DE112019002256T5 - Leistungswandler - Google Patents

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Takeshi Amimoto
Kikuo Izumi
Tatsuya Okuda
Tomoaki Kimura
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Mitsubishi Electric Corp
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Abstract

Ein Leistungswandler (100) wandelt eine Gleichstrom-(DC)-Leistung auf der DC-Seite des Leistungswandlers (100) in eine Wechselstrom-(AC)-Leistung durch eine Inverterschaltung (100A) mit einer Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen (101 bis 104) um und gibt die AC-Leistung von der AC-Seite des Leistungswandlers (100) aus. Ein Stromdetektor (113) detektiert einen Drosselstrom (IL), der von der Inverterschaltung (100A) ausgegeben wird. Da der Überstromdetektor (122) Überstrom in einem Regelmodus erkennt, in dem der Drosselstrom (IL) veranlasst wird, einem Drosselstrom-Sollwert zu folgen, startet die Steuerschaltung (115) einen Überstrommodus, in dem eine Zeitperiode vorgesehen ist, in der der Drosselstrom (IL) monoton abnimmt. Im Überstrommodus wird auf der Grundlage des Drosselstroms oder in Übereinstimmung mit einer Zeitperiode, die einem Nulldurchgangspunkt einer Spannung oder eines Stroms auf der Wechselstromseite entspricht, bestimmt, ob der Überstrommodus auf den normalen Regelmodus umgeschaltet werden soll.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die Erfindung bezieht sich auf einen Leistungswandler, insbesondere auf einen Leistungswandler mit einer Inverterschaltung zur Umwandlung einer Gleichstromleistung in eine Wechselstromleistung.
  • STAND DER TECHNIK
  • Im Allgemeinen beinhaltet ein Wechselrichter zur Umwandlung von Gleichstrom (DC) in Wechselstrom (AC) eine Filter-Drossel und einen Filter-Kondensator, die an den Ausgang des Wechselrichters angeschlossen sind. Im Falle eines Überstroms ist der Wechselrichter so ausgelegt, dass er den Überstrom erkennt und zum Schutz des Wechselrichters stoppt.
  • Ein netzgekoppelter Wechselrichter, der an ein kommerzielles System, wie z.B. einen Leistungswandler zur photovoltaischen Stromerzeugung, angeschlossen ist, erfordert jedoch, dass der Wechselrichter auch bei Störung der Systemspannung ohne Unterbrechung weiterarbeitet. Aus diesem Grund kann im Falle einer Systemstörung eine plötzliche Änderung der Systemspannung zu einem Überstrom im Ausgangsstrom des Wechselrichters führen. Auch in diesem Fall ist eine Regelung erforderlich, die bewirkt, dass der Wechselrichter weiter betrieben wird.
  • Die Japanische Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift JP 2013-162 699A (Patentdokument 1) beschreibt eine Steuerung zur Durchführung einer Gatter-Blockierung, um ein Gatter-Signal zu einer in einem verteilten Stromversorgungssystem enthaltenen Inverterschaltung für eine vorbestimmte Zeitdauer abzuschalten, und zur Reduzierung eines Strom-Sollwerts zur Inverterschaltung als Reaktion auf einen im Wechselstrom-Stromversorgungssystem aufgetretenen Spannungsabfall, und zur Freigabe der Gatter-Blockierung als Reaktion auf die Rückkehr der Wechselstrom-Systemspannung und zur allmählichen Erhöhung des reduzierten Strom-Sollwerts.
  • STAND DER TECHNIK
  • Patentdokument 1: Japanische Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift JP 2013-162 699A
  • KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • Mit der Erfindung zu lösende Probleme
  • Im Falle von Überstrom löst jedoch die Steuerung der Inverterschaltung in Patentdokument 1 die Gatter-Blockierung in der Inverterschaltung nach Ablauf einer vorgegebenen Zeitspanne auf. Aus diesem Grund ist der Strom-Sollwert der Inverterschaltung zwar reduziert, aber der tatsächliche Strom ist immer noch groß, wenn der Betrieb der Inverterschaltung wieder aufgenommen wird. Daher kann es erneut zu einem Überstrom kommen. Aus diesem Grund kann es vorkommen, dass die Inverterschaltung im Falle von Überstrom nicht stabil weiterarbeiten kann.
  • Die vorliegende Erfindung soll dieses Problem zu lösen und ein Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist es, einen Leistungswandler aufzuzeigen, der eine Inverterschaltung beinhaltet, die auch im Falle eines Überstroms der Inverterschaltung stabil weiterarbeitet.
  • Mittel zum Lösen der Probleme
  • Ein Leistungswandler nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung beinhaltet eine Inverterschaltung, einen Stromdetektor, eine Steuerschaltung und eine Treiberschaltung. Die Inverterschaltung enthält eine Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen und wandelt eine Gleichstrom-(DC)-Leistung auf einer DC-Seite des Leistungswandlers in eine Wechselstrom-(AC)-Leistung um und gibt die AC-Leistung von der AC-Seite des Leistungswandlers aus. Der Stromdetektor detektiert einen AC-Strom-Ausgang von der AC-Seite. Die Steuerschaltung steuert den Betrieb der Inverterschaltung, basierend auf dem vom Stromdetektor detektierten AC-Strom. Die Treiberschaltung steuert das An- und Ausschalten der Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen in Übereinstimmung mit einem Steuersignal von der Steuerschaltung. Wenn sich die Steuerschaltung in einem ersten Regelmodus zur Steuerung der Inverterschaltung befindet, so dass der Wechselstrom einem Wechselstrom-Sollwert folgt, schaltet die Steuerschaltung vom ersten Regelmodus in einen zweiten Regelmodus um und steuert die Inverterschaltung im zweiten Regelmodus. Wenn sich die Steuerschaltung im zweiten Regelmodus befindet, steuert die Steuerschaltung außerdem die Inverterschaltung, so dass eine Stromabsenkungsperiode vorgesehen ist, in der das An- und Ausschalten der Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen so gesteuert wird, dass der Wechselstrom monoton abnimmt, indem der erste Schaltvorgang angehalten wird, in dem das An- und Ausschalten der Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen so gesteuert wird, dass der Wechselstrom dem Wechselstrom-Sollwert folgt. Nachdem die Steuerschaltung auf den zweiten Regelmodus umgeschaltet hat, beendet die Steuerschaltung den zweiten Regelmodus und schaltet auf den ersten Regelmodus um, basierend auf dem Wechselstrom-Sollwert oder in Übereinstimmung mit einer Zeitsteuerung, die einem Nulldurchgangspunkt einer Spannung oder eines Stroms auf der Wechselstrom-Seite entspricht, um die Inverterschaltung unter dem ersten Regelmodus zu steuern.
  • Effekt der Erfindung
  • Nach der vorliegenden Erfindung kann die Steuerschaltung bei Überstrom in der Inverterschaltung den AC-Strom (den Ausgangsstrom) durch Umschalten in den zweiten Regelmodus, in dem die Stromabsenkungsperiode vorgesehen ist, reduzieren und aus dem zweiten Regelmodus in den ersten Regelmodus für den Normalbetrieb zurückkehren, indem ein Zeitpunkt gewählt wird, bei dem der Ausgangsstrom klein ist, indem der Ausgangsstrom überwacht oder mit einem Nulldurchgang des Stroms oder der Spannung synchronisiert wird. Infolgedessen kann im Falle eines Überstroms im Leistungswandler, der die Inverterschaltung einschließt, der Betrieb der Inverterschaltung auf stabile Weise fortgesetzt werden.
