₀ die Schwingungsdaucr des Hochfrcquenzsignals. Die Kurve für die doppelte Betriebsfrequenz ist mit 2' bezeichnet.

Bei schräger Auslenkung (d. h. in Zeilen- und Sp.iltcnrichtung) des Strahles wird die gesamte Dauer des Einschwingvorgangs gegenüber den vorher behandelten Fällen vergrößert, weil sowohl cos 0 als auch cos 1/ von Null verschieden sind. Dadurch wird K nach Gleichung (3) und folglich die Länge der Treppe größer.

Das ist in Fi g. 5 gezeigt. Hier wurde eine Riehtantenne mit je 10 Zeilen und Spalten, also insgesamt 100 durch Kreise angedeuteten Einzelstrahlern, angenommen. Als Auslenkwinkel wurden <j = 60^ώ und d = 60° gewählt. In F i g. 5 sieht man den Verlauf der Wellenfronten W bei der Aufsicht auf die Antenne. An dem Ort der Linien YV erreicht der Umweg ganzzahlige Vielfache der Wellenlänge. Daher erhöht sich dort k um Eins. Zu den hohen und niedrigen Werten von k gehören nur die wenigen Elemente in den Ecken der Richtantenne. Daraus ergibt sich die in F i g. 6 gezeigte ungleichmäßige Steigung der Einschwingtreppe am Ort des Zieles.

Wenn das am Ziel reflektierte Signal wieder empfangen wird, so ergibt sich als Klemmenspannung der Antenne eine Treppenkurve 1", deren erste und letzte Stufen so klein sind, daß sie auf der Zeichnung in F i g. 7 nicht mehr zu erkennen sind. Die Mittelpunkte der Stufen können hier durch einen Kurvenzug verbunden werden, der abschnittsweise durch Gerade (GER), Parabel (PAR). Gerade, Parabel unc wieder Gerade angenähert werden kann. Die Abszissen dieser Kurvenstücke sind unter sich etwa gleich lang. Nach dieser Näherung ergibt sich aus dei Steigung der Tangente im steilsten Punkt der Kurve eine Einschwingzeit von

If₁, * 0,4 (2 K + I)· T₀. (10)

Dieser lange Einschwingvorgang macht die Trennung der Echosignale von zwei räumlich dicht hintereinanderliegendcn Zielen unmöglich. Als Auflösungsgrcnze soll nun die Entfernung Ir zweier Ziele definiert werden, bei der die Echosignale gerade um .If verschoben zurückkommen. Setzt man als Sendesignal einen kurzen Impuls voraus und nimmt an, daß keine größeren Störungen durch Einschwingvorgänge im Empfänger oder Rauschen auftreten, dann ist im Mittel die Einsallelung zwischen zwei gleich großen Signalen, die um At gegeneinander verschoben sind, gerade 50% der Maximalamplitude. Im folgenden sollen zwei Signale als getrennt erkennbar (auflösbar) bezeichnet werden, wenn ihre Mitten um If oder eine größere Zeit voneinander entfernt sind.

Bei vertikaler Ablenkung ist, wenn der Wert von K nach Gleichung (3) eingesetzt wird.

lf„ = 0,6 (2 K + I)T₀ - 0,6 (M -cos ü + I)T₀.

Die Ausdehnung /ι der Antenne in Richtung der Spalten war

/, = M ■ d„ = M · ^ = M ■ ST°-. (6)
Damit ist die Einschwingzeit

If₁. = 0,6 (²J cosO + T₀Y (I!)

Dem entspricht nach der oben gegebenen Definition eine Entfernungsauflösung von

Ir₁. =-c- If,..

Also ist

/·,. = 0,6 fh ■

cos 0 +

(12)

bei Ablenkung in Richtung der Spalten. Bei Ablenkung des Antennenstrahles in Richtung der Zeilen (9 = 90°) um 7 ergibt sich analog für die Entfernungsauflösung

lr_fc = 0,6 ib · cos 9 + -4ρΛ.

