DE1909874C - UKW Vorstufe mit in Basisschaltung betriebenem, bipolarem Trasistor - Google Patents

Description

Während noch vor einigen Jahren eine kleine Rauschzahl die Hauptforderung für einen UKW^Empfänger war, ist bei den heutigen Senderleistungen und Senderdichten das Problem der Mehrdeutigkeit eine weitere wichtige Forderung. Die Ursache der Mehrdeutigkeit bei UKW-Empfängern ist zum großen Teil auf die Nichtlinearität der Eingangsstufe, die meistens als Vorstufe vor der Mischstufe ausgeführt ist, zurückzuführen. Die Mehrdeutigkeit ist besonders bei Vorstufen mit herkömmlichen Transistoren (bipolaren Transistoren) zu beobachten. Bei solchen Vorstufen stellt man bei Vorhandensein genügend starker Signale eine besonders starkeOberwellenbildungder Empfjngssigpale fest, die über die Mischung mit Oberwellen des Oszillators in der nachfolgenden Mischstufe zu Störempfangsstellen führen. Auch bilden sich Kombinationsfrequenzen aus den stärkeren Empfangssignalen, die zum Teil in das Empfangsband fallen und ungeschwächt zur Mischstufe gelangen können und dort, auf die Zwischenfrequenz transponiert, ebenfalls ungewollte Empfangsstellen verursachen.

Um die Mehrdeutigkeit zu verringern, ging man dazu über, Feldeffekttransistoren, abgekürzt F-ET genannt, in der Vorstufe einzusetzen. Die dabei meist verwendeten Sperrschicht/ ET haben jedoch gewisse Nachteile. Es ist eine meist einstellbare Neutralisation notwendig. Außerdem stellt man bei Verwendung von FET eine stärkere Betriebsspannungsabhängi_t,keitder Ausgangskapazität fest, die bei Betriebsspannungsänderung zu stärkerer Verstimmung des Ausgangskreises und damit zu Verstärkungsänderungen führt.

Die rrimdung löst die Aufgabe, in einer UKW-Vorstufe den Vorteil eines FET (wenige Störempfangsstellen) ohne die Nachteile (Neutralisation, Betriebsspannungsabhängigkeit) zu erhalten.

Die Erfindung geht von einer bekannten UKW-Vorstufe mit in Basisschaltung betriebenem bipolarem Transistor aus und bestellt in der gleichzeitigen Anwendung der folgenden Merkmale:

a) Der ver/errungsarme Aussteuerbercich ist dadurch vergrößert, daß das Produkt aus dem Wert des Kollcktorglcichstromes in mA und dem Wurzelwert aus dem den Transistor steuernden Quell· widerstand in Ohm mindestens gleich etwa 40 bemessen ist.

b) Fs ist ein Transistor verwendet, dessen Stromverstärkung in Basisschaltung in Abhängigkeit vom Kollekiorgleichstrom in vergrößerten Aussteuerhercich genau oder nahezu konstant ist.

c) Es ist ein Transistor verwendet, dessen Rauschzahl unter der nachfolgend genannten Bedingung d) nur etwa 4 db oder weniger beträgt.

d) Das Verhältnis von Kollektorgleichstrom und Quellwiderstand ist so bemessen, daß die Rausch* zahl nur etwa 4 db oder weniger beträgt.

Die im Merkmal a) angegebenen Mittel zur Vergrößerung des ver/cmingsarmen Aussteucrbcrcichcs, nämlich ein großer Kollcktorstrom und ein großer Qucllwidcrsland, sind bekannt. Der große Kollektor· strom vermeidet die Aussteuerung des unteren stark gekrümmten Kcnnlinicnlcils, und ein großer Quell· widerstand in Basisschaltung ist gleichbedeutend mit einem großen Wcchsclstromwiderstand in der Emitter' zuleitung, wodurch eine entsprechend große, entzerrend wirkende Gegenkopplung auftritt. Bisher war aber ein großer Kollcktorstrom nicht anwendbar, weil dann die Rauschzahl zu groß wurde. Eine Vergrößerung des Qucllwidcrstiindes ist nur in beschränktem Maße mög* lieh, weil eine Gegenkopplung die Verstärkung herabsetzt. Außerdem ist eine Vergrößerung des Qiiellwiderstandcs weit weniger wirksam als eine Vi-größerung des Kollektorstromes und bringt deshalb für sich aüein keine ausreichende Vergrößerung des verzerrungsarmen Ausstcuerbereiches. Es ist also erforderlich, in erster Linie den Kollektorstror.i zu vergrößern und im Bedarfsfalle eine Vergrößerung des Quellwiderstandes zusätzlich anzuwenden. Hierfür gibt das Merkmal a)

ίο die Mindestforderung an. Das Merkmal a) ist aber mit den bishergebräuchlichenTransistoren nichtdurcliführbar, weil die Rauschzahl viel zu groß wird, nämlich über etwa 4 db liegt.