  • Figurenliste
    • 1 ist ein Schaltplan, der eine Konfiguration eines Leistungswandlers nach Ausführungsform 1 zeigt;
    • 2 ist ein Funktionsblockschaltbild, das eine beispielhafte Steuerungskonfiguration des Leistungswandlers in 1 zeigt;
    • 3 ist ein schematisches Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung der Funktionsweise eines PWM-Signalwandlers in 2;
    • 4 ist ein schematisches Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung des Betriebs eines PWM-Signalwandlers, der aus einer digitalen Schaltung konfiguriert ist;
    • 5 ist ein Schaltplan zur Veranschaulichung einer Beispielkonfiguration eines Überstromdetektors, der in 1 dargestellt ist;
    • 6 ist ein schematisches Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung der Umschaltung eines Regelmodus, wenn Überstrom im Leistungswandler gemäß Ausführungsform 1 detektiert wird;
    • 7 ist ein Schaltbild, das Details des PWM-Signalwandlers zur Erzeugung eines PWM-Signals entsprechend der in 6 dargestellten Umschaltung des Regelmodus zeigt;
    • 8 ist ein schematisches Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung der Umschaltung des Regelmodus bei Überstromerkennung im Leistungswandler entsprechend einer Abänderung der Ausführungsform 1;
    • 9 ist ein Schaltbild, das Details einer Konfiguration eines PWM-Signalwandlers zeigt, die der Umschaltung des Regelmodus gemäß der Abänderung der Ausführungsform 1 entspricht;
    • 10 ist ein schematisches Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung der Umschaltung eines Regelmodus, wenn Überstrom in einem Leistungswandler gemäß Ausführungsform 2 erkannt wird;
    • 11 ist ein Schaltbild zur Darstellung von Details einer Konfiguration eines PWM-Signalwandlers entsprechend der Umschaltung des Regelmodus gemäß Ausführungsform 2, und
    • 12 ist ein Schaltplan, der eine Konfiguration eines Leistungswandlers nach Ausführungsform 3 zeigt.
  • BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Im Folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben. Es ist zu beachten, dass im Folgenden dasselbe Bezugszeichen verwendet wird, um auf dasselbe oder ein entsprechendes Bauteil in den Zeichnungen zu verweisen, und dass die Beschreibung im Prinzip nicht wiederholt wird.
  • Ausführungsform 1
  • Schaltungsstruktur
  • 1 ist ein Schaltplan, der eine Konfiguration eines Leistungswandlers nach Ausführungsform 1 zeigt.
  • Ein Leistungswandler 100 nach Ausführungsform 1 enthält nach 1 als Hauptstromkreis eine Vollbrücken-Inverterschaltung 100A, die eine Gleichstrom- (DC) in eine Wechselstrom- (AC) Leistung umwandelt, einen Glättungskondensator 110 für die Gleichspannung und eine Ausgangs-Filterschaltung 100B. Die Inverterschaltung 100A beinhaltet die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104. Die Ausgangs-Filterschaltung 100B beinhaltet Drosseln 108, 126 und einen Kondensator 109. Der Leistungswandler 100 beinhaltet ferner eine Steuerschaltung 115 zur Steuerung der Inverterschaltung 100A, eine Treiberschaltung 117 und einen Überstromdetektor 122.
  • Eine Gleichstromversorgung 120 ist parallel zum Glättungskondensator 110 auf der Gleichstromseite des Leistungswandlers 100 angeordnet. Auf der Wechselstromseite des Leistungswandlers 100 wird dagegen das kommerzielles System 130 parallel zu dem in der Ausgangs-Filterschaltung 100B enthaltenen Kondensator 109 angeordnet.
  • Die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 haben jeweils eine positive und eine negative Elektrode sowie eine Steuerelektrode. Als Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 sind alle selbstabschaltenden Halbleiterbauelemente einsetzbar, die in Abhängigkeit von einer Spannung oder einem Strom der Steuerelektrode einen Strompfad zwischen der positiven Elektrode und der negativen Elektrode bilden (AN) und blockieren (AUS) können. Wenn das Halbleiter-Schaltelement zum Beispiel ein MOSFET (Metall-Oxid Halbleiter Feldeffekttransistor) ist, bedeutet die positive Elektrode die Drain-Elektrode, die negative Elektrode die Source-Elektrode und die Steuerelektrode die Gate-Elektrode. Ist das Halbleiter-Schaltelement dagegen ein IGBT (Insulated Gatter Bipolar Transistor), so bedeutet die positive Elektrode die Emitterelektrode, die negative Elektrode die Kollektorelektrode und die Steuerelektrode die Gateelektrode.
  • Die positive Seite der Gleichstromversorgung 120 ist mit der positiven Spannungsseite des Glättungskondensators 110, der positiven Elektrode des Halbleiter-Schaltelements 101 und der positiven Elektrode des Halbleiter-Schaltelements 103 verbunden. Die negative Seite der Gleichstromversorgung 120 ist mit der negativen Seite des Glättungskondensators 110, der negativen Elektrode des Halbleiter-Schaltelementes 102 und der negativen Elektrode des Halbleiter-Schaltelementes 104 verbunden.
  • Die negative Elektrode des Halbleiter-Schaltelements 101 und die positive Elektrode des Halbleiter-Schaltelements 102 sind an einem Verbindungspunkt 124 verbunden. Die negative Elektrode des Halbleiter-Schaltelementes 103 und die positive Elektrode des Halbleiter-Schaltelementes 104 sind an einem Verbindungspunkt 125 angeschlossen. Im Folgenden werden das Halbleiter-Schaltelement 101 und das Halbleiter-Schaltelement 103 auch als „Oberzweigelement“ bezeichnet. Die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 104 werden im Folgenden auch als „Unterzweigelement“ bezeichnet. Eine zwischen den Verbindungspunkten 124 und 125 verursachte Spannungsdifferenz wird im Folgenden auch als Wechselrichter-Ausgangsspannung Vo bezeichnet.
  • Der Verbindungspunkt 124 ist über eine Stromleitung 114a mit einem Ende der Drossel 108 verbunden, die zur Ausgangs-Filterschaltung 100B gehört. Der Verbindungspunkt 125 ist über eine Stromleitung 114b mit einem Ende der in der Ausgangs-Filterschaltung 100B enthaltenen Drossel 126 verbunden. Das andere Ende der Drossel 108 und das andere Ende der Drossel 126 sind über den in der Ausgangs-Filterschaltung 100B enthaltenen Kondensator 109 elektrisch miteinander verbunden. Das kommerzielle System 130 ist über Relais 131, 132 parallel zum Kondensator 109 angeordnet.
  • Durch die Anordnung der Relais 131, 132 können das kommerzielle System 130 und der Leistungswandler 100 voneinander getrennt werden. Zur Störunterdrückung können z.B. zwischen dem Kondensator 109 der Ausgangs-Filterschaltung 100B und dem kommerziellen System 130 sowie zwischen der Gleichstromversorgung 120 und dem Glättungskondensator 110 ein Gleichtaktstörfilter und ein Differenzstörfilter angeordnet werden.
  • Während die Ausgangsleistung der Gleichstromversorgung 120 direkt dem im Leistungswandler 100 in 1 enthaltenen Glättungskondensator 110 zugeführt wird, kann die DC/DC-Leistungswandlung zwischen der Gleichstromversorgung 120 und dem Glättungskondensator 110 durchgeführt werden. Handelt es sich bei der Gleichstromversorgung 120 beispielsweise um eine Solarzelle, kann die Gleichstromversorgung 120 so konfiguriert werden, dass sie den Leistungswandler 100 mit Gleichstrom versorgt, dessen Spannung durch einen zwischen der Gleichstromversorgung 120 und dem Glättungskondensator 110 angeordneten Gleichspannungswandler (nicht abgebildet) stabilisiert wird. Handelt es sich bei der Gleichstromversorgung 120 um eine Brennstoffzelle, kann in ähnlicher Weise ein isolierter DC/DC-Wandler angeordnet werden.
  • Es ist zu beachten, dass dann, wenn die Gleichstromversorgung 120 eine Speicherbatterie ist, die Ausgangsspannung der Speicherbatterie durch einen ähnlich aufgebauten DC/DC- , also einen Gleichspannungswandler (nicht abgebildet) umgewandelt und dem Leistungswandler 100 zugeführt werden kann. Alternativ kann die Speicherbatterie mit Strom vom Leistungswandler 100 geladen werden. In diesem Fall wandelt der Leistungswandler 100 nicht nur Gleichstrom in Wechselstrom, sondern auch Wechselstrom in Gleichstrom um. Darüber hinaus kann die Gleichstromversorgung 120 aus einer Kombination einer Wechselstromversorgung, wie z.B. einem Windgenerator, und einem Konverter, der Wechselstrom aus der Wechselstromversorgung in Gleichstrom umwandelt, konfiguriert werden. Es ist zu beachten, dass die vorliegende Ausführungsform auch auf Leistungswandler für Elektrofahrzeuge (EV) anwendbar ist. In diesem Fall wird eine im Elektrofahrzeug enthaltene Batterie als Gleichstromversorgung 120 verwendet.
  • Zum Beispiel können ein Elektrolytkondensator, ein Folienkondensator und ein Keramikkondensator als Glättungskondensator 110 verwendet werden. Alternativ kann zusätzlich ein elektrischer Doppelschicht-Kondensator oder eine Lithium-Ionen-Batterie, die ein Energiespeicherelement ist, an den Glättungskondensator 110 angeschlossen werden.
  • Während die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 in 1 jeweils aus einem MOSFET aufgebaut sind, können sie jeweils auch aus einem IGBT und einer zum IGBT antiparallel angeordneten Freilaufdiode konfiguriert sein. Wenn ein MOSFET verwendet wird, während die eingebaute Body-Diode als Freilaufdiode verwendet werden kann, kann der MOSFET antiparallel zu einer Diode angeordnet werden, die eine Freilaufdiode bildet. Als Material, aus dem das Halbleiter-Schaltelement gebildet wird, kommt neben Silizium (Si) auch Siliziumkarbid (SiC) oder Galliumnitrid (GaN), ein Halbleiter mit breiter Bandlücke, in Frage. Die Anwendung eines Breitband-Halbleiters kann Leitungs- und Schaltverluste im Vergleich zur Anwendung eines Halbleiters aus Silizium-Material reduzieren.
  • Während die in der Ausgangs-Filterschaltung 100B enthaltenen Drosseln 108 und 126 in 1 als separate Elemente dargestellt werden, können die Drosseln 108 und 126 auch aus einem gekoppelten Drossel-Element konfiguriert werden, bei dem mehrere Wicklungen durch denselben Kern magnetisch gekoppelt sind.
  • Da, wie oben beschrieben, durch die Verwendung eines Breitband-Halbleiters als Material der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 die Schaltverluste reduziert werden können, kann die Schaltfrequenz bei gleicher Wärmebelastung des Leistungswandlers 100 erhöht werden. Eine erhöhte Frequenz als solche verringert die Strom-Welligkeitsamplitude der Ausgangs-Filterschaltung 100B, wodurch eine Verkleinerung und Kostenreduzierung der Ausgangs-Filterschaltung 100B durch Verringerung der Induktivität der Drosseln 108 und 126 ermöglicht wird. Wird dagegen der Induktivitätswert in der Ausgangs-Filterschaltung 100B verringert, kann der Leistungswandler 100 anfällig für Störungen des kommerziellen Systems 130 sein. Es wird jedoch erwartet, dass solche Effekte kontrolliert reduziert werden, indem der Betrieb durch die Steuerschaltung mit der Erhöhung der Schaltfrequenzen der Halbleiter-Schaltelemente beschleunigt wird.
  • Wenn jedoch die in jedem Schaltzyklus unter niedriger Frequenz durchgeführte Steuerschaltung in jedem Schaltzyklus mit einer höheren Frequenz durchgeführt wird, ist eine höhere Betriebsgeschwindigkeit der Steuerschaltung erforderlich. Wird dagegen eine konventionelle Steuerschaltung in der vorliegenden Form verwendet, ohne die Betriebsgeschwindigkeit zu erhöhen, kann eine so genannte Dezimierungsregelung erforderlich sein, bei der der Regelvorgang, der konventionell einen Zyklus dauert, in mehreren Schaltzyklen ausgeführt wird. Wenn in diesem Fall die Schaltfrequenz wie oben beschrieben erhöht wird, kann die Regelungsstabilität in Bezug auf die Störung im kommerziellen System 130 abnehmen.
  • Wie in 1 dargestellt, sind Spannungsdetektoren 111, 112, 114 und ein Stromdetektor 113 als Detektionseinheit zur Steuerung des Betriebs des Leistungswandlers 100 angeordnet. Der Spannungsdetektor 114 detektiert die Spannung Vdc des Glättungskondensators 110. Der Spannungsdetektor 111 detektiert die Spannung Vsys (nachfolgend auch Systemspannung Vsys genannt) des kommerziellen Systems. Der Spannungsdetektor 112 detektiert die Spannung Vac des Kondensators 109, der in der Ausgangs-Filterschaltung 100B enthalten ist. Der Stromdetektor 113 detektiert den Drosselstrom IL der Drossel 108, der in der Ausgangs-Filterschaltung 100B enthalten ist. Die Spannung Vdc, die Spannung Vsys, die Spannung Vac und der Detektionswert des Drosselstroms IL werden in die Steuerschaltung 115 eingegeben.
  • Der Drosselstrom IL entspricht dem „AC-Strom“-Ausgang von der AC-Seite der Inverterschaltung 100A. Es ist zu beachten, dass der Drosselstrom IL auch dann erkannt werden kann, wenn der Stromdetektor 113 für die Drossel 126 vorgesehen ist. Die Spannung Vac des Kondensators 109 entspricht der „AC-Spannung“ auf der AC-Seite der Inverterschaltung 100A.
  • Die Steuerschaltung 115 erzeugt aus der Spannung Vdc, der Spannung Vsys, der Spannung Vac und dem Detektionswert des Drosselstroms IL ein Steuersignal zur An- und Ausschaltsteuerung der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104. Die Treiberschaltung 117 erzeugt Treibersteuersignale S1 bis S4 für die jeweiligen Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 in Übereinstimmung mit dem Steuersignal der Steuerschaltung 115. Da die Treibersteuersignale S1 bis S4 in die Steuerelektroden der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 eingegeben werden, können die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 jeweils an- und ausgeschaltet werden.
  • Der Erkennungswert des Drosselstroms IL wird ebenfalls in den Überstromdetektor 122 eingegeben. Basierend auf dem Drosselstrom IL erzeugt der Überstromdetektor 122 ein Überstrom-Erkennungssignal Soc. Das Überstrom-Erkennungssignal Soc wird in die Steuerschaltung 115 und die Treiberschaltung 117 eingegeben.
  • Stationärer Betrieb
  • Als nächstes wird ein Vorgang des Rückflusses der Energie der Gleichstromversorgung 120 zum kommerziellen System 130 als stationärer Betrieb des Leistungswandlers 100 beschrieben.
  • 2 ist ein funktionales Blockschaltbild, das eine beispielhafte Regelungskonfiguration des Leistungswandlers 100 zeigt.
  • Eine Steuerung 200, die bewirkt, dass der Leistungswandler 100 im stationären Zustand arbeitet, beinhaltet eine Betriebseinheit 203, einen Proportional-Integral-Regler 204 und einem PWM (Pulsweitenmodulation)-Signalwandler 205, siehe 2. Jeder der in der Steuerung 200 enthaltenen Funktionsblöcke wird z.B. durch Software- und/oder Hardware-Verarbeitung durch einen in der Steuerschaltung 115 enthaltenen Mikrocomputer implementiert.
  • Die Betriebseinheit 203 berechnet aus dem Drosselstrom-Sollwert IL* eine Stromabweichung ΔIL des tatsächlichen, vom Stromdetektor 113 detektierten Drosselstroms IL. Der Drosselstrom-Sollwert IL* wird auf einen sinusförmigen Strom eingestellt, der die gleiche Frequenz wie das kommerzielles System 130 hat. Außerdem wird der Drosselstrom-Sollwert IL* auf eine Phase eingestellt, deren Phasendifferenz zur Phase der Systemspannung Vsys konstant ist. Insbesondere wenn die Phasendifferenz Null ist, kann der Leistungsfaktor auf 1,0 geregelt werden. Der Drosselstrom-Sollwert IL* entspricht dem „Wechselstrom-Sollwert“.
  • Es ist zu beachten, dass der Drosselstrom-Sollwert IL* (Sinus) so eingestellt werden kann, dass die Amplitude des Drosselstrom-Sollwerts IL* einem Arbeitspunkt entspricht, bei dem z.B. die Ausgangsleistung der Gleichstromversorgung 120 maximal ist, oder so, dass die Ausgangsspannung der Gleichstromversorgung 120 konstant geregelt wird. Wenn die Leistung, die in umgekehrter Richtung zum kommerzielles System 130 fließen kann, durch ein System mit höherem Pegel begrenzt wird, werden Amplitude und Phase des Drosselstrom-Sollwerts IL* so eingestellt, dass die Begrenzung eingehalten wird. Daher ist die Art und Weise, wie der Drosselstrom-Sollwert IL* so eingestellt wird, dass er eine Wechselstrom-Wellenform aufweist, nicht besonders begrenzt.
  • Der Proportional-Integral-Regler 204 erzeugt durch den von der Betriebseinheit 203 berechneten Regelvorgang zur Reduzierung der Stromabweichung ΔIL einen Invertersteuerungs-Sollwert Vo*. Der Invertersteuerungs-Sollwert Vo* entspricht einem Sollwert für die Inverter-Ausgangsspannung Vo zwischen den Verbindungspunkten 124 und 125 in 1.
  • Beispielsweise kann der Proportional-Integral-Regler 204 den Invertersteuerungs-Sollwert Vo* durch eine Rückkopplungsoperation aus der Addition des Proportional-Terms (Kp*ΔII,), den man durch Multiplikation der Stromabweichung mit der Proportionalverstärkung Kp erhält, und des Integral-Terms (Ki*Σ (ΔIL)), den man durch Multiplikation des Integrals der Stromabweichung mit der Integralverstärkung erhält, bestimmen. Alternativ kann die Rückkopplungsoperation weiter mit einer Störgrößenaufschaltung kombiniert werden. Zum Beispiel kann der Invertersteuerungs-Sollwert Vo* bestimmt werden, indem zu einem Ergebnis der Rückkopplungsoperation ein Störgrößenaufschaltungsterm entsprechend der Spannung Vdc des Glättungskondensators 110 addiert wird.
  • Damit berechnet der Proportional-Integral-Regler 204 den Invertersteuerungs-Sollwert Vo*, so dass der Drosselstrom IL dem Drosselstrom-Sollwert IL* folgt. Bei zyklischen Änderungen des Drosselstrom-Sollwertes IL* ergibt der Invertersteuerungs-Sollwert Vo* eine Wechselstrom-Wellenform, die im Wesentlichen die gleiche Frequenz wie der Drosselstrom-Sollwert IL* hat.
  • Der PWM-Signalwandler 205 erzeugt ein PWM-Signal zur Steuerung der Wechselrichter-Ausgangsspannung Vo auf den Invertersteuerungs-Sollwert Vo*.
  • 3 ist ein schematisches Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung der Funktionsweise des PWM-Signalwandlers 205.
  • Wie in 3 gezeigt, teilt der PWM-Signalwandler 205 den Invertersteuerungs-Sollwert Vo* durch die Spannung Vdc des Glättungskondensators 110 und normiert damit den Invertersteuerungs-Sollwert Vo*. Daraus ergibt sich der PWM-Spannungsbefehl V*, normiert auf einen numerischen Wert in einem Bereich des Invertersteuerungs-Sollwerts Vo* von -1 bis +1.
  • Der PWM-Signalwandler 205 erzeugt die PWM-Signale Spwm1 und Spwm2 entsprechend einem Spannungsvergleich zwischen dem normierten PWM-Spannungsbefehl V* und einer Trägerwelle CW, die in einem Bereich von -1 bis +1 bei einer bestimmten Frequenz variiert. Grundsätzlich wird in einer Periode, in der der PWM-Spannungsbefehl V* niedriger ist als die Spannung der Trägerwelle CW, das PWM-Signal Spwm1 auf einen logisch hohen Pegel (nachfolgend einfach als „H-Pegel“ bezeichnet) und das PWM-Signal Spwm2 auf einen logisch niedrigen Pegel (nachfolgend einfach als „L-Pegel“ bezeichnet) gesetzt. Im Gegensatz dazu wird in einer Periode, in der der PWM-Spannungsbefehl V* höher ist als die Spannung der Trägerwelle CW, das PWM-Signal Spwm1 auf einen L-Pegel und das PWM-Signal Spwm2 auf einen H-Pegel gesetzt.
  • In einer Periode, in der das PWM-Signal Spwm1 auf dem H-Pegel liegt, werden die Treibersteuersignale S1 und S4 auf den H-Pegel gesetzt, so dass die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 angeschaltet werden. Dies bewirkt, dass die Treiberschaltung 117 z.B. +5V an die Steuerelektroden der Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 anlegt. Umgekehrt werden in einer Periode, in der das PWM-Signal Spwm1 auf L-Pegel liegt, die Treibersteuersignale S1 und S4 auf L-Pegel gesetzt, so dass die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 ausgeschaltet werden. Dies führt dazu, dass die Treiberschaltung 117 z.B. +0V (GND) an die Steuerelektroden der Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 anlegt.
  • Im Gegensatz dazu werden in einer Periode, in der das PWM-Signal Spwm2 auf H-Pegel liegt, die Treibersteuersignale S2 und S3 auf H-Pegel gesetzt, so dass die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 Anschalten. Dies bewirkt, dass die Treiberschaltung 117 z.B. +5V an die Steuerelektroden der Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 anlegt. Umgekehrt werden in einer Periode, in der das PWM-Signal Spwm2 auf L-Pegel liegt, die Treibersteuersignale S2 und S3 auf L-Pegel gesetzt, so dass die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 abschalten. Dies führt dazu, dass die Treiberschaltung 117 z.B. +0V (GND) an die Steuerelektroden der Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 anlegt.
  • Es ist zu beachten, dass im Allgemeinen eine Totzeit Td zwischen den PWM-Signalen Spwm1 und Spwm2 gegeben ist, wie in 3 dargestellt. Die Totzeit kann bekanntlich verhindern, dass ein Kurzschluss Pfad durch gleichzeitiges Anschalten des Oberzweigelements und des Unterzweigelements z.B. aufgrund von Elementvariationen entsteht. Die Dauer der Totzeit Td beträgt für ein allgemeines Halbleiter-Schaltelement etwa einige Mikrosekunden. Für ein Halbleiter-Schaltelement, das in der Lage ist, mit hoher Geschwindigkeit zu schalten, wie z.B. ein Halbleiter mit breiter Bandlücke, kann die Dauer auf einige Nanosekunden bis zu mehreren hundert Nanosekunden verkürzt werden.
  • Die Frequenz der Trägerwelle CW stimmt mit den Schaltfrequenzen der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 überein. Im Allgemeinen liegt die Schaltfrequenz oft bei 15 kHz oder höher, so dass sie über den menschlichen Hörbereich hinausgeht. Bei einem Leistungswandler, der beispielsweise eine Leistung von einigen Kilowatt abgibt, liegt die Schaltfrequenz im Allgemeinen bei einigen zehn Kilohertz. Während die Dreieckswelle in der vorliegenden Ausführungsform als Trägerwelle CW dargestellt wird, kann jede andere zyklische Wellenform, z.B. eine Sägezahnwelle, ebenfalls als Trägerwelle CW verwendet werden.
  • Es ist zu beachten, dass während die Bereiche der Trägerwelle CW und der PWM-Spannungsbefehl V* in 3 von -1 bis +1 reichen, auch Trägerwellen CW und PWM-Spannungsbefehle V* erzeugt werden können, die z.B. im Bereich von 0 bis +1 liegen.
  • Wie oben beschrieben, wird der Vorgang des gleichzeitigen An- und Ausschaltens der Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 und des gleichzeitigen An- und Ausschaltens der Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 als bipolare Modulationsoperation bezeichnet. Mit anderen Worten wird, wie oben beschrieben, der bipolare Modulationsvorgang durch An- und Ausschalten der Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 gemäß dem PWM-Signal Spwm1 und An- und Ausschalten der Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 gemäß dem PWM-Signal Spwm2 durchgeführt.
  • Im bipolaren Modulationsbetrieb besteht unter Vernachlässigung der Totzeit ein durch die folgende Gleichung (1) verdeutlichter Zusammenhang zwischen der Zwischenkreisspannung (Spannung Vdc), der kommerziellen Systemspannung (Spannung Vsys), dem Zyklus Tcw der Trägerwelle CW (dem Kehrwert der Trägerfrequenz) und der Anschaltdauer Ton des Halbleiter-Schaltelements. Ton = ( 1 + Vsys/Vdc ) / 2 × Tcw
    Figure DE112019002256T5_0001
  • Nach Gleichung (1) gilt: Wenn die Momentanspannung des kommerzielles System 130 gleich Null ist (Vsys = 0), Ton = 0,5×Tcw, ergibt sich eine Anschaltdauer von 50%. Es ist zu beachten, dass Ton in Gleichung (1) die Anschaltdauer der Halbleiter-Schaltelemente 101 und 103 ist, und dass die Anschaltdauer der Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 durch Tcw-Ton bestimmt werden kann, wobei die Totzeit nicht berücksichtigt wird.
  • Wenn die kommerzielle Systemspannung (Spannung Vsys) positiv ansteigt, steigen die Tastverhältnisse der Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 von 50% und die Tastverhältnisse der Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 verringern sich von 50%, gemäß Gleichung (1). Umgekehrt, wenn die kommerzielle Systemspannung (Spannung Vsys) negativ ansteigt, verringern sich die Arbeitszyklen der Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 von 50% und die Arbeitszyklen der Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 steigen von 50%.
  • Es ist zu beachten, dass die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 auch durch eine so genannte unipolare Modulationsoperation gesteuert werden können, die sich von der bipolaren Modulation unterscheidet. Beim unipolaren Modulationsbetrieb schalten die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 102 entsprechend der PMW die Signale Spwm1 und Spwm2 in 3 und die Halbleiter-Schaltelemente 103 und 104 entsprechend der Polarität des PWM-Spannungsbefehls V* an und aus. Konkret wird das Halbleiter-Schaltelement 103 in einem halben Zyklus angeschaltet (104 ist aus), wenn V* > 0 wahr ist, während das Halbleiter-Schaltelement 104 in einem halben Zyklus angeschaltet wird (103 ist aus), wenn V* < 0 wahr ist, wodurch sich die Halbleiter-Schaltelemente 103 und 104 entsprechend der Frequenz des kommerziellen Systems 130 an- und ausschalten.
  • Im unipolaren Modulationsbetrieb werden die Halbleiter-Schaltelemente 103 und 104 für eine reduzierte Anzahl von Malen angeordnet, was den Vorteil hat, dass die Schaltverluste reduziert werden. Auf der anderen Seite gibt es aber auch Nachteile, wie z.B. eine Erhöhung des Leckstroms. Daher ist es vorzuziehen, anhand von Betriebsbedingungen, wie z.B. einer Zulässigkeit von Leckstrom, festzustellen, ob der unipolare Modulationsbetrieb anwendbar ist oder nicht.
  • Während 3 ein Wellenformdiagramm zeigt, in dem der PWM-Spannungsbefehl V* und die Trägerwelle CW kontinuierlich variieren, ist zu beachten, dass der PWM-Signalwandler 205 in der Praxis auch als digitale Schaltung arbeitet, wenn die Steuerschaltung 115 für digitale Geräte, wie z.B. einen Mikrocomputer, konfiguriert ist.
  • 4 zeigt ein schematisches Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung eines Betriebs des PWM-Signalwandlers 205, der als digitale Schaltung konfiguriert ist.
  • Gemäß 4 wird die Trägerwelle CW durch Vorwärts- oder Rückwärtszählen des numerischen Wertes durch einen Zähler o.ä. für jeden Regelzyklus erzeugt. In ähnlicher Weise ändert sich der PWM-Spannungsbefehl V* schrittweise für jeden Regelzyklus bei Ausführung der Regelungsoperation. Dementsprechend ändern sich die Spannungswerte der Trägerwelle CW und PWM-Spannungsbefehl V* in der Praxis schrittweise.
  • Während der Zeitpunkt, zu dem der PWM-Spannungsbefehl V* aktualisiert wird, im Beispiel in 4 der Zeitpunkt eines Peaks (eines maximalen Punktes) der Trägerwelle CW ist, ist zu beachten, dass der PWM-Spannungsbefehl V* zu einem anderen Zeitpunkt aktualisiert werden kann (z.B. ein Tal (ein minimaler Punkt) der Trägerwelle CW oder sowohl ein Peak als auch ein Tal). Alternativ kann der Zeitpunkt, zu dem der PWM-Spannungsbefehl V* aktualisiert wird, auch ohne Synchronisierung des Aktualisierungszeitpunkts mit der Trägerwelle CW angegeben werden.
  • Die Aktualisierung des PWM-Spannungsbefehls V* in Synchronisation mit der Trägerwelle CW ermöglicht es, den Regelbetrieb durch den Proportional-Integral-Regler 204 in Synchronisation mit der Trägerwelle CW durchzuführen, wobei der Mittelwert des Stroms oder der Mittelwert der Spannung innerhalb der Trägerperiode verwendet wird. Im Gegensatz dazu erlaubt ein solcher zyklischer Regelbetrieb, dass der PWM-Spannungsbefehl V* nur für jede Trägerperiode geändert werden kann. Daher kann der Regelvorgang hinter einer plötzlichen Änderung der Spannung oder des Stroms auf einem Teil des Weges durch die Trägerperiode zurückbleiben.
  • Wie in 1 und 2 dargestellt, werden die vom PWM-Signalwandler 205 wie oben beschrieben erzeugten PWM-Signale Spwm1, Spwm2 an die Treiberschaltung 117 ausgegeben. Entsprechend den PWM-Signalen Spwm1, Spwm2 erzeugt die Treiberschaltung 117 die Treibersteuersignale S1 bis S4, wodurch die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 entsprechend der PWM-Steuerung so angesteuert werden, dass der Drosselstrom IL dem Drosselstrom-Sollwert IL* folgt.
  • Während 3 mit Bezug auf die Regelung durch die Proportional-Integral (PI)-Regelung 204 und die Kombination von Regelung und Störgrößenaufschaltung beschrieben wurde, ist zu beachten, dass die Regelung nur durch die Proportional (P)-Regelung oder durch Proportional-Integral-Differential (PID)-Regelung erfolgen kann.
  • Betrieb bei Feststellung von Überstrom
  • Als nächstes wird ein Betrieb des Leistungswandlers 100 im Falle von Überstrom beschrieben.
  • Unter Bezugnahme auf 1 sind Beispiele für eine Überstromursache das Auftreten einer Störung im kommerziellen System 130. So sinkt z.B. im Falle eines Erdschlusses oder eines Leitungs-Kurzschlusses im System die Spannung im kommerzielles System 130 schlagartig ab. Insbesondere dann, wenn die Systemspannung (Vsys) zu einem Zeitpunkt, zu dem die Spannungsschwingung groß ist, abrupt abnimmt, wobei die Phase der Systemspannung 90 Grad oder 270 Grad beträgt, usw., ist die Schwankung der Spannung groß, was sich stark auf den Leistungswandler 100 auswirkt. Die Abänderung der Systemspannung verändert die in der Ausgangs-Filterschaltung 100B enthaltenen Steigungen des Drosselstroms IL der Drosseln 108 und 126. Unter Verwendung der Gleichstrom-Busspannung (Spannung Vdc), der kommerziellen Systemspannung (Spannung Vsys) und der Summe der Induktivitäten der Drosseln 108 und 126 gilt die folgende Gleichung (2) für die Steigung k (IL) des Drosselstroms IL: k ( IL ) = ( Vdc − Vsys ) /L
    Figure DE112019002256T5_0002
  • Wie oben beschrieben, steuert die Steuerung 200 bei Änderungen der Zwischenkreisspannung (Spannung Vdc) und der Systemspannung Vsys des kommerziellen Systems 130 die Anschaltzeit der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 gemäß Gleichung (1), um den Drosselstrom IL zu steuern. Da sich die Systemspannung Vsys jedoch abrupt ändert, steigt der Wert des Zählers in Gleichung (2) abrupt an, was zu einer erhöhten Steigung des Drosselstroms führt.
  • Tritt beispielsweise eine Störung im kommerziellen System 130 auf und nimmt die Systemspannung Vsys ab, während Leistung von der Gleichstromseite zur Wechselstromseite gesendet wird, wobei die Systemspannung eine positive Spannung ist (Vsys > 0) und die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 103 angeschaltet sind, steigt die Anstiegsrate des Stroms in einem Pfad an, wobei der Pfad durchläuft: die positive Seite des Glättungskondensators 110 zum Halbleiter-Schaltelement 101 zur Drossel 108 zum kommerzielles System 130 zur Drossel 126 zum Halbleiter-Schaltelement 103 und zur negativen Seite des Glättungskondensators 110. Aus diesem Grund führt die An/Aus-Regelung gemäß der PWM-Steuerung für den stationären Betrieb dazu, dass die Anschaltdauer der Halbleiter-Schaltelemente 101, 103 überhöht ist und ein erhöhter Drosselstrom Überstrom verursacht wird. Ist der Überstrom beträchtlich, kann es zur Zerstörung des Halbleiter-Schaltelements kommen.
  • In der vorliegenden Ausführungsform wird ein Überstrom erkannt, wenn der Drosselstrom IL höher als eine vorgegebene Überstromschwelle ist.
  • 5 zeigt eine Beispielkonfiguration des Überstromdetektors 122.
  • Der Überstromdetektor 122 verfügt über einen Komparator 123, der den vom Stromdetektor 113 und der Überstromschwelle Ith detektierte Drosselstrom-IL empfängt (5).
  • Wenn zum Beispiel |IL| > Ith wahr ist, erkennt der Komparator 123 einen Überstrom und setzt das Überstrom-Erkennungssignal Soc auf H-Pegel. Wenn |IL| ≤ Ith wahr ist, erkennt Komparator 123 im Gegensatz dazu keinen Überstrom und setzt das Überstrom-Erkennungssignal Soc auf L-Pegel.
  • Die Überstromschwelle Ith kann unter Berücksichtigung der Nennwerte des Leistungswandlers 100 usw. beliebig eingestellt werden. Basierend auf den Betriebsbedingungen des Leistungswandlers 100 kann die Überstromschwelle Ith beispielsweise in einem Bereich von 100% bis 150% des maximalen Stromwertes des Drosselstroms IL unter den Nennbetriebsbedingungen eingestellt werden. Alternativ kann die Überstromschwelle Ith auf der Grundlage der im Leistungswandler 100 enthaltenen Elemente z.B. auf einen Stromwert mit einer gewissen (z.B. etwa 20%) Spanne zum Nennstrom der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 eingestellt werden. Die Überstromschwelle Ith kann auch auf einen Stromwert eingestellt werden, der um etwa 10% niedriger ist als der Überstromwert, bei dem der Leistungswandler 100 zur Schutzabschaltung ausgeschaltet werden sollte.
  • Es ist zu beachten, dass das obige Überstrom-Erkennungsschema lediglich ein Beispiel ist. Der Überstrom kann durch ein anderes Erkennungsschema erkannt werden. Beispielsweise kann Überstrom erkannt werden, indem der Stromdetektor mit den Halbleiter-Schaltelementen 101 bis 104 in Reihe angeordnet wird. In diesem Fall kann der Stromdetektor für eines der Halbleiter-Schaltelemente oder für mehrere Halbleiter-Schaltelemente verwendet werden. Auch in diesen Fällen wird die Detektion durch den Stromdetektor in den Überstromdetektor 122 eingegeben, und wenn der Überstromdetektor 122 einen Überstrom detektiert, wird das Überstrom-Erkennungssignal Soc auf den H-Pegel gesetzt.
  • Wie oben beschrieben, kann dann, wenn die PWM-Steuerung für den stationären Betrieb nach der Erkennung von Überstrom weiterläuft, der Überstrom weitergehen. Aus diesem Grund wird im Leistungswandler 100 gemäß der aktuellen Ausführungsform bei Erkennen von Überstrom der Regelungsmodus von der PWM-Steuerungsart, die der Regelungsmodus für den stationären Betrieb ist, auf einen anderen Regelungsmodus umgeschaltet.
  • 6 ist ein schematisches Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung der Umschaltung des Regelungsmodus bei Erkennung von Überstrom im Leistungswandler 100 gemäß Ausführungsform 1. In 6 ist die Schaltfrequenz (d.h. die Frequenz der Trägerwelle CW) aus Gründen der Übersichtlichkeit niedriger angegeben, als sie in der Praxis ist. In der Praxis beträgt die Frequenz des Drosselstrom-Sollwerts IL* 50 oder 60 Hz, während die Schaltfrequenz mehrere zig-Kilohertz beträgt. Während die mit Bezug auf 3 beschriebene Totzeit Td in 6 nicht dargestellt ist, sind für die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 ähnliche Totzeiten wie in 3 vorgesehen. 6 zeigt den Regelbetrieb, bei dem die Systemspannung Vsys, der Drosselstrom-Sollwert IL* und der Drosselstrom IL positive Werte sind.
  • Gemäß 6 werden Referenz-PWM-Signale Spwm1*, Spwm2* durch PWM-Wandlung zur Anpassung des Drosselstrom IL an den Drosselstrom-Sollwert IL* erzeugt. Mit anderen Worten werden die PWM-Signale Spwm1*, Spwm2* entsprechend dem in 3 beschriebenen Spannungsvergleich zwischen Trägerwelle CW und PWM-Spannungsbefehl V* erzeugt. Dementsprechend sind die PWM-Signale Spwm1*, Spwm2* zyklische Pulssignale entsprechend einem Trägerwelle-CW-Zyklus, bei dem das Verhältnis der H-Pegel-Periode (das Tastverhältnis) des zyklischen Pulssignals für jeden Zyklus entsprechend der PWM-Steuerung variiert. PWM-Signale Spwm1*, Spwm2* entsprechen einer Ausführungsform eines „Steuerimpulssignals“.
  • Im Gegensatz dazu werden die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 von der Steuerschaltung 115 bis zur Treiberschaltung 117 ausgegeben, und die Treiberschaltung 117 steuert das An- und Ausschalten der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 gemäß den PWM-Signalen Spwm1 und Spwm2. Mit anderen Worten, die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 entsprechen einer Ausführungsform des „Steuersignals“.
  • Der Drosselstrom IL steigt in einer H-Pegel-Periode (die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 103 sind an) des PWM-Signals Spwm1 an, während er in einer L-Pegel-Periode des PWM-Signals Spwm1 abnimmt (Halbleiter-Schaltelemente 101 und 103 sind aus), wodurch er so gesteuert wird, dass er dem Drosselstrom-Sollwert IL* folgt, wobei er eine Welligkeitskomponente hat. Im stationären Betrieb, in dem kein Überstrom erkannt wird, werden die PWM-Signale Spwm1*, Spwm2*, wie sie sind, als PWM-Signale Spwm1, Spwm2 von der Steuerschaltung 115 ausgegeben.
  • Hier steigt zum Zeitpunkt t1 der Drosselstrom IL aufgrund einer Systemstörung an, und zum Zeitpunkt t2 ist IL > Ith wahr und der Überstromdetektor 122 erkennt somit einen Überstrom. Aus diesem Grund wird als Reaktion auf das Überstrom-Erkennungssignal Soc vom Überstromdetektor 122 vom PWM-Regelmodus für den stationären Betrieb auf den Überstrommodus umgeschaltet. Mit anderen Worten, der PWM-Regelmodus für den stationären Betrieb entspricht einer Ausführungsform des „ersten Regelmodus“, und der Überstrommodus entspricht dem „zweiten Regelmodus“.
  • Es ist zu beachten, dass in der Praxis vom Zeitpunkt des Auftretens von Überstrom bis zur Änderung des Überstrom-Erkennungssignals Soc auf den H-Pegel durch den Komparator 123 eine gewisse Verzögerungszeit (in der Regel mehrere Nanosekunden bis zu mehreren hundert Nanosekunden) vergeht. Dementsprechend muss die Überstromschwelle Ith in der Entwurfsphase unter Berücksichtigung dieser Verzögerungszeit eingestellt werden.
  • Im Überstrommodus wird ferner eine Strom-Obergrenze Ilim festgelegt, die in einem Bereich größer als der Drosselstrom-Sollwert IL* und kleiner als die Überstromschwelle Ith liegt. In der vorliegenden Ausführungsform ist die Strom-Obergrenze Ilim ein Strom, der um α (A) größer ist als der Drosselstrom-Sollwert IL*. Zum Beispiel kann α (A) etwa mehrere Ampere betragen. Aus diesem Grund kann Ilim gleich IL*+α sein, wenn IL* > 0 wahr ist, während Ilim gleich IL*-a sein kann, wenn IL* < 0 wahr ist.
  • Die Strom-Obergrenze Ilim kann eingestellt werden, indem man zum Drosselstrom-Sollwert IL* die Stromwelligkeit des Drosselstroms IL hinzufügt, die mit jener vergleichbar ist, während die PWM-Steuerung in einem stationären Zustand durchgeführt wird, oder die maximal zulässige Stromwelligkeit in einem stationären Zustand. Die Strom-Obergrenze Ilim kann auch durch Multiplikation des Drosselstrom-Sollwerts IL* mit k (k > 1) eingestellt werden. Darüber hinaus kann die Strom-Obergrenze Ilim ein Stromwert sein, der unabhängig vom Drosselstrom-Sollwert IL* mit einer konstanten Rate von der Überstromschwelle Ith abnimmt, oder ein konstanter Wert, der niedriger als die Überstromschwelle Ith ist. Daher wird die Strom-Obergrenze Ilim in Verbindung mit dem Drosselstrom-Sollwert IL* so eingestellt, dass er in einen Bereich fällt, der größer als der Drosselstrom-Sollwert IL* und kleiner als die Überstromschwelle Ith ist.
  • Im Überstrommodus werden, wenn der Drosselstrom IL größer ist als die Strom-Obergrenze Ilim, die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 alle ausgeschaltet und der Schaltvorgang gemäß der PWM-Steuerung (im Folgenden auch als „PWM-Schaltvorgang“ bezeichnet) beendet. Da z.B. IL > Ilim zum Zeitpunkt t2 wahr ist (IL = Ith), werden die PWM-Signale Spwm1 und Spwm2 unabhängig von den Referenz-PWM-Signalen Spwm1*, Spwm2* als auf L-Pegel liegend bestimmt. Der PWM-Schaltvorgang entspricht dem „ersten Schaltvorgang“.
  • Nach der Zeit t2 wird der PWM-Schaltvorgang gestoppt. In der Ausführungsform 1 sind in der PWM-Schaltbetrieb-Stopp-Periode während des Überstrombetriebs die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 ausgeschaltet, und somit nimmt der Drosselstrom IL ab. Selbst wenn der Drosselstrom IL niedriger als die Strom-Obergrenze Ilim abnimmt, wird der PWM-Schaltvorgang zu diesem Zeitpunkt nicht sofort wieder aufgenommen. Vielmehr wird in Synchronisation mit den PWM-Signalen Spwm1*, Spwm2* bestimmt, ob der PWM-Schaltvorgang fortgesetzt werden soll oder nicht, d.h. zu einem Zeitpunkt, zu dem das PWM-Signal Spwm1* oder Spwm2* vom L-Pegel auf den H-Pegel übergeht.
  • Nachdem zum Beispiel (in 6) der PWM-Schaltvorgang durch die Erfassung von IL > Ilim gestoppt wurde, wird der PWM-Schaltvorgang zu einem Zeitpunkt wieder aufgenommen, an dem das PWM-Signal Spwm1* vom L-Pegel auf den H-Pegel wechselt. Dadurch wird zum Zeitpunkt t3 der PWM-Schaltvorgang wieder aufgenommen und die Halbleiter-Schaltelemente 101, 103 schalten in einer H-Pegel-Periode des PWM-Signals Spwm1 entsprechend einer H-Pegel-Periode des PWM-Signals Spwm1* ein. Dadurch steigt der Drosselstrom IL nach der Zeit t3 wieder an.
  • Wenn der Drosselstrom IL zum Zeitpunkt t4 die Strom-Obergrenze Ilim wieder erreicht, werden die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 zwangsweise auf L-Pegel gesetzt, und der PWM-Schaltvorgang stoppt. Dadurch werden die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 ausgeschaltet und der Drosselstrom IL nimmt dadurch nach dem Zeitpunkt t4 ab. IL < Ilim ist also wahr.
  • Anschließend wird zum Zeitpunkt t5, zu dem das PWM-Signal Spwm1* vom L-Pegel auf den H-Pegel wechselt, das PWM-Signal Spwm1 entsprechend dem PWM-Signal Spwm1* auf den H-Pegel gesetzt, und der PWM-Umschaltvorgang wird fortgesetzt. Die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 103 werden angeschaltet und der Drosselstrom IL steigt wieder an.
  • Wie zum Zeitpunkt t4 wird zum Zeitpunkt t6, wenn der Drosselstrom IL die Strom-Obergrenze Ilim erreicht, der PWM-Schaltvorgang wieder gestoppt. Dadurch nimmt der Drosselstrom IL wieder ab. Daher wird in 6 der PWM-Schaltvorgang gestoppt und die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 werden während der Perioden vom Zeitpunkt t2 bis t3, vom Zeitpunkt t4 bis t5 und vom Zeitpunkt t6 bis t7 ausgeschaltet, wodurch eine „Stromabnahme-Periode“ entsteht, in der der Drosselstrom IL monoton abnimmt.
  • Wie zum Zeitpunkt t5 ist IL < Ilim zum Zeitpunkt t7 wahr, und das PWM-Signal Spwm1 wird somit entsprechend dem PWM-Signal Spwm1* auf den H-Pegel gesetzt, und der PWM-Schaltvorgang wird fortgesetzt.
  • Dann wechselt zum Zeitpunkt t8 das PWM-Signal Spwm1* vom H-Pegel auf den L-Pegel, wobei der Drosselstrom IL zum Zeitpunkt t8 die Strom-Obergrenze Ilim nicht erreicht. Mit anderen Worten ist der Drosselstrom IL nicht bis zur Strom-Obergrenze Ilim angestiegen, obwohl die Anschaltdauer der Halbleiter-Schaltelemente 101 und 103 entsprechend der PWM-Steuerung im stationären Zustand gewährleistet ist. Somit kann festgestellt werden, dass die Wiederaufnahme der PWM-Steuerung für den stationären Betrieb ermöglicht werden kann. Dementsprechend endet zum Zeitpunkt t8 der Überstrombetrieb und die Strom-Obergrenze Ilim wird ebenfalls „dekonfiguriert“, also gelöscht.
  • Mit anderen Worten, zum Zeitpunkt t8 wird der Regelmodus wieder auf den PWM-Regelmodus für den stationären Betrieb umgeschaltet. Nachdem der Regelmodus auf den PWM-Regelmodus für den stationären Betrieb umgeschaltet wurde, wird der PWM-Umschaltvorgang unter Verwendung der PWM-Signale Spwm1, Spwm2 entsprechend dem PWM-Signal Spwm1*, Spwm2 durchgeführt und so gesteuert, dass der Drosselstrom-AL dem Drosselstrom-Sollwert-AL* folgt.
  • Es ist zu beachten, dass der Überstrommodus beendet werden kann, d.h. die Strom-Obergrenze Ilim kann dekonfiguriert werden, vorausgesetzt, dass die Schaltsteuerung gemäß PWM-Signal Spwm1*, Spwm2 nicht dazu führt, dass der Drosselstrom IL über mehrere Schaltzyklen und nicht nur einen Zyklus die Strom-Obergrenze Ilim erreicht. Auf diese Weise kann verhindert werden, dass ein Überstrom durch Instabilität der Regelung bei der Rückkehr des Systems aus der Störung verursacht wird.
  • Alternativ kann der Überstrommodus nach Ausführungsform 1, in dem die Strom-Obergrenze Ilim eingeführt wurde, nach Ablauf einer vorgegebenen Zeitspanne seit dem Start (Zeit t2) beendet werden. Dadurch erübrigt sich die Überwachung der Spannung oder des Stroms für die Entscheidung, ob der Überstrommodus beendet werden soll, und ermöglicht so eine vereinfachte Regelung.
  • Alternativ kann das Löschen der Strom-Obergrenze Ilim aufgrund der Beendigung des Überstrom-Modus zu dem Zeitpunkt erfolgen, der einem Nulldurchgang der Spannung oder des Stroms (z.B. Systemspannung Vsys, Drosselstrom IL oder Drosselstrom-Sollwert IL*) auf der AC-Seite des Leistungswandlers 100 entspricht. Dadurch wird der PWM-Regelmodus für den stationären Betrieb wieder aufgenommen, wobei Spannung und Strom nahe Null liegen, wodurch ein erneutes Auftreten von Überstrom verhindert wird.
  • Es ist zu beachten, dass der Zeitpunkt, zu dem der PWM-Schaltvorgang wieder aufgenommen wird (Zeiten t3, t5, t7), der durch den Drosselstrom IL beendet wird, nachdem die Strom-Obergrenze Ilim erreicht ist, der Zeitpunkt sein kann, zu dem das PWM-Signal Spwm2* vom L-Pegel auf den H-Pegel übergeht. In diesem Fall schalten die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 in einer Periode ein, in der das PWM-Signal Spwm2* auf H-Pegel liegt, und der Drosselstrom-IL nimmt dadurch ab, nachdem IL < Ilim wahr ist und der PWM-Schaltvorgang wieder aufgenommen wird. Dann wechselt das PWM-Signal Spwm2* auf L-Pegel und das PWM-Signal Spwm1* auf H-Pegel, woraufhin der Drosselstrom IL ansteigt.
  • Wenn in diesem Fall der Drosselstrom IL die Strom-Obergrenze Ilim erreicht, bevor das PWM-Signal Spwm1* das nächste Mal auf L-Pegel wechselt, stoppt der PWM-Umschaltvorgang erneut und der Überstrommodus wird fortgesetzt. Erreicht dagegen IL < Ilim bis zum nächsten Zeitpunkt, an dem das PWM-Signal Spwm1* auf L-Pegel wechselt, d.h. während eines Zyklus des PWM-Signals Spwm1, endet der Überstrommodus zu diesem Zeitpunkt und der Regelmodus wird auf den PWM-Regelmodus für den stationären Betrieb umgeschaltet.
  • In dem Fall, dass der PWM-Schaltvorgang sofort zu dem Zeitpunkt wieder aufgenommen wird, zu dem der Drosselstrom IL auf einen Wert weniger als die Strom-Obergrenze Ilim abgenommen hat, nachdem der PWM-Schaltvorgang im Überstrommodus gestoppt wurde, kann der Drosselstrom IL sofort die Strom-Obergrenze Ilim erreichen und der PWM-Schaltvorgang kann wieder gestoppt werden, wenn der PWM-Schaltvorgang während einer H-Pegel-Periode des PWM-Signals Spwm1* wieder aufgenommen wird. Dementsprechend ist das Timing, zu dem der PWM-Schaltvorgang wieder aufgenommen wird, mit den PWM-Signalen Spwm1 *, Spwm2* synchronisiert, wodurch verhindert wird, dass der PWM-Schaltvorgang sofort nach Wiederaufnahme des PWM-Schaltvorgangs stoppt. In 6 entsprechen die Zeiten t3, t5 und t7 dem „ersten Timing“.
  • Während 6 den Regelbetrieb darstellt, bei dem die Systemspannung Vsys, der Drosselstrom-Sollwert IL* und der Drosselstrom IL positive Werte sind, ist zu beachten, dass die Umschaltung in den Überstrommodus, die Einstellung der Strom-Obergrenze Ilim (Ilim < 0) und die Umschaltung vom Überstrommodus in den PWM-Regelmodus während des stationären Betriebs ebenfalls geregelt werden können, wenn die Systemspannung Vsys, der Drosselstrom-Sollwert IL* und der Drosselstrom IL negative Werte sind. In diesem Fall erhöht sich jedoch der Drosselstrom IL (der absolute Wert) in einer Periode, in der das PWM-Signal Spwm2* auf den H-Pegel liegt. Nachdem der PWM-Schaltvorgang wieder aufgenommen wurde, kann der Überstrommodus also beendet werden, wenn der Drosselstrom IL die Strom-Obergrenze Ilim erst zu dem Zeitpunkt erreicht, zu dem das PWM-Signal Spwm2* vom H-Pegel auf L-Pegel wechselt, d.h. während eines Zyklus des PWM-Signals Spwm2*.
  • Die Beispieloperation in 6 geht davon aus, dass die Systemstörung in relativ kurzer Zeit konvergiert und der Überstrom des Drosselstroms IL entsprechend abklingt. Es ist jedoch auch möglich, dass der zum Zeitpunkt t8 dargestellte Zustand aufgrund einer lang anhaltenden Systemstörung oder Anomalien des Leistