DE1165657B - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Erhoehung der UEbertragungsleistung von Nachrichtenkanaelen, insbesondere durch ternaere Phasenmodulation - Google Patents
Verfahren und Schaltungsanordnung zur Erhoehung der UEbertragungsleistung von Nachrichtenkanaelen, insbesondere durch ternaere PhasenmodulationInfo
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Description
DEUTSCHES
PATENTAMT
AUSLEGESCHRIFT
Internat. Kl.: H 03 k
Deutsche Kl.: 21 al-36/00
Nummer: 1165 657
Aktenzeichen: S 80113 VIII a / 21 al
Anmeldetag: 28. Juni 1962
Auslegetag: 19. März 1964
Es ist bekannt, daß durch Anwendung der mehrstufigen Tastung ohne Steigerung der Tastgeschwindigkeit
die Übertragungskapazität eines Nachrichtenkanals erhöht werden kann. Um die übertragbare
Nachrichtenmenge auf das η-fache zu steigern, müssen bei dem bekannten Verfahren 2" unterscheidbare
Modulationsmerkmale übertragen werden.
Nach dem Verfahren gemäß der Erfindung sind neben einem Ruhezustand, der z. B. durch den unmodulierten
Träger gekennzeichnet ist, nur 1It · 2"
unterscheidbare Modulationsmerkmale erforderlich. Das Verfahren wird gemäß weiterer Erfindung bevorzugt
in Verbindung mit der digitalen Phasenmodulation angewendet, weil sich hierbei die verschiedenen
Modulationsmerkmale (Phasenlagen des Trägers gegen eine Bezugsphasenlage bzw. Phasensprünge) in
zyklischer Folge bzw. fortlaufend gleichartig wiederholen können. Nach einigen grundsätzlichen Ausführungen
über das Wesen der digitalen Phasenmodulation wird bei der ausführlichen Beschreibung des Verfahrens
und der Ausführungsbeispiele bevorzugt der Fall mit η — 2 behandelt.
Zum Übertragen von binär codierten Nachrichtenzeichen, z. B. Telegraphiezeichen, ist unter anderem
die Phasensprungmodulation einer Trägerfrequenz bekannt. Im einfachsten Fall werden hierbei die beiden
Zustände des binären Signals durch um 180° unterschiedliche Phasenlagen der Trägerschwingung
gekennzeichnet, und bei jedem Wechsel von einen in den anderen Zustand findet somit ein 180°-Phasensprung
statt. Zur Demodulation auf der Empfangsseite ist eine Vergleichsträgerschwingung erforderlich,
die nach bekannten Verfahren aus dem trägerfrequenten Signal gewonnen werden kann. Diese Art der
Phasenmodulation hat den Nachteil der Zweideutigkeit, d.h., im empfangsseitig demodulierten Signal
können die beiden Zustände miteinander vertauscht sein, ohne daß dies im allgemeinen unmittelbar bemerkt
werden kann. Der Nachteil wird durch die ebenfalls bekannte Phasendifferentialmodulation vermieden.
Bei dieser wird die Information nicht durch die Phasenlage der trägerfrequenten Schwingung, sonder
durch die Änderung der Phasenlage gekennzeichnet. Im Anwendungsfall der Telegraphie, wo die
beiden binären Zustände z. B. als Trennzustand und Zeichenzustand bezeichnet werden, bedeutet dann
beispielsweise jeder »Phasensprung« einen Zeichenschritt, und »kein Phasensprung« kennzeichnet den
Trennzustand. Die Demodulation auf der Empfangsseite kann ebenfalls mit Hilfe einer Vergleichs-Trägerschwingung
oder auch dadurch vorgenommen werden, daß das trägerfrequente Empfangssignal Verfahren und Schaltungsanordnung zur
Erhöhung der Übertragungsleistung von
Nachrichtenkanälen, insbesondere durch ternäre Phasenmodulation
Erhöhung der Übertragungsleistung von
Nachrichtenkanälen, insbesondere durch ternäre Phasenmodulation
Anmelder:
Siemens & Halske Aktiengesellschaft,
Berlin und München,
Berlin und München,
München 2, Witteisbacherplatz 2
Als Erfinder benannt:
Hans Rudolph, München-Solln
Hans Rudolph, München-Solln
einerseits unmittelbar, andererseits nach Verzögerung um etwa eine Schrittdauer einem Empfangsmodulator
zugeführt wird.
Um Übertragungsfrequenzband zu sparen bzw. um die Übertragungskapazität eines Kanals ohne Steigerung
der Tastgeschwindigkeit zu erhöhen, kann man Nachrichtensignale auch in quaternärer Codierung
übertragen. Da das zu übertragende Signal im allgemeinen in binärer Form vorliegt und in gleicher
Form auch wieder abgegeben werden muß, sind sende- und empfangsseitig Umcodierungen erforderlieh.
Zweckmäßig werden je zwei aufeinanderfolgende Binärschritte zu einem Quaternärschritt zusammengefaßt,
wodurch die Telegraphiergeschwindigkeit auf die Hälfte reduziert wird. Bei phasenmodulierter
Übertragung benutzt man die vier Phasenlagen 0, 90, 180 und 270°, und um eine Vierdeutigkeit des
demodulierten Signals zu vermeiden, wendet man auch hier die Phasendifferentialmodulation an und kennzeichnet
beispielsweise das Schrittpaar TZ als Phasensprung von +90°, das Schrittpaar ZT als Phasensprung
von —90°, das Schrittpaar TT als Phasensprung von 180° und das Schrittpaar ZZ als »kein
Phasensprung«. Ein Phasensprung von z.B. +90° liegt vor, gleichgültig, ob sich die Phasenlage von 0
nach 90°, von 90 nach 180°, von 180 nach 270° oder von 270 nach 0° ändert.
