DE1909874C - UKW Vorstufe mit in Basisschaltung betriebenem, bipolarem Trasistor - Google Patents
UKW Vorstufe mit in Basisschaltung betriebenem, bipolarem TrasistorInfo
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Description
Während noch vor einigen Jahren eine kleine Rauschzahl die Hauptforderung für einen UKW^Empfänger
war, ist bei den heutigen Senderleistungen und Senderdichten das Problem der Mehrdeutigkeit eine
weitere wichtige Forderung. Die Ursache der Mehrdeutigkeit bei UKW-Empfängern ist zum großen Teil
auf die Nichtlinearität der Eingangsstufe, die meistens als Vorstufe vor der Mischstufe ausgeführt ist, zurückzuführen.
Die Mehrdeutigkeit ist besonders bei Vorstufen mit herkömmlichen Transistoren (bipolaren
Transistoren) zu beobachten. Bei solchen Vorstufen stellt man bei Vorhandensein genügend starker Signale
eine besonders starkeOberwellenbildungder Empfjngssigpale
fest, die über die Mischung mit Oberwellen des Oszillators in der nachfolgenden Mischstufe zu Störempfangsstellen
führen. Auch bilden sich Kombinationsfrequenzen aus den stärkeren Empfangssignalen,
die zum Teil in das Empfangsband fallen und ungeschwächt zur Mischstufe gelangen können und dort,
auf die Zwischenfrequenz transponiert, ebenfalls ungewollte Empfangsstellen verursachen.
Um die Mehrdeutigkeit zu verringern, ging man dazu über, Feldeffekttransistoren, abgekürzt F-ET genannt,
in der Vorstufe einzusetzen. Die dabei meist verwendeten
Sperrschicht/ ET haben jedoch gewisse Nachteile. Es ist eine meist einstellbare Neutralisation notwendig.
Außerdem stellt man bei Verwendung von FET eine
stärkere Betriebsspannungsabhängit,keitder Ausgangskapazität
fest, die bei Betriebsspannungsänderung zu stärkerer Verstimmung des Ausgangskreises und damit
zu Verstärkungsänderungen führt.
Die rrimdung löst die Aufgabe, in einer UKW-Vorstufe
den Vorteil eines FET (wenige Störempfangsstellen) ohne die Nachteile (Neutralisation, Betriebsspannungsabhängigkeit)
zu erhalten.
Die Erfindung geht von einer bekannten UKW-Vorstufe mit in Basisschaltung betriebenem bipolarem
Transistor aus und bestellt in der gleichzeitigen Anwendung der folgenden Merkmale:
a) Der ver/errungsarme Aussteuerbercich ist dadurch
vergrößert, daß das Produkt aus dem Wert des Kollcktorglcichstromes in mA und dem Wurzelwert
aus dem den Transistor steuernden Quell· widerstand in Ohm mindestens gleich etwa 40 bemessen
ist.
b) Fs ist ein Transistor verwendet, dessen Stromverstärkung in Basisschaltung in Abhängigkeit vom
Kollekiorgleichstrom in vergrößerten Aussteuerhercich
genau oder nahezu konstant ist.
c) Es ist ein Transistor verwendet, dessen Rauschzahl
unter der nachfolgend genannten Bedingung d) nur etwa 4 db oder weniger beträgt.
d) Das Verhältnis von Kollektorgleichstrom und
Quellwiderstand ist so bemessen, daß die Rausch* zahl nur etwa 4 db oder weniger beträgt.
Die im Merkmal a) angegebenen Mittel zur Vergrößerung
des ver/cmingsarmen Aussteucrbcrcichcs,
nämlich ein großer Kollcktorstrom und ein großer Qucllwidcrsland, sind bekannt. Der große Kollektor·
strom vermeidet die Aussteuerung des unteren stark gekrümmten Kcnnlinicnlcils, und ein großer Quell·
widerstand in Basisschaltung ist gleichbedeutend mit einem großen Wcchsclstromwiderstand in der Emitter'
zuleitung, wodurch eine entsprechend große, entzerrend wirkende Gegenkopplung auftritt. Bisher war aber ein
großer Kollcktorstrom nicht anwendbar, weil dann die
Rauschzahl zu groß wurde. Eine Vergrößerung des Qucllwidcrstiindes ist nur in beschränktem Maße mög*
lieh, weil eine Gegenkopplung die Verstärkung herabsetzt. Außerdem ist eine Vergrößerung des Qiiellwiderstandcs
weit weniger wirksam als eine Vi-größerung des Kollektorstromes und bringt deshalb für sich aüein
keine ausreichende Vergrößerung des verzerrungsarmen Ausstcuerbereiches. Es ist also erforderlich, in
erster Linie den Kollektorstror.i zu vergrößern und im
Bedarfsfalle eine Vergrößerung des Quellwiderstandes zusätzlich anzuwenden. Hierfür gibt das Merkmal a)
ίο die Mindestforderung an. Das Merkmal a) ist aber mit
den bishergebräuchlichenTransistoren nichtdurcliführbar,
weil die Rauschzahl viel zu groß wird, nämlich über etwa 4 db liegt.
Es ist auch erforderlich, gemäß dem Merkmal b) einen Transistor zu verwenden, dessen Stromverstärkung
in Basisschaltung in Abhängigkeit vom Kollektorgleichstrom im vergrößerten Aussteuerbereich
genau oder nahezu konstant ist. Dies ist an sich bekannt, jedoch nicht bei jedem Transistor erfüllt, z. B.
nicht bei Transistoren, die für eine Aufwärtsregelung des Kollektorstromes bestimmt sind.
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei
Verwendung eines seit etwa 2 Jahren auf dem Markt befindlichen Transistortyps mit einer niedrigen Rausch-
zahl das Merkmal a) [zusammen mit dem Merkmal b)] durchführbar ist, wenn man gemäß Merkmal d) das
Verhältnis von Kollektorgleichstrom und Quellwiderstand so bemißt, daß die Rauschzahl nur etwa 4 db
oder weniger beträgt. Dieser Transistor, der in der Zeitschrift »Funk-Technik« 1967, S. 697 bis 698, beschrieben
ist, ist für Frequenzen von 100 kHz bis ICO MHi, alsu auch für den LiKW-Bereich, besiiinmi,
ohne daß jedoch erkannt wurde, daß er bei geeigneter Bemessung der Schaltung (Basisschaltung, Quell·
widerstand) und Betriebsweise (Kollektorgleichstrom) einen großen verzerrungsarmen Aussteuerbereich bei
geringer Rauschzahl hat. Auf einem Kennlinicnblatt vom Juli 1967 für einen solchen Transistor BF 125 ist
für die Emitterschaltung bei einer Frequenz von 100 MHz und einem Kollektorgleichstrom von 1 mA
und einem Quellwiderstand von 60 Ω eine Rauschzahl von 3,5 db angegeben. Die Rauschzahl ist zwar bei
dieser Betriebsweise niedrig, jedoch ist bei 1 mA und Wahl der Emitterschaltung der Aussteuerbereich zu
klein, wie weiter unten noch begründet werden soll. Der durch die Erfindung erzielte Erfolg ist aus folgendem
ersichtlich:
Für die Größe des verzerrungsarmen Ausstcucrberciches
ist die Aussteuernngsgrenzc maßgebend, die sich aus der folgenden, nicht bekannten Beziehung errechnet:
Ic ..-■--
1/8*
Darin ist U,\ die Antennenklemmenspannung (gerechnet füi Anpassung) für beginnende Kennlinien·
Übersteuerung; U der Kollektorgleichstrom; K ein
Verlustfaktor, nämlich das Verhältnis zwischen der
verfügbaren Steucrleistung für den Transistor und
der verfügbaren Antennenleistung; Rq der Quellwider* stand in der timittcrleitung, über den der Transistor an*
gesteuert wird [Rq — Realteil des den Transistor
steuernden Netzwerkes 1 bis 4 nach Schaltung in
6s Fig. 3).
Für einen vorgegebenen Antennen widerstand Λ,ι
und Verlustfaktor K1 der in der Parxis zwischen 0,5
und 0,9 beträgt, ist die Aussteuerbarkeit nach der
otngen Gleichung von der Bemessung des Produktes
Iv \IRQ
abhängig. Je größer dieses Produkt gewählt wird, um so größer ist auch die Antennenlei'sturig für die Aussieuerimgsgrenze.
Hei herkömmlicher Bemessung mit /,. l mA
λ 0.7 und RQ ^ 100 Ω ist, bezogen auf RA COLl:
1 mA ,,
L,, ^07IWUmLl 33 mV. · >°
L,, ^07IWUmLl 33 mV. · >°
,Darin ist das Produkt lc J R0 = 10, also weit unter
4·' is. Merkmal a)].
F--ür Ir 5 mA, K 0,7 und R0 250 Ω ist, be-/,.gen
auf R,, = 60Ω:
Ua
5 mA
|/8 · 0,7
|/8 · 0,7
1/60 Ll 250 Ω . 26OmV.
Darin ist das Produkt iv \ R^ 79, liegt also weit
üner 40.
Außer der Bedingung des großen Aussteuerbereiches muß noch die Bedingung der kleinen Rauschzahl eriullt
werden. Dies ist aus F i g. 1 ersichtlich, zu der die Pnn/ipschaltung(ohne Gleichstromquellen) in F i g. 2
gehört. Rq ist der schon erwähnte Quellwiderstand, I,- der Kollektorgleichstrom und L eine Induktivität,
du· in bekannter Weise zur Rauschabstimmung, also'
-zur Abstimmung des Einganges des Transistors auf kk:n-.te Rauschzahl dient. Die Rauschabstimmung ist
niuit unbedingt erforderlich, jedoch vorteilhaft zur Erzielung
einer besonders kleinen Rauschzahl. In F i g. 1 im ine Abhängigkeit der Rauschzahl Z7 vom Quell widerst;.^!
Rq für verschieden große Kollektorgleichströme Ir und zugehörigem passendem induktivem Widerstands/,
dargestellt. Die gestrichelten Kennlinien gcinren zu dem bisher üblichen Transistor (BF 255,
H! V)S, BF 185) bei 100 MHz und die ausgezogenen
Kennlinien zu dem erwähnten neueren Transistor < Ii/- 125). Man sieht, daß nicht nur die gestrichelten,
sondern auch die ausgezogenen Kennlinien nur zum Teil unter dem in den Merkmalen c) und el) angegebenen
Grenzwert von 4 db liegen. Deshalb ist nicht jeder beliebige Wert von Rq und Ir möglich, auch wenn ihr
Produkt mindestens gleich etwa 40 oder darüber liegt. Wenn man wie bisher nur einen Kollcktorgleichstron1
von I mA einstellen würde, so könnte man zwar mit einem Quellwidcrsland von 1600 Ω den Wert 40 und
damit einen genügend großen Ausstcucrbcreich erreichen,
jedoch würde die Rauschzahl weit über 4 db liegen (auf der untersten Kup-e rechts unterhalb des
Bereiches in Fig. I), und außerdem wäre die Verstärkung
wegen der großen Gegenkopplung im allgemeinen zu klein. Stellt man dagegen den Kollektorgleichstrom
von 5 mA ein, so würde man mit dem bisher üblichen Qucllwidcrstand von 100 Ω ein Produkt
von 50 erreichen und damit einen ausreichend großen Aussicucrbercich. Die Rauschzahl liegt also dann bei
3 db, also genüffind tief. Hier liegt ungefähr das Minimum
der Rauschzahl, welches natürlich besonders vorteilhaft ist. Man konnte es auch bei I mA erreichen,
wenn man cincit Qucllwidersfand von 300 Ω verwen·
den würde. Dann würde sich aber nur ein Produkt von 16,3 ergeben, welches weit unter 40 liegt, so daß also
der Ausstcuerbercich nicht genügend groß ist. Zu
diesem ungünstigen Ergebnis gelangt man auch, wenn man die gestrichelten Kennlinien des älteren Transistors
zugrunde legen würde. Mit diesen Kennlinien kann man bei keiner Bemessung das gewünschte Ziel erreichen,
denn bei 1 mA wäre für den gewünschten Aussteuerungsbereich ein Quellwiderstand von 1600 Ω erforderlich,
bei dem die Rauschzahl viel zu groß und die Verstärkung zu klein wäre.
Der Grund für die gute Brauchbarkeit des Transistors
mit den ausgezogenen Kennlinien liegt darin, daß eine kleine Rauschzahl durch einen kleinen Bahnwiderstand
(ζ. B. kleiner als 3Oi)) und eine hohe Grenzfrequenz
(z. B. größer als 300MHz) erzielt wird. Der kleine
Bahnwiderstand (ohmscher Widerstand zwischen Basis und Basisanschluß bzw. Emitter und Emitteranschluß)
wird bei diesem Transistor durch eine Kammstruktur der Basis- und Emitter<-«romzuführungen und damit
auch der Basis und de:. Emitters selbst erzielt. Die Kammstruktur wird angewendet, um hohe Leistungen
bei hohen Frequenzen zu erhalten (Zeitschrift »Elektro-Anzeiger«, Essen, vom 9. Mai 1962, S. 169).
Beim Betrieb eines Transistors mit großem Kollektorstrom besteht die Gefahr des Auftretens von parasitären
Schwingungen. Es empfiehlt sich deshalb, in an sich bekannter Weise Gegenmittel anzuwenden.
Vorteilhafte Beispiele sind in den Patentansprüchen 6 bis 11 angegeben. Die im Anspruch 6 erwähnte
integrierte Schirmelektrode ist durch die anfangs genannte Literaturstelle (»Funk-Technik« 1967, S. 697
bis 698) zur Verringerung der Rückwirkungskapazität bekannt. Bei Anwendung der bei der Erfindung vorgeschriebenen
Basisschaltung ist eine Herabsetzung der Rückwirkungskapazität für die Betriebsfrequenz nicht
erforderlich, weil die Rückwirkungskapazität in der Basisschaltung bereits wegen der geerdeten Basis klein
is.t. Die Abschirmung ist jedoch bei der erfindungsgernäßen Betriebsweise zur Unterdrückung von parasitären
Schwingungen günstig.
In F i g. 3 und 4 sind zwei Ausführungsbeispiele der
Erfindung dargestellt.
In F i g. 3 ist die Antenne mit der Spule 1 verbunden die mit der Spule 2 des Schwingungskreises 2, 3 gekoppelt
ist. Zur Herabtransformieruiig des Resonanzwiderstandes
des Schwingungskreises 2. 3 auf den Transistor 12 dient eine Spule 4. Es findet eine sogenannte
Rcsonanztransfortmtion statt, die den besonderen Vorteil hat, daß der Schwingungskreis 2, 3
durch den klninen Eingangswiderstand des Transistors Ji! praktisch nicht bedämpft wird (deutsche Patentschrift
I 245 443). Die Spule /. dient wie oben in F i g. 2 zur Rauschabstimmung. Der Emitterstrom wird über
das RC-GUcd 5, 6 zugeführt. Die Widerstände 8 und 9
bilden den Basisspannungstcilcr, der Kondensator? dient /<n Entkopplung und der Kondensator 10 zur
Unterdrückung von parasitären Schwingungen. Der obenerwähnte Quellwiderstand wird durch den transformierten
Resonanzwiderstand des Schwingungskreises 2, 3 gebildet. Durch die dargestellte Art der Transformation
mit einer Induktivität 4 ist die Belastung des Transistoiringarigs, vom Transistor au3 gesehen, hochohmig
für parasitäre Schwingungen, was sie nicht wäre, wenn statt der Induktivität 4 eine Kapazität verwendet
würde. Der Kondensator ti dient nur zur gleichstrommäOigen
Trennung.
In F i g. 4 ist eine andere bekannte Möglichkeit /ur
Transformation angedeutet (deutsche Patentschrift 1 245 443). Die zur Transformation dienende Induktivität
wird in diesem Falle durch die Streiiinduktivitit
des Transform&tors gebildet. In diesem Falle muß der
Schwingungskreis, wie dargestellt, auf der PrimiirseiU
Jes Transformators liegen. Hierbei kann der Eingwgsschwingungskreis
auf eine feste Frequenz eingestellt
Claims (11)
1. Vorstufe mit in Basisschaltung betriebenem bipolarem
Transistor, gekennzeichnet
d u r c h die gleichzeitige Anwendung der folgenden Merkmale: <°
a) Der verzerrungsarme Aussteuerbereich ist dadurch vergrößert, daß das Produkt aus dem
Wert des Kollektorgleichstromes (Ic) in mA und dem Wurzelwert aus dem den Transistor
steuernden Quellwiderstand (Rq) in Ohm mindestens
gleich etwa 40 bemessen ist.
b) Es ist ein Transistor verwendet, dessen Stromverstärkung
in Basisschaltung in Abhängigkeit vom Kollektorgleichstrom im vergrößerten
Aussteuerbereich genau oder nahezu konstant ist.
c) Es ist ein Transistor verwendet, dessen Rauschzahl unter der nachfolgend genannten Bedingung
d) nur etwa 4 db oder weniger beträgt, as
d) Das Verhältnis von Kollektorgieichstrom (Ic) und Quellwiderstand (Rq) ist so bemessen, daß
die Rauschzahl nur etwa 4db oder weniger beträgt.
30
2. UKW-Vorstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Transistor mit Kammstruktur der Basis- und Emitter-Stromzuführungen verwendet ist.
3. UKW-Vorstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis von Kollektcirgleichstrom
und Quell widerstand (Rq) so bemessen ist. daß die Rauschzahl bei vorgegebenem Produkt
ein Minimum ist.
4. UKW-Vorstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang des Transistors auf
kleinste Rauschzahl abgestimmt ist.
5. UKW-Vorstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß Mittel zur Unterdrückung von parasitären Schwingungen angewendet sind.
6. Transistor mit integrierter Schirmelektrode für eine UKW-Vorstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schirmelektrode innerhalb des Transistors mit der Basiselektrode verbunden
ist.
7. UKW-Vorstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator (10) direkt
zwischen Kollektoranschluß und Basisanschluß des Transistors gelegt ist.
8. UKW-Vorstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Belastung des Transistoreingangs,
vom Transistor aus gesehen, für die parasitären Schwingungsfrequenzen und Signalfrequen/-obcrschwingungen
hochohmig, also nicht kapazitiv, insbesondere induktiv, ist.
9. UKW-Vorstufe nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Belastung des Transistoreinganges,
vom Transistor aus gesehen, mindestens für die dreifache Signalfrequen? hochohmig ist.
10. UKW-Vorstufe nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Anpassung des Resonanzwiderstandes
des Eingangsschwingungskreises an den wesentlich niedrigeren Eingangswiderstan1
des Transistors erforderliche Transformierum durch eine Resonanztransformation mittels einci
längsgeschalteten Induktivität (4) zwischen Schwin gungskreis und Transistcreingang durchgeführt ist
11. UKW-Vorstufe nach Anspruch 4 und 10 dadurch gekennzeichnet, daß die Abstimmung de
Umgangs des Transistors auf kleinste Rauschzali mit einer wechselstrommäßig zwischen Emitte
und Basis gelegten zusätzlichen Spule (/.) durchgc
führt ISl.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
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