DE2643949B2 - Schaltungsanordnung zum impulsmäßigen Übertragen von analogen Spannungswerten beider Polaritäten - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum impulsmäßigen Übertragen von analogen Spannungs-

werten beider Polaritäten, bei der ein am Anfang des Übertragungsweges angeordneter Modulator die analogen Spannungswerte in eine Impulsfolge umwandelt, bei der jeder Impuls gleiche Amplitude und gleiche Dauer hat und bei der ein am Ende des Übertrngungsweges angeordneter Demodulator die Impulsfolge wieder in analoge Spannungswerte zurückwandelt.

Derartige Schaltungsanordnungen zum impulsmäßigen Übertragen analoger Spannungswerte sind handelsüblich und beispielsweise dem »Elektronik-Lexikon«, Francksche Verlagshandlung, Stuttgart, 1974, Seite 413, entnehmbar. Bei der bekannten Pulsfrequenzmodulation wird die Pulsfrequenz verändert. Der analoge Spannungswert wird dabei je nach Polarität in eine Frequenz ktaf umgewandelt, wobei der Spannungswert proportional zu Af ist. Am Ende des Übertragungsweges folgt die Demodulation durch einen Frequenzspannungswandler, bei dem die Grundfrequenz /o unterdrückt wird. Um die Welligkeit der Ausgangsgröße niedrig zu halten, muß das benötigte Tiefpaßfilter geeignet ausgebildet werden. Dadurch ergibt sich aber auch ein schlechtes Einschwingverhalten, das gleichbedeutend mit einer relativ niedrigen Grenzfrequenz ist.

Bei der bekannten Pulsphasenmodulation wird die Phase des Trägerimpulses verändert. Dies bedeutet, daß der Trägerimpuls innerhalb der Periodendauer um eine Mittellage entsprechend dem zu übertragenden analogen Spannungswert verschoben wird. Diese impulsmäßige Übertragung analoger Spannungswerle macht jedoch eine Synchronisation für die einzelnen Periodendauern erforderlich.

Durch die DE-AS 12 40 122 ist eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer Impulsfolge mit einer Wiederholungsfrequenz bekannt, die der Stromstärke eines Steuergleichstromes wenigstens angenähert proportional ist. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung liegt der analoge Spannungswert an der Basis-Emitter-Strecke eines ersten Transistors und steuert über diesen Transistor die Aufladung eines Kondensators mit einem angenähert proportionalen Strom. Ist die Kondensatorspannung auf einen Wert angestiegen, der über der Basis-Emitter-Spannung eines zweiten Transistors liegt, erzeugt der als Sperrschwinger geschaltete zweite Transistor ausgangsseitig einen Impuls der Impulsfolge, der gleichzeitig eine schnelle Entladung des Kondensators auslöst. 1st der zu übertragende analoge Spannungswert Null, so erscheint zumindest theoretisch erst nach unendlich langer Zeit einer der Impulse der Impulsfolge. Bei kleinen positiven Spannungen treten daher sehr große zeitliche Abstände zwischen den Impulsen auf, so daß eine nur sehr träge Übertragung der in den analogen Spannungswerten enthaltenen Information ermöglicht ist. Die Übertragung analoger Spannungswerte, die beide Polaritäten aufweisen, erfolgt verstümmelt, da nur Spannungen einer einzigen Polarität übertragen werden können. Der zeitliche Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen der durch die bekannte Schaltungsanordnung erzeugten Impulsfolge ist umgekehrt proportional zu den analogen Spannungswerten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, die ein gutes Einschwingverhalten aufweist und die ohne zusätzliche Synchronisation auskommt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß bei der vom Modulator erzeugten Impulsfolge der Abstand jedes Impulses zum vorangehenden Impuls je nach Polarität des analogen Spannungswertes gegenüber dem beim analogen Spannungswert Null vorgegebenen Normalabstand um eine zum im Abtastzeitpunkt vorhandenen analogen Spannungswert proportionale Zeitspanne verkürzt oder verlängert ist. Damit wird im Demodulator ein Tiefpaßfilter überflüssig, denn die Ausgangsspannung kann nahezu ungeglättet weiterverarbeitet werden; es muß lediglich mit einer Totzeit gerechnet werden, die so groß ist wie die Periodendauer

ίο der niedrigsten Übertragungsfrequenz, und ein Einschwingvorgang dauert höchstens doppelt so lange. Eine zusätzliche Synchronisation wie bei der Pulsphasenmodulation zur Erkennung der Phasenlage innerhalb der Periodendauer erübrigt sich, da die übertragene Information im Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen enthalten ist und damit der vorangehende Impuls jeweils den zeitlichen Bezugspunkt liefert. Damit liegt ein Unterschied sowohl zur Pulsphasenmodulation als auch zur Pulsfrequenzmodulation vor. Bei der erstgenannten Modulationsart liegt die zu übertragende Information in der Lage eines jeden Impulses innerhalb einer zeitlich starren Periodendauer, und bei der letztgenannten Modulationsart liegt sie direkt in der Impulsfrequenz.

-^ri In einer bevorzugten Ausführungsform des Modulators ist ein Vergleichsglied vorgesehen, das die Ausgangsspunnung eines Integrators mit der Ausgangsspannung eines Summierverstärkers vergleicht, der die Summe einer konstanten Bezugsspannung sowie der

ίο analogen Spannungsgröße bildet, wobei das Vergleichsglied jeweils bei erreichter Spannungsgleichheit der zu vergleichenden Spannungen einen Schalter betätigt, der während einer vorgegebenen konstanten Zeitspanne das Zurücksetzen der Integratorspannung auf den Wert

i^r) Null sowie die Abgabe eines der Impulse bewirkt. Ein solcher Modulator ist kostengünstig und mit geringem Aufwand aus wenigen handelsüblichen Bauteilen zu erstellen.

Es ist vorteilhaft, wenn der Schalter eine monostabile

-to Kippstufe ist; die Dauer des instabilen Zustandes der Kippstufe bestimmt dann die Länge der Impulse.

Ferner kann der Schalter einen weiteren Schalter steuern, der den Integrationskondensator des Integrators kurzschließt. Damit wird auf einfache Weise das

4'i Zurücksetzen der integratorspannung auf den Wert Null am Ende eines Abtastzyklus erreicht und die Schaltung wird für den nächsten Abtastzyklus vorbereitet.

Es ist vorteilhaft, wenn die Eingangsspannung des

^r>o Integrators mit der konstanten Bezugsspannung übereinstimmt. Damit ist beim Wert Null der analogen Spannungsgröße die Rückstellschwelle durch dieselbe Spannungsquelle bestimmt, die auch die Integrationssteilheit bestimmt. Toleranzen dieser Spannungen

ν, haben auf diese Weise keinen Einfluß auf die Grundfrequenz des Integrators. Frequenzbestimmend für diese Grundfrequenz sind allein die vom Widerstand und Kapazität des Integrators. Diese lassen sich sehr genau realisieren.

Wi Es ist ferner vorteilhaft, wenii als Übertragungsweg die Lichtstrecke eines Opto-Kopplers dient. Damit ist es möglich, die analoge Spannungsgröße potentialfrei zu übertragen.

Ir. einer bevorzugten Ausführungsform des Demodu-

i'"> lators ist ein Integrator vorgesehen, dessen Eingang alternativ über einen ersten Schalter an eine negative Ladespannung oder über einen zweiten Schalter an eine positive Ladespannung anschließbar ist. ist dem

Integrator ein Momentanwertspeicher über einen dritten Schalter nachgeschaltet, ist ein vierter Schalter zur Überbrückung des Integrationskondensators vorgesehen, bildet der Ausgang des Momentanwertspeichers den Demodulatorausgang und sind die Schalter durch ein Steuerglied betätigbar, dessen Eingang die dem Übertragungssystem entnehmbaren Impulse zugeführt sind. Somit ist auch der Demodulator aus wenigen handelsüblichen Bauteilen kostengünstig und mit geringem Aufwand erstellbar, wobei Glättungsglieder überflüssig sind.

Ein bevorzugtes Verfahren zum Betrieb eines solchen Demodulators besteht darin, daß für einen Demodulationszyklus durch das Steuerglied mit der abfallenden Flanke eines ersten der demodulatorseitig eingehenden Impulse der erste Schalter für eine vorgegebene Hochlaufzeit geschlossen wird, daß dabei die Hochlaufzeit kurzer ist als der durch den Modulationshub erreichbare kürzestmögliche Zeitabstand zwischen zwei Impulsen und am Ende der Hochlaufzeit die Integratorspannung größer ist als die benötigte maximale Ausgangsspannung des Demodulators, daß nach Ablauf der Hochlaufzeit der erste Schalter geöffnet und der zweite Schalter für eine Abintegrationszeit geschlossen wird, die mit dem Eintreffen der ansteigenden Flanke des folgenden zweiten Impulses beendet wird, daß mit der abfallenden Flanke des zweiten Impulses der dritte Schalter für eine Übertragungszeit geschlossen wird, die mit der ansteigenden Flanke des folgenden dritten Impulses endet, und daß während der Dauer des dritten Impulses der vierte Schalter zur Entladung des Integrationskondensators geschlossen wird und daß mit der abfallenden Flanke des dritten Impulses ein neuer Demodulationszyklus eingeleitet wird. Die demodulatorseitige Abtastfrequenz ist somit halb so groß wie die modulatorseitige Abtastung der analogen Spannungsgröße. Am Ausgang des Momentanwertspeichers steht die übertragene Spannungsgröße zur Verfügung. Abweichend davon ist es auch möglich, durch Einsatz eines schnelleren Speichers und gegebenenfalls durch Verlängerung der Dauer der Impulse während der Dauer des zweiten Impulses die Übernahme der am Integratorausgang anstehenden demodulierten Spannung und die Entladung des Integrationskondensators durchzuführen. Damit kann die demodulatorseitige Abtastfrequenz ebenso hoch sein wie die des Modulators. Dies kann auch durch einen im Gegentakt arbeitenden Demodulator bewerkstelligt werden.

Als Schalter im Demodulator sind vorteilhafterweise Halbleiterschalter eingesetzt, da diese lediglich eine geringe Steuerleistung und hohe Schaltfrequenzen ermöglichen.

Eine bevorzugte Ausführungsform des Demodulators zur Durchführung des Verfahrens besteht darin, daß das Steuerglied den Eingang des Demodulators bildet, daß das Steuerglied ein erstes und ein zweites /K-Speicherglied aufweist, wobei die vom Übertragungssystem übertragenen Impulse dem dynamischen Eingang des zweiten /K-Speichergliedes und über ein Invertierglied den dynamischen Eingang des ersten //(-Speichergliedes zugeführt sind, daß die antivalenten Ausgänge des ersten /K-Spcichergliedes auf die betreffenden Vorbereitungseingänge des zweiten /K-Speichergliedes zurückgeführt sind, daß der eine Ausgang des zweiten /K-Spcichcrglicdes mit dem Eingang einer monostabilen Kippstufe verbunden ist, deren Ausgang mit dem ersten Schalter in Verbindung steht, daß der eine Ausgang des ersten /K-Speicherglicdes sowie der invertierte Ausgang der Kippstufe konjunktiv verknüpft mit dem zweiten Schalter verbunden sind, daß der andere Ausgang des zweiten /K-Speichergliedes mit dem dynamischen Eingang des ersten /AC-Speichergliedes konjunktiv verknüpft mit dem Steuereingang des dritten Schalters verbunden ist und daß der andere Ausgang des zweiten /Ai-Speichcrgliedes mit dem dynamischen Eingang des zweiten //(-Speichergliedes konjunktiv verknüpft mit dem Steuereingang des vierten Schalters verbunden ist.

Im folgenden wird die Erfindung anhand eines in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Dabei zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild des Modulators sowie den modulatorseitigen Teil des Übertragungssystems,

F i g. 2 den Zusammenhang zwischen Meßspannung und dem Abstand zwischen den am Modulatorausgang anstehenden Impulsen,

F i g. 3 den eigentlichen Demodulator,

Fig.4 das zum Demodulator gehörige Steuerglied sowie den demodulatorseitigen Teil des Übertragungssystems,

Fig.5 ein Impulsdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Steuergliedes und

F i g. 6 den zeitlichen Verlauf der Spannung am Integrator des Demodulators.

Der in F i g. I dargestellte Modulator 1 stellt irr wesentlichen einen Sägezahngenerator dar. Er umfaßl einen aus einem Operationsverstärker 3 sowie einem Widerstand Ri und einen Kondensator CX bestehenden Integrator 2, einen aus einem Operationsverstärker 5 sowie den Widerständen R 2, R 3 und R 4 bestehender Summierverstärker 4, ein Vergleichsglied 7, dem die Ausgangsspannung U2 des Integrators 2 sowie die Ausgangsspannung U4 des Summierverstärkers A zugeführt ist, und einen dem Vergleichsglied 7 nachgeschalteten Schalter 8, der als monostabile Kippstufe ausgeführt ist. Der Ausgang der monostabiler Kippstufe bildet den Ausgang 9 des Modulators. Die monostabile Kippstufe 8 betätigt einen als elektronischer Schalter ausführbaren weiteren Schalter SII, der zum Kurzschließen des Integrationskondensators CX des Integrators 2 dient. Den Eingang des Modulators, an den die zu wandelnde analoge Spannungsgröße U_mci anzulegen ist, bildet die Klemme 6. Die Klemme 6 isi über den Widerstand R 2 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 5 verbunden. Eine negative konstante Bezugsspannung — Ub ist dem Widerstand R1 des Integrators sowie über den Widerstand R 3 dem Summierverstärker 4 zugeführt.

Der Summierverstärker 4 bildet die Summe aus der negativen konstanten Bezugsspannung -Ub sowie der an der Eingangsklemmc 6 anliegenden analoger Spannungsgröße U_mcuund stellt diese ausgangsseitig al: Spannung U4 zur Verfügung. Die negative Bezugsspan nung —Übdient gleichzeitig dazu,den Kondensator Cl des Integrators 2 aufzuladen. Die Ausgangsspannunj U2 des Integrators 2 entspricht während des Ladevor gangs der ansteigendcnFlanke eines Sägezahnimpulses Bei Gleichheit der Ausgangsspannung U2 des Integrators 2 sowie der Ausgangsspannung /74 des Summier Verstärkers 4 gibt das Vergleichsglied 7 an die monostabile Kippstufe 8 ein Steuersignal ab, worauf die monostabile Kippstufe 8 für die Zeitdauer Tk in den instabilen Zustand übergeht und somit einen der Impulse gleicher Amplitude und gleicher Dauer /, abgibt, der am Ausgang 9 des Modulators zur Verfugung steht. Gleichzeitig wird während der Dauci

dieses sogenannten einheitlichen Impulses der weitere Schalter SIl geschlossen, wodurch der Kondensator CI des Integrators 2 entladen wird und am Ausgang des Integrators 2 die Spannung U2 auf Null zurückfällt. Der durch den Schalter 511 geschlossene Entladekreis für den Kondensator Cl ist so bemessen, daß mit Sicherheit während der Dauer Tr eines der einheitlichen Impulse der Kondensator CI entladen ist. Die Integratorausgangsspannung (72 läuft somit repetitiv immer wieder hoch, bis der Wert der Ausgangsspannung UA des Summierverstärkers 4 erreicht ist, worauf jeweils einer der einheitlichen Impulse I_n abgegeben wird. Die Ausgangsspannung L/4 des Summierverstärkers 4 schwankt in Abhängigkeit von der Größe der zu übertragenden analogen Spannungsgröße U_mCß an der Eingangsklemme 6 des Modulators 1.

Nimmt die an der Eingangsklemnte 6 anliegende analoge Spannungsgröße U_mcß den Wert Null an, so steht ausgangsseitig am Summierverstärker 4 der durch die negative Bezugsspannung — Ur vorgegebene Spannungswert U4o an. Der Integrator 2 benötigt zum Hochlauf auf diese Spannung U4₀ eine Zeit T₀. Bei erreichter Spannungsgleichheit steht am Ausgang 9 des Modulators die ansteigende Flanke eines der einheitlichen Impulse zur Verfugung. Der Abstand zu der abfallenden Flanke des vorangehenden einheitlichen Impulses beträgt somit TO (Normalabstand). Nimmt die an der Eingangsklemme 6 anstehende analoge Spannungsgröße Umeß einen positiven Spannungswert an, so steht ausgangsseitig am Summierverstärker 4 eine gegenüber der Spannung U4₀ verkleinerte Spannung U4 an. Diese "erringerte Spannung t/4 wird beim Hochlauf der Ausgangsspannung U2 des Integrators 2 früher erreicht, so daß der Abstand der ansteigenden Flanke des nunmehr abzugebenden einheitlichen Impulses zu der abfallenden Flanke des vorangehenden einheitlichen Impulses gegenüber der Zeitdauer Tn um die Zeitspanne AT verkürzt ist. Nimmt die analoge Spannungsgröße U_mcii negative Spannungswerte an, so weist der bei einem Abtastzyklus entstehende einheitliche Impuls /„ zum vorangehenden Impuls /_n_i einen gegenüber dem Normalabstand To vergrößerten Abstand auf. Die Abstandsvergrößerung bzw. Abstandsverkleinerung gegenüber dem Normalabstand weist eine strenge Linearität zur Meßspannung U_mca auf. Dadurch daß die negative konstante Bezugsspannung Un sowohl zur Bildung des Normalabstandes T₀ als auch zur Ableitung des Ladestroms für den Integrator 2 und damit die Integrationssteilheit herangezogen wird, haben Toleranzen dieser Spannung keinerlei Einfluß auf die Hochlaufzeit des Integrators 2 und damit auf die Grundfrequenz des Sägezahngenerators. Frequenzbestimmend für die Grundfrequenz sind allein die Komponenten Ri und Cl des Integrators 2. Durch geeignete Bemessung dieser Komponenten ist die Hochlaufzeit in weiten Grenzen variierbar, und somit ist ohne Aufwand die notwendige Anpassung an die Änderungsgeschwindigkeit und damit die Abtastungspräzision der analogen Spannungsgrößc U_mcu zu erreichen.

Mit der Ausgangsklemme 9 des Modulators 1 ist der modulatorseitige Teil des Übertragungswegs 10 verbunden. Dieser Teil des Übertragungswegs 10 besteht im Ausführungsbeispiel aus einer Leuchtdiode 11, die über einen Widersland R 5 an positiver Spannung liegt. Der am Ausgang 9 des Integrators 1 jeweils am Ende eines Modulationszyklus anstehende einheitliche Impuls bewirkt bei diesem Übertragungssystem die Abgabe eines gleichgestaltigen Lich''mpulses, der von dem demodulatoi'seitigen Teil des Übertragungssystems 10 in Form eines Lichtempfängers aufgenommen wird. Zur Übertragung des optischen Signals über größere Entfernungen können beispielsweise Lichtleiter eingesetzt werden. Soll lediglich eine Potentialtrennung von Modulator und Demodulator erreicht werden, kann als Übertragungssystem ein Opto-Koppler verwendet werden. Alternativ zur optischen Signalübertragung ist in den Fällen, in denen eine Potentialtrennung unerheblich ist, selbstverständlich auch eine elektrische Signalübertragung möglich.

F i g. 2 zeigt den Arbeitsbereich des Modulators 1, wobei als Koordinate die Ausgangsspannung des Summierverstärkers 4, als Abszisse der zeitliche Abstand zwischen je zwei aufeinanderfolgenden der einheitlichen Impulse aufgetragen ist. Es ist ersichtlich, daß durch die Funktion des Modulators 1 die Ausgangsspannung L/4 und damit natürlich auch die zu übertragende analoge Spannungsgröße U_meß in eine Impulsfolge umgewandelt wird, wobei der Abstand zwischen jeweils zwei Impulsen die zu übertragende Information beinhaltet. Nimmt die Ausgangsspannung L/4 für den Wert der analogen Spannungsgröße Umeß gleich Null den Wert U4o an, so weist der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden einheitlichen Impulsen den Normalabstand To auf. Von Null abweichende Werte der analogen Spannungsgröße Umeß bewirken Abweichungen der Ausgangsspannung L/4 vom Wert U4o, wobei positive Werte der analogen Spannungsgröße Umeß eine Verkleinerung von L/4 um k ■ U_mcß, negative Werte der analogen Spannungsgröße Vergrößerung der Ausgangsspannung um den Wert k ■ LVe gegenüber dem Wert U4₀ bewirken. Der Wert von k ist durch die Größe der Widerstände des Summierverstärkers 4 gegeben. Somit wird jeder Wert der analogen Spannungsgröße LVa in einen ihm entsprechenden proportionalen Abstand zum vorangehenden einheitlichen Impuls umgewandelt. In Fig.2 ist davon ausgegangen, daß die analoge Spannungsgröße U_moß zwischen den Extremwerten + U_meß max und — Umeßmax schwanken kann. Damit ist für die Ausgangsspannung L/4 des Summierverstärkers 4 eine maximale Schwankung von ±k ■ Umeßmax um den Wert U4₀ möglich.

Dieser maximale Spannungshub wird durch den Modulator in einen maximalen zeitlichen Hub umgesetzt, der den Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden einheitlichen Impulsen zwischen To—AT_max und

F i g. 3 zeigt einen Teil des Demodulators 12, der auch das in F i g. 4 dargestellte Steuerglied 13 umfaßt. Der in F i g. 3 dargestellte Teil des Demodulators besteht aus einem Integrator 14 sowie einem dem Integrator 14 nachgeschalteten Momentanwertspeicher 16, dessen Ausgang 18 den Ausgang des Demodulators 12 bildet. An diesem Ausgang 18 steht ein genaues Abbild der analogen Spannungsgröße Umco'm Form der Ausgangsspannung Umcß zur Verfügung. Der Integrator 14 besteht aus einem Operationsverstärker 15, einem Kondensator C2 sowie den Widerständen R 6 und R 7, die mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 15 verbunden sind. Der Widerstand R 6 liegt an der negativen konstanten Spannung — Ur, der Widerstand R 7 an der positiven Spannung + Ur. Durch den steuerbaren elektronischen Schalter 51 ist der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 15 an die negative Spannung — Ur anschaltbar, durch den steuerbaren Schalter 52 kann der invertierende

Eingang des Operationsverstärkers 15 mit der positiven Spannung + Ur verbunden werden. Der Kondensator Cl des Integrators 14 kann durch einen vierten steuerbaren elektronischen Schalter 54 überbrückt werden. Der Ausgang 19 des Operationsverstärkers 15, der den Ausgang des Integrators 14 bildet, steht zu dem nachgeschalteten Momentanwertspeicher 16 in Verbindung, wobei der Momentanwertspeicher 16 einen Operationsverstärker 17, einen Kondensator Ci sowie die Widerstände R 8, Λ 9 und R 10 umfaßt. Die am Ausgang 19 des Integrators 14 anstehende Spannung kann nach Schließen eines dritten Schalters S3, der als steuerbarer elektronischer Schalter ausgeführt ist, an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17 angelegt werden.

Durch geeignete Steuerung der Schalter S 1, 52 und 54 wird die in dem zeitlichen Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden einheitlichen Impulsen enthaltene Information wieder in eine analoge Spannungsgröße im Integrator 14 umgewandelt. Das am Integrationsausgang anstehende Abbild der analogen Spannungsgröße Umeo wird durch zeitgerechtes Schließen des dritten Schalters 53 in den Momentanwertspeicher 16 übernommen und steht an der Ausgangsklemme 18 zur Verfügung.

Die zeitliche Steuerung der Schalter 51 bis 54 erfolgt durch das in Fig.4 dargestellte Steuerglied. Im linken Teil der Zeichnung ist der demodulatorseitige Teil des Übertragungssystems 10 wiedergegeben. Ein Fototransistor 20 wandelt die übertragenen einheitlichen Lichtimpulse in gestaltgleiche elektrische Impulse um. Der Kollektor des Fototransistors 20 ist mit dem Emitter eines Ansteuertransistors 21 verbunden, dessen Kollektor über einen Widerstand R12 an positiver Spannung liegt. Diese Emitteransteuerung des Fototransistors 20 dient der Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit. Die vom modulatorseitigen Teil des Übertragungsystems 10 eingehenden optischen einheitlichen Impulse stehen an der Klemme 30 des Übertragungssystems als gestaltgleiche elektrische Impulse mit proportional zur analogen Spannungsgröße U,„_L-a variierendem Abstand zur Verfugung.

Die Ausgangsklemme 30 des Übertragungssystems 10 ist mit der Eingangsklemme 31 des Steuergliedes 13 des Demodulators 12 verbunden. Im Steuerglied 13 wird ein Zeitraster zur Steuerung der Schalter 51 bis 54 des Integrators sowie des Momentanwertspeichers 15 des Demodulators 12 abgeleitet. Zu diesem Zweck wird das an der Eingangsklemme 31 anstehende Signal Uo über ein Invertierglied 24 dem dynamischen Eingang eines ersten //C-Speichergliedes 22 sowie direkt dem dynamischen Eingang eines zweiten /AC-Speichergliedes 23 zugeführt. Der Ausgang Q des ersten /K-Speichergliedes 22 ist auf den Vorbereitungseingang J des zweiten .//(-Speichergliedes, der Ausgang Qdem Vorbereitungseingang K des /K-Speichergliedes 23 zugeführt. Der Ausgang ζ) des zweiten /K-Speichergliedes 23 steht mit dem Eingang einer monostabilen Kippstufe 25 in Verbindung. Die Zeitdauer des instabilen Zuslandes der monostabilen Kippstufe 25 ist durch einen Kondensator C 4 sowie einem Widerstand /?11 vorgegeben. Das Ausgangssignal der monostabilen Kippstufe 25 ist über ein Invertierglied 26 dem Steuercingang des ersten Schalters 51 im Integrator 14 zugeführt. Der Ausgang Q des ersten y/C-Spcichcrgliedes 22 ist zusammen mit dem Ausgang des Invertiergliedes 26 einem NAND-Gatter 27 zugeführt, dessen Signal dem zweiten Schalter 22 zugeleitet. Der Ausgang Q des zweiten //C-Speichergliedes 23 sowie der Ausgang des Invertiergliedes 24 sind mit den Eingängen eines NAND-Gatters 28 verbunden, dessen Ausgang am Steuereingang des dritten Schalters 53 des Demodulators 12 ansteht.

Ferner ist ein weiteres NAND-Gatter 29 vorgesehen, das eingangsseitig mit der Klemme 31 sowie dem Ausgang Q des zweiten /K-Speichergliedes verbunden ist und dessen Ausgang mit dem Steuereingang des vierten Schalters 54 des Demodulators 12 verbunden ist. Die an den Ausgängen des Steuergliedes 13 entnehmbaren Signale 71, 7}, 5 und Tr_cs werden in den Schaltern 51 bis 54 invertiert und dienen als Signale 71, Γ2, 5 und Tr,.., zur Steuerung der Schalter.

Die Wirkungsweise des Demodulators ist in dem in Fig. 5 dargestellten Impulsdiagramm veranschaulicht. Das am Eingang 31 des Steuergliedes 13 anliegende Signal Ud stellt den im Modulator 1 gebildeten Impulszug, bestehend aus den Impulsen /„, I_n+], I_n+2,..., dar. Dies sind die im Modulator 1 gebildeten einheitlichen Impulse, deren Dauer Tr durch die monostabile Kippstufe 8 vorgegeben ist. Der Abstand zwischen der abfallenden Flanke des Impulses /„ sowie der ansteigenden Flanke des Impulses /„+ι, der mit T_n bezeichnet ist, enthält die im Modulator 1 verschlüsselte Information über den Wert der analogen Spannungsgröße UmcB, während des mit der abfallenden Flanke des Impulses I_n beginnenden Abtastzyklus. Dies gilt analog ebenfalls für die mit T_n+], T_n+2 bezeichneten Zwischenräume, wobei der letztere dem Normalabstand 7Ό zwischen zwei Impulsen entspricht, der im Modulator 1 zustandekommt, wenn die analoge Meßspannung U,„_cu den Wert Null aufweist.

Aus dem Signal Ud wird im Steuerglied 13 durch die beiden /Af-Speicherglieder 22 und 23 am Ausgang Qdes //(-Speichergliedes 22 die mit 22Q bezeichnete Impulsfolge, am Ausgang Q des /K-Speichergliedes 23 die mit 23Qbezeichnete Impulsfolge abgeleitet. Das am Ausgang Q des //C-Speichergliedes 23 anstehende Signal löst an der monostabilen Kippstufe 25 das Signal T] aus, dessen Dauer Tk durch die Komponenten R 11, C 4 der Kippstufe 25 vorgegeben ist. Damit wird im Modulator 12 für die Dauer T_K der Schalter 51 geschlossen, so daß der Hochlauf der Integratorspannung U]C₁ beginnt. Die Integratorspannung U^ kann an der Klemme 19 abgegriffen werden. Der Spannungsverlauf an der Klemme 19 ist im Impulsdiagramm ganz unten dargestellt. Die Zeitdauer Tk ist so bemessen, daß sie kleiner als der kleinstmögliche Abstand zwischen zwei einheitlichen Impulsen, also kleiner als Τ_α-Δ7*_mav ist. In dieser Hochlaufphase des Integrators 14 wird ein Spannungswert Uu erreicht, der größer ist als die benötigte maximale Ausgangsspannung des Integrators 14. Nach Ablauf der Zeitspanne Tk wird der Schalter 51 wieder geöffnet, der Schalter 52 jedoch durch den Impuls T₂ des Steuergliedes 13 geschlossen. Damit liegt nunmehr die positive Spannung Ur über den Widerstand R 7 am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 15, wodurch die an der Klemme 19 anliegende Integratorspannung Uw abzusinken beginnt.

bo Die ansteigende Flanke des Impulses I_n+] führt zum Abfall des Signals T₂, wobei der Schalter 52 wieder geöffnet wird. Die Abintegration des Integrators 14 ist somit beendet. An der Integratorausgangsklcmme 19 des Demodulators 12 steht somit ein Spannungswert an,

b'j der ein Abbild der am Eingang des Modulators 1 anstehenden analogen Spannungsgröße U_nwo darstellt. Mit der abfallenden Flanke des Impulses A₁₊1 steht am dritten Schalter 53 ein von dem Steuerglied 13

abgeleiteten Signal 5 zur Verfugung, wodurch der an der Integratorklemme 19 anstehende Spannungswert in den Momentanwertspeicher 16 übernommen wird, so daß an dessen Ausgangsklemme 18 das Abbild L!„„.u der analogen Spannungsgrößc U„,_co verfügbar ist. Für die Dauer Γ« des Folgenden Impulses /„_ti steht dem vierten Schalter S4 des Demodulators ein Betätigungssignal zur Verfügung, wodurch der Kondensator C2 des Integrators entladen und damit die Spannung an der Klemme 19 des Integrators auf Null zurückgesetzt wird. Mit der abfallenden Flanke des Impulses /_nt2 beginnt ein neuer Demodulationszyklus. Da in diesem Fall der Abstand zum nächstfolgenden Impuls /_IM. j dem Normalabstand To entspricht, der nur beim Wert Null der analogen Spannungsgröße U_n,eu am Modulator 1 zustandekommt, steht in diesem Fall am Ausgang 19 des Integrators 14 am Ende des Integrationszyklus der Spannungswert Null an. Die Abtastfrequenz des Demodulators 12 ist somit halb so groß wie die Abtastfrequenz des Modulators 1. Der für die vom Spannungswert Un ausgehende Abintegration im Rahmen eines Demodulationszyklus wirksame Integratorstrom ist so gewählt, daß beim Vorliegen des Normalabstandes To zwischen zwei einheitlichen Impulsen die Spannung an der Ausgangsklemme 19 des Integrators 14 den Wert Null annimmt.

F i g. 6 veranschaulicht den Arbeitsbereich des Demodulators. Im Zeitpunkt Null eines jeden Demodulationszyklus beginnt der Hochlauf des Integrators 14 durch Schluß des Schalters 5 1 für die Zeitspanne Tk ausgelöst durch das Signal Ti. Unmittelbar anschließend beginnt sofort die Abintegration die durch den Eingang der ansteigenden Flanke des nächsten einheitlichen Impulses gestoppt wird. Der frühestmögliche Eingang des nächsten einheitlichen Impulses kann nach Verstreichen der Zeitspanne Ta — AT_w:n erfolgen. Dies führt zur maximalen positiven Ausgangsspannung U„_K-ü„,.n an der Klemme 19 des Integrators 14. Dem entspricht, daß dieser kürzestmögliche Abstand zwischen zwei einheitlichen Impulsen am Modulator durch den maximal

ίο zulässigen positiven Wert der analogen Meßspannung Umeii hervorgerufen wird. Besteht im Rahmen eines Demodulationszyklus zwischen zwei einheitlichen Impulsen der Normalabstand To, weist auch die Ausgangsklemme 19 des Integrators 14 den Spannungswert Null auf, wie die am Eingang des Modulators 1 anstehende analoge Spannungsgröße U_mcu. Besteht zwischen zwei aufeinanderfolgenden einheitlichen Impulsen der maximal mögliche Abstand To + ZlT,„.,_v, führt die Abintegration durch einen lang andauernden Schluß des zweiten Schalters S2 zur maximal möglichen negativen Ausgangsspannung — U_mcUma\ an der Ausgangsklemme 19 des Integrators 14. Diese an der Klemme 19 anliegenden Spannungswerte werden in den Momentanwertspeicher !β übernommen und können an dessen

2S Ausgangsklemme 18, die den Ausgang des Demodulators 12 bildet, abgegriffen werden.

Zusammenfassend läßt sich feststellen, daß durch die Erfindung eine Anordnung zum impulsmäßigen Übertragen nalüger .Spannungswerte zur Verfügung steht,

jo die mit geringem Aufwand eine präzise Übertragung der analogen Meßspannung geslattet.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (10)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum impulsmäßigen Übertragen von analogen Spannungswerten beider Polaritäten, bei der ein am Anfang des Übertragungsweges angeordneter Modulator die analogen Spannungswerte in eine Impulsfolge umwandelt, bei der jeder Impuls gleiche Amplitude und gleiche Dauer hat und bei der ein am Ende des Übertragungsweges angeordneter Demodulator die Impulsfolge wieder in analoge Spannungswerte zurückwandelt, dadurch gekennzeichnet, daß bei der vom Modulator (1) erzeugten Impulsfolge (I_n, /„+,, /„+2,...) der Abstand jedes Impulses (I_n) zum vorangehenden Impuls (I_n-\) je nach Polarität des analogen Spannungswertes (U_mea) gegenüber dem beim analogen Spannungswert Null vorgegebenen Normalabstand (7o) um eine zu dem im Abtastzeitpunkt vorhandenen analogen Spannungswert (L'mcß) proportionale Zeitspanne (Δ T) verkürzt oder verlängert ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Modulator ein Vergleichsglied (7) vorgesehen ist, das die Ausgangsspannung (U2) eines Integrators (2) mit der Ausgangsspannung (U4) eines Summierverstärkers (4) vergleicht, der die Summe einer konstanten Bezugsspannung (— Ub) sowie der analogen Spannungsgröße (U_mca) bildet, und daß das Vergleichsglied (7) jeweils bei erreichter Spannungsgleichheit der zu vergleichenden Spannungen (U2, UA) einen Schalter (8) betätigt, der während einer vorgegebenen konstanten Zeitspanne (Tr) das Zurücksetzen der Integratorspannung (U2) auf den V/ert Null sowie die Abgabe eines der Impulse (I_n, I_n + ],...) bewirkt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (8) eine monostabile Kippstufe ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (8) einen weiteren Schalter (SIl) betätigt, der den Integrationskondensator (Cl) des Integrators (2) kurzschließt.

5. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsspannung (— Ub) des Integrators (2) mit der konstanten Bezugsspannung (— L/s^übereinstimmt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Übertragungsweg die Lichtstrecke eines Opto-Kopplers dient.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß im Demodulator ein Integrator (14) vorgesehen ist, dessen Eingang alternativ über einen ersten Schalter (S 1) an eine negative Ladespannung (— Ur) oder über einen zweiten Schalter (52) an eine positive Ladespannung (+Ur) anschließbar ist, daß dem Ausgang (19) des Integrators (14) ein Momentanwertspeicher (16) über einen dritten Schalter (S3) nachgeschaltet ist, daß ein vierter Schalter (S 4) zur ω Überbrückung des Integrationskondensators (C2) vorgesehen ist, daß der Ausgang (18) des Momentanwertspeichers (16) den Ausgang des Demodulators (12) bildet und daß die Schalter (S 1, S2, S3, S 4) durch ein Steuerglied (13) betätigbar sind, dessen b5 Eingang (31) die dem Übertragungssystem (10) entnehmbaren Impulse (Y_n, /,7+1, /„+2, ··■) zugeführt sind.

8. Verfahren zum Betrieb eines Demodulators in einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß für einen Demodulationszyklus durch das Steuerglied (13) mit der abfallenden Flanke eines ersten (I_n) der demodulatorseitig eingehenden Impulse (I_n, /„+i, /n+2) der erste Schalter (51) für eine vorgegebene Hochlaufzeit (Tk) geschlossen wird, daß dabei die Hochlaufzeit (T/cjkürzer ist als der durch den Modulationshub erreichbare kürzestmögliche Zeitabstand (Tq-AT_max) zwischen zwei Impulsen und am Ende der Hochlaufzeit (Tk) die Integratorspannung größer (Uh) ist als die benötigte maximale Ausgangsspannung des Demodulators (12), daß nach Ablauf der Hochlaufzeit (T_K)der erste Schalter (S 1) geöffnet und der zweite Schalter (S2) für eine Abintegrationszeit (T_n- Tk) geschlossen wird, die mit dem Eintreffen der ansteigenden Flanke des folgenden zweiten Inipulses (/„+1) beendet wird, daß mit der abfallenden Flanke des zweiten Impulses (I_n+ 1) der dritte Schalter (S3) für eine Übertragungszeit (T_n+1) geschlossen wird, die mit der ansteigenden Flanke des folgenden dritten Impulses (/n+2) endet, und daß während der Dauer des dritten Impulses (7y der vierte Schalter (S4) zur Entladung des Integrationskondensators (C2) geschlossen wird und daß mit der abfallenden Flanke des dritten Impulses (/n+2) ein neuer Demodulationszyklus eingeleitet wird.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (Sl, S2, S3, S4) Halbleiterschalter sind.

10. Demodulator zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuerglied (13) den Eingang des Demodulators (12) bildet, daß das Steuerglied (13) ein erstes (22) und ein zweites (23) /K-Speicherglied aufweist, daß die vom Übertragungssystem (10) übertragenen Impulse (/„, /„+i, /„ + 2,...) dem dynamischen Eingang (T)des zweiten /^-Speichergliedes (23) und über ein Inveriierglied dem dynamischen Eingang (T) des ersten /K-Speichergliedes (22) zugeführt sind, daß die antivalenten Ausgänge (Q, Q) des ersten //C-Spdchergliedes (22) auf die betreffenden Vorbereitungseingänge (/, /C^des zweiten /K-Speichergliedes (23) zurückgeführt sind, daß der eine Ausgang (Q) des zweiten /K-Speichergliedes (23) mit dem Eingang einer monostabilen Kippstufe (25) verbunden ist, deren Ausgang (Q) mit dem ersten Schalter (S 1) in Verbindung steht, daß der eine Ausgang (Q) des ersten /K-Speichergliedes (22) sowie der invertierte (26) Ausgang (Q) der Kippstufe (25) konjunktiv (27) verknüpft mit dem zweiten Schalter (52) verbunden sind, daß der andere Ausgang (Q) des zweiten /K-Speichergliedes (23) mit dem dynamischen Eingang (T) des ersten /K-Speichergliedes (22) konjunktiv (28) verknüpft mit dem Steuereingang des dritten Schalters (S3) verbunden ist und daß der andere Ausgang (Q) des zweiten /Aw-Speichergliedes (23) mit dem dynamischen Eingang (T) des zweiten /K-Speichergliedes (23) konjunktiv (29) verknüpft mit dem Steuereingang des vierten Schalters (S4) verbunden ist.