Es ist auch erforderlich, gemäß dem Merkmal b) einen Transistor zu verwenden, dessen Stromverstärkung in Basisschaltung in Abhängigkeit vom Kollektorgleichstrom im vergrößerten Aussteuerbereich genau oder nahezu konstant ist. Dies ist an sich bekannt, jedoch nicht bei jedem Transistor erfüllt, z. B.

nicht bei Transistoren, die für eine Aufwärtsregelung des Kollektorstromes bestimmt sind.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei Verwendung eines seit etwa 2 Jahren auf dem Markt befindlichen Transistortyps mit einer niedrigen Rausch-

zahl das Merkmal a) [zusammen mit dem Merkmal b)] durchführbar ist, wenn man gemäß Merkmal d) das Verhältnis von Kollektorgleichstrom und Quellwiderstand so bemißt, daß die Rauschzahl nur etwa 4 db oder weniger beträgt. Dieser Transistor, der in der Zeitschrift »Funk-Technik« 1967, S. 697 bis 698, beschrieben ist, ist für Frequenzen von 100 kHz bis ICO MHi, alsu auch für den LiKW-Bereich, besiiinmi, ohne daß jedoch erkannt wurde, daß er bei geeigneter Bemessung der Schaltung (Basisschaltung, Quell· widerstand) und Betriebsweise (Kollektorgleichstrom) einen großen verzerrungsarmen Aussteuerbereich bei geringer Rauschzahl hat. Auf einem Kennlinicnblatt vom Juli 1967 für einen solchen Transistor BF 125 ist für die Emitterschaltung bei einer Frequenz von 100 MHz und einem Kollektorgleichstrom von 1 mA und einem Quellwiderstand von 60 Ω eine Rauschzahl von 3,5 db angegeben. Die Rauschzahl ist zwar bei dieser Betriebsweise niedrig, jedoch ist bei 1 mA und Wahl der Emitterschaltung der Aussteuerbereich zu klein, wie weiter unten noch begründet werden soll. Der durch die Erfindung erzielte Erfolg ist aus folgendem ersichtlich:

Für die Größe des verzerrungsarmen Ausstcucrberciches ist die Aussteuernngsgrenzc maßgebend, die sich aus der folgenden, nicht bekannten Beziehung errechnet:

Ic ..-■--

1/8*

Darin ist U,\ die Antennenklemmenspannung (gerechnet füi Anpassung) für beginnende Kennlinien· Übersteuerung; U der Kollektorgleichstrom; K ein Verlustfaktor, nämlich das Verhältnis zwischen der verfügbaren Steucrleistung für den Transistor und der verfügbaren Antennenleistung; Rq der Quellwider* stand in der timittcrleitung, über den der Transistor an* gesteuert wird [Rq — Realteil des den Transistor steuernden Netzwerkes 1 bis 4 nach Schaltung in

6s Fig. 3).

Für einen vorgegebenen Antennen widerstand Λ,ι und Verlustfaktor K₁ der in der Parxis zwischen 0,5 und 0,9 beträgt, ist die Aussteuerbarkeit nach der

otngen Gleichung von der Bemessung des Produktes

Iv \IR_Q

abhängig. Je größer dieses Produkt gewählt wird, um so größer ist auch die Antennenlei'sturig für die Aussieuerimgsgrenze.

Hei herkömmlicher Bemessung mit /,. l _mA λ 0.7 und R_Q ^ 100 Ω ist, bezogen auf R_A COLl:

1 mA ,,
L,, ^₀₇IWUmLl 33 mV. · >°

,Darin ist das Produkt l_c J R₀ = 10, also weit unter 4·' is. Merkmal a)].

F--ür Ir 5 mA, K 0,7 und R₀ 250 Ω ist, be-/,.gen auf R,, = 60Ω:

Ua

5 mA
|/8 · 0,7

1/60 Ll 250 Ω . 26OmV.

Darin ist das Produkt i_v \ _R^ 79, liegt also weit üner 40.