(13)

Dabei ist b die geometrische Breite der Antenne. Für die Entfernungsauflösung bei diagonal abgelenktem Antennenstrahl (7 = 0) gilt entsprechend

= 0,4 (ft-cos? + ft cosi?+ ^V

(14)

Die Gleichungen (12) bis (14) lassen sich für eine quadratische Antenne (h = b) in eine geschlossene

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Form umwandeln, mit der die Entfcrnungsauflösung bei beliebigen Winkelpaaren (7, D) abgeschätzt werden kann

Ar % 0,6·//

> COS*-/ + COS²// + -~-

Das Entfernungs-Auflösungsvermögen der Phased-Array-Anlrnne mit einem steuerbaren Umweg oder veränderbarem Phasenschieber in der Speiseleitung jedes Elementes liegt in der Größenordnung der Antennenabmessungen. Mit steigender Entfernungsauflösung (kleiner Antenne) nimmt gleichzeitig die Winkelauflösung nach

Λ γ = \Γ\η² + I,?² = 65"

(15)

ab. Das Produkt beider Auflösungen, die Fläche des Auflösungsviereckes

AyAr = 40° · /.„ · ,cos²'/ +

(16)

ist daher von den Antennendimensionen {b, h) unabhängig. Eine Verkleinerung des Auflösungsviereckes kann nur durch eine Erhöhung der Frequenz oder eine Verminderung des Abtast-Winkelbereichs erzielt werden.

Wenn die Entfernungsauflösung der Phased-Array-Antennc mit schmalbandigen Umwegleitungen voll ausgenutzt werden soll, darf die Einschwingzeit I t_e des nachgeschalteten Empfängers höchstens so groß sein wie Hie Her Antenne .!i.

Dem entspricht eine Bandbreite des Hochfrequenzkanals von

Durch Vergleich der Formeln (8) und (11) ergibt sich das Verhältnis

'"■"'^s Ii₁. -0,6T₀ ~ Ii,

wenn der Term mit T₀ vernachlässigt wird. Bei gleicher Einschwingdauer von Antenne und Empfänger

sind die entsprechenden Bandbreiten gleich.

Bei voller Ausnutzung der Entfernungsauflösung kann die Antenne also ein Radarsignal »unverzerrt« übertragen. Meistens ist der geforderte Wert für die Entfernungsauflösung viel schlechter als der im Grenzfall erreichbare. Dann kann die Bandbreite des Radarsignals viel kleiner gemacht werden als die Bandbreite der Phased-Array-Antenne. Dadurch ist es möglich, mit der Antenne gleichzeitig mehrere Radarsignale auf benachbarten Frequenzen zu übertragen.

Wenn beispielsweise die Richtantenne eine Abmessung von b = 5 Z₀ und h = 5 /<, hat und cos 7 sowie cos & = 0,5 sind (#, 7 = 60°), so ist nach (14) die Entfernungsauflösung etwa \r_ä = 2,2 Z₀. Bei den für derartige Richtantennen gebräuchlichen sehr kleinen Wellenlängen, z. B. im cm-Bereich. wird diese Entfernungsauflösung nicht benötigt, und es genügt eine Auflösung von z. B. 22 /.. Das Verhältnis zwischen geforderter Entfernungsauflösung und der mit der gegebenen Richtantenne erreichbaren Grenzauflösung hat in diesem Fall den Wert 10. Dies bedeutet, dal von dem radargerät gleichzeitig maximal 10 frequenz mäßig verschiedene Radarsignale ausgesandt werder können, wobei die Frequenzen dieser Radargeräts lediglich mindestens so weit unterschiedlich scir müssen, daß die zugehörigen Echosignale noch ge trennt verarbeitet werden können. Maßgeblich isi hierfür im wesentlichen die Selektivität der Radioempfänger, wobei zweckmäßig für jedes der Radarsignale ein eigener Empfänger vorgesehen ist. Mil Hilfe einer weiter unten näher beschriebenen Speiseeinrichtung ergibt sich die Möglichkeit, Hauptstrahlungen verschiedener Frequenzen in jeweils verschiedene Richtungen zu lenken. Dadurch kann der gcsamte Frfassungsbercich der Richtantennenanordnunj! schneller auf Radar/icle untersucht werden. Außerdem ist es möglich, dieselbe Richtung nacheinander mit den verschiedenen Frequenzen abzutasten. Dadurch können Informationen über Ausdehnung und Form des Ziels erhalten werden. Es ist auch denkbür. mit den einzelnen frequenzmäßig unterschiedlichen Radarsignalen verschiedene F.ntfernungsbcreiche abzutasten und dadurch beispielsweise eine Aufleiluim in nähere, mittlere und weiter entfernte Zonen durchzuführen.

Zweckmäßig wird die Zahl der frequenzmäßig verschiedenen Radarsignale etwas kleiner gewählt ;>^!*· das Verhältnis zwischen der geforderten Entfern iiiu>·- auflösung und der erreichbaren Grenzauflösung IHr Grund hierfür liegt darin, daß Filter zur Trenmiro. frequenzmäßig unmittelbar benachbarter Sirn>!· nicht realisierbar sind. Datier müssen zwischen iv; Frequenzbereichen der einzelnen Radarsignale u;;¹·¹ nutzte Bereiche eingeschoben werden, innerhalb de:· ; der übergang der Filter vom Durchlaß- zum Spe·· verhalten vor sich gehen kann.

In F i g. 8 ist als Ausführungsbeispiel der I ■ i"" dung eine einfache Richtantennenanordnung IO '.!:■ gestellt, welche mit insgesamt vier frequen/nk'^:; verschiedenen Radarsignalen arbeitet. Die Ricnu ? tenne besteht aus insgesamt 25 an einer Seite π ■· mit strahlungsundurchlässigen Trennwänden ν sehenen Kastens 18 angeordneten Einzeldipolei. Einzelstrahlern, welche von vier Hornstrahlern U i ■ ■> 14 mit vier frequenzmäßig verschiedenen Rad-r Signalen beaufschlagt werden. Diese Radarsiur·... : werden in Sendern Sl bis S4 erzeugt und gelar.'. :;■ über Sende-Empfangs-Weichen SEI bis SE4 zu d·.·» Hornstrahlern 11 bis 14. Diese Sende-Empf;n v^~ Weichen leiten die zurückkommenden Echosignale in bekannter Weise den Radarempfängern £1 bi-> /'4 zu. Der Abstand von den Hornstrahlern 11 bis 14 und die seitliche Ausdehnung der Richtanteniunanordnung 10 ist so gewählt, daß über den k.i>ten 18 hinaus möglichst keine Strahlung in den rechts von der Richtantenne liegenden Raum gelangen kann.

Die Einzelstrahler der Richtantennenanordnung 10, welche hier in vertikaler Polarisation dargestellt sind, werden im Sendebetrieb durch die frequenzmäßig verschiedenen Strahlungen der Hornstrahler 11 bis 14 erregt und leiten ihre Empfangsspannung über Phasenschieber, welche die Signale zu den hinter dem Kasten 18 liegenden Einzelstrahlern weitergeben, wobei die Seitenflächen des Kastens als Trennwände arbeiten und für Strahlung undurchlässig sind. Der Einfachheit halber ist nur für den Einzelstrahler 15 der Phasenschieber 16 dargestellt; der zugehörige Dipolstrahler rechts von der Außenwand des Kastens

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18 isi mit 17 bezeichnet. Es können rechts von der Außenwand des Kastens 18 ebenso viele Einzclstrahlcr angeordnet sein wie au! der linken Seile. Dann ist auch die Zahl der Phasenschieber gleich der Zahl der Einzelstrahler auf einer Seite des Kastens 18. Es ist aber auch möglich, in bekannter Weise eine Verminderung der Zahl der Phasenschieber 16 und der Einzelstrahler rechts von dem Kasten 18 zu erreichen, indem mehrere Einzelstrahler auf der linken Seite des Kastens 18 kombiniert mit nur einem Phasenschieber und einem Einzelstrahler auf der rechten Seite zusammenarbeiten. Der einstellbare, vorzugsweise elektrisch gesteuerte Phasenschieber 16 erzeugt zusammen mit den zwischenliegenden Leitungsstücken die notwendige Phasenverschiebung für den Einzelstrahler 17, und zwar in der im Zusammenhang mit F i g. 2 erläuterten Weise (Schmalbandspeisung) zur Ablenkung und zur Fokussierung. Die von den Hornstrahlern 11 bis 14 ausgehende Strahlung wird von den rechts vom Kasten 18 angcordnetrn Strahlern (z. B. Strahler ti) mit der erforderlichen Phasenverschiebung abgestrahlt und gelangt nach der Reflexion an einem Ziel wieder zu diesen Strahler zurück, läuft nochmals über die zwischenliegenden Phasenschieber (z. B. 16), wird von den zugehörigen Einzclstrahlern (z. B. 15) abgestrahlt und gelangt zu den einzelnen Hornstrahlern 11 bis 14. Diese sind in ihren Hauptr.trahlungsrichtungen zweckmäßig um einen gewissen Winkel α gegeneinander geneigt. Dadurch wird erreicht, daß die Strahlungsdiagrammc, die von den einzelnen Hornstrahlern 11 bis 14 herrühren, ebenfalls gegeneinander versetzi sind. So ist es möglich, die Phased-Array-Antenne die einen beträchtlichen Teil der Gesamtkosten de; Geräts ausmacht, besser auszunutzen.

Die vier frequenzmäßig verschiedenen Strahlungskeulen 11a bis 14a, die dabei entstehen, sind in Fig. 9 dargestellt. Dabei rührt die Keulella vom

ίο Sender Sl und dem Hornstrahler 11, die Keule 12ü vom Sender S2 und vom Hornstrahler 12 her. Die Keulen 12« und 14a liegen räumlich vor den Keulen Wa und 13«; insgesamt bilden die Keulen eine Art Vierbeinanordnung. Die Ausleuchtung der Richtantenne 10 ist besonders günstig, wenn die Hauptstrahlungsrichtungen der Hornstrahler 11 bis 14 aul deren Zentrum gerichtet sind. Besonders zweckmäßig ist es, wenn die einzelnen Radarsignale gepulste Signale sind. Es kann aber auch vorteilhaft sein, wenn die einzelnen Radarsignale mit Rauschen moduliert sind und die Auswertung der Eehosignale unter Anwendung von Korrelationsverfahren erfolgt. In vielen Fällen, vor allem bei der Überwachung großer Entfernungsbereiche, kann es zweckmäßig sein, wenn die einzelnen Radarsignale mit unterschiedlichen Leistungen abgestrahlt werden. Die leistungsschwächeren Radarsignale können dann bevorzugt für den Nahbereich, die leistungsstärkeren Radarsignale für den Fernbereich herangezogen werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (9)

1. Patentansprüche:

   I. Radargerät mil einer Richtantenne, die aus einer Vielzahl gespeister Einzelstrahler zusammengesetzt ist und bei der die Einzeistrahler von einer zentralen Speiseeinrichtung :uis über in einem Bereich zwischen 0 und 360 einstellbare Phasenschieber derart versorgt .-,ind. daß die maximale Summe aller Beträge der Phasen unterschiede zwischen benachbarten Speiseleitungen bei der Strahlschwenkung 360 bei weitem übersteigen würde, wobu von dem Radargerät gleichzeitig mehrere Radarsignale mit mindestens so weit unterschiedlichen Trägerfrequenzen ausgesandt werden, daß die zugehörigen Echosignale noch getrennt umarbeitet werden können, dadurch gekennzeichnet, daß unter an sich bekannter VY jülassung aller Vielfachen von 360 hei der Phasenverschiebung die Zahl der frequenzniäßig verschiedenen Radarsignale möglichst nahe bei einem Wert gcvählt ist. welcher durch das Verhältnis zwischen der als Systemparameter für das betreffende Radargerät (S. SE. E) vorhandenen Entfernungsauflösung und der mit der gegebenen Richtantenne (10 bis 14) noch erreichbaren, durch das um die weggelassenen Vielfachen von 360 phasenverschobene Eintreffen der von den verschiedenen Einzelstrahlern stammenden Radarsignale am Ziel bedingten Entfernungsauflösung gegeben ist.
2. 2 Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Radarsignale in verschiedene Richtungen ^gestrahlt sind.
3. 3. Radargerät nach oinem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Radarsignale gepulste Signale sind.
4. 4. Radargerät nach Anspruch 1 oder 2. dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Radarsignale mit Rauschen moduliert sind und die Auswertung der Echosignale unter Anwendung von Korrelationsverfahren ei folgt.
5. 5. Radargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Radarsignale mit unterschiedlichen Leistungen abgestrahlt werden.
6. 6. Radargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß für jedes Radarsignal ein eigener Sender (Sl bis S4) und/ oder ein eigener Empfänger (£1 bis E4) vorgesehen ist.
7. 7. Radargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein aus strahlungsundurchlässigen Außenwänden zusammengesetzter Kasten (18) vorgesehen ist, der an zwei gegenüberliegenden Außenwänden Einzelstrahler (15, 17) in Form von Dipolen aufweist, die über im Inneren des Kastens (18) angeordnete Phasenschieber (16) miteinander verbunden sind und die über eine der Zahl der Radarsignale entsprechende Zahl von Hornstrahlern (II bis 14) angeregt werden, derart, daß jedem Hornstrahler ein Sender (Sl bis S4) und ein Empfänger (£1 bis £4) sowie eine Sende-Empfangs-Wciche (SEI bis S£4) zugeordnet ist.
8. 8. Radargerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Hornstrahler (11 bis 14) mit ihren Hauptstrahlungsrichtungen gegeneinander geneigt sind.
9. 9. Radargerät nach Anspruch 7 oder 8. dadurch ^kennzeichnet, daß die Hornstrahler (Il bis 14) so angeordnet sind, daß die Richtantenne möglichst gleichmäßig ausgeleuchtet ist.