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Frequenzselektiver Signalempfänger Die Erfindung betrifft einen frequenzselektiven
Signalempfänger, an dessen Eingang ein Signalgemisch mit Signalen unterschiedlicher
Frequenz anliegt und der das Signalgemisch auf das Vorhandensein einer oder mehrerer
bestimmter Frequenzen überprüft und an seinem Ausgang die diesen bestimmten Frequenzen
zugeordneten Signalspannungen nach ihrem Betrag angibt.
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Bei den heute üblichen Nachrichtenübertragungssystemen tritt im allgemeinen
auch die Aufgabe auf, einen Signalempfänger vorzusehen, der ein seinem Eingang zugeführtes
Signalgemisch auf das Auftreten von Signalen bestimmten Frequenzwertes überprüft.
Am Ausgang des Empfängers sollen dann beim Auftreten dieser bestimmten Frequenzen
Signalspannungen entstehen, die als Kriterium für das Auftreten dienen und für die
weitere Verarbeitung zur Verfügung stehen.
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Bei den bekannten Signalempfängern dieser Art wird die Frequenzselektion
mit Hilfe von bekannten Filtern aus Induktivitäten und Kapazitäten erreicht. Diese
Ausführungsform von Signalempfängern hat aber vor allem für Frequenzen im Bereich
der Niederfrequenz den Nachteil, daß die Induktivitäten und Kapazitäten relativ
große Abmessungen haben und vor allem die Induktivitäten nur mit großen Schwierigkeiten
als sogenannte integrierte Schaltung ausgebildet werden können.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den vorerwähnten Schwierigkeiten
abzuhelfen. Insbesondere soll ein Weg angegeben werden, der es gestattet, bei einem
derartigen Signalempfänger die Aufgabe des Herausfilterns einer oder mehrerer Frequenzen
aus einem Signalgemisch zu lösen, ohne daß beispielsweise mit Spulen und Kondensatoren
aufgebaute Filter zur Anwendung kommen, und daß gleichzeitig eine zumindest ebenso
scharfe Selektivität wie bei üblichen Filtern erreicht wird.
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Ausgehend von einem frequenzselektiven Signalempfänger, an dessen
Eingang ein Signalgemisch mit Signalen unterschiedlicher Frequenz anliegt und der
das Signalgemisch auf das Vorhandensein einer oder mehrerer bestimmter Frequenzen
überprüft und an seinem Ausgang diesen bestimmten Frequenzen zugeordneten Signalspannungen
nach ihrem Betrag angibt, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst,
daß der Eingang für das zu untersuchende Signalgemisch in zwei getrennte Kanäle
aufgespalten ist, daß in jedem dieser Kanäle ein kurzzeitige Amplitudenproben aus
dem Signalgemisch entnehmender Abtastschalter vorgesehen ist, an deren Amplitudenprobenausgänge
jeweils eine Multiplikationseinrichtung angeschaltet ist, daß die Abtasteinrichtung
und die Multiplikationseinrichtung des einen Kanals und die Abtasteinrichtung und
die Multiplikationseinrichtung des anderen Kanals mit einer gemeinsamen Wechselspannungsquelle
verbunden sind, in der Weise, daß sich die daraus den beiden Kanälen zugeführten
Wechselspannungen um 90° in der Phase unterscheiden, und daß die Ausgänge der beiden
Multiplikationseinrichtungen jeweils über die Reihenschaltung eines Summierers mit
Speichereigenschaft, dem eine vorzugsweise periodisch arbeitende Löscheinrichtung
zugeordnet ist, die den Summierer zu vorgegebenen Zeiten in eine Null-bzw. Ausgangsstellung
zurückführt, und eines nachgeschalteten Quadrierers mit einem gemeinsamen Addierer
verbunden sind, an dem das Ausgangssignal abnehmbar ist.
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Hierbei ist es vorteilhaft, wenn die Wechselspannungsquelle ein Generator
mit sinusförmiger Ausgangsspannung ist, wenn den Abtastschaltern von der gleichen
Wechselspannung (Suchfrequenz) gesteuerte Umpolschaltungen nachgeschaltet sind,
die die von den Abtastschaltern gelieferten Signalimpulse der vom Zeitgeber gesteuerten
Summierschaltung zuführen.
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Es ist ferner günstig, wenn den Abtastschaltern eine die Schließungsdauer
der Abtastschalter bestimmende Steuerschaltung (Breitensteuerung) zur Erzielung
der Multiplikation vorgeschaltet ist, die ihrerseits von der den Multiplikationsprozeß
bewirkenden Wechselspannung (Suchfrequenz) angesteuert ist.
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Weiterhin ist daran gedacht, daß der die Summierschaltung steuernde
Zeitgeber derart ausgebildet ist, daß er eine Schaltfunktion mit rechteckförmigem
Verlauf
abgibt, oder daß der die Summierschaltung steuernde Zeitgeber derart ausgebildet
ist, daß er eine Schaltfunktion mit einem abgerundeten Verlauf abgibt.
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Vorteilhaft ist es, wenn die Umpolschaltung aus einer mit einem Transistor
aufgebauten Emitterfolgeschaltung besteht, bei der die vom jeweiligen Abtastschalter
gelieferten Signale auf die Basis des Transistors einwirken und bei der im Emitterkreis
die Primärwicklung eines Übertragers mit zwei Sekundärwicklungen liegt, deren Mittelanzapfungen
je mit dem Ausgang einer Kippschaltung verbunden sind, und, wenn in den Ausgängen
der Sekundärwicklung gleichsinnig gepolte Dioden angeordnet sind, von denen, im
Wickelsinn der Sekundärwicklungen betrachtet, zwei einander benachbarte Dioden zusammengefaßt
sind und auf die Basis eines in stark gegengekoppelter Emitterschaltung arbeitenden
Transistors einwirken, während die im Wickelsinn der Sekundärwicklungen entfernten
Dioden mit dem Emitter eines in Basisschaltung arbeitenden Transistors verbunden
sind, und wenn die Kollektoren der in Emitter- und Basisschaltung arbeitenden Transistoren
einem Ladekondensator zugeführt sind.
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Es ist ferner vorteilhaft, wenn die Quadrierschaltung zwei in Emitterschaltung
arbeitende Transistoren enthält, wenn dem ersten dieser Transistoren ein Exclusiv-Oder-Gatter
vorgeschaltet ist, das über einen von einem Schalter gesteuerten Normpulsgenerator
angesteuert ist, und wenn die Kollektoren beider Transistoren mit der Verbindungsstelle
einer in Serie geschalteten Widerstands-Kondensator-Kombination verbunden sind,
bei der eine Gleichspannungsquelle den Kondensator über den Widerstand auflädt.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß sich zur selektiven
Frequenzerkennung auch das Prinzip der Fourieranalyse anwenden läßt. Wenn dabei
mit Hilfe eines Abtastverfahrens das zu untersuchende Frequenzgemisch zeitlich quantitiert
wird, dann gestatten es die vielseitigen Möglichkeiten der Pulsmodulationstechnik,
einen derartigen frequenzselektiven Signalempfänger in verhältnismäßig einfacher
Weise zu realisieren.
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Bei der Erfindung wird dabei von folgenden Überlegungen ausgegangen:
Das zu untersuchende Frequenzgemisch wird abgetastet. Die interessierende Frequenz,
mit der das Gemisch multipliziert wird, sei coo; der zeitliche Abstand zweier Abtastwerte
sei z, ihr Winkelabstand, bezogen auf die Frequenz coo, damit cuoz. Die Amplituden
der Abtastwerte werden mit y,. bezeichnet. Die zugehörige Phase beträgt rcooz
(r = 0, 1, 2 ... ).
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Normalerweise interessiert bei der Fourieranalyse eines periodischen
aber verzerrten Signals mit der Periode T nur, welche Oberwellen enthalten sind.
Ist die CTrnndfreauen7, m,. und der Abstand der Abtastwerte a, so ergeben sieh für
die k-te Oberwelle die Fourierkoeffizienten ak und bk zu
Amplitude und Phase der k-ten Oberwelle sind dann gegeben durch f (t) = ak
sin k wo t -I- bk cos k wo t.