Das Verfahren der quaternären Phasendifferentialmodulation hat eine Reihe von Nachteilen, die sich
vorwiegend durch großen Aufwand ausdrücken. Hierzu gehören die Art der Modulation, die zweckmäßig
durch zwei umpolbare orthogonale Trägerkomponenten vorgenommen wird. Entsprechend kann die
Demodulation mit Hilfe von zwei orthogonalen Ver-
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gleichsträgerkomponenten durchgeführt werden. Dazu kommen die schon erwähnten Codeumsetzer auf
der Sende- und Empfangsseite und auf der Empfangsseite ein zusätzlicher Taktgeber, der auf das
empfangene Signal synchronisiert werden muß und der in Verbindung mit dem Codeumsetzer das ursprüngliche
binäre Signal wieder herstellt. Nachteilig sind auch die relativ kleinen Phasensprünge, die eine
erhöhte Störempfindlichkeit bedeuten und (wegen der
bh d
Phasensprung einen Impuls an die zweite Impulsverlängerungsschaltung,
und diese letztere legt die Ausgangsschaltung für die Dauer von zwei Binärschritten
in den Zeichenzustand. In den Zwischenzeiten hält 5 sich die Ausgangsschaltung stets in der dem Trennzustand
entsprechenden Ruhestellung.
Einzelheiten der Erfindung werden an Hand von in der Zeichnung dargestellten vorteilhaften Ausfühg
rungsbeispielen erläutert, bei denen auch noch zu
unvermeidlichen frequenzabhängigen Phasendre- 10 sätzliche Merkmale gemäß der Erfindung verkörpert
hungen im System) erhöhte Anforderungen an die sind.
Konstanz der frequenzbestimmenden Bauelemente Bei der in Fig. 1 dargestellten Sendeschaltung
stellen. wird das Eingangssignal über die Leitung ES zu-
Bei Anwendung des Verfahrens und der Schal- geführt. Es wird in der Verstärker- oder Umsetzertungsanordnung
gemäß der vorliegenden Erfindung 15 stufe E in eine zweckmäßige Form gebracht, derart,
werden die wesentlichen Vorteile des binären und des daß in der Trennlage die Ausgangsleitung T positive
quaternären Phasendifferentialmodulationsverfahrens Spannung, die Leitung Z dagegen keine Spannung
miteinander vereinigt. Wie beim quaternären System oder nur eine vernachlässigbare Restspannung gegen
wird die Telegraphiergeschwindigkeit halbiert, so daß die nicht dargestellte Erde führt. In der Zeichenstromzur
Übertragung der gleichen Nachrichtenmenge 20 lage sind die Verhältnisse umgekehrt. Außerdem wird
gegenüber dem binären Verfahren nur die halbe Fre- der Sendeschaltung ein Taktpuls P (vgl. Fig. 4,
quenzbandbreite erforderlich ist. Wie beim binären Zeile a) zugeführt, der aus einem besonderen, nicht
System ist empfangsseitig kein synchronisierter Takt- dargestellten Taktpulsgenerator entnommen wird und
geber notwendig, und die Wiederherstellung des ur- auch die nicht dargestellte Nachrichtenquelle veransprünglichen
binären Signals kann in ähnlich ein- 25 laßt, das Signal im gewünschten Rhythmus bereitzufacher
Weise wie bei diesem vorgenommen werden.
Das Verfahren gemäß der Erfindung sieht unter
anderem eine ternäre Phasendifferentialmodulation
vor. Dabei werden drei vorzugsweise um 120° gegeneinander versetzte Phasenlagen der Trägerschwingung 30
benutzt. Die Information wird nur durch Phasen-Sprünge von +120 bzw. von —120° durch »keinen
Phasensprung« gekennzeichnet. Demgemäß werden
Das Verfahren gemäß der Erfindung sieht unter
anderem eine ternäre Phasendifferentialmodulation
vor. Dabei werden drei vorzugsweise um 120° gegeneinander versetzte Phasenlagen der Trägerschwingung 30
benutzt. Die Information wird nur durch Phasen-Sprünge von +120 bzw. von —120° durch »keinen
Phasensprung« gekennzeichnet. Demgemäß werden
außer dem Ruhezustand, der beispielsweise dem pg, g p
Trennzustand des binären Signals entspricht, nur zwei 35 pulses P schaltet die Kippschaltung K1 aus der Ruhe-Arten
von Schrittpaarinformationen gebildet, wobei stellung in die Betriebsstellung um (vgl. Fig. 4,
die beiden Schritte eines Paares jeweils zwei unmit- Zeile c). Der nachfolgende Impuls des Taktpulses T,
telbar aufeinanderfolgende Binärschritte sind, die der etwa in der Schrittmitte des dem ersten Zeichen-Schrittpaare
unter sich jedoch einen beliebigen, durch schritt folgenden Schrittes (im Beispiel ein Trennden
Ruhezustand ausgefüllten zeitlichen Abstand von- 40 stromschritt) auftritt, schaltet die Kippschaltung K1
einander haben können. Dem Beispiel gemäß kenn- wieder in die Ruhestellung zurück. Dabei wird ein
zeichnet ein Phasensprung von +120° das Schritt- Impuls auf den Eingang eines dreistufigen Zählers
paar ZT und ein Phasensprung von —120° das gegeben. Dieser Zähler besteht aus den Kippschal-Schrittpaar
ZZ. tungen X2 und K3, den Koinzidenzgattern Gl und
Eine vorteilhafte Sendeschaltung zur Durchführung 45 G 3 und dem Mischgatter G 4. Der Ausgang dieses
des Verfahrens gemäß der Erfindung für diesen An- Zählers wird gebildet durch das Koinzidenzgatter G 5
wendungsfall enthält einen Trägerfrequenzgenerator, für die Zählerstellung »1«, durch das Koinzidenzder
die als Trägerfrequenz dienende Schwingung in gatter G 6 für die Zählerstellung »2« und durch die
drei verschiedenen, vorzugsweise um 120° gegenein- beiden Koinzidenzgatter G 7 und G 8, die mit Hilfe
ander versetzten Phasenlagen bereitstellt, eine Ein- go des Mischgatters G 9 zusammengefaßt werden, für die
richtung, die nur solche zwei Binärschritte zu einem Zählerstellung »3«. Zur besseren Übersicht sind Lei-Paar
zusammenfaßt, deren erster Schritt ein Zeichen- tungen, die nur Impulsspannungen führen, oder Leischritt
(Z) ist und eine Steuerschaltung, die je nach tungen, die Rechteckspannungen führen, deren steile
Art des Schrittpaares (ZT oder ZZ) den Senderaus- Flanken aber in der angeschlossenen Kippschaltung
gang auf die jeweils um 120° vorausliegende (+120°- 55 differenziert und somit als Impulse wirksam werden,
Ph) d f di jil 120° ük gestrichelt dargestellt.