Außer der Bedingung des großen Aussteuerbereiches muß noch die Bedingung der kleinen Rauschzahl eriullt werden. Dies ist aus F i g. 1 ersichtlich, zu der die Pnn/ipschaltung(ohne Gleichstromquellen) in F i g. 2 gehört. Rq ist der schon erwähnte Quellwiderstand, I,- der Kollektorgleichstrom und L eine Induktivität, du· in bekannter Weise zur Rauschabstimmung, also' -zur Abstimmung des Einganges des Transistors auf kk:n-.te Rauschzahl dient. Die Rauschabstimmung ist niuit unbedingt erforderlich, jedoch vorteilhaft zur Erzielung einer besonders kleinen Rauschzahl. In F i g. 1 im ine Abhängigkeit der Rauschzahl Z⁷ vom Quell widerst;.^! Rq für verschieden große Kollektorgleichströme Ir und zugehörigem passendem induktivem Widerstands/, dargestellt. Die gestrichelten Kennlinien gcinren zu dem bisher üblichen Transistor (BF 255, H! V)S, BF 185) bei 100 MHz und die ausgezogenen Kennlinien zu dem erwähnten neueren Transistor < Ii/- 125). Man sieht, daß nicht nur die gestrichelten, sondern auch die ausgezogenen Kennlinien nur zum Teil unter dem in den Merkmalen c) und el) angegebenen Grenzwert von 4 db liegen. Deshalb ist nicht jeder beliebige Wert von Rq und Ir möglich, auch wenn ihr Produkt mindestens gleich etwa 40 oder darüber liegt. Wenn man wie bisher nur einen Kollcktorgleichstron¹ von I mA einstellen würde, so könnte man zwar mit einem Quellwidcrsland von 1600 Ω den Wert 40 und damit einen genügend großen Ausstcucrbcreich erreichen, jedoch würde die Rauschzahl weit über 4 db liegen (auf der untersten Kup-e rechts unterhalb des Bereiches in Fig. I), und außerdem wäre die Verstärkung wegen der großen Gegenkopplung im allgemeinen zu klein. Stellt man dagegen den Kollektorgleichstrom von 5 mA ein, so würde man mit dem bisher üblichen Qucllwidcrstand von 100 Ω ein Produkt von 50 erreichen und damit einen ausreichend großen Aussicucrbercich. Die Rauschzahl liegt also dann bei 3 db, also genüffind tief. Hier liegt ungefähr das Minimum der Rauschzahl, welches natürlich besonders vorteilhaft ist. Man konnte es auch bei I mA erreichen, wenn man cincit Qucllwidersfand von 300 Ω verwen· den würde. Dann würde sich aber nur ein Produkt von 16,3 ergeben, welches weit unter 40 liegt, so daß also der Ausstcuerbercich nicht genügend groß ist. Zu diesem ungünstigen Ergebnis gelangt man auch, wenn man die gestrichelten Kennlinien des älteren Transistors zugrunde legen würde. Mit diesen Kennlinien kann man bei keiner Bemessung das gewünschte Ziel erreichen, denn bei 1 mA wäre für den gewünschten Aussteuerungsbereich ein Quellwiderstand von 1600 Ω erforderlich, bei dem die Rauschzahl viel zu groß und die Verstärkung zu klein wäre.

Der Grund für die gute Brauchbarkeit des Transistors mit den ausgezogenen Kennlinien liegt darin, daß eine kleine Rauschzahl durch einen kleinen Bahnwiderstand (ζ. B. kleiner als 3Oi)) und eine hohe Grenzfrequenz (z. B. größer als 300MHz) erzielt wird. Der kleine Bahnwiderstand (ohmscher Widerstand zwischen Basis und Basisanschluß bzw. Emitter und Emitteranschluß) wird bei diesem Transistor durch eine Kammstruktur der Basis- und Emitte^r<-«romzuführungen und damit auch der Basis und de:. Emitters selbst erzielt. Die Kammstruktur wird angewendet, um hohe Leistungen bei hohen Frequenzen zu erhalten (Zeitschrift »Elektro-Anzeiger«, Essen, vom 9. Mai 1962, S. 169).

Beim Betrieb eines Transistors mit großem Kollektorstrom besteht die Gefahr des Auftretens von parasitären Schwingungen. Es empfiehlt sich deshalb, in an sich bekannter Weise Gegenmittel anzuwenden. Vorteilhafte Beispiele sind in den Patentansprüchen 6 bis 11 angegeben. Die im Anspruch 6 erwähnte integrierte Schirmelektrode ist durch die anfangs genannte Literaturstelle (»Funk-Technik« 1967, S. 697 bis 698) zur Verringerung der Rückwirkungskapazität bekannt. Bei Anwendung der bei der Erfindung vorgeschriebenen Basisschaltung ist eine Herabsetzung der Rückwirkungskapazität für die Betriebsfrequenz nicht erforderlich, weil die Rückwirkungskapazität in der Basisschaltung bereits wegen der geerdeten Basis klein is.t. Die Abschirmung ist jedoch bei der erfindungsgernäßen Betriebsweise zur Unterdrückung von parasitären Schwingungen günstig.

In F i g. 3 und 4 sind zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt.

