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Transistor-Schaltungsanordnung zur Erzeugung linearer sägezahnförmiger
Spannungen Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung von sägezahnförmigen
Spannungen großer Linearität und hoher Belastbarkeit bei vergleichsweise geringem
Aufwand.
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Es sind bereits eine Reihe von Schaltungsanordnungen zur Erzeugung
von sägezahnförmigen Spannungen bekannt, bei denen der Effekt ausgenützt wird, daß
ein Kondensator, der mit konstantem Strom geladen wird, seine Spannung linear ändert.
Wenn die Spannung am Kondensator einen gewissen Wert erreicht hat, wird dieser kurzgeschlossen.
Der Spannungsverlauf zwischen den Belägen des Kondensators, der abwechslungsweise
mit konstantem Strom geladen und anschließend kurzgeschlossen wird, ergibt die sägezahnförmige
Spannung. Um aber diese Spannung am Kondensator abgreifen und somit anderen Schaltungsanordnungen
zuführen zu können, wird der Kondensator mit einem ohmschen Widerstand belastet.
Diese Belastung bedeutet aber eine Verschlechterung der Linearität des Spannungsverlaufs
am Kondensator und macht sich um so störender bemerkbar, je größer das Verhältnis
des in den Verbraucherwiderstand fließenden zu dem in den Kondensator fließenden
Strom ist. Es besteht also bei den herkömnflichen Schaltungen das Problem, daß bei
geforderter großer Linearität die Ankopplung des Verbrauchers an den Kondensator,
an dem der sägezahnförmige Spannungsverlauf primär entsteht, sehr hochohmig erfolgen
muß. Dieses Problem ist bei Verwendung von Röhren dadurch gelöst, daß deren Eingangswiderstand
sehr hoch und die Belastung des Kondensators, von dessen Spannung eine Röhre wieder
angesteuert wird, verhältnismäßig gering ist. Bei Verwendung von Transistoren ist
dies jedoch vollkommen anders. Auch im günstigsten Fall, also wenn der an den Kondensator
angekoppelte Transistor in Kollektorschaltung betrieben wird, ist der Eingangswiderstand
wesentlich geringer als der einer Röhre, so daß also, um die Linearität des sägezahnförmigen
Spannungsverlaufs beizubehalten, der Ladestrom des Kondensators entsprechend erhöht
werden muß. Dies bedeutet aber einen größeren Kondensator. Für große Ablenkzeiten,
z. B. von 10 oder 100 Sekunden, wird dieser Kondensator dann aber sehr unhandlich
und teuer; da er wegen der geforderten zeitlichen Konstanz der Ablenkzeiten in Papier-
oder Metallpapierbauweise hergestellt sein muß. Herkömmliche Schaltungsanordnungen
zur Erzeugung von sägezahnförmigen Spannungsverläufen haben also besonders für die
Erzeugung niederfrequenter Spannungen verschiedene Nachteile. Erstens müssen die
Kondensatoren sehr groß sein, damit der Strom, der von ihren Belägen für den Verbraucher
abgezweigt wird, nicht ins Gewicht fällt. Ferner bedingen die großen Kondensatoren
einen hohen Ladestrom, der wiederum die Notwendigkeit einer entsprechend leistungsstarken
Auslegung der Stromquelle mit sich bringt, und schließlich läßt sich die ideale
Linearität nur schwer erreichen, es sei denn mit unendlich großem Aufwand.
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Es ist ferner eine Schaltungsanordnung bekannt, bei der ein Kondensator
über die Anode einer Pentode aufgeladen wird. Da die Anode einer idealen Pentode
den Innenwiderstand Unendlich hat, würde also zunächst die Aufladung des Kondensators
mit konstantem Strom erfolgen und damit die Spannungszeitfunktion am Kondensator
linear verlaufen. Eine tatsächliche Pentode hat aber infolge eines Restdurchgriffs
einen von der Anoden-Kathoden-Spannung nicht ganz unabhängigen Strom. Um diesen
Restdurchgriff weiter herunterzusetzen, wird in der genannten Schaltungsanordnung
über eine Triode ein zum Anodensignal der Pentode spiegelbildliches Signal erzeugt
und über einen Spannungsteiler mit geeignetem Teilerverhältnis dem Steuergitter
der Pentode zugeführt. Diese Schaltungsanordnung ist aber ebenfalls nicht für die
Ankopplung eines niederohmigen Verbrauchers vorgesehen.
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Diese Nachteile der bekannten Schaltungsanordnungen vermeidet die
Erfindung dadurch, daß von dem Kollektor eines Transistors, in dessen Kollektorkreis
der Ladekondensator und parallel dazu eine ohmsche Last angeordnet ist, ein dem
durch die Belastung fließenden Strom proportionales Signal abgegriffen und über
einen zusätzlichen Transistor auf
eine Steuerelektrode des erstgenannten
Transistors rückgekoppelt wird.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt die Fig. 1.
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Die Schaltung besteht aus dem Kondensator C, dessen einer Belag mit
dem positiven Pol einer Spannungsquelle verbunden ist und dessen anderer Belag vom
Kollektor des npn-Transistors T1 gespeist wird. Die Basis des Transistors ist über
den Widerstand RB 1 mit dem positiven und über den Widerstand RB 2 mit dem negativen
Pol der Speisespannungsquelle verbunden. An den Emitter des Transistors T 1 schließt
sich der Widerstand RE11 an und daran der Widerstand RE12, der die Verbindung zum
negativen Pol der Spannungsquelle herstellt. Vom Verbindungspunkt der beiden genannten
Widerstände wird über den veränderbaren Widerstand RE2 der Emitter eines weiteren
Transistors T2 gespeist, dessen Basis mit dem Kollektor von T1 und dessen Kollektor
mit dem positiven Pol der Spannungsquelle verbunden sind. Parallel zum Kondensator
C liegt der Schalter S, dessen Kontakt in Ruhestellung geschlossen ist. Ferner liegt
parallel zum Kondensator C der Lastwiderstand Ra. Die Aufladung des Kondensators
mit konstantem Strom geschieht auf folgende Weise: über den Spannungsteiler, gebildet
aus den Widerständen RB 1 und RB 2, erhält die Basis des Transistors T1 ein gewisses
positives Potential.
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Dieses Potential steht etwa auch am Emitter des Transistors T1, so
daß der Emitterstrom und damit praktisch der Kollektorstrom durch die Spannung an
die Serienschaltung der Widerstände RE 11 und RE 12 sowie durch die Summe
der obengenannten Widerstände bestimmt wird. Voraussetzung ist allerdings, daß der
Strom über den Widerstand RE2 gleich Null ist. Der Strom ist also von dem am Kollektor
des Transistors T1 stehenden Potential praktisch unabhängig. Der Sägezahn wird auf
folgende Weise gebildet: Im Ruhezustand hat der Schalter S geschlossen, am Kondensator
steht die Spannung Null. Im Arbeitszustand öffnet der Schalter S, und über den aus
dem Kollektor des Transistors T 1 kommenden Strom wird der Kondensator C geladen.
Da dieser Strom konstant ist, also unabhängig vom Potential des Kollektors von T1,
entsteht ein linearer Spannungsanstieg am Kondensator C. Falls die Spannung eine
gewisse Höhe erreicht hat, wird der Schalter S geschlossen und entlädt den Kondensator,
worauf der Schalter bei gegebener Veranlassung wieder geöffnet wird, so daß ein
neuer Anstieg der Spannung am Kondensator C entstehen kann. Der Kondensator C ist
durch den Widerstand RA belastet, wobei der Widerstand RA zunächst bewirken würde,
daß die Ladung des Kondensators C nicht mehr linear erfolgt, da der in den Widerstand
RA abfließende Stromanteil abhängig von der an diesem Widerstand stehenden Spannung
ist und somit auch die Ladung des Kondensators C nicht mehr mit konstantem Strom
folgen würde. Um die Linearität des Spannungsverlaufes am Kondensator C wieder herzustellen,
wird nun der Transistor T2 eingeführt. Dieser arbeitet in Kollektorschaltung und
hat die Aufgabe, den Köllektorstrom des Transistors TI jeweils um den Betrag zu
vergrößern, der über den Widerstand RA abfließt. Dies geschieht auf folgende Weise:
Zu Beginn des Spannungsanstieges am Kondensator C, also im Moment der Öffnung des
Schalters S, ist das Emitterpotential des Transistors T 2
etwa gleich
Massepotential. Der vom negativen Pol vier Spannungsquelle über RE 12 kommende Strom
verteilt sich auf die Widerstände RE 11 und RE 2. Dabei bildet der über den Widerstand
RE2 fließende Stromanteil ein Maximum. Mit Zunahme der Spannung am Kondensator C
wird auch das Emitterpotential des Transistors T2 immer negativer. Dadurch wird
der Stromanteil, der über den Widerstand RE 2 fließt, auch immer geringer. Der Strom
im Widerstand RE 11 und damit im Kollektor des Transistors T 1 wächst dagegen. Wenn
nun die Stromzunahme im Kollektor des Transistors T1 genau und in jedem Zeitpunkt
dem Strom gleicht, der über den Belastungswiderstand RA fließt, so ist der Spannungsverlauf
am Kondensator C wieder linear. Der Strom über den Kollektor T1 besteht also praktisch
aus zwei Anteilen, einmal dem Ladestrom für den Kondensator C. Dies ist der Kollektorstrom
zur Zeit der Öffnung des Schalters S. Der zweite Stromanteil des Kollektörstromes
des Transistors T1 ist nicht konstant und entspricht in jedem Augenblick dem über
den Widerstand RA abfließenden Strom. Durch die Schaltmaßnahme, daß der Transistor
T2 zugeschaltet wird, der den Emitterstrom des Transistors T1 beeinflußt; wird natürlich
nicht nur die Belastung des Kondensators durch den Widerstand RA, sondern auch die
Belastung des Kondensators durch den Transistor T2 selbst kompensiert. Die Linearität
des sägezahnförurigen Anstiegs der Spannung am Kondensator C ist allerdings nicht
mehr gegeben, wenn der Widerstand RA geändert wird. Bei Änderung des Widerstandes
RA muß zur Aufrechterhaltung der Linearität vielmehr der Widerstand RE2 mitgeändert
werden. Eine Schaltungsanordnung, bei der sich diese Maßnahme erübrigt, bei der
also die Linearität des sägezahnförmigen Spannungsanstieges für verschiedene Belastungen
gewahrt bleibt, zeigt die Fig. 2.
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Die Belastung des Kondensators C ist darin durch den Belastungswiderstand
des Transistors T2 gegeben. Diese Belastung wird ausgeglichen nicht wie in der Schaltungsanordnung
nach Fig. 1 durch die direkte Veränderung des Emitterstroms des Transistors T1,
sondern durch die Veränderung des Emitterstroms des Transistors T1 auf dem Umweg
über die Änderung seiner Basisspannung. Die Wirkungsweise der Schaltung ist folgende:
Im Ruhezustand ist der Schalter S wieder geschlossen und der Kondensator C entladen.
Öffnet der Schalter S, so fließt im ersten Moment der Kollektorstrom des Transistors
T1 nur in den Kondensator C. Mit wachsender Spannung an diesem Kondensator wächst
aber auch die Spannung an dem Widerstand RA und an dem Vorbelastungswiderstand
RA V. Proportional der Spannung an diesen Widerständen ist der Emitterstrom,
und proportional dem Emitterstrom ist der Basisstrom und der Kollektorstrom des
Transistors T2. Es muß darauf geachtet werden, daß eine Transistortype für den Transistor
T2 gewählt wird, bei der Proportionalität zwischen dem Basis- und dem Kollektorstrom
besteht. Proportional zum Kollektorstrom des Transistors T2 ändert sich schließlich
sein Kollektorpotential und damit der Strom über den Widerstand RC22 und schließlich
die Spannung am Verbindungspunkt der WiderständeRR21 und RB22 und zuletzt
die Spannung an der Basis des Transistors T 1. Mit der linearen Spannungsänderung
an der Basis des Transistors T1: ist eine gleiche Spannungsänderung am Emitter des
Transistors T1 und dadurch verursacht eine ebensolche Emitterstromänderung schließlich
eine ebensolche
Kollektorstromänderung. Der Strom, der im Kollektor
des Transistors T1 fließt, besteht also wiederum aus zwei Anteilen, einem konstanten
Anteil, der den Kondensator C speist, und einem der Spannung am Kondensator C proportionalen
Anteil, der in die Basis des Transistors T2 fließt. Nun ist aber der Stromanteil,
der in die Basis des Transistors T2 fließt, nicht ausschließlich proportional der
Spannung am Kondensator C, sondern er ist auch proportional dem Basisstrom des Transistors
T2, da ja auch bei gleichbleibender Basisspannung des Transistors T2 und steigender
Last der Emitter-, der Basis- sowie der Kollektorstrom des Transistors T2 proportional
wachsen soll. Die Schaltung erzeugt also einen linearen Spannungsanstieg, unabhängig
vom Wert des Widerstandes RA.