Der genannte Zähler ist durch das Eingangssignal
umsteuerbar. Er zählt vorwärts bei Spannung auf der
pg Leitung T und rückwärts bei Spannung auf der Lei-
führung des Verfahrens gemäß der Erfindung für 60 tungZ. An sich sind vier Zählerstellungen möglich,
diesen Anwendungsfall enthält eine Demodulations- Die beiden Zählerstellungen »beide Kippschaltungen
einrichtung, zwei Impulsverlängerungsschaltungen K2 und K 3 in Stellung oben« und »beide Kippschal-
und eine Ausgangsschaltung. Die Demodulationsein- tungen K2 und K3 in Stellung unten« werden jerichtung
gibt bei jedem empfangenen positiven doch als eine Zählenstellung »3« gewertet (Zusam-Phasensprung
einen Impuls an die erste Impulsver- 65 menfassung über das Mischgatter G 9). Bei der Vorlängerungsschaltung;
diese bewirkt, daß die Aus- wärtszählung wird stets der Zustand »beide Kippden Zeichenzustand abgibt. Die Demodulationsein- schaltungen oben« übergangen (Rückführung vom
richtung gibt bei jedem empfangenen negativen oberen Ausgang der Kippstufe K3 zum unteren
, g g y
stellen. Dieser Taktpuls kann auch unmittelbar von der Nachrichtenquelle mitgeliefert werden und kann
bei temporär rhythmischem Betrieb auch mit Unterbrechungen auftreten.
Sobald im Eingangssignal (vgl. F i g. 4, Zeile b) ein Zeichenschritt auftritt, wird das Koinzidenzgatter G1
durchlässig. Die bistabile Kippschaltung Kl erhält dadurch an ihrem unteren Eingang Vorbereitungsspannung,
und der nächstfolgende Impuls des Taktl il h
gg j g (
Phasensprung) oder auf die jeweils um 120° zurückliegende (-120°-Phasensprung) Phase des Trägergenerators
umschaltet.
Eine vorteilhafte Empfangsschaltung zur Durch-
h d Vfh
Nebeneingang der Kippstufe K 2). Bei der Rückwärtszählung wird der Zustand »beide Kippschaltungen
unten« übergangen (Rückführung vom unteren Ausgang der Kippstufe K3 zum oberen Nebeneingang
der Kippstufe K 2). Die Ausgangsspannungen des Zählers werden in den Verstärkern F1 bis V 3
verstärkt und dienen zur Phasenumtastung der Trägerfrequenz.
Diese Trägerfrequenz wird beispielsweise in dem Oszillator 05 erzeugt. Ein diesem Oszillator nachgeschaltetes
Netzwerk Ph stellt die Trägerfrequenz in den drei Phasenlagen O, 120 und 240° bereit. Jede
der drei Trägerphasen kann über einen Tastmodulator zum Sendeverstärker V 4 durchgeschaltet und
nach Passieren des Sendefilters SF der Übertragungsleitung L zugeführt werden. Beispielsweise besteht der
Tastmodulator für die Trägerphase 120° aus einem Eingangsübertrager E/l und einer Primärwicklung des
für alle Tastmodulatoren gemeinsamen Ausgangsübertragers E/4. Die beiden Übertrager sind über das
Diodenpaar D1 verbunden. In ähnlicher Weise sind
die Übertrager U 2 und E/3 über die Diodenpaare D 2
und D 3 mit den Primärwicklungen des Ausgangsübertragers E/4 verbunden.
In der Zählerstellung »1« ist das Koinzidenzgatter G 5 durchlässig, und es fließt ein Strom vom Verstärker
Vl zum Mittelabgriff der ersten Primärwicklung des Ausgangsübertragers U 4, teilt sich über die
beiden Wicklungshälften auf, durchfließt das Diodenpaar D1 und zwei nicht bezeichnete Linearisierungswiderstände
und die beiden Hälften der Sekundärwicklung von E/l und vereinigt sich wieder am geerdeten
Mittelabgriff dieser Wicklung. Das Diodenpaar Dl ist damit für den gegenüber dem Steuerstrom
kleineren Trägerwechselstrom der Phasenlage 120° durchlässig.
Wie bereits erwähnt, wird die KippschaltungKl
bei einem Zeichenschritt nach »unten« und in der Mitte des darauffolgenden Schrittes wieder zurück
nach »oben« umgelegt. Damit werden jeweils zwei Schritte erfaßt, die ein Schrittpaar ZT oder ZZ bilden
(in F i g. 4, Zeile b, sind diese Schrittpaare durch Klammern kenntlich gemacht). Die nicht zu einem
solchen Schrittpaar gehörigen dazwischenliegenden Trennzustandsintervalle bilden den Ruhezustand des
ternären Systems. Je nach der zufälligen Zählerstellung kann jede der drei Trägerphasen den Ruhezustand
darstellen. In dem dargestellten Beispiel ist angenommen worden, daß sich zu Beginn der Sendung
der Zähler in Stellung »3« befindet (die Kippstufen Kl und K3 befinden sich entsprechend Fig. 4,
Zeile d und e, in der Stellung »oben«). Dabei wird die Trägerphase 0° gesendet. Der erste Zählimpuls (erste
ansteigende Flanke der Kurve nach Fig. 4, Zeile c) trifft auf einen Trennstromschritt (vgl. Fig. 4,
Zeile &). Demzufolge zählt der Zähler vorwärts und geht in die Stellung »1« über (Kippstufe K 2 in der
Stellung »unten«, Kippstufe K3 in der Stellung »oben«). An Stelle der Trägerphase 0° wird die
Trägerphase 120° eingeschaltet. Dabei entsteht ein Phasensprung von +120°, der die Schrittkombination
ZT übermittelt. Die drei folgenden, durch Klammern zusammengefaßten Schrittpaare in Fig. 4,
Zeile b, sind ebenfalls ΖΓ-Kombinationen, demzufolge geht der Zähler über die Stellungen »2« und »3«
wieder nach »1« (vgl. Fig. 4, Zeile /), und die
Tastung des Trägers gelangt über die Phasenlagen 240 und 0° wieder nach 120° (vgl. hierzu auch
F i g. 3, in der die drei verschiedenen Phasenlagen in Vektordarstellung dargestellt sind). Darauf folgen
unmittelbar aufeinander bzw. im Abstand mehrerer Trennstromschritte drei Schrittkombinationen ZZ.
Der Zähler geht demzufolge von der Stellung »1« zurück in die Stellung »3«, dann in die Stellung »2«
und wieder in die Stellung »1«. Damit wird, von 120° ausgehend, nacheinander auf die Trägerphase 0, 240
und wieder 120° umgeschaltet. Die dabei entstehenden Phasensprünge sind jeweils —120°. Das letzte
Schrittpaar nach F i g. 4, Zeile b, ist wieder eine ZT-Kombination.
Der Zähler geht in die Stellung »2« und veranlaßt wieder einen Phasensprung von +120°.
- Bei der in F i g. 2 dargestellten Empfangsschaltung
durchläuft das über die Leitung L übertragene trägerfrequente
Signal das Empfangsfilter EF, wird in dem zweckmäßigerweise zugleich als Begrenzer ausgebildeten
Verstärker V 5 in geeigneter Weise verstärkt und dann über je ein Eingangsklemmenpaar den
beiden Empfangsmodulatoren Ml und M 2 zugeleitet. Außerdem wird das verstärkte Empfangssignal über
ein Laufzeitglied TO und ein zusätzlich phasendrehendes Netzwerk Tl, nötigenfalls im Verstärker V 6
nochmals verstärkt, dem zweiten Eingangsklemmenpaar des Modulators M1 und über das Laufzeitglied
Γ0 und ein weiteres phasendrehendes Netzwerk T 2,
gegebenenfalls über den Verstärker Vl, dem zweiten Eingangsklemmenpaar des Modulators M 2 zugeführt.
Beide Modulatoren Ml und M 2 erhalten das trägerfrequente Signal also einerseits unmittelbar, andererseits
verzögert, und in der Phase gedreht, zugeführt. Der Unterschied zwischen den Phasenlagen an den
Ausgängen der Verstärker V 6 und Vl liegt zweckmäßig
im Bereich zwischen 60 und 120°. Besonders vorteilhaft ist ein Phasenunterschied von 90°, der im
Beispiel zugrunde gelegt wurde. Die Gesamtphasendrehung der Netzwerke TO+Tl beträgt 2 η π
— π/4 und der Netzwerke Γ0 + Τ2 = 2 η π+ π/4. Die
Verzögerung in TO+Tl bzw. in T0+T2 wurde zu dreiviertel der binären Schrittdauer zugrunde gelegt.
Damit erhält das demodulierte Signal am Ausgang des Modulators Ml etwa den Verlauf nach Fig. 4,
Zeile g, und das am Ausgang des Modulators M 2 etwa den Verlauf nach F i g. 4, Zeile h.
Wie ersichtlich, entsteht bei jedem positiven Phasensprung ein negativer Impuls am Ausgang des
Modulators Ml und bei jedem negativen Phasensprung ein negativer Impuls am Ausgang des Modulators
M 2. Man braucht also nur jeden negativen Impuls des Modulators Ml auf die Dauer eines Binärschrittes
und jeden negativen Impuls des Modulators M 2 auf die Dauer von zwei Binärschritten zu verlängern
und die verlängerten Impulse in einer sonst stets in positiver Trennlage festgehaltenen Ausgangsschaltung
zu vereinigen, um die ursprüngliche binäre Nachricht zu erhalten.
Bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 sind noch zusätzliche Sicherungsmaßnahmen gegen kurze
Störimpulse vorgesehen. Eine Einrichtung zur Flankenversteilerung, z. B. ein Schmitt-Trigger TgI,
bringt die infolge der Frequenzbandbegrenzung durch die Sende- und Empfangsfilter abgeflachten Impulse
in eine Rechteckform. Bei der ersten (abfallenden) Flanke dieser Reckteckspannung wird ein sehr kurzer
Impuls an die monostabile Kippschaltung K 4 abgegeben, die dadurch aus ihrer Ruhestellung »unten«
in die Betriebsstellung »oben« umgeschaltet wird. Nach einer Verzögerungszeit t' kippt die monosta-
7 8
bile Kippschaltung K 4 selbsttätig wieder in die Ruhe- Fi g. 8, Zeile a, dargestellt ist. In diesem Fall ist die
stellung »unten« zurück und gibt dabei einen kurzen für die ternäre Tastung erforderliche Taktinformation
Impuls an den oberen Eingang des Koinzidenzgatters bereits in der zu übertragenden Impulsfolge enthalten.
G10 ab. Nur wenn in diesem Augenblick noch nega- Um die richtige Abtastphase zu erhalten, ist nur eine
tive Signalspannung vom Modulator Ml am unteren 5 Verzögerungsschaltung notwendig. In der Umsetzer-Eingang
dieses Gatters anliegt, kann der Impuls stufe E werden die Impulse (F i g. 8, Zeile a) zu vollen
(Fig. 4, Zeile i) das Koinzidenzgatter passieren und Schritten ergänzt (Fig. 8, Zeile c) und gleichzeitig in
die monostabile KippschaltungK6 in die Arbeits- invertierter Form (Fig. 8, Zeile V) bereitgestellt. Das
stellung umschalten. Nach der Dauer eines Binär- so geformte Signal wird über die Leitungen T (F i g. 8,
Schrittes kippt die monostabile KippschaltungK6 io Zeile b) und Z (Fig. 8, Zeile c) einem nicht mehr
wieder in ihre Ruhestellung zurück. Der dadurch ge- dargestellten dreistufigen Vorwärts-Rückwärts-Zähler
bildete Zeichenschritt wird über das Mischgatter zugeführt, der wie bei dem Ausführungsbeispiel nach
G12 der Ausgangsschaltung A zugeführt. F i g. 1 aufgebaut ist. Die der Leitung ES zugeführten
Am Ausgang des Modulators M 2 ist eine ent- Impulse werden außerdem in der aus zwei monosprechende
Anordnung mit dem Schmitt-Trigger Tg2, 15 stabilen Kippschaltungen KΓ und Kl" gebildeten
der monostabilen Kippschaltung KS und demKoinzi- Verzögerungseinrichtung um das Zeitintervall 11 zeitdenzgatter
GIl vorgesehen. Die Verlängerung der Hch verschoben. Das Zeitintervall 11 entspricht der
das Gatter GIl passierenden kurzen Impulse (Fig. 4, Dauer von etwa 1,5 Binärschritten und ist in Fig. 8
Zeile k) auf die Dauer von zwei Binärschritten erfolgt an zwei charakteristischen Stellen angegeben. Da das
jedoch abwechselnd durch die monostabilen Kipp- 20 Zeitglied einer monostabilen Kippschaltung auch
schaltungen .K 8 und K9. Zur wechselweisen Um- nach dem Zurückkippen in die Ruhelage noch Nachschaltung
dieser beiden monostabilen Kippschaltungen Wirkungserscheinungen aufweist (Abklingen der Zeitdient
die bistabile Kippschaltung K 7. Durch diese konstanten), ist es zweckmäßig, das Zeitintervall 11
Maßnahme wird bei unmittelbarer Aufeinanderfolge auf zwei Kippschaltungen (K 1', Kl" in Fig. 5) zu
von zwei Schrittkombinationen ZZ verhindert, daß 35 verteilen, von denen dann jede beispielsweise eine
eine der beiden monostabilen Kippschaltung sofort Kippdauer von 1It 11 aufweist. Am Ausgang der
wieder in die Arbeitslage geschaltet wird, nachdem monostabilen KippschaltungKl" erhält man dann
sie unmittelbar vorher nach Beendigung der vor- die in Fig. 8, Zeiled, dargestellte ImpulsfolgeP.
herigen Schrittkombination ZZ in die Ruhestellung Diese Impulse werden, in der gleichen Weise wie bei
zurückgekippt ist. 30 dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 die Ausgangs-
Wie aus der Beschreibung der Wirkungsweise der impulse der bistabilen Kippstufe Kl, dem Zählein-Sende-
und Empfangsschaltung hervorgeht, kann gang des nicht dargestellten Vorwärts-Rückwärtsman
bei dem ternären Phasensprungverfahren auf Zählers zugeführt. Der übrige Aufbau der Schaltung
eine synchrone Abtastung des Empfangssignals ver- entspricht dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1.
ziehten. 35 Natürlich kann an Stelle der monostabilen Kippschal-
Selbstverständlich kann mit einem ternären tungen auch irgendeine andere Verzögerungseinrich-Phasensprungmodulationssystem
auch eine rein tungen benutzt werden.
binäre Übertragung durchgeführt werden. In diesem F i g. 6 zeigt einen Ausschnitt aus einer Sendeschal-
Fall wird auf die Bildung von Schrittkombinationen tung für Start-Stop-Telegrafiezeichen. Das über die
verzichtet und jeder Zeichenschritt beispielsweise 40 Leitung ES zugeführte Eingangssignal, dessen Verlauf
durch einen positiven Phasensprung und jeder Trenn- bei Einf achstrom der in der Zeile b in F i g. 8 darstromschritt
durch einen negativen Phasensprung gestellten Form entspricht, wird in der Umsetzerschalübertragen.
In der Sendeschaltung nach F i g. 1 wird tung E derart umgesetzt, daß die Ausgangsleitung T
dabei die Kippschaltung Kl und das Koinzidenzgatter bei Trennzustand positive Spannung und bei Zeichen-Gl
weggelassen, d. h., der Taktpuls T wird unmittel- 45 zustand Erdpotential gemäß Fig. 8, Zeile b, und die
bar dem dreistufigen Zähler zugeführt. Damit zählt Ausgangsleitung Z bei Trennzustand Erdpotential
der Zähler bei jedem Trennstromschritt um eine und bei Zeichenzustand positive Spannung gemäß
Stufe vorwärts und bei jedem Zeichenstromschritt um F i g. 8, Zeile c, führt. Die Anlaufschritte sind in
eine Stufe nach rückwärts. Der Ruhezustand wird also F i g. 8, Zeile c, durch Schraffur hervorgehoben,
nicht übertragen. Die Empfangsschaltung bleibt in 50 Der Taktgeber TG wird bei Beginn jedes Anlaufdiesem
Fall bis einschließlich der Koinzidenzgatter schrittes ausgelöst und liefert jeweils sieben Ausgangs-GlO
und GIl unverändert. Die von diesen beiden impulse (dies gilt für normale Fernschreibzeichen mit
Gattern durchgelassenen Impulse werden unmittelbar fünf Informationsschritten, einem Anlaufschritt und
auf verschiedene Eingänge einer bistabilen Kippschal- einem Sperrschritt), die etwa in der Mitte der Schritte
tung gegeben, und man erhält damit am Ausgang 55 der einzelnen Zeichen liegen (F i g. 8, Zeile e). Diese
dieser Kippschaltung unmittelbar das ursprüngliche Impulse werden der bistabilen Kippschaltung K1 als
Signal. Durch Summierung der Ausgangsimpulse der Taktimpulse zugeführt. Die Kippstufe Kl entspricht
KoinzidenzgatterG10 und GIl, beispielsweise in der gleich bezeichneten Kippstufe in Fig. 1, das
einem Mischgatter, erhält man einen pausenlosen gleiche gilt für das Koinzidenzgatter G1. Der übrige
Taktimpuls, der für eine eventuell nachgeschaltete 60 Teil der nicht dargestellten Sendeschaltung entspricht
Nachrichtenverarbeitungsanlage vielfach von großem ebenfalls dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1.
Vorteil ist. In F i g. 8, Zeile /, sind die der in den Zeilen α bis c
F i g. 5 zeigt einen Ausschnitt aus einer verein- dargestellten Eingangsinformation entsprechenden
fachten Sendeschaltung, die mit Vorteil dann an- Phasensprünge dargestellt, wie sie sich theoretisch bei
gewendet werden kann, wenn das Eingangssignal in 65 unendlich großer Bandbreite ergeben würden. Infolge
einer Form vorliegt, bei der jeder zu übertragende der Frequenzbandeinengung durch die Sende- und
Zeichenschritt bzw. Trennschritt durch einen bzw. Empfangsfilter sind die Phasenänderungen im empkeinen
Impuls auf der Eingangsleitung ES gemäß fangenen Signal jedoch abgeflacht (F i g. 8, Zeile g).
Die Änderungsgeschwindigkeit der Phase gegenüber einer als konstant angesehenen Bezugsphase der
Trägerfrequenz ist gleichbedeutend mit einer Frequenzänderung gegenüber der als konstant zugrunde
gelegten Trägerfrequenz. Diese Tatsache wird bei der Empfangsschaltung nach F i g. 7 ausgenutzt.
Das über die Leitung L ankommende trägerfrequente Signal gelangt über das Empfangsfilter EF an
den Empfangsverstärker VS, wo es verstärkt und
durch Begrenzung auf konstante Amplitude gebracht wird. Bei Bedarf werden die bei der Begrenzung entstehenden
höherfrequenten Anteile im Tiefpaß TP1
wieder beseitigt, nötigenfalls wird das Signal im Verstärker V 6 noch einmal nachverstärkt und dann dem
Frequenzdiskriminator DG zugeführt. Das Ausgangssignal des Diskriminators DC hat nach Beseitigung
höherfrequenter Demodulationsanteile im Tiefpaß TP2 den Verlauf nach Fig. 8, Zeile h. Die positiven
und negativen Ausgangsimpulse werden durch die Impulsweiche W voneinander getrennt. Man kann
nun diese voneinander getrennten Impulse, in der gleichen Weise wie die Ausgangsimpulse der Koinzidenzgatter
G10 und GIl bei dem Ausführungsbeispiel
nach Fig. 2, auf die Dauer von einem bzw. zwei Zeichenschritten verlängern. Die Anstiegsflanken der
Impulse nach F i g. 8, Zeile h, liegen jedoch zeitlich nicht sehr genau, weil diese Anstiegsflanken von Bereichen
geringer Änderungsgeschwindigkeiten der Phase des Empfangssignals herrühren. Die genauen
Zeitpunkte liegen auf dem Scheitel der Impulse. Deshalb sind an den Ausgängen der Impulsweiche W die
Differenzierglieder D1 und Dl angeschlossen. Die
ursprünglich positiven Impulse der Zeile h haben am Ausgang des Differenziergliedes D1 den Verlauf nach
Zeile k, wo der die Nullinie steil durchlaufende Kurventeil den genauen Zeitpunkt für den Schritteinsatz
festlegt. Entsprechendes gilt für die ursprünglich negativen Impulse, die am Ausgang des Differenziergliedes
D 2 gemäß Zeile k verlaufen. Nach gegebenenfalls
nochmaliger Verstärkung in den Verstärkern F 9 bzw. FlO werden die Ableitungen der Impulse nach
Zeile/ bzw. k der monostabilen KippschaltungK6
bzw. der bistabilen Kippschaltung K 7 zugeführt, die zusammen mit den monostabilen Kippschaltungen
K 8 und K 9 und dem Mischgatter G12 in der
gleichen Weise wie bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 die binären Zeichenschritte formen.
Natürlich kann man auch bei an sich nur binärer Nachrichtenübertragung den »Ruhezustand« zur Übermittlung
eines Sondersignals benutzen. Beispielsweise wird das Fernsprechnetz oft auch zur Übertragung
digitaler Nachrichten benutzt. Die gewünschte Verbindung wird durch Wählen aufgebaut, und nach telefonischer
Vereinbarung wird auf die Digitalübertragung umgeschaltet. Das durch den Ruhezustand
übermittelte Sondersignal kann dann dazu dienen, die Bedienungsperson wieder an den Fernsprecher zu
rufen, wobei das Zurückschalten auf den Fernsprechapparat gleichzeitig automatisch durchgeführt werden
kann. Bei blockweiser Nachrichtenübermittlung kann der Ruhezustand auch als Blockende- oder Blockabstandssignal
dienen (temporär rhythmischer Betrieb). Um die mittels der Phasendifferentialmodulation
übertragbare Nachrichtenmenge ohne Erhöhung der Schrittgeschwindigkeit auf das Dreifache (n — 3) zu
steigern, sind neben der unmodulierten Trägerschwingung als Ruhezustand gemäß der schon erwähnten
Beziehung V2 -2" = 4 unterschiedliche Modulationsmerkmale erforderlich. Dabei werden vorzugsweise
die fünf Trägerphasen 0, +72, +144, —72 und — 144° (quinäre Tastung) benutzt. Im binären Eingangssignal
werden nur jeweils solche Schrittgruppen (aus drei aufeinanderfolgenden Schritten) gebildet, die
mit einem Zeichenschritt beginnen. Beispielsweise werden dann die Schrittgruppe ZTT durch einen
Phasensprung von +72°, die Schrittgruppe ZTZ durch einen Phasensprung von —72°, die Schrittgruppe
ZZT durch einen Phasensprung von +144° und die Schrittgruppe ZZZ durch einen Phasensprung
von —144° gekennzeichnet. Während der zwischen den Schrittgruppen auftretenden Trennzustandintervalle
bleibt der Träger in der zuletzt innegehabten Phasenlage.
Claims (18)
1. Verfahren zur Steigerung der Übertragungskapazität für binär codierte Signale auf den
n-iachen Wert in Nachrichtenkanälen ohne Erhöhung
der Tastgeschwindigkeit mit Hilfe der Umwandlung in eine höhercodierte Form, wobei jeweils
η binäre Nachrichtenelemente zu einem Element der höheren Form zusammengefaßt werden,
dadurch gekennzeichnet, daß von' den jeweils 2" möglichen Kombinationen aus η
binären Codeelementen nur diejenigen Kombinationen als ein Element der höhercodierten Form
übertragen werden, die mit einem binären Element der einen Art beginnen, während die zeitlich
zwischen diesen Kombinationen auftretenden Intervalle der anderen binären Art als ein quasistationärer
Zustand (Ruhezustand) z. B. bei trägerfrequenter Übertragung durch einen unmodulierten
Träger übertragen werden, wodurch die Anzahl der unterscheidbar zu übertragenden
Elemente der höheren Form auf V2 · 2" reduziert wird.
