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Die Erfindung betrifft einen Resonanzkreis für hochfrequente Schwingungen,
bei dem die Induktivität und die Kapazität als gedruckte Schaltung ausgebildet und
durch Schrauben abgleichbar sind.
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Es sind bereits Resonanzkreise für hochfrequente Schwingungen bekannt,
die in Koaxialleitungen eingesetzt werden und durch Schrauben abgleichbar sind.
Hierbei sind die Kreiselemente jedoch nicht als gedruckte Schaltung ausgebildet,
vielmehr als übliche räumliche Elemente, was insbesondere für höchste Frequenzen
nachteilig ist.
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Andererseits sind Resonanzkreise für hochfrequente Schwingungen bekannt,
die in Koaxialleitungen eingesetzt sind und bei denen die Induktivität und die Kapazität
als gedruckte Schaltung ausgebildet sind. Ein Abgleich erfolgt hier durch Drehen
der Scheiben, auf denen die gedruckten Schaltungen aufgebracht sind, was dazu führt,
daß die Leitungen nicht vollständig dicht sind.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Resonanzkreis für
hochfrequente Schwingungen zu schaffen, der an dem Ende einer Koaxialleitung, d.
h. an einer genau definierten Stelle mit einer genau definierten Phasenebene, konzentriert
wirkt und abgleichbar ist, trotzdem aber einen dichten Abschluß der Koaxialleitung
gewährleistet. Erfindungsgemäß ist hierfür vorgesehen, daß der Resonanzkreis senkrecht
auf die Stirnseite einer Koaxialleitung aufsetzbar ist und durch eine elektrisch
leitende Abschlußplatte abgedeckt ist, daß in der Abschlußplatte die Schrauben für
den Abgleich vorgesehen sind und daß die Abstimmkapazität des Resonanzkreises durch
einen mit dem Innenleiter der Leitung elektrisch verbundenen Innenbelag und die
Induktivität durch einen Steg zwischen dem Innenbelag und einem mit dem Außenleiter
der Leitung elektrisch verbundenen Außenbelag gebildet ist. Bei einem Parallelresonanzkreis
sind die Kreiselemente eine Parallelinduktivität und eine Parallelkapazität.
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Zusätzlich kann noch eine weitere Schraube vorgesehen sein, welche
die Kapazität zwischen dem Innenbelag des Resonanzkreises und dem Außenbelag abstimmt,
wobei es sich hierbei um eine Serien-bzw. Streukapazität handelt.
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Der Vorteil des Erfindungsgegenstandes liegt darin, daß am Ende einer
Koaxialleitung eine genau definierte Resonanz, d. h. Filterwirkung, im Hochfrequenzbereich
erreicht werden kann. Dies hat vor allem da Bedeutung, wo am Ende einer Koaxialleitung
ein Verstärkerkreis mit negativem Widerstand gebildet werden soll, wofür des weiteren
vorgeschlagen wird, daß zwischen dem Resonanzkreis und der Abschlußplatte eine Tunneldiode
eingeschaltet ist. Durch die Ausbildung des Resonanzkreises wird erreicht, daß der
Verstärker im stabilen Betrieb arbeitet und in einem gewünschten einstellbaren Frequenzband
mit geringem Rauschen verstärkt.
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Die Erfindung wird nachfolgend an Hand der Zeichnungen erläutert.
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F i g. 1 zeigt die Elemente des Resonanzkreises, die für eine Koaxialleitung
verwendet werden und die als gedruckte Schaltung auf einer dünnen Platte mittels
Photoätzung gebildet werden. Im Falle der F i g. 1 ist ein Ausführungsbeispiel eines
Parallelresonanzkreises mit Filtereigenschaft dargestellt; F i g. 1 (a) ist der
Querschnitt eines Teiles der F i g. 1(b).
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In F i g. 1(a) sind 1, 2 und 3 Kupferfolien, die durch Photoätzen
hergestellt sind. Der Außenbelag 1 ist mit dem Außenleiter 5 verbunden, während
sich der dünne Steg 2 vom Belag 1 erstreckt und mit dem koaxialen oder inneren Leiter
6 verbunden ist. Der Innenbelag 3 ist mit dem einen Ende des Steges 2 verbunden
und in F i g. 1(a) in der Form eines Schmetterlings dargestellt.
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Eine parallele Kapazität ist zwischen dem Innenbelag 3 und dem Außenleiter
5 der Koaxialleitung gebildet.
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Eine Parallelinduktivität ist in gleicher Weise zwischen dem Steg
2 und dem Außenleiter 5 gebildet.
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Dieselbe Wirkung kann erhalten werden, wenn die Formen der Teile 2
und 3 gegenüber den bei dem Beispiel der F i g. 1(a) dargestellten Formen geändert
werden.
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Der Teil 4, der von dem Außenbelag 1, dem Steg
2
und dem Innenbelag 3 umgeben ist, gehört zu einer dünnen dielektrischen
Unterlage, die den Kupfer-Plattierungsdruck trägt. F i g.1 (b) zeigt den Querschnitt
der Koaxialleitung, an der die Anordnung nach F i g.1 (a) angebracht ist. F i g.
1(b) zeigt den Fall, bei dem Resonanzelemente an dem Ende der koaxialen Leitung,
die aus einem Innenleiter 6 und einem Außenleiter 5 besteht, befestigt sind. Der
Innenleiter 6 und der Mittelpunkt des Innenbelages 3 nach F i g. 1(a) sind miteinander
verbunden.
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Die Resonanzelemente bestehen aus der Unterlage 9 und einer Kupferfolie
8, wie dies F i g. 1(a) zeigt. Sie sind an dem Außenleiter 5 mittels einer Abschlußplatte
7 angebracht. Die Kupferfolie 8 der Abschlußplatte 7 kann für Gleichstrom entweder
leitend oder nichtleitend durch das dielektrische Material 9 zwischen dem Leiter
5 und der Abschlußplatte 7 sein. Im letzteren Fall soll jedoch der dielektrische
Teil 9, der zwischen den Außenleiter 5 und den Flansch 7 gepreßt ist, eine große
elektrostatische Kapazität haben, so daß diese Teile bei hohen Frequenzen kurzgeschlossen
werden.
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Die Schrauben 10, 11 und 12 werden in einen Teil des Flansches 7 eingesetzt.
Ihre Stellungen in bezug auf die Resonanzkreise 8 und 9 sind z. B. die Punkte p,
q und r in F i g. 1(a).
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Die Durchmesser der Schrauben 10, 11 und 12 sind entsprechend der
Abmessung des Resonanzkreises und der gewünschten Kennlinien ausgewählt. Die Schrauben
10, 11 und 12 können sich der Kupferfolie 8 und dem Dielektrikum 9 nähern. Wenn
sich z. B. das Ende der Schraube 10 dem Punkt p in F i g. 1(a) nähert, wird die
folgende Wirkung erhalten, wenn der Durchmesser der Schraube 10 so gewählt ist,
daß ihr Ende ein Teil der beiden Kupferfolien 2 und 3 bedeckt.
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Die Impedanz des Parallelinduktivitätsabschnittes, der aus der Kupferfolie
besteht, wird verringert, und damit wird die Parallelinduktivität 2 ebenfalls verringert.
Im Gegensatz dazu steigt die Parallelkapazität, die aus der Kupferfolie 3 und dem
Flansch 7 gebildet ist, an. Wenn der Durchmesser der Schraube 10 entsprechend den
Kupferfolienabschnitten 2 und 3 richtig ausgewählt ist, ist es möglich, daß sich
die Verringerung der Induktivität und der Anstieg der Kapazität gegeneinander ausgleichen,
wodurch die Resonanzfrequenz meistens konstant gehalten wird und nur die Last QL
des Kreises geändert wird. Das Einschrauben der Schraube 11 am Punkt q ändert nur
die Parallelkapazität.
Durch Einschrauben der Schraube
12 am Punkt r kann nur die Streukapazität zwischen der Schraube
12 und dem Ende der Kupferfolie 3 etwas geändert werden, und die Resonanzeigenschaft
kann kaum beeinflußt werden.
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F i g. 2 (a) zeigt das Ersatzschaltbild der Kreise in F i g. 1(a)
und 1 (b). F i g. 2 (b) zeigt die Kennlinie der Frequenzabhängigkeit des normalisierten
Blindleitwertes des Resonanzkreises, die durch Einschrauben der Schrauben
10 und 11 erhalten wird.
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In F i g. 2 (b) bezeichnet a den Fall, bei dem keine Schraube eingeschraubt
ist, während die Kurve b den Fall angibt, bei dem die Schraube 10 eingeschraubt
ist, und die Kurve c den Fall erläutert, bei dem die Kurve 11 eingeschraubt
ist.
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Die obere Grenzfrequenz W oo, bei der der erste Pol auftritt, beträgt
etwa 38 GHz. Genau gesprochen haben diese Kreiskonstanten Kennlinien der Frequenzabhängigkeit,
und die Induktivität L und die Kapazität C ändern sich, wenn man einen breiten Frequenzbereich
berücksichtigt.
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Die äquivalenten Werte L und C haben Kennlinien der Frequenzabhängigkeit
gemäß den nachfolgenden Angaben.
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Wird angenommen, daß BL der normalisierte induktive Blindleitwert
ist, der durch die Induktivität L erzeugt wird, dann wird BL = ZofWL, wobei
Z, der Wellenwiderstand der betrachteten Leitung und W die Kreisfrequenz ist, und
BL = Zo/(Zo) # cot ß l ,
wobei Zo' der äquivalente Wellenwiderstand
ist, der von dem Abstand zwischen der Kupferfolie 2 und dem Innenleiter 6, dem Flansch
7 und der Schraube 10 gebildet ist, wobei ß die Phasenkonstante ist, die
durch 2 n/A ausgedrückt werden kann. A, ist die Freiraumwellenlänge. l ist der Abstand
zwischen den Abzweigpunkten des Drahtes 2 von dem Teil 1 und dem anderen Ende des
Drahtes 2 an dem Innenleiter 6. Damit wird L = Zo%(WZo) tan ß 1. Dies zeigt, daß
sich L mit der Frequenz ändert und bei einer Frequenz f = Vc/41, wobei Vc die Lichtgeschwindigkeit
ist, unendlich groß wird, was ergibt ß l = ya/2 Radiant und oberhalb dieser
Frequenz kapazitiv wirkt. Wenn 1 ausreichend klein im Vergleich zu der Resonanzwellenlänge
gewählt wird, z. B. ß l G ir/4 Radiant, kann die Induktivität L ihre
induktive Funktion innerhalb eines Frequenzbereiches halten, der kleiner als 2f,
ist, wobei f. die Betriebsfrequenz ist.
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Der Wert von ß l kann entsprechend den Konstanten des verwendeten
Halbleitermaterials und des Zweckes der Schaltung ausgewählt werden, jedoch ist
es erwünscht, diesen in der Abmessung so klein als möglich zu machen, wenn der Verlust
vernachlässigbar ist. Zum Beispiel in Verstärker- und Oszillatorkreisen, wo ein
negatives Widerstandselement verwendet wird, oder in Vervielfacher-, Teiler- und
Wandlerkreisen, die veränderbare Kapazitätselemente verwenden, ist ein ß l <
n/6- bis n/10-Radiant wünschenswert.
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Da cot ß l größer wird, wenn ß l so klein als möglich
gewählt wird, um die Periodizität des Kreises zu vermeiden, ist es notwendig, einem
gewünschten Wert BL zu erhalten, indem ZO' ansteigt, wenn Z, konstant ist.
Dies kann für Zö erhalten werden, indem entweder die Breite der Leitung 2 verringert
und der Spalt zwischen der Kupferfolie 2 und dem Flansch 7 vergrößert wird oder
indem die Dielektrizitätskonstante e des inneren dielektrischen Materials 13 die
Dielektrizitätskonstante e. im Vakuum erreicht.
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Die Einschraubwirkung der Schraube 10 führt dazu, daß hauptsächlich.
Z,' verringert wird.
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F i g. 3 zeigt die abgeänderte Wirkung der Schraube 10, die
in F i g.1 erläutert ist.
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Mit 21 ist die Grundleiterplatte der gedruckten Schaltung bezeichnet,
mit 22 ist die Parallelinduktivität bezeichnet, und 23 ist die Parallelkapazität,
deren eines Ende mit einem Ende der Induktivität 22 und dem Ende des koaxialen
Innenleiters verbunden ist. 24 ist der dielektrische Film der gedruckten
Schaltung.
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Das Einsetzen der Einstellschrauben erfolgt in der gleichen Weise,
wie dies durch 10, 11 und 12 in F i g. 1 angegeben ist, in den Punkt
S der F i g. 5. Dieses Einsetzen beeinflußt die Induktivität 22 und die Kapazität
23 und als Ergebnis können die Resonanzfrequenz und die Last QL willkürlich eingestellt
werden. Wenn die Lage des Punktes S in bezug auf den Resonanzkreis entsprechend
ausgewählt wird, kann die Last QL innerhalb eines bestimmten Bereiches mit einer
geringen Änderung in der Resonanzfrequenz willkürlich eingestellt werden.
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Die Änderung und Einstellung der Kreiskonstanten in F i g. 1 wird
wirksam, wenn ein Verstärkerkreis mit einer Esakidiode aufgebaut wird, der einen
Resonanzkreis mit einer Widerstandseinfügung enthält.
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Die F i g. 4 und 5 zeigen praktische Anwendungsbeispiele der Erfindung.
Der Kreis nach F i g. 4 ist ein negativer Widerstandsverstärker mit Zirkulatorreflexion.
Hierbei wird die Hochfrequenzleistung, die von den Klemmen 1-1' zu dem Zirkulator
gelangt, zu den Klemmen 2-2' geführt.
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Eine Koaxialleitung, die mit den negativen Widerstandselementen verbunden
ist, welche die Gruppe der Resonanzkreiselemente nach F i g. 5 enthalten, ist an
die Klemmen 4-4' angeschlossen, die bei einer elektrischen Länge von 024 Radiant
von den Anschlüssen 2-2' angeordnet sind. Hierbei ist der Vorspannungskreis weggelassen,
da er nicht in direktem Zusammenhang mit der Erfindung steht.
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Ein Serienresonanzkreis mit punktförmigen Konstanten ist zwischen
die Anschlüsse 4-4' und 5-5',
einem Parallelresonanzkreis mit Widerstandseinfügung,
der durch Rst, Cst, und Lst zwischen den Anschlüssen 4-4' und 5-5' ausgedrückt
werden kann, und eine Parallelinduktivität, die durch Lp zwischen den Anschlüssen
6-6' und 7-7' dargestellt werden kann, geschaltet.
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Ein negatives Widerstandselement, z. B. eine Esakidiode, ist an die
Anschlüsse 7-7' geschaltet.
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Cs ist die Parallelstreukapazität, die zwischen der Diode und den
Anschlüssen 7-7' erzeugt wird.
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Ls und Rs sind die Serieninduktivität und der Serienwiderstand der
Diode. Cj ist die Verbindungskapazität
der Diodenverbindung, und
-Gn ist der negative Wirkleitwert.
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Der Aufbau dieses Kreises ist ein Beispiel für einen Aufbau, der zur
Verwirklichung eines Verstärkers erforderlich ist. Die Wirkungsweise dieses Kreises
wird nachfolgend kurz erläutert.
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Bezüglich des üblichen Zirkulators dreht die normalisierte Admittanzeigenschaft,
die von den Anschlüssen 2-2' gesehen wird, die gesamte Phasenfläche in der Smith-Karte
nach Amplitude und Phase in einem breiten Frequenzbereich unregelmäßig.
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Unter Berücksichtigung des schmalen Frequenzbandes um die Mittelfrequenz
der Verstärkung zeigt die Immittanzeigenschaft, die von den Anschlüssen
2-2' gesehen wird, eine Parallelresonanzkurve. Wenn dann e24 -- ir/2 Radiant
bei der Betriebsfrequenz 1o gewählt wird, zeigt die Immittanzeigenschaft der Zirkulatorseite,
gesehen von den Anschlüssen 4-4', eine Serienresonanzkurve. Jedoch wird indem oberen
und dem unteren Frequenzband von der Betriebsfrequenz entfernt eine vollständige
Serienresonanzeigenschaft nicht gezeigt, sondern Wechsel in vollständig unregelmäßigen
Phasen. Der Serienresonanzkreis, der zwischen die Anschlüsse 4-4' und
5-5' geschaltet ist, bringt diese Phasen innerhalb dieses Bandes nahe zu
der offenen Anstiegsseite. Deshalb zeigt die Immittanzeigenschaft der Lastseite,
gesehen von den Anschlüssen 5-5', eine meistens vollständige Serienresonanzkurve
nahe des Betriebsfrequenzbandes. Auch nähert sich die Außenseite des Bandes sehr
eng der offenen Seite in bezug auf die Phase. Der Widerstand Rst, der zwischen die
Anschlüsse 5-5' und 6-Ö' für die Stabilisierung eingesetzt ist, ist mit dem Parallelresonanzkreis
verbunden, der durch Lst und Cst gebildet ist, und die äquivalente normalisierte
Admittanz Yst=Gst+jBst, die zwischen die Anschlüsse 5-5' und 6-6' geschaltet ist,
ändert sich mit der Frequenz.
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Dies ist darauf zurückzuführen, daß Gst -- 0
innerhalb des Bandes
ist, und falls Rst so gewählt wird, daß es nahe dem Wellenwiderstand der Leitung
liegt, wird Gst.@l außerhalb des Bandes. Deshalb wird ein Verlust außerhalb des
Bandes durch Rst bewirkt, jedoch tritt innerhalb des Bandes meist kein Verlust auf,
und auf Grund von fBst wird nur eine Blindleitwerteigenschaft erzeugt.
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Bst macht die Last-Blindleitwerteigenschaft an den Klemmen 5-5' unwirksam.
Die Admittanzeigenschaft der Last, gesehen von den Anschlüssen 6-6', zeigt innerhalb
des Bandes eine vergleichsweise Breitbandcharakteristik. Andererseits wird GL größer
als 1 außerhalb des Bandes und konvergiert z. B. zu etwa GL ;z-- 2. Wenn
die Parallelinduktivität Lp zwischen den Anschlüssen 6-6' und 7-7
so gewählt wird, daß sie mit der äquivalenten Parallelkapazität der Diode, die an
die rechte Seite der Anschlüsse 7-7' angeschlossen ist, innerhalb des Betriebsfrequenzbandes
abgestimmt wird und QL jedes Kreises entsprechend ausgewählt wird, ergibt sich,
daß die gesamte Last-Admittanzeigenschaft, gesehen von -Gn, nicht den -Gn-Punkt
innerhalb des Frequenzbandes umgibt, wo der negative Widerstand der Diode, gesehen
von den Anschlüssen 7-7', vorhanden ist. Deshalb kann eine stabile Verstärkungswirkung
erreicht werden.
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Bei einer Diode, die eine extrem hohe Grenzfrequenz im Vergleich zur
Betriebs-Verstärkungsfrequenz hat, sind verschiedene Grenzen für die Werte Rst,
Cst, Lst und Lp entsprechend der Immittanzeigenschaft e24 des Zirkulators und der
Frequenzabhängigkeit der Leitung und von Ls, Rs und Ci der Diode vorhanden. Die
Einstellung dieser Werte von der Außenseite vereinfacht es, einen stabilen Betrieb
zu erhalten.
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Da es die Erfindung ermöglicht, daß die Konstanten von Cst, Lst und
Lp, die durch gestrichelte Linien in F i g. 8 angedeutet sind, von außen bis zu
gewünschten Werten geändert werden, kann ein stabiler Betrieb bei nicht gleichmäßigem
Verhalten der Diodenkonstanten leicht erhalten werden, und eine Breitbandverstärkung
mit geringem Rauschen kann bei der gewünschten Betriebsfrequenz erreicht werden.
F i g. 5 (a) und 5 (b) zeigen den Aufbau dieses Teiles und des Teiles der Diodenarmatur.
In F i g. 9 (a) ist 36 der geerdete Leiter der zweiten gedruckten Schaltungsplatte,
und die Parallelinduktivität Lp 37, die sich davon erstreckt, ist mittels
eines scheibenförmigen Leiters an dem koaxialen Innenleiter 46 angeschlossen. 39
ist die dünne Grundplatte der gedruckten Schaltung, welche die Kupferfolien 36,
37 und 38 trägt. 40 ist der geerdete Leiter der ersten gedruckten Schaltungsplatte,
und die Parallelinduktivität Lst 41, die sich davon erstreckt, ist
parallel zu der Elektrode 42 von Cst und zu dem koaxialen Innenleiter mittels
eines scheibenförmigen Leiters 44 über den Stabilisierungswiderstand Rst
43
geschaltet.
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F i g. 5 (b) zeigt den Querschnitt des Teiles der Diodenbefestigung,
wenn die Diode mit der Koaxialleitung verbunden ist, mit welcher diesen beide Schaltungselemente
verbunden sind.
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In F i g. 6 (b) ist 45 der koaxiale Außenleiter, und 46 ist der Innenleiter,
der sich von den Anschlüssen 2-2' der F i g. 4 erstreckt. 47 ist der Serieninduktivitätsteil,
der sich von dem Innenleiter 46 erstreckt und dessen eines Ende in die Metallscheibe
48 übergeht. 49
ist das Dielektrikum, das verwendet wird, um den Innenleiter
46, die Serieninduktivität 47 und die Metallscheibe 48 zu halten, und gleichzeitig
verwendet wird, um den Wellenwiderstand der Serieninduktivität 47 auf einen gewünschten
Wert einzustellen.
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50 ist das isolierende Dielektrikum, das die Serienkapazität
bildet und die scheibenförmigen Leiter 44 und 48 voneinander isoliert. 51 ist das
Grundplattendielektrikum des ersten beidseitigen Kupferüberzugsdruckes, und 52 ist
die dünne Metallplatte, welche die Grundleiter an beiden Seiten dieser für Gleichstrom
leitfähigen gedruckten Schaltungsplatte bildet. 53 ist der Grundleiter, der an gegenüberliegenden
Seiten des Leiters 40 der ersten gedruckten Schaltungsplatte angeordnet ist.
36 und 54 sind die geerdeten Leiter der zweiten gedruckten Schaltungsplatte, und
55 und 56 sind dünne Metallplatten, welche die Teile 38, 44, 57 und 58 leitfähig
machen. 59 ist eine Esakidiode, und 60 ist der Flansch, der als Anode
der Vorspannungselektroden dient. 61 ist die Befestigungsschraube, welche die Esakidiode
an ein Ende der dünnen Metallplatte 56 drückt. 62 ist die Einstellschraube,
welche die Parallelinduktivität 41 und die Parallelkapazität 42 beeinflußt.
Es ist möglich, ein Dielektrikum mit einer gewünschten Dielektrizitätskonstante
in den Teil 63 einzusetzen, wenn dies gewünscht wird. Darüber hinaus ist
es möglich, eine Einstellschraube einzusetzen, welche den Teil 37 beeinflußt, dessen
Parallelinduktivität Lp ist.
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Cst, Lst und Lp, die durch gestrichelte Linien in
F
i g. 8 dargestellt sind, können entweder einzeln oder zusammen in der Kreisanordnung
der F i g. 5 eingestellt werden, um die Eigenschaften des Verstärkers auf einen
Bereich mit niedrigem Rauschen über ein breites Frequenzband und gegen die vorgegebene
Vorspannung leicht und stabil zu bringen. Die Werte von Cst, Lst, Lp und Rst sollen
natürlich nahe den optimalen Werten ausgewählt werden, auf die für verschiedene
Konstanten und Eigenschaften vorher Rücksicht genommen worden ist.
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Die ersten und zweiten gedruckten Schaltungen, die aus den gedruckten
Schaltungsplatten 39 und 51 bestehen, können an einer zweiseitigen gedruckten Schaltungsplatte
angeordnet sein.
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Wie im einzelnen durch die Beschreibung und die Zeichnung erläutert
ist, ist ein solcher Miniatur-Hochfrequenz-Resonanzkreis in weitem Umfange bei Hochfrequenzkreisen
anwendbar, die Halbleiterelemente verwenden. Da der Kreis in der Abmessung gering
ist, hat er einen breiten Betriebsbereich, und da seine Einstellung einfach ist,
ist er sehr wirksam und durchaus notwendig. Die Erfindung dient nicht nur dazu,
eine Massenproduktion von Kreisen mit Halbleitern zu erleichtern, sondern auch deren
Eigenschaften zu verbessern.
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Dieser Miniatur-Hochfrequenz-Resonatorkreis kann auch bei allgemeinen
Hochfrequenzkreisen angewendet werden, und seine technische Wirksamkeit ist sehr
gut.