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Durch die Abtastung werden die bekannten Integrale in obige Summenausdrücke
übergeführt. Im Gültigkeitsbereich des Abtasttheorems, d. h. bis zur halben Abtastfrequenz,
geben die Summen exakt die Werte der Integrale.
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Bei den in Rede stehenden Signalempfängern tritt jedoch folgende Aufgabe
auf: Das vorliegende Signalgemisch ist in der Regel nicht periodisch und enthält
nicht nur Vielfache einer Grundfrequenz, sondern beliebige Frequenzen. Es soll aber
trotzdem das Signal mit sin coot und cos (0o t (t = r c; r = 0,1,
2 ... ) multipliziert und die erhaltenen Werte über eine gewisse Mindestzeit
T summiert werden. Da die Gesamtfunktion linear ist, ist es eine erlaubte Vereinfachung,
wenn man das Frequenzgemisch durch eine variable Einzelfrequenz w ersetzt. Für co
= wo müssen die Summenausdrücke aus Gleichung (1) die Sinus- und Kosinuskomponente
von wo liefern. Für co * wo soll die Einrichtung jedoch nicht ansprechen,
d. h., die Summation muß Null ergeben. Dies läßt sich nur erreichen, wenn man die
Zeit T unendlich lang macht. Praktisch spricht die Einrichtung auch in der Nähe
von 0)o an und weist ähnlich einem Bandfilter eine bestimmte Selektivität auf.
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Es soll nun diese Selektivität untersucht werden, indem die Frequenz
co variiert wird. Die Abtastwerte y,. für die Einzelfrequenz w sind gegeben durch
yr=a-sinrwz+b-cosrasz.
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Diese Pulse werden also mit sin coot bzw. cos coot multipliziert und
die Ergebnisse über die Zeit T summiert. Es ergibt sich
Trigonometrische Umformung und Ausführung der Summation ergibt
Der erste Summand ist eine Funktion der Summe, der zweite eine Funktion der Differenz
der beiden Frequenzen w und wo. Wenn die Abstände x der Abtastimpulse hinreichend
klein sind, dann ist z (co -E- wo) -,c 1 und ej'z(o'+-01 1 + jv (w -+- c)a)
.
Somit wird
Wenn (oa - wo) < (9 -i- cao) ist, was in der Umgebung der gesuchten
Frequenz coo immer gilt, dann wird das Ergebnis der Summation fast nur vom zweiten
Glied abhängen. Betrachtet werde daher der Ausdruck
Der Betrag des Ausdrucks ist
Dies bedeutet, daß die Selektionskurve der Einrichtung nach der bekannten
Funktion verläuft.
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Die F i g. 1 zeigt den Prinzipverlauf der Selektionskurve entsprechend
den zweiten Summanden in Gleichung (2). Dabei ist das Verhältnis der Amplitude A
zur maximalen Amplitude A""x in Abhängigkeit von der Kreisfrequenz o) aufgetragen.
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Nachstehend wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen noch
näher erläutert.
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Die F i g. 2 zeigt im Blockschaltbild den grundsätzlichen Aufbau des
Empfängers. An einer gemeinsamen Leitung 15 liegt das zu untersuchende Signalgemisch
am Eingang des Empfängers an. Das Signalgemisch wird über zwei Abtastschalter S1
und S, zwei voneinander getrennten Kanälen 16 und 17 zugeführt. Die Abtastschalter
S1 und S2 tasten das zu untersuchende Signalgemisch ab und liefern kurzzeitige Signalimpulse.
Die Steuerung der Abtastschalter erfolgt über einen Steuergenerator 18, der die
im folgenden als Suchfrequenz bezeichnete Frequenz (o, liefert. Die vom Steuergenerator
18 gelieferte Spannung wird den Schaltern S1 und S., über eine die Schließungsdauer
der Schalter bestimmende Steuerschalter, eine sogenannte Breitensteuerung BR, zugeführt,
wodurch die Breite der von den Schaltern Si und S., in die Kanäle 16 und 17 gelieferten
Signalimpulse bestimmt wird. Zwischen dem Schalter S1 und dem Steuergenerator 18
liegt ein Phasenschieberglied 19, das die vom Steuergenerator 18 kommende Spannung
dem Schalter S1 mit 90° Phasenverschiebung gegenüber dem Schalter S.,
zu-
führt. Die Schalter S, und S2 stehen mit Umpolschaltungen 20 und 20' in
Verbindung. Die Umpolschaltungen 20 und 20' werden ebenfalls vom Steuergenerator
18 angesteuert. Die Breitensteuerung und die Umpolung liefern die gewünschte Multiplikation.
Die sich durch den Multiplikationsprozeß ergebenden Signalimpulse werden jeweils
über eine Summierschaltung 21, 21' mit Speichereigenschaft einer gemeinsamen Additionsschaltung
23 zugeführt, in der das gewünschte Ergebnis zur Verfügung steht.
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Da die Amplitude der in der einzelnen Summierschaltung auftretenden
Signalimpulse noch abhängig von der Anschaltphase ist, ist zwischen die Summierschaltung
21, 21' und die Additionsschaltung 23 in jedem der Kanäle 16 und 17 noch eine Quadrierschaltung
22, 22' eingeschaltet. Die Summierschaltungen 21 und 21' werden von einem Zeitgeber
24 gesteuert. Dadurch werden, wie bereits angedeutet, die von den Umpolern 20 und
20' gelieferten Signalimpulse über die Zeit T in den Summierschaltungen aufsummiert.
Die in diesen Zeiten von den Summierschaltungen 21 und 21' gelieferten Ergebnisse
werden anschließend in den Quadrierschaltungen 22 und 22' quadriert und in der Additionsschaltung
23 addiert. Die Addierschaltung 23 liefert daher an ihrem Ausgang 25 das Quadrat
des Betrages der Amplitude der gesuchten Frequenzkomponente, welches von der Anschaltphase
unabhängig ist.
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Im einzelnen hat ein derart aufgebauter Signalempfänger die folgenden
Vorteile: Die Anordnung läßt sich größtenteils mit üblichen Schaltungen der Pulstechnik
aufbauen. Da sie keine Filter aus Induktivitäten und Kapazitäten enthält, kann man
sie auch weitgehend in integrierter Schaltungstechnik aufbauen.
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Da keinerlei Filter vorgesehen werden müssen, treten im Empfänger
keine Einschwing- und Ausschwingvorgänge auf, und er leistet daher die Frequenzerkennung
in der theoretischen Minimalzeit. Durch Ändern der Frequenz «)o und der Stoppzeit
T kann man die Mittenfrequenz und die Bandbreite der Selektionskurve sehr einfach
umsteuern. Man kann den Empfänger zentralisieren, indem man ihn nur kurzzeitig an
die zu überprüfenden Leitungen, die auch räumlich getrennt sein können, zyklisch
(zeitmultiplex) anschaltet. Dies ist auf zwei Arten möglich: Soll der Signalempfänger
nur für wenige Kanäle arbeiten, so kann man ihn wegen seiner raschen Reaktion zyklisch
anschalten (z. B. pro Kanal über die Zeit von 5 msec bei einer Bandbreite von 200
Hz).
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Hat man hingegen im Empfänger pro Kanal die Speicherkondensatoren
für die Summenbildung und die entsprechenden Pulsverteiler, so kann man die Abtast-
und Steuermittel multiplex, d. h. gemeinsam für alle Kanäle ausnutzen. In diesem
Fall kann man sehr viele Kanäle infolge der hohen Arbeitsgeschwindigkeit praktisch
gleichzeitig untersuchen, d. h., es treten keine Verzögerungen auf, wie sie im erstgenannten
Fall möglich sind, wenn der Empfänger gerade mit einem anderen Kanal beschäftigt
ist.
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Die Selektionskurve des Analysators ist die Fouriertransformierte
der Schaltfunktion, welche beispielsweise ein Rechteck der Dauer T sein kann. Man
kann der Schaltfunktion auch einen abgerundeten Verlauf geben und auf diese Weise
der Selektionskurve z. B. einen von Dämpfungseinbrüchen freien Verlauf im Sperrbereich
geben.
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Im Prinzip kann der Empfänger auch ohne Breitensteuerung und nur mit
dem Umpoler arbeiten. In diesem Fall spricht er jedoch auch bei den ungeradzahligen
Oberwellen von (o. in dem Maße an, wie die Umpolfunktion diese Oberwellen enthält.
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Da man die Mittenfrequenz o)o durch den »Suchtongenerator 18u und
die Bandbreite durch die Auswertedauer
einfach umsteuern kann,
ist eine programmgesteuerte Auswertung eines Signalgemisches möglich.
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Wie im Zusammenhang mit F i g. 2 bereits erläutert wurde, muß das
Eingangssignal zunächst mit dem Sinus und dem Kosinus der vom Steuergenerator 18
gelieferten Suchfrequenz wo multipliziert werden, was durch das Phasenschieberglied
19 erfolgt.
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Zweckmäßig ist es, wenn die Multiplikation bereits bei der Abtastung
des Eingangssignals vorgenommen wird, wobei die Amplitude des gewonnenen Impulses
vom Augenblickswert des Eingangssignals und die Breite des Impulses nur vom Betrag
des Augenblickswertes der Suchfrequenz abhängt. Die Ladung, d. h. der Flächeninhalt
dieser Impulse wird dann mit dem richtigen Vorzeichen auf einem Kondensator summiert.
Für eine korrekte Summierung muß aber auch das Vorzeichen zum Betrag berücksichtigt
werden. Deshalb werden die breitmodulierten Abtastpulse bei negativen Halbwellen
der Suchfrequenz durch den Umpoler 20 bzw. 20' in der Polarität umgedreht,
und es wird damit auch das Vorzeichen des Produktes aus Signal und Suchfrequenz
berücksichtigt.
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Im folgenden sollen noch weitere Einzelheiten der Schaltung erläutert
werden. Hierzu dient zunächst das Blockschaltbild der F i g. 3.
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Die extern über einen Gegentaktübertrager angelieferte Suchfrequenz
wo (z. B. 1 kHz) wird dem einen Kanal 16 direkt und dem anderen Kanal 17 über zwei
Phasenschieberglieder von -i-45° und -45° zugeführt, die die erforderliche Phasendrehung
von insgesamt 90° sicherstellen. Im übrigen sind beide Kanäle gleich aufgebaut.
Nun folgt eine Doppelweggleichrichtung. Das entstehende gleichgerichtete Ausgangssignal
wird im Modulator 1 zur Steuerung der Breite der Abtastspule für den Schalter S1
bzw. S, benutzt, wobei die Breite proportional dem Augenblickswert der angelegten
sinusförmigen Spannung der Suchfrequenz wo ist. Der Taktimpuls für den Modulator
(z. B. 10 kHz) wird von außen über einen Verstärker 3 zugeführt. Die durch den Schalter
S1 entnommenen, amplitudenmodulierten Pulse haben jetzt eine zusätzliche Pulsdauermodulation.
An dieser Stelle ist also das vom Eingang 15 kommende Signal mit dem Spannungsbetrag
der Suchfrequenz a), moduliert. Das richtige Vorzeichen des Produkts wird durch
eine Umpolschaltung 4 hergestellt. Diese besteht aus einer Art Ringmodulator (vgl.
auch die F i g. 4), der durch die Kippschaltung 5 gesteuert wird. Die Steuerimpulse
für die Kippschaltung werden aus den Nulldurchgängen der Suchfrequenz durch Doppelweggleichrichtung
und Verstärkung der dabei erhaltenen Spitzen abgeleitet.
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Die Umpolschaltung ist so aufgebaut (vgl. auch die F i g. 4), daß
die positiven und negativen Impulse des Produkts aus Abtastsignal und Suchfrequenz
an getrennten Klemmen erscheinen. Diese Impulse werden getrennt verstärkt, und mit
eingeprägtem Strom wird durch Ladung bzw. Entladung eines Kondensators (Summierschaltung
21) die Summe gebildet. Die Dauer der Summierung in der Summierschaltung 21 kann
durch einen Frequenzteiler 6 in Vielfachen der Halbperiode der Suchfrequenz eingestellt
werden. Übernahme und Löschung des Ergebnisses der Summierung werden durch die Schalter
7 und 8 besorgt. Die nachfolgende Quadrierung erfolgt durch die Doppelweggleichrichtung
9 und die Quadrierschaltung 10. Das gewünschte Endergebnis erhält man schließlich
durch Addition der von beiden Kanälen 16 und 17 gelieferten Spannungen in der Additionsschaltung
23.
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Durch Nachschaltung eines Schwellwertverstärkers 12 ist in Weiterbildung
der Erfindung zusätzlich erreichbar, daß ein Ausgangssignal erst ab einem gewissen
Mindestpegel erhalten wird. Das entspricht einer zusätzlichen Dämpfungserhöhung
in den Sperrbereichen.
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Da mit Ausnahme der Umpolschaltung 4 und der Quadrierschaltung 10
eine an sich bekannte Technik verwendet wird, werden im folgenden nur noch die Umpolschaltung
mit den getrennten Ausgängen 4 a und 4 b und die Quadrierschaltung 9, 10 an Hand
der in den F i g. 4 und 5 gezeigten Ausführungsbeispiele näher erläutert.
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Die durch den Schalter S1 erzeugten amplituden-und breitenmodulierten
Impulse (schematisch durch Doppelpfeile 11 angedeutet) werden über den der Entkopplung
dienenden, als Emitterfolger geschalteten Transistor TS1 auf die Primärseite des
Übertragers Ü gegeben. An die Mittelabgriffe der beiden Sekundä
[email protected] sind
die Ausgänge der Kippstufe 5 geführt, die, wie oben beschrieben, bei jedem Nulldurchgang
der Suchfrequenz c), kippt. Die Ausgänge der Kippstufe 5 nehmen dabei abwechselnd
das Potential 0 V und -6 V an. Das Potential -6 V erklärt sich daraus, daß der Kippstufe
5 eine entsprechende, nicht näher dargestellte gesonderte Stromversorgung zugeordnet
ist. Es sei nun angenommen, daß am Ausgang a der Kippstufe 5 eine Spannung von -6
V, am Ausgang b der Kippstufe 5 keine Spannung, also 0 V, liegt. Damit sind die
Dioden D 1 und D 2 ohne Sperrspannung, während die Dioden D 3 und D 4 gesperrt sind.
Kommt nun aus dem Schalter S1 ein positiver Impuls, so gelangt er über die Diode
D1 zum Emitter des Transistors TS2. Der Transistor TS2 arbeitet in Basisschaltung
und liefert an den Speicherkondensator C einen eingeprägten Strom, dessen Größe
von der Amplitude und dessen Dauer von der Breite des am Emitter des Transistors
TS2 anliegenden Impulses abhängt. Der Kondensator C wird dabei nach positivem Potential,
also z. B. nach -I-12 V hin aufgeladen. Kommt vom Schalter S1 ein negativer Impuls,
so geht er über die Diode D 2 an die Basis des Transistors TS3. Dieser Transistor
arbeitet in stark gegengekoppelter Emitterschaltung und liefert ebenfalls einen
eingeprägten Strom, der den Kondensator C jedoch gegen Nullpotential entlädt. Kippt
nun die Kippschaltung 5, die zweckmäßig als Flip-Flop ausgebildet ist, so wird die
Wirkung der vom Schalter Si kommenden Pulse vertauscht, d. h., ein positiver Impuls
entlädt nun über die Diode D 3 und den Transistor TS3 den Ladekondensator C auf
Erdpotential, und ein negativer Impuls lädt den Ladekondensator C über die Diode
D4 und den Transistor T,92 auf Pluspotential (z. B. -'-12 V). Damit ergibt sich,
über die Summierungszeit T betrachtet, eine fast lineare Spannungsänderung am Kondensator
C, wenn Such- und Eingangsfrequenz gleich sind. Größe und Richtung der Änderung
hängen von der Phasenlage der beiden Frequenzen zueinander ab. Ist die Summierungszeit
T zu Ende, so wird durch einen Steuerimpuls der Schalter 7 betätigt, wodurch der
Ladekondensator C und der vorher gleichzeitig mit diesem aufgeladene, in der Basisleitung
des Transistors TS4 liegende Kondensator
C gegen Erde
kurzgeschlossen
werden. Die Aufteilung der Speicherkapazität in die Kondensatoren C und
C dient dem Zweck, für die eigentliche Summierung im Kondensator C einen
großen Kapazitätswert und für die Umformung in einen breitemodulierten Impuls am
Transistor TS4 einen kleinem Kapazitätswert zu haben. Der Transistor TS4 wandelt
das in
C miteingespeicherte Ergebnis in einen breitemodulierten Puls um.
Ein weiterer Schalter 8 führt nach Ablauf der maximal möglichen zeitlichen Breite
des Impulses am Kollektor 30 die Schaltung auf den Ausgangspunkt für eine neue Summierung
zurück.
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Am Kollektor 30 des Transistors TS 4 in F i g. 4 steht das
Ergebnis der Summierung plus einer konstanten Größe K in der Zeitebene zur Verfügung.
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In der F i g. 5 wird noch gezeigt, wie sich der Faktor K eliminieren
läßt und auf welche Weise die Quadrierung der von den Summierschaltungen gelieferten
Signale erfolgt.
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Um den Faktor K zu eliminieren und zugleich die für die Quadrierung
nötige Gleichrichtung durchzuführen, wird ein Exclusiv-Oder-Gatter 31 verwendet,
dem die vom Kollektor 30 des Transistors TS4 (vgl. F i g. 4) kommenden Signale zugeführt
werden. Der Faktor K wird dem Gatter 31 von einem Normpulsgenerator 32 mit konstanter
Pulsbreite K zugeführt, der ebenfalls vom Schalter 7 angestoßen wird. Das Exclusiv-Oder-Gatter
liefert nun immer einen Ausgangsimpuls, wenn nur ein Impuls an seinen Eingängen
anliegt, d. h., es wird ein Impuls der zeitlichen Breite K vom Ergebnis abgezogen.
Der gewünschte Effekt ist also erreicht; ein positives oder negatives Ergebnis der
Summation unterscheidet sich hier nur in der Phasenlage des Ausgangsimpulses, was
für die Auswertung unerheblich ist. Die nun folgende Quadrierung geschieht durch
Multiplikation von Zeit und Amplitude, wobei die Zeit proportional der Amplitude
gemacht wird. Der Transistor TS5 ist im Ruhezustand in Sättigung und wird vom Ausgangsimpuls
des Exclusiv-Oder-Gatters gesperrt. Durch einen eingeprägten Strom über den Widerstand
R wird der Kondensator C 1 linear auf Pluspotential geladen, und es entsteht an
der Basis des Transistors TS6 die abgebildete Sägezahnspannung 33, deren Fläche
bereits dem Quadrat der Eingangsgröße entspricht. Der Transistor TS 6, der
in stark gegengekoppelter Emitterschaltung geschaltet ist, wandelt diese Spannungskurve
(Sägezahnkurve 33) in einen eingeprägten Strom um, der den Kondensator C 2 in einer
quadratischen Kurve 34 gegen Nullpotential entlädt. An dieser Stelle findet auch
die Vereinigung der beiden Kanäle 16 und 17 durch Addition der beiden Ströme statt,
wie es durch die Zuführungsleitung »von Kanal 17« angedeutet ist. Der nachfolgende
Verstärker 12 gibt am Ausgang 25 einen Impuls ab, wenn eine einstellbare Schwelle
überschritten wird. In den Arbeitspausen wird der Kondensator C 2 durch den hochohmigen
Widerstand R' wieder positiv geladen. Durch entsprechende Wahl der Spannung 35 am
Widerstand R kann das nicht ganz lineare Verhalten des Transistors TS
6 kompensiert werden.