In F i g. 3 ist die Antenne mit der Spule 1 verbunden die mit der Spule 2 des Schwingungskreises 2, 3 gekoppelt ist. Zur Herabtransformieruiig des Resonanzwiderstandes des Schwingungskreises 2. 3 auf den Transistor 12 dient eine Spule 4. Es findet eine sogenannte Rcsonanztransfortmtion statt, die den besonderen Vorteil hat, daß der Schwingungskreis 2, 3 durch den klninen Eingangswiderstand des Transistors Ji! praktisch nicht bedämpft wird (deutsche Patentschrift I 245 443). Die Spule /. dient wie oben in F i g. 2 zur Rauschabstimmung. Der Emitterstrom wird über das RC-GUcd 5, 6 zugeführt. Die Widerstände 8 und 9 bilden den Basisspannungstcilcr, der Kondensator? dient /<n Entkopplung und der Kondensator 10 zur Unterdrückung von parasitären Schwingungen. Der obenerwähnte Quellwiderstand wird durch den transformierten Resonanzwiderstand des Schwingungskreises 2, 3 gebildet. Durch die dargestellte Art der Transformation mit einer Induktivität 4 ist die Belastung des Transistoiringarigs, vom Transistor au3 gesehen, hochohmig für parasitäre Schwingungen, was sie nicht wäre, wenn statt der Induktivität 4 eine Kapazität verwendet würde. Der Kondensator ti dient nur zur gleichstrommäOigen Trennung.

In F i g. 4 ist eine andere bekannte Möglichkeit /ur Transformation angedeutet (deutsche Patentschrift 1 245 443). Die zur Transformation dienende Induktivität wird in diesem Falle durch die Streiiinduktivitit des Transform&tors gebildet. In diesem Falle muß der Schwingungskreis, wie dargestellt, auf der PrimiirseiU

Jes Transformators liegen. Hierbei kann der Eingwgsschwingungskreis auf eine feste Frequenz eingestellt

Claims (11)

Patentansprüche:

1. Vorstufe mit in Basisschaltung betriebenem bipolarem Transistor, gekennzeichnet

d u r c h die gleichzeitige Anwendung der folgenden Merkmale: <°

a) Der verzerrungsarme Aussteuerbereich ist dadurch vergrößert, daß das Produkt aus dem Wert des Kollektorgleichstromes (Ic) in mA und dem Wurzelwert aus dem den Transistor steuernden Quellwiderstand (Rq) in Ohm mindestens gleich etwa 40 bemessen ist.

b) Es ist ein Transistor verwendet, dessen Stromverstärkung in Basisschaltung in Abhängigkeit vom Kollektorgleichstrom im vergrößerten Aussteuerbereich genau oder nahezu konstant ist.

c) Es ist ein Transistor verwendet, dessen Rauschzahl unter der nachfolgend genannten Bedingung d) nur etwa 4 db oder weniger beträgt, as

d) Das Verhältnis von Kollektorgieichstrom (Ic) und Quellwiderstand (Rq) ist so bemessen, daß die Rauschzahl nur etwa 4db oder weniger beträgt.

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2. UKW-Vorstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Transistor mit Kammstruktur der Basis- und Emitter-Stromzuführungen verwendet ist.

3. UKW-Vorstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis von Kollektcirgleichstrom und Quell widerstand (Rq) so bemessen ist. daß die Rauschzahl bei vorgegebenem Produkt ein Minimum ist.

4. UKW-Vorstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang des Transistors auf kleinste Rauschzahl abgestimmt ist.

5. UKW-Vorstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zur Unterdrückung von parasitären Schwingungen angewendet sind.

6. Transistor mit integrierter Schirmelektrode für eine UKW-Vorstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schirmelektrode innerhalb des Transistors mit der Basiselektrode verbunden ist.

7. UKW-Vorstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator (10) direkt zwischen Kollektoranschluß und Basisanschluß des Transistors gelegt ist.

8. UKW-Vorstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Belastung des Transistoreingangs, vom Transistor aus gesehen, für die parasitären Schwingungsfrequenzen und Signalfrequen/-obcrschwingungen hochohmig, also nicht kapazitiv, insbesondere induktiv, ist.

9. UKW-Vorstufe nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Belastung des Transistoreinganges, vom Transistor aus gesehen, mindestens für die dreifache Signalfrequen? hochohmig ist.

10. UKW-Vorstufe nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Anpassung des Resonanzwiderstandes des Eingangsschwingungskreises an den wesentlich niedrigeren Eingangswiderstan¹ des Transistors erforderliche Transformierum durch eine Resonanztransformation mittels einci längsgeschalteten Induktivität (4) zwischen Schwin gungskreis und Transistcreingang durchgeführt ist

11. UKW-Vorstufe nach Anspruch 4 und 10 dadurch gekennzeichnet, daß die Abstimmung de Umgangs des Transistors auf kleinste Rauschzali mit einer wechselstrommäßig zwischen Emitte und Basis gelegten zusätzlichen Spule (/.) durchgc führt ISl.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen