DE1912903A1 - Halbleiterschaltung zur Phasenanschnittssteuerung - Google Patents
Halbleiterschaltung zur PhasenanschnittssteuerungInfo
- Publication number
- DE1912903A1 DE1912903A1 DE19691912903 DE1912903A DE1912903A1 DE 1912903 A1 DE1912903 A1 DE 1912903A1 DE 19691912903 DE19691912903 DE 19691912903 DE 1912903 A DE1912903 A DE 1912903A DE 1912903 A1 DE1912903 A1 DE 1912903A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- transistor
- pig
- wave
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
- G05F1/40—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices
- G05F1/44—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only
- G05F1/45—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load
- G05F1/455—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load with phase control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
Patentanwalt
g. Wilhelm Reichel
FicmIrfuii/Maiii-4
Pcnikatiaßeia 3856
GENERAI EIECiDHIC COMPAHY, Schenectady, N.Y.,V.St.A,
Halbleiterschaltung zur Phasenanschnittssteuerung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Halbleiterschaltung zur Steuerung der von einer Wechselstromquelle über einen durch
ein Auslösesignal betätigbaren Schalter an einen Verbraucher während eines von dem Betrag eines veränderbaren Steuersignals
bestimmten, veränderbaren Abschnitts ;]eder Wechselstromhalbwelle
abgegebenen Energie.
Der durch ein Auslösesignal betätigbare Schalter kann aus
einem oder mehreren Thyristoren aufgebaut sein. Dabei kann es sich auch um steuerbare bidirektionale Thyristoren handeln.
Zur Anschnittsphasensteuerung von Thyristoren sind bereits
zahlreiche Schaltungen bekannt. Im vorliegenden lall besteht (
die Aufgabe darin, eine Halbleiter-Steuerschaltung zu schaffen,
die direkt von der Wechselstromquelle betrieben werden kann und mit der man den Ehergiefluß von der Wechselstromquelle
zum Verbraucher über den gesamten Bereich von 0$ bis
100$ steuern oder regeln kann. Die neue Halbleiterschaltung
soll insbesondere zur VoUweg-Phasensteuerung in Verbindung
mit bidirektionalen Thyristoren geeignet sein.
109341/1022
Diese Aufgabe wird bei dor eingangs beschriebenen Halbleiterschaltung nach der Erfindung dadurch gelöst, daß eine Betrag/
Zeit-Umforraerschaltung in jeder Wechselstromhalbwelle zu
einem auf den Beginn der betreffenden Halbwelle bezogenen Phasenwinkel, der vom Betrag des der Umformerschaltung zugeführten
Steuersignals abhängt, ein Tastsignal erzeugt, das zu diesem Zweck ein an die Wechseistroinquelie angeschlossener
Vollweggleichriehter der Umformerschaltung eine
Speisegleichspannung zuführt, die am Ende jeder Wechselstromhalbwelle
auf den Wert Hull abfällt, und daß ein Auslösesignalgenerator aufgrund des von der Umformerschaltung.erzeugten
Tastsignals das Auslösesignal für den zwischen die Wechselstromquelle und den Verbraucher geschalteten Steuerbaren
Schalter erzeugt.
Die erfindungsgemäße Schaltung eignet sich insbesondere zur
Steuerung der über einen bidirektionalen Thyristor an einen ohmschen oder ohmsch-induktiven Verbraucher abgegebenen
' Energie. Ein typisches Anwendungsbeispiel ist die Drehzahl*-
steuerung oder Drehzahlregelung, von Weehselstrom-Induktionsmotoren.
Vorzugsweise sind nach der Erfindung sämtliche Schaltungselemente der Steuerschaltung in einem Halbleiterkörper
monolithisch integriert. Ausgenommen sind lediglich diejenigen Schaltungselemente, die für die verschiedenen Anwendungszwecke
verändert werden müssen.
Ferner weist die erfindungsgemäße Schaltung vorzugsweise eingebaute
Einrichtungen auf, die zum Schutz der Thyristoren dienen. Dabei kann es sich, unreine Blockierschaltuag handeln,
die in Abhängigkeit von der an Thyristor liegenden Spannung die Erzeugung des Auslöseimpulses verhindert.
909841/1022
Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung werden an Hand von Ausführungsbeispielen beschrieben.
Pig. 1 zeigt als Blockschaltbild die Grundeinheiten einer energie- oder stromsteuernden Anlage, für die der
Erfindungsgegenstand geeignet ist.
Pig. 2 zeigt als Blockschaltbild die in· Pig. 1 dargestellte
Ehergiesteueranlage zusammen mit den Baueinheiten einer nach der Erfindung aufgebauten Halbleiter-Steuerschaltung.
Pig. 3 zeigt das Schaltbild einer nach der Erfindung aufgebauten Halbleiter-Steuerschaltung, die nach der in
Pig. 2 dargestellten Weise zur Energiesteuerung oder ä
Energieregelung benutzt wird.
Pig. 4 zeigt die Zeitverläufe von einigen Spannungen der in
Pig. 3 dargestellten Schaltung.
Pig. 5 zeigt das Schaltbild einer weiteren erfindungsgemäßen
Schaltung, die der in Pig, 3 dargestellten Schaltung ähnlich ist. Allerdings sind fast alle Schaltungselemente
monolithisch integriert.
Pig. 6 zeigt die Oberseite einer in Silicium-Monolith-Technik
ausgebildeten integrierten Schaltung mit den Schaltungselementen, die in Pig. 5 von der gestrichelten
Linie 51 umgeben sind. ■ '
Pig. 7 zeigt einen Teil der in Pig. 5 dargestellten Schaltung, die zur Drehzahlsteuerung oder Drehzahlregelung an
einen Motor angeschlossen"ist. '
Pig. 8 zeigt einen Teil der in Pig. 5 dargestellten Schaltung, die zur Steuerung von zwei antiparallelgeschaltet en
Thyristoren dient.
09841/1022
Eine im Blockschaltbild von Pig. 1 dargestellte Halbleiter-Steuerschaltung
50» die nach den Maßnahmen der Erfindung aufgebaut sein kann, dient zur Steuerung von elektrischer Energie,
die von einer Wechselstromquelle 43 mit Anschlußklemmen 44 und 46 einem Verbraucher 42 zugeführt wird. Bei dem
Verbraucher 42 kann es sich um eine ohms ehe oder eine ohmsch-
^nduktive Belastung handeln, beispielsweise um einen Einphaseninduktionsmotor,
wie einen Kondensatormotor mit Spaltphase oder einen Motor mit ausgeprägten Polen. Um zur Energiezufuhr
mit einer Anschnittssteuerung gute Ergebnisse zu erzielen, sollte die Drehzahl-Drehmoment-Kennlinie eines derartigen
Motors vor allem von den Mittelwertanderungen der
zugeführten Motorspannung abhängig sein. Da die nach der Er-'' findung aufgebaute Schaltung in der Lage ist, den die Energiezufuhr
bestimmenden Phasenanschnittswinkel für jede Halb-welle
im wesentlichen innerhalb des gesamten Bereiches von
0° bis 180° zu ändern, kann man die Drehzahl eines derartigen Motors nahezu über den gesamten Bereich, also von Ofo bis 100$
verändern. Auf diese Weise können sehr kleine Drehzahlen ■
eingestellt werden. Ein derartiger Motor weist vorzugsweise anstelle von Gleitlagern Kugellager auf.
Dem Verbraucher 42 wird die Leistung von der Wechselstromquelle
43 über einen· Schalter 48 zugeführt, der ein steuerbarer Halbleiterschalter sein kann. Der Schalter 48 kann aus
zwei antiparallelgeschalteten unidirektionalen Thyristoren
oder aus einem einzigen bidirektionalen Thyristor, einem sog. Triac, aufgebaut sein, Unidirektionale Thyristoren sowie bidirektionale
Thyristoren bzw. Triacs werden in dem "GE SCR Manual", 4. Auflage, 1967, Kapitel 6, 7 und 8, herausgegeben
von der General Electric Company beschrieben. Eine Vollweg- "'
Anschnittssteuerung der dem Verbraucher 42 .zugeführten Energie
wird mit einer nach der Erfindung aufgebauten Steuerschaltung 50 erreicht, die den Schalter 48 während jeder Halbwelle
der Wechselstromquelle 43 zu einem vorgewählten, aber ver- . änderbaren Zeitpunkt oder Phasenwinkel einschaltet oder in
909841/1022
den leitenden Zustand bringt. Die Steuerung des Triac 48 wird durch ein von der Schaltung 50 erzeugtes Auslösesignal vorgenommen,
dessen zeitliches Auftreten in jeder Halbwelle erneut festgelegt wird..
Die Arbeitsweise einer nach der Erfindung aufgebauten Steuerschaltung
wird an.Hand des in Pig. 2 gezeigten Blockschaltbilds erklärt. An eine Klemme 12 der Schaltung 50 wird ein
Eingangssteuersignal gelegt, bei dem es sich um die Ausgangsspannung eines Potentiometers, Thermistors oder Tachogenerators,
aber auch um irgendeine andere Spannung handeln kann, deren Wert einer gewünschten Regel- oder'Steuereinstellung
analog ist. Der Betrag des an der Klemme 12 liegenden Eingangssignals wird in eine passende Zeitspanne umgeformt, die
in jeder Halbwelle einem Abschnitt, beispielsweise einem Phasenwinkel
P, entspricht. Diese Umformung wird von einer durch einen Block 18 dargest.ellten Umformerschaltung vorgenommen,
die mit einem durch einen Block 20 dargestellten Bezugsspannung sgener at or und einem durch einen Block 22 dargestellten
Vergleicher zusammenarbeitet. Das Ergebnis dieser Betrag/Zeit-
oder Betrag/Phasenwinkel-Umformung ist ein vom Vergleipher 22
in jeder Wechselstromhalbwelle erzeugtes Ausgangssignal, das an einer Leitung 24 auftritt und bezüglich des Anfangszeitpunktes
der Halbwelle um einen gewissen Phasenwinkel verzögert ist, der sich in Abhängigkeit von dem Betrag des Eingangssteuersignals an der Klemme 12 ändert.
Eine geeignete Betrag/Zeit-Umformerschaltung 18 ist beispielsweise
eine Schaltung, die eine ansteigende bzw. abfallende und trapez- oder sockeiförmige Spannung erzeugt. Derartige
Schaltungen sind bekannt und im einzelnen in dem genannten "GE SCR Manual", Kapitel 9.5.2 beschrieben. Diese Schaltungen
erzeugen Spannungsverlaufe, die jeweils synchron mit einer
Halbwelle der Wechselstromquelle auftreten. Die erzeugten Spannungsverläufe enthalten im allgemeinen einen sägezahnähnlichen
Teil mit einer momentanen Amplitude, die sich wäh-
909841/1022
rend der Halbwelle in Abhängigkeit von der Zeit ändert, und
einen sockelförmigen Teil mit einer Amplitude, die während-,
der Halbwelle im wesentlichen konstant ist. Die Amplitude oder der Betrag der sockelförmigen Spannung ändert sich in
Abhängigkeit vom Betrag des Eingangssignals. Dadurch ändert
sich in jeder Halbwelle der Zeitpunkt oder der Phasenwinkel, bei dem die aus der im allgemeinen sägezahnähnlichen oder
andersartig ansteigenden oder abfallenden Spannung und sockelförmigen Spannung gebildete Summenspannung mit einer vorgegebenen
Bezugsspannung übereinstimmt. Me Vergleichsschaltung
stellt die Differenz zwischen der Bezugsspannung an der leitung
20 und der Summenspannung fest. Wenn die beiden Spannungen gleich sind, liefert der Vergleicher ein Ausgangesignal,
dessen Phasenwinkel in irgendeiner Weise dem Betrag des Eingangssignals
entspricht.
IaIIs es sich bei dem Schalter 48 um einen Triac handelt,
dann spricht der Schalter 48 nur an, wenn beim Auftreten des Auslösesignals eine hinreichend hohe Spannung am Triac liegt«
Es kann beispielsweise vorkommen, daß bei einem ohmsch-indufctiven
Verbraucher der Strom gegenüber der Spannung nacheilt, so daß der Triac noch Strom führt, wenn die Speisespannung
bereits den Wert Null erreicht und die andere Halbwelle der sinusförmigen Spannung begonnen hat. Um zu verhindern, daß
unter diesen Umständen dem Triac 48 ein Auslösesignal zugeführt wird, ist eine Tor- oder Blockierschaltung vorgesehen,
die durch den Block 26 dargestellt ist. Die Blockierschaltung 26. verhindert, daß das Ausgangssignal des. Vergleichers 22 zu
einem durch einen Block 28 dargestellten Zündimpulsgenerator
gelangt. Die Blockiers-chaltung 26 bewirkt also, daß den Triac
nur dann ein Zünd- oder Auslösesignal erreicht, wenn er hinreichend ausgeschaltet oder nichtleitend ist und an ihm eine
hinreichend hohe Spannung liegt, die beim Auftreten des Zündsignals
mit Sicherheit das Einschalten oder Umschalten in den leitenden Zustand bewirkt. ■ ■
909841/1022
Fig. 3 zeigt das Schaltbild einer nach der Erfindung aufgebauten
Halbleiterschaltung. Zum besseren Verständnis wird 'das in Pig. 3 dargestellte Schaltbild in Verbindung mit dem
Blockschaltbild nach Pig. 2 beschrieben. Die Klemmen 44 und 46 der Wechselstromquelle 43, die 120 V und 60 Hz haben kann,
sind mit Schaltungsanschlüssen oder Klemmen 5 und 6 verbunden.
Der Triac 48 ist zusammen mit dem in Reihe geschalteten Verbraucher 42 ebenfalls an die Klemmen 44 und 46 angeschlossen. Ein Kondensator"CL, der zum Zünden des Triac 48 als
Energiespeicher dient, ist mit den Klemmen 5 und 6 verbunden. Zwischen, die Klemmen 5 und 44 ist ein Strombegrenzungswiderstand
Rg geschaltet. Ein weiterer Widerstand Rj ist zwischen
eine Klemme 9 und den gemeinsamen Verbindungspunkt zwischen dem Triac 48 und dem Verbraucher 42 geschaltet.. Ein.Widerstand
;.-R , der die Steigung der .Abfall- oder Anstiegsspannung (|
steuert, ist mit Klemmen 7 und 11 verbunden.
Die Wechselstromquelle ist über die Anschlüsse 5 und 6 sowie den Strombegrenzungswiderstand Rg"mit einem Vollwegbrückengleichrichter
aus Dioden D-, Dp, D-z und D. verbunden. Die
Ausgangsspannung dieses Brückengleichrichters ist eine vollweggleichgerichtete
Sinusspannung, die bei den Fulldurchgängen
der Speisewechselspannung jeweils auf den Wert Null
absinkt. Die Brückengleichrichter-Ausgangsspannung wird von
einer Zenerdiode Dq und einem Transistor Q-.·, begrenzt, um eine
Bezugsgleichspannung zu liefern. Eine mit der Zenerdiode Dq
in Reihe geschaltete Diode D0 dient zur Temperaturkompensation
der Zenerdiode Dq. Während je'der Halbwelle, in der der Brük- '
kengleichrichter zu einer Klemme 1 Strom liefert, bleibt der
Transistor Q., so lange gesperrt, bis sich an der Zenerdiode
Dq die Durchbruchspannung aufgebaut hat; Danach bleibt der '
Transistor Q-, so lange leitend, bis die Spannung an der
Klemme 1 wieder unter die Zenerspannung der Diode Dq abge- fallen
ist. Auf diese Weise wird an der Klemme 1 eine Bezugsgleichspannung
erzeugt, die während des größten Teils jeder Wechselstromhalbwelle auf einen'festen Wert begrenzt
909841/1022
ist, der der Zenerspannung der Diode Dq plus dem Basis-Emit-'
ter-Abfall am Transistor Q1^ entspricht. Die vollweggleichgerichtete und von der' Z-enerdiode Dq "begrenzte Gleichspannung
erscheint zwischen der Klemme 1 und einer Klemme 10, wobei
die Klemme 1 gegenüber der Klemme 10 positiv ist. Diese Spannung dient als Speisespannung für den Spannungsgenerator
18, der die Anstiegs- und Soekelspannung erzeugt, und für den
Be zugs spannungsg enerat or 20.· Ein Widerstand E7 und eine Diode
D7 vervollständigen den Rückweg zu den Dioden D-* und D,
des Brückengleichrichters.
An die Klemmen 1, 12 und 10 sind in der gezeigten Weise in Reihe geschaltefe veränderbare Widerstände R. und R^ angeschlossen.
Mit den Widerständen R. oder R^ kann man an der Klemme 12 eine Spannung einstellen, deren Betrag dem gewünschten
Eingangssignal proportional ist. Wenn es sich bei
dem Verbraucher 42 um einen Induktionsmotor handelt, dann kann der Widerstand R13 ein von Hand einstellbares Potentiometer
sein, dessen" veränderbarer Widerstand den Zündwinkel
des Triac 48 in'jeder Wechselstromhalbwelle festlegt. Damit
wird die dem Motor zugeführte Energie und die Motordrehzahl gesteuert.
Ein Kondensator Cp, ein· Widerstand Rg, der Widerstand R und
Transistoren Q10 und Q11 bilden in der in Pig. 3 gezeigten
Zusammenschaltung die dem in Pig. 2 dargestellten Block .18 entsprechende Schaltung, die die Anstiegs-'und Sockelspannung
liefert. Die Betriebsweise dieser Schaltung ist aus Pig. 4
ersichtlich. Während jeder an den Klemmen 5 und 6 auftretenden Wechselstromhalbwelle lädt die an dem Gleichspannungsteiler
R., R-p auftretende Gleichspannung den Kondensator Cp
•sehr schnell negativ auf den am Anschluß 12 auftretenden Sockelspannungswert auf, nämlich auf den ■R./CRa+R-d)-fachen ■
Wert der Spannung am Anschluß 1. Diese Sockelspannung ist ander Stelle 17 in Pig. 4 gezeigt. Dieser Wert wird dadurch
eingestellt, daß der Widerstand R^gegenüber dem Widerstand R.
90984 1/1022
geändert wird. Danach wird 'in derselben Ilalbwelle der Kondensator
Op entsprechend der in Pig. 4 gezeigten Kurve 16 durch *
den Halbsinuswellenstrom, der von der Klemme 1 über den Transistor
Q-o und den Widerstand R zur Klemme 7 fließt, negativ
geladen. Infolge dieses weiteren Ladungsstromes durch den Kondensator Cp nimmt die in Pig. 4 gezeigte Kurve 16 die
Porm eines kosinusformigen Anstiegsfunktion an. Weil dieser
Strom von dem äußeren Emitterwiderstand E des Transistors Q10 gesteuert wird, kann man mittels des-Widerstands R0. die
Steigung und Amplitude der Anstiegsfunktion 16 einstellen. Da der Speisestrom durch den Transistor Q10 sinusförmig ist,
sieht die in Pig. 4 dargestellte Anstiegsfunkt ion kosinusförmig
aus. Der sinusförmige Ladestrom des Kondensators Cp rührt ;
von dem Spannungsabfall des Speisestroms am Widerstand R7 her. · f
Dieser Spannungsabfall stellt die Basisspannung am Transistor Q10 dar. Die Diode D7 dient zur Kompensation der Basis-Emitter-Spannung
des Transistors Q10» um sicherzustellen, daß der
Strom durch den Widerstand R denselben.sinusförmigen Verlauf
aufweist, wie der Strom durch den Widerstand R7.
In der beschriebenen Schaltung zur Erzeugung der Ansti.egs-
und Sockelspannung wird- also, wie es an der Stelle 17 in.
Pig. 4 gezeigt ist, der Kondensator C2 in jeder"Halbwelle
sehr schnell auf eine Spannung geladen, die gleich der Gleichspannung an der Klemme. 1 ist, vermindert um den Emitter-Basis-Abfall
am Transistor Q1P und.um die von den Widerständen
Rt, und R. bestimmte So ekel spannung. Danach lädt sich der Xon- ·
densator Cp entsprechend.der in Pig. 4 gezeigten Kurve 16
auf den an der Stelle 19 gezeigten Anstiegsspannungswert auf.
Auf diese Weise kann man die durch die.Kurve 16 dargestellte algebraische Summe der Anstiegsspannung und Sockelspannung
zu einem bestimmten Zeitpunkt oder zu einem bestimmten Phasenwinkel
in der Halbwelle in Übereinstimmung mit einem vorgegebenen Bezugsspannungswert bringen, und zwar in Abhängigkeit
von der Einstellung des Widerstandes Rg gegenüber dem Widerstand
R.. Aufgrund dieser Übereinstimmungsbe.dingung erzeugt
909841/1022
der dem in Pig. 2 gezeigten Block 22 entsprechende Vergleicher
ein Ausgangssignal, das den Zündzeitpunkt des Triac 48 festlegt.
Die dem Block 22 entsprechende Vergleicherschaltuhg wird von
Transistoren Q·*, Q, und Q5, einem Widerstand E,, und einer
Diode Dc gebildet, die in der gezeigten Weise zusammengeschaltet
sind. In Jeder Halbwelle vergleicht die Vergleichsrschaltung
die an der Klemme 13 auftretende Anstiegs- und
Sockelspannung mit der Spannung an der Klemme 2, die von *
einem dem in Pig. 2 gezeigten Block 20 entsprechenden Bezugsspannungsgenerator
stammt. Der Bezugsspannungsgenerator enthält einen Spannungsteiler mit in Reihe geschalteten Wi- ■■■■
derständen R1, Rp un(^ R3· ^er Spannungsteiler ist an die
Klemmeni und 10 angeschlossen. Die Bezugsspannung tritt an der Klemme 2 auf und kann, sofern es erwünscht ist, durch
weitere der Klemme 2 zugeführte Spannungen modifiziert werden. Die Transistoren Q, und Q, arbeiten als Differenzenverstärker,
der die Spannung an der Klemme 13 mit der Spannung an der Klemme 2 während jeder Halbwelle der Wechselstroinspannung
vergleicht. Der Differenzenverstärker kompensiert die an den verschiedenen Elementen der gesamten Schaltung auftretenden
Temperaturänderungen. Die aus den Transistoren Q,
und Q(- gebildete Darlingtonschaltung hat den Vorteil, daß sie
für den Kondensator CU einen hohen Widerstand darstellt und
ferner einen zusätzlichen Basis-Emitter-Spannungsabfall liefert,
um den Basis-Emitter-Abfall des als Emitterfolger geschalteten Transistors Q12 zu kompensieren. Die an der Klemme
12 auftretende bzw. am Widerstand R-g abfallende, zum Zünden
des Triac 48 erforderliehe Spannung ist bei fehlender Anstiegsspannung
oder zu Beginn des Anstiegs im wesentlichen dieselbe Spannung wie die Bezugsspannung an der Klemme 2. Sie
unterscheidet sich von ihr lediglich durch die verhältnismäßig kleinen Differenzen der Basis-Emitter-Spannungsabfälle
der Transistoren Q~, Q/'-Q^ und ^i2*
909841/1022
Der den "beiden Zweigen des Differentialvergleichers 22 gemeinsame
'Strom fließt durch die Diode D1-, den Y/lderstand R, und
einen Transistor Q7 zum Anschluß.7, also zur-Ausgangsklemme
für die negative Spannung des Brückengleichrichters. Der Transistor
Q7 ist ein Teil der in Pig. 2 durch den Block 26 dargestellten
Blockierschaltung. Außer dem Transistor Q7 enthält die Blockierschaltung; eine Diode Dg, weitere Transistoren Qg und
Qn, Widerstände E^ und RQ sowie den Widerstand Rj. Die genannt·
ten Bauelemente sind in der in Pig. 3 gezeigten Weise verbunden. Wenn durch den Triac 48 ein Vertraueherstrom fließt oder
wenn aus irgendeinem Grunde die Spannung am Triac nicht aus- " reicht, um den Triac aufgrund eine's Auslösesignals an der
Klemme 3 zu zünden, dann reicht die an dem Widerstand R1- anfallende
Spannung nicht aus, um die Basis des Transistros Qg oder des Transistors Qq auszusteuern. Daher bleibt der Transistor
Q7 gesperrt,und der gemeinsame Strom des Vergleichers 22
kann nicht fließen. Der Vergleicher 22 wird also gesperrt oder blockiert und kann über die Leitung 24 zum Zünden des Triac 48
kein Steuersignal abgeben. Die Blockierschaltung verhindert, daß die zum Zünden des Triac im Kondensator C, gespeicherte
Energie sinnlos aufgebraucht wird, wenn der Triac 48 überhaupt nicht in der Lage ist, auf das Auslösesignal anzusprechen.,
Dies ist beispielsweise der Pail, wenn die am Triac liegende Spannung zum Zünden nicht ausreicht oder wenn der Verbraucher
42 hinreichend induktiv ist, so daß der Strom der Spannung nacheilt und noch fließt, wenn die neue Halbwelle der Wechselstromspannung
bereits begonnen hat. Wenn jedoch der Triac 48
ausgeschaltet oder nichtleitend ist und an ihm eine Speisespannung
liegt t dann liefert der Strom durch den Widerstand R-j.
eine BasisSteuerspannung, die die Transistoren Qg, QQ und Q7
in den leitenden Zustand schaltet, so daß der den beiden Zweigen des Vergleichers gemeinsame Strom fließen kann und der
Differenzvergleicher betriebsbereit ist. Der eingestellte Wert
am Widerstand R1 bestimmt die Größe von derjenigen Spannung
am Triac 48, die zum Einschalten der Betriebsbereitschaft des
909841/1022
Vergleichers 22-notwendig ist. .Falls die Blockierschaltung
nicht "benötigt wird, beispielsweise weil der Verbraucher 42
rein ohmsch ist, kann man die Transistoren Q7, Qo und Qq, die
Diode Dg und die Widerstände Rp-, RQ und Rj weglassen und den
Widerstand R. direkt mit der Klemme 7 verbinden.
Wenn der Vergleicher 22 von der Blockierschaltung 26 nicht gesperrt
ist, nimmt das Emitterpotential des Transistors Q, infolge
der Emitterfolgerwirkung ab, und der Transistor Q^ be-;.
ginnt zu leiten, sobald das Potential an der Klemme.13 zu Beginn jeder Halbwelle zunächst auf einen Pegel angestiegen ist,
der im wesentlichen dem Potentialpegel an der Klemme ^entspricht und dann während der Anstiegsladung des Kondensators
Cp auf einen Pegel abgefallen ist, der dem Bezugspotential an
der Klemme 2 entspricht, wie es in Pig. 4 gezeigt ist.
Das dabei am Kollektor des Transistors 'Q, auftretende Signal
steuert einen aus zwei antiparallelgeschalteten steuerbaren PNPN-Halbleiterschaltern Q1 und Q2 aufgebauten bilateralen
Schalter. Die steuerbaren Halbleiterschalter bilden einen Teil des in Pig. 2 durch den Block 28 dargestellten Zündgenerators.
Die Anode des HaIbleit erschalters Q1 und die Katode des Halbleiterschalters
Q2 sind mit der Klemme 5 verbunden. Die Katode
"des Halbleiterschalters Q1 und die Anode des Halbleiterschalters
Qp sind an die Klemme 6 angeschlossen. Die anodenseitigen
Steuerelektroden der Halbleiterschalter Q1 und Qp
sind mit dem Kollektor des Transistors Q^ verbunden. Das
katodenseitige Steuergitter des Halbleiterschalters Q1 ist
über einen Widerstand Rp1 an die Klemme 3 und das katodenseitige
Steuergitter des Halbleiterschalters Q2 über einen Widerstand
R2p an die Klemme 5 angeschlossen. Aufgrund des Ste-Urersignals
vom Kollektor des Transistors Q, wird der Halbleiterschalter Q. leitend, wenn die Klemme 5 positiv ist, und der
Halbleiterschalter Qp wird leitend, wenn die Klemme 5 negativ .
ist. Bei den steuerbaren Halbleiterschaltern handelt es sich ·
90984.1/1022
um herkömmliche .PHPET-S ehalt er, die auch als SC S~Scha.lt er bekannt
sind. Wenn man zwei von diesen Schaltern antiparallelsehaltet,
erhält man einen symmetrischen steuerbaren bidirektionalen
Schalter. Die -SCS-Schalter sind im einzelnen im "GE Transistor Manual", 7. Auflage, 1964, Kapitel 16.-, herausgegeben von der General Electric Company,, beschrieben.
Beim Zünden der einen Hälfte des aus den Halbleiterschalter)!
Q1 und Q2 gebildeten bilateralen Schalters entlädt sich der
Kondensator C1 in die Steuerelektrode des Triac 48 und veranlaßt
dadurch, daß der Triac 48 in den leitenden Zustand übergeht. Da sich die Auslöseimpulse des bilateralen Schalters
Q1, Qp mit derselben Polarität ändern wie die Wechselstromspannung
an den Klemmen 44 und 4o, kann man mit den Auslöseimpuls
en den Triac 48 direkt zünden oder über einen Impulstransformator antiparallel- geschaltete, unidirektionale
Thyristoren ansteuern.
Um den Kondensator C2 am Ende jeder Halbwellenperiode auf
einen vorbestimmten Pegel zurückzusetzen, ist ein Transistor Qg vorgesehen, der an die Klemmen 1 und 13 sowie an den Verbindungspunkt
der Widerstände Ep und R,; angeschlossen ist.
Der Transistor Qg wird durch die Spannungsteilerwiderstände
R1J1Rp und R-z so lange gesperrt, bis die ETetzspannungshalbwelle nahezu auf Null abgenommen hat. Die am'Kondensator Cp
liegende Spannung steuert dann die Basis des Transistors Qg
an, wobei der Kondensator Cp auf eine Spannung entladen wird,
die dem Basis-Emitter-Spannungsabfall des Transistors Qg entspricht.
Eiach der Erfindung wird somit eine verbesserte Halbleiterschaltung
zum Erzeugen von Zünd- oder Auslösesignalen geschaffen. Dabei wird in jeder Halbwelle der Netzwechselspannung
ein Ausgangsimpuls zum Zünden eines durch Auslösesignale steuerbaren Halbleite:rschälters, beispielsweise eines
909&4Τ/Ϊ022
Triac, erzeugt. Der erzeugte Impuls tritt in jeder Halbwelle
bei einem sich in Abhängigkeit von der Größe eines Eingang, s ^
signals ändernden Phasenwinkel auf.
Im folgenden werden die Werte, und Typenbezeiclinungen für die
Bauelemente der in.Fig. 3 gezeigten Schaltung angegeben. Dabei handelt es sich allerding lediglich, um ein spezielles
Ausführungsbeispiel.
Ausführungsbeispiel.
Widerstände | Kiloohm | Di od en Typ | 1li4152 | Transi st or en |
■«10 . | Typ |
' V | 10 | 1H4152 | Q12 | |||
ßB | 10 | •B2 | - 1N4t52 | |||
. Bi ■ | 50-200 | B3 | 1K4152: 1MI52 |
Q3 | 2H3414 | |
V ■*« |
10-50 10-100 |
\ | 1Ε4152 |
V:
%/ |
D16P | |
R1 | 6,8 | \ | T1T4T52 | «6 | 2ΙΪ3414 | |
R2 | 0,47 | 3V | 1W4152 | 2N3414 | ||
H | 3,3 | 11S | % | 2N5354 | ||
3,9 | D9 | Basia-En) itt er- QU Übergang von 2H339Q |
2N5414 | |||
4,7 ' | 2H3414 | |||||
R6 | 3,9 | 2U5-354 | ||||
R7 | 0,047 | - | 2:13414 | |||
%■ | 4,7 | |||||
R21 | 2,2 | |||||
R0o | 2,2 |
9098 4T/1Q22
Kondensatoren Mikrofarad.
0,05 bis 0,1 0,01 bis 0,1
C | 1 | 1 |
C | 2 | 2 |
BiIa t erale S ehalt er | ||
* Q | ||
Q |
3180 3N80
In der Pig. 5 ist eine weitere nach der Erfindung ausgebildete
Schaltung gezeigt. Diese Schaltung ist dem in Pig. 5 gezeigten AusführungsBeispiel der Erfindung ähnlich, allerdings sind
alle Schaltungselemente monolithisch integriert, mit Ausnahme von denjenigen Schaltungselementen, die bei den verschiedenartigen
Anwendungszwecken verändert werden müssen. Bei der in
I1Ig. 5 gezeigten Schaltung sind alle Elemente, die bei dem in
Pig. 3 gezeigten Schaltbild von der gestrichelten Linie 51 umgeben
sind, monolithisch integriert. Hierzu wird eine bekannte
Substratisolierung benutzt, die im englischsprachigen Schrifttum unter "back-biased junction diode isolation" bekannt ist,,
Bei dieser "bekannten Isolierart ist die Substratzone oder der Substrat'berelch der monolithisch integrierten Schaltung im
allgemeinen direkt mit demjenigen Punkt der Schaltung verbunden, der einen der Polarität des SubstratIeitungstyps am meisten
entgegengesetzten Potentialwert aufweist. Ein Prleitendes
Substrat ist also im allgemeinen direkt mit dem negativsten Punkt der Schaltung verbunden. Ia die in Pig. 5 gezeigte monolithische
Schaltung mit ihren Anschlüssen 5 und 6 direkt an das Wechselspannungsnetz angeschlossen wird, hat die in Pig. 5
gezeigte monolithische Schaltung keinen Punkt, der nur Substratisolation während der gesamten Viechs elspannungsperiode
von 360° auf einen gewünschten extremen Spannungswert bleibt. Wenn daher das Substrat mit einem einzigen Punkt verbunden
909841/1022
wäre, um eine in Sperrichtung betriebene Diodenisolation des
Substrats vorauseilen, wurden die Isolierdioden während eines-Teils
der Wechselspannungsperiode von der Sperrichtung in die
Vorwärtsrichtung übergehen, was eine chaotische Wirkung auf
das Verhalten der Schaltung hätte.
Bei der in Pig« 5 gezeigten Schaltung v/ird diese Schwierigkeit.<
dadurch gelöst und eine wirksame Substratisolierung während der
gesamten Wechselspannungsperiode von 360° dadurch aufrechterhalten,
daß die Dioden D~ und D4 der in Pig. 3 gezeigten Vollweggleichrichterbrücke
durch eine besondere Substratisolationssteuers chaltung ersetzt v/erden. Mit der Ausnahme, daß eine
Substratisolationssteuerschaltung vorgesehen ist, die beiden SCS-Schalter Q1, Q2 in Fig. 3 durch einen bilateralen SBS-Schalter
ersetzt sind, ein zusätzlicher Transistor Q..., vorgesehen ist, der die niedrige Verstärkung des PKP-Transistors
Q1P kompensieren soll, falls es sich bei dem Transistor Q12
um einen lateralen Transistortyp handelt, lind die Dioden D1
und Dp durch vier Basis-Emitter-Dioden D1. und D1-D sowie
Dp, und Dp-η ersetzt sind, entspricht der übrige Teil der in
Pig-. 5 gezeigten Schaltung der Schaltung nach Pig. 3, und die
entsprechenden Schaltungsteile sind mit denselben Bezugszei-■chen
versehen. Bilaterale SBS-Schalter sind im einzelnen in
der Zeitschrift "Electronic Design", 30. August 1966 sowie im_
"GE SCR Manual", 4. Ausgabe, Kapitel 4.14.4, "herausgegeben
von der General Electric Company, beschrieben. Die weitere Einzelbeschreibung der in Pig. 5 gezeigten "Schaltung wird
daher auf die Substratisolationssteuerschaltung und ihre Betriebsweise
beschränkt.
Der zur Substratisolierung dienende Steuerschaltungsteil der
in der Pig. 5 gezeigten Schaltung besteht aus Transistoren Q-j/, Q-jc, Q-iß und Q17 sowie aus Widerständen Rq und Η1Ω· Die.
Emitter der Transistoren Q1/ und Q-15 sind gemeinsam mit einem
Punkt D verbunden. Der Punkt D ist direkt mit dem monolith!--
90984 t/1022
sehen Schaltungss'ubstrat S verbunden. Der Kollektor des Transistors
Q1. ist an einen Punkt B und an die Klemme 5 angeschlossen.
Der Kollektor des Transistors Ck1- ist mit einem
Punkt A und mit der Klemme 6 vex'bunden. Die Basis des Transistors Q., ist an den Kollektor des Transistors Q1 ^- angeschlossen,
dessen Emitter mit einem Punkt E verbunden ist. Die Basis des Transistors Q1 c ist an den Kollektor des Transistors
Q17 angeschlossen, dessen Emitter mit dem Punkt E verbunden
ist. Der Punkt E ist mit der Klemme 7 verbunden und ist der
negative Gleichspannungspunkt des monolithischen Teils der in I1Xg. 6 gezeigten Schaltung, Ein Vorspannwiderstand Rq ist
zwischen den Kollektor des Transistors Q1 . und die Basis des
Transistors Q1^ geschaltet. Ein weiterer VorspannWiderstand
R.]0 ist zwischen den Kollektor des Transistors Q1,- und die f
Basis des Transistors Q17 geschaltet.
Zur Erläuterung soll angenommen v/erden, daß das monolithische Substrat P-leitend und die Schaltungsklemme 5 positiv ist, Der
Eingangsstrom von der Klemme 5 fließt dann durch die Diode D.. sowie durch die zwischen der Klemme T und 10 angeordnete
Schaltung und kehrt zum Punkt E zurück, Der Rückstrom fließt durch die Emitter-Basis-Diode des Transistors Q7 und erreicht
dabei die Basiszone des Transistors Q17 > wo er in zwei Teile
aufgespalten wird. Der eine Teil fließt durch den EmitterBasis
-Übergang des Transistors Q17 und kehrt -über d.en Widerstand R1Q zum Punkt A und der Klemme 6 zurück. Der andere Teil
des Stromes fließt durch den Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Q17 und dient als Treiberstrom zum Einschalten des
Transistors Q1C. Wenn der Transistor Q15 leitend ist, fließt
der Treiberstrom durch den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors
Q1C zum Schaltungsanschluß 6. Perner stellt der Transistor
Q1C im eingeschalteten oder leitenden Zustand oine
Sfcromsenke dar, die sowohl sämtliche Sperrströme des Substrats
S aufnimmt, die durch die verschiedenen Teila mit ständig entgegengesetztem
leitungstyp der monolithischen Schaltung flie-
841/1022
ßen, als auch den Leckstrom des gesperrten Emitter-Basis-Übergangs
des !Transistors CL^.
Während derjenigen Wechselstromhalbwelle, bei der die Klemme
5 gegenüber der Klemme 6 positiv und somit der Punkt B der negativste Punkt in der Schaltung ist, v/erden der Punkt D
und das Substrat S vom Transistor Q.r auf einer Spannung gehalten,
die höchstens um die Ko 11 eic tor-Emitter-Satt igungsspannung
des Tranaistors Q1,- über dem Punkt B liegt. Da die
Sättigungsspannung etwa 0,2 Volt beträgt, also kleiner als die
Spannung von 0,7 Volt ist, die man 'benötigt, um die Substratisolierdioden in Vorwärtsrichtung leitend au machen, wird die
gewünschte Substratisolation aufrechterhalten, und es werden keine Ladungsträger vom Substrat über die ΡΪΓ-Übergänge der
Isolationsdioden injiziert, so daß die Betriebsweise der integrierten Schaltung nicht goatört wird und keine unerwünschten parasitären Transistorwirkungen auftreten. Während der
Transistor Q.c leitend ist, sind beim Transistor Q^g beide
Übergänge gesperrt, so daß der Transistor Q1«-gesperrt bleibt.
und den durch den Transistor Q15 fließende Speisestrom" nicht
ableiten kann. .
Während der anderen V/echs eist ro nihalbwelle, bei der die Klemme
negativ und die Klemme 6 positiv ist, leiten die Transistoren Q.. und Q.g und halten dabei den Punkt D und das Substrat S auf
einem Potential, das höchstens um den Sättigungsspannungs—
abfall.am Transistor Q1, über dem Potential des negativsten
Punktes der integrierten Schaltung liegt. Die Widerstände Rq
und "R-JQi die beispielsweise TOO Ohm betragen können, kompensieren den Sättigungswiderstand des PilP-Übergangs und den
Unterschied zwischen der Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Q..g 'und Q.y sowie der Basis-Kollektor-Spannung der Transistoren.
Q,, und Q1Cf um auf diese Weise zu verhindern, daß.,
die Sättigungsspannung des Transistors Q1 , oder des Transistors Q]C die Schwellenspannung, der Substratisolationsdioden
90 9 84 I/1022 ,
überschreitet. Jails es sich um ein N-leitendes Substrat S
handelt, v/erden zwar die Polaritäten der verschiedenen Transistoren vertauscht, jedoch bleibt die grundsätzliche Betriebsart
der Isolationssteuerschaltung die gleiche.
Durch die Isolationssteuerschaltung werden daher die Substratisolierdioden
der integrierten Schaltung während der gesaraten Wechselstromperiode von 360° niemals leitend, obwohl an der
Klemme 1 eine vollweggleichgerichtete Ausgangsspannung auftritt,
die die übrige integrierte Schaltung speist.
Pig. 7 zeigt ein Anwendungsbeispiel der in Pig. 5 dargestellten
Schaltung. Dabei ist mit einem Y/echselstrommotor, der den Ver- A
braucher 42 darstellt, ein Gleichspannungstachogenerator gekoppelt, der anstelle des in Pig, 5 gezeigten Widerstandes R-n
eine Steuersignalspannung an die Klemme 12 liefert, um die
Drehzahl des Motors 42 zu regeln. Die Ausgangsspannung des
Tachogenerators 34 wird von einem Kondensator G^ gefiltert.
Ein Potentiometer R„ gibt entsprechend der eingestellten
Solldrehzahl einen Teil der vom Tachogenerator 34 gelieferten Spannung an die Klemmen 12 und 10 der mit der gestrichelten
Linie 51 umgebenen integrierten Schaltung ab.
In der Pig. 8 ist ein weiteres Anwendungsbeispiel der erfindungsgemäßen
Steuerschaltung nach Pig. 5 gezeigt. Hierbei
dient die Steuerschaltung zum Einschalten eines Schalters 48, (
der aus zwei antiparallelgeschalteten unidirektionalen Thyristoren
SCR., "und SCRp besteht, die über einen Impulstransformator
T-, mit einem Windungsverhältnis von 1 zu 1 gezündet werden.
9098A1/1D22
Claims (4)
- Pat entans prüche1 ^Halbleiterschaltung zur Steuerung der von einer Wechselstromquelle über einen durch ein Auslösesignal betätigbaren Schalter an einen Verbraucher während eines von dem Betrag eines veränderbaren Steuersignals bestimmten, veränderbaren Abschnitts jeder Wechselstromhalbwelle abgegebenen Energie, dadurch gekennzeichnet , daß eine Betrag/Zeit-Umformerschaltung (18) in jeder Wechselstrorohalbwelle zu einem auf den Beginn der betreffenden Halbwelle bezogenen Phasenwinkel, der vom Betrag des der Umforroerschaltung zugeführten Steuersignals abhängt, ein Tastsignal erzeugt, das zu diesem Zweck ein an die Wechselstrornquelle (43) angeschlossener Vollweggleichrichter (D- bis D.) der Umformerschaltung eine Speisegleichspannung zuführt, die am Ende jeder Wechselstromhalbwelle auf den Wert KuIl abfällt, und daß ein Auslösesignalgenerator (23) aufgrund des von der Umformersehaltung erzeugten Tastsignals das Auslösesignal· für den zwischen . die Wechselstromquelle (43) und den Verbraucher (42) geschalteten steuerbaren Schalter (48) erzeugt.
- 2.' Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß eine Blockierschaltung (26) in Abhängigkeit von der am Schalter (48) liegenden Spannung die Erzeugung des Tastsignals verhindert.'
- 3. Halbleiterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Betrag/Zeit-Umformerschaltung eine zur Erzeugung.einer Anstiegs- und Sockelspannung dienende Schaltung mit einem Sockelspannungsgenerator, der in Abhängigkeit vom Betrag des Steuersignals eine Sockelspannung erzeugt, und mit einem Anstiegsspannungsgenerator, der in jeder Wechselstromhalbwelle eine in der Amplitude zunehmende Anstiegsspannung erzeugt, ferner eine Bezugsspannungsgeneratorschaltung (20) und noch eine Vergleicherschaltung (22) aufweist,909841/1022die zur'Erzeugung'des Tastsignals die von der Bezugsspannungsgenerator schaltung erzeugte Bezugsspannung mit der von der Anstiegs spannungs- und Sockelspannungsgeneratorschaltung erzeug-, ten Anstiegs- und Socke!spannung vergleicht. -
- 4. Halbleiterschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch g e k e η nz e i e h η e t , daß mindestens die Vollweggleichrichterschaltung und ein Teil der Betrag/Zeit-Umformerschaltung in einem monolithisch integrierten Halbleiter körper enthalten sind, dessen Substrat von den übrigen Teilen der integrierten Schaltung durch Isolierdioden mit in Sperrrichtung vorgespannten PN-Übergängen isoliert ist, und daß eine Isoliersteuerschaltung auf die Polaritätsänderungen der Wechselstromq.uelle anspricht und verhindert, daß die Isolierdiodenin Vorwärtsrichtung betrieben werden.90 98 4 1.ZZ\Le er se i t e
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US71347568A | 1968-03-15 | 1968-03-15 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1912903A1 true DE1912903A1 (de) | 1969-10-09 |
Family
ID=24866291
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19691912903 Pending DE1912903A1 (de) | 1968-03-15 | 1969-03-14 | Halbleiterschaltung zur Phasenanschnittssteuerung |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3558922A (de) |
DE (1) | DE1912903A1 (de) |
FR (1) | FR2004031A1 (de) |
GB (1) | GB1257531A (de) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3261646A (en) * | 1964-06-19 | 1966-07-19 | Brown Co D S | Tread surfaces on elastomer bodies |
US3746887A (en) * | 1971-09-09 | 1973-07-17 | Ranco Inc | Condition responsive a. c. phase angle control circuitry |
US3740585A (en) * | 1971-09-13 | 1973-06-19 | Texas Instruments Inc | Power control system |
US4528456A (en) * | 1983-10-20 | 1985-07-09 | General Electric Company | Dual load control circuit |
KR101185474B1 (ko) | 2006-05-02 | 2012-10-02 | 주식회사 필룩스 | 이중 부하 제어유닛 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2909676A (en) * | 1955-08-15 | 1959-10-20 | Bell Telephone Labor Inc | Transistor comparator circuit for analog to digital code conversion |
US3336531A (en) * | 1963-10-31 | 1967-08-15 | Tokyo Shibaura Electric Co | Electric power control device for providing an electric power proportional to an input voltage applied to the control electrode |
-
1968
- 1968-03-15 US US713475A patent/US3558922A/en not_active Expired - Lifetime
-
1969
- 1969-03-13 GB GB1257531D patent/GB1257531A/en not_active Expired
- 1969-03-14 DE DE19691912903 patent/DE1912903A1/de active Pending
- 1969-03-14 FR FR6907430A patent/FR2004031A1/fr not_active Withdrawn
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US3558922A (en) | 1971-01-26 |
FR2004031A1 (de) | 1969-11-14 |
GB1257531A (de) | 1971-12-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE1805488A1 (de) | Anordnung zum Steuern des ueber einen Verbraucher fliessenden Wechselstromes | |
DE1438231A1 (de) | Gleichrichter-Steuerschaltung | |
DE2753869C2 (de) | Meßwertgeber | |
DE2347483C3 (de) | Sperrschwinger | |
DE2235573A1 (de) | Elektronische treiberschaltung fuer halbleiterschalter | |
DE1563561A1 (de) | Stromversorgungsschaltung | |
DE1513420A1 (de) | Spannungsreglerschaltung | |
DE4401123B4 (de) | Integrierter statischer Schutzschalter zur Kopplung einer Last an eine elektrische Quelle mit einem bipolaren Transistor mit isoliertem Gate | |
DE1912903A1 (de) | Halbleiterschaltung zur Phasenanschnittssteuerung | |
DE1763492B2 (de) | Regeleinrichtung zur Regelung des einer Last von einer Gleichstromquelle zugeführten mittleren Stroms | |
DE2445770A1 (de) | Waermeempfindliche elektronische schaltervorrichtung | |
DE1292722B (de) | Spannungsregler fuer einen Nebenschlussgenerator | |
DE1563994A1 (de) | Impulsmodulations-Steuersystem fuer Gleichstrom-Elektromotoren | |
DE2048667B2 (de) | Schaltungsanordnung zur Strombegrenzung bei einem regelspannungsabhängig taktenden Wechselstromschalter | |
DE1926317A1 (de) | Spannungsregler fuer einen Permanentmagnetgenerator | |
DE2304423A1 (de) | Leistungsregler fuer einen aus einer wechselspannungsquelle gespeisten verbraucher | |
DE2230981C3 (de) | Stromversorgungseinrichtung für einen von einer Diesellokomotive gezogenen Reisezug | |
DE2827356C2 (de) | ||
DE1763563A1 (de) | Statische Zeitrelais | |
DE1541896B2 (de) | Phasenwinkelmesseinrichtung | |
CH503422A (de) | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Torstromes für einen steuerbaren Gleichrichter | |
DE2444410A1 (de) | In einer richtung wirkender unterbrecher | |
DE1413690C (de) | Elektrische Regeleinrichtung | |
DE1463877C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Stromversorgung eines aus einer Gleichspannungsquelle über einen Thyristor gespeisten Verbrauchers | |
DE1232640B (de) | Verfahren zur Dreipunktregelung und Schaltung zur Durchfuehrung des Verfahrens |