2. Verfahren zur Steigerung der Übertragungskapazität für binär codierte Signale auf den
«-fachen Wert in Nachrichtenkanälen ohne Erhöhung der Tastgeschwindigkeit mit Hilfe der Umwandlung
in eine höhercodierte Form, wobei jeweils η binäre Nachrichtenelemente zu einem
. Element der höhercodierten Form zusammengefaßt werden, gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß zur trägerfrequenten Übertragung die Phasendifferentialmodulation mit (1 + Va · 2") möglichen Phasenlage, d. h. mit
V2 · 2" möglichen, die Information kennzeichnenden Phasensprüngen benutzt wird, wobei von den
jeweils 2" möglichen Kombinationen aus η binären Codeelementen nur diejenigen Kombinationen
als ein Element der höhercodierten Form übertragen werden, die mit einem binären EIemen
der einen Art beginnen, während die zeitlich zwischen diesen Kombinationen auftretenden
Intervalle der anderen binären Art als »Ruhezustand« durch den unmodulierten Träger in der jeweils
zuletzt innegehabten Phasenlage übertragen werden.
3. Verfahren nach den Ansprüchen 1 und 2,. dadurch gekennzeichnet, daß bei Verdoppelung der
Übertragungskapazität des Nachrichtenkanals (n = 2) die Phasenlagen 0, 120 und 240° der
Trägerschwingung benutzt werden (ternäre Tastung).
409 539/460
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Information der binären Elementfolge ZT (Z = Zeichenelement, T =
Trennelement) durch einen Phasensprung von -r 120 - und die Information der binären Elementfolge
ZZ durch einen Phasensprung von —120° (oder umgekehrt) übertragen wird, während die
Trennzustandsintervalle, die nicht durch ein Elementepaar ZT erfaßt werden, den Ruhezustand
ohne Phasensprünge bilden.
5. Verfahren nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verdreifachung
der Übertragungskapazität des Nachrichtenkanals (n = 3) fünf um vorzugsweise je 72° versetzte
Phasenlagen der Trägerschwingung benutzt werden (quinäre Tastung).
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die binäre Elementkombination
ZTT durch einen Phasensprung von +72°, die Kombination ZTZ durch einen Phasensprung von
—72°, die Kombination ZZT durch einen Phasensprung von +144° und die Kombination
ZZZ durch einen Phasensprung von —144° gekennzeichnet
wird, während die zeitlich zwischen solchen Kombinationen auftretenden Trennzu-Standsintervalle
durch »keinen Phasensprung« gekennzeichnet sind.
7. Sendeschaltung zur Durchführung des Verfahrens nach den Ansprüchen 1 bis 4, gekennzeichnet
durch einen Trägerfrequenzgenerator, der die Trägerschwingung in drei verschiedenen,
vorzugsweise um 120° gegeneinander versetzten Phasenlagen bereitstellt, und durch eine Bewertungs-
und Steuerschaltung, die jeweils nur solche Schrittpaare zusammenfaßt, die (beispielsweise)
mit einem Z-Schritt beginnen und je nach Art des jeweils zweiten Schrittes (T oder Z) eines solchen
Paares ein Ausgangssignal abgibt, das an Stelle der zuvor gesendeten Phasenlage die um 120°
voreilende Phasenlage (+120°-Phasensprung) oder die um 120° nacheilende Phasenlage
(~120c-Phasensprung) der Trägerschwingung
vom Trägergenerator zum Übertragungskanal durchschaltet.
8. Sendeschaltung nach Anspruch 7 zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet, daß die Bewertungsund Steuerschaltung eine als Frequenzteiler mit
einem Teilerverhältnis 2:1 wirkende bistabile Kippstufe (Kl), die durch zu den Schrittmitten
der zu übertragenden Telegrafiezeichen auftretende Taktimpulse (P) zwischen einer Ruhelage und
einer Arbeitslage umgeschaltet wird, wobei eine Umschaltung von der Ruhelage in die Arbeitslage
nur bei Zeichenstrompolarität der zu übertragenden Telegrafiezeichen möglich ist, und einen im
Ring geschalteten Vorwärts-Rückwärts-Zähler (Kl, K3, Gl, G3, G4) mit drei Zählstellungen
aufweist, der durch beim Umschalten der Kippstufe von der Arbeitslage in die Ruhelage auftretende
Schaltimpulse in der einen bzw. der anderen Richtung weitergeschaltet wird, wenn die zu übertragenden
Telegrafiezeichen zum Zeitpunkt des Auftretens eines Schaltimpulses Trennstrom- bzw.
Zeichenstrompolarität aufweisen und der in jeder der drei Zählstellungen eine bestimmte der drei
Phasenlagen zum Ausgang durchschaltet (Fig. 1).
9. Sendeschaltung nach Anspruch 7 zur Durchführung des Verfahrens nach den Ansprüchen 3
und 4, bei der jeder zu übertragende Zeichenschritt bzw. Trennschritt durch einen bzw. keinen Impuls
dargestellt ist, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Impuls nach einer Verzögerungsdauer von η
Schritten mit 1«2 einen im Ring geschalteten Vorwärts-Rückwärts-Zähler mit drei Stellungen
in der einen bzw. der anderen Richtung weiterschaltet, wenn die zu übertragenden Telegrafiezeichen
zum Zeitpunkt des verzögerten Impulses Trennstrom bzw. Zeichenstrompolarität aufweisen,
wobei der Vorwärts-Rückwärts-Zähler in jeder der drei Zählstellungen eine bestimmte der
drei Phasenlagen zum Ausgang durchschaltet (Fig. 5).
10. Sendeschaltung nach Anspruch 8 für Start-Stop-Telegrafiezeichen,
dadurch gekennzeichnet, daß die Taktimpulse durch einen Taktgenerator (TG) erzeugt werden, der bei Beginn jedes Anlaufschrittes
für die Dauer eines Telegrafiezeichens ausgelöst wird und während der Auslösedauer
Impulse jeweils zu den Schrittmitten der zu übertretenden Telegrafiezeichen liefert (Fig. 6).
11. Empfangsschaltung zur Durchführung des Verfahrens nach den Ansprüchen 1 bis 3, gekennzeichnet
durch eine Demodulatorschaltung, die bei jedem empfangenen positiven bzw. negativen
Phasensprung einen Impuls an einem ersten bzw. zweiten Ausgang abgibt, und durch eine Umwandlungseinrichtung,
die bei einem Impuls an dem ersten bzw. zweiten Ausgang der Demodulatorschaltung
die erste bzw. zweite Schrittkombination und bei Fehlen eines solchen Impulses den
gewählten Ruhezustand zum Ausgang durchschaltet (F i g. 2, 7).
12. Empfangsschaltung nach Anspruch 11, dadurch
gekennzeichnet, daß die Demodulatorschaltung zwei Modulatoren (Ml, Ml), z. B. Ringmodulatoren,
aufweist, denen das durch Phasensprünge modulierte trägerfrequente Signal über die ersten Eingänge unmittelbar und nach vorzugsweise
gleicher Verzögerung, aber unterschiedlicher Phasendrehung auch den zweiten Eingängen
der beiden Modulatoren zugeführt wird (Fi g. 2).
13. Empfangsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das dem zweiten Eingang
des ersten bzw. zweiten Modulators zugeführte Empfangssignal gegenüber den ersten
Eingängen beider Modulatoren vorzugsweise um drei Viertel der binären Schrittdauer verzögert und
um 2m.-t — n/4 bzw. 2 «7.-7+ .-τ/4 (m = 0, 1 ...) in
der Phase gedreht ist (Fig. 2).
14. Empfangsschaltung nach Anspruch 12 und/oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß das
Ausgangssignal jedes Modulators (Ml, Ml) einerseits nach Überschreiten eines Schwellwertes
in eine Rechteckspannung umgewandelt wird (TgI, TgI), deren Vorderflanke eine monostabile
Kippschaltung (K 4, K 5) auslöst und andererseits an dem Eingang eines Koinzidenzgatters (GlO,
GIl) anliegt, dessen anderen Eingang beim Zurückkippen der monostabilen Kippstufe (K 4,
K5) in die Ruhelage ein Impuls zugeführt wird (Fig. 2).
15. Empfangsschaltung nach Anspruch 11, insbesondere zur Durchführung des Verfahrens nach
Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als
Demodulatorschaltung ein auf die Trägerfrequenz abgestimmter Frequenzdiskriminator (DC) vorgesehen
ist, dem das frequenzbandbegrenzte Empfangssignal zugeführt wird und der bei jedem
positiven bzw. negativen Phasensprung einen positiven bzw. negativen Ausgangsimpuls abgibt
(Fig. 7).
16. Empfangsschaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsimpulse
des Frequenzdiskriminators (DC) einer Impulsweiche (W) zugeführt werden, die die positiven
bzw. negativen Ausgangsimpulse des Frequenzdiskriminators zu einem ersten bzw. zweiten Ausgang
durchschaltet (Fig. 7).
17. Empfangsschaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß an jedem Ausgang der
Impulsweiche (W) ein Differenzierglied (D 1, Dl) angeschlossen ist (Fig. 7).
18. Empfangsschaltung nach Anspruch 14 bzw. nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß
der Ausgangsdmpuls des einen Koinzidenzgatters (G 10) bzw. des einen Differenziergliedes (D 1)
eine erste monostabile Kippstufe (K 6) auslöst, die nach der Dauer eines Informationsschrittes in die
Ruhelage zurückkippt, daß jeder Ausgangsimpuls des anderen Koinzidenzgatters (G 11) bzw. des
anderen Differenziergliedes (D 2) eine bistabile Kippstufe (K 7) umsteuert, die beim Umschalten
in der einen bzw. der anderen Richtung eine zweite bzw. dritte monostabile Kippstufe (K8,
K9) auslöst, die jeweils nach der Dauer von zwei Informationsschritten in die Ruhelage zurückkippen,
und daß die Ausgänge der ersten bis dritten monostabilen Kippstufen über eine Entkopplungsschaltung
(G 12) mit einer Ausgangsschaltung 04) verbunden sind, die im Fall, daß
mindestens eine monostabile Kippstufe ausgelöst ist, Zeichenstrom und im Fall, daß keine monostabile
Kippstufe ausgelöst ist, Trennstrom abgibt (Fig. 2, 7).
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
409 539/460 3.64 © Bundesdruckerei Berlin
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DES80113A DE1165657B (de) | 1962-06-28 | 1962-06-28 | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Erhoehung der UEbertragungsleistung von Nachrichtenkanaelen, insbesondere durch ternaere Phasenmodulation |
GB25549/62A GB1030194A (en) | 1962-06-28 | 1963-06-27 | Improvements in or relating to binary information transmission systems |
NL63294645A NL141341B (nl) | 1962-06-28 | 1963-06-27 | Zend- en ontvanginrichting voor een telecommunicatiestelsel, waarbij de overdrachtcapaciteit voor binair gecodeerde signalen wordt vergroot door omzetting in een hoger gecodeerde orde. |
BE634286A BE634286A (de) | 1962-06-28 | 1963-06-28 | |
FR939785A FR1365631A (fr) | 1962-06-28 | 1963-06-28 | Procédé et installation de transmission de signaux télégraphiques |
JP38033705A JPS5244166B1 (de) | 1962-06-28 | 1963-06-28 |
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DE1165657B true DE1165657B (de) | 1964-03-19 |
Family
ID=7508675
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DES80113A Pending DE1165657B (de) | 1962-06-28 | 1962-06-28 | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Erhoehung der UEbertragungsleistung von Nachrichtenkanaelen, insbesondere durch ternaere Phasenmodulation |
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- 1963-06-28 JP JP38033705A patent/JPS5244166B1/ja active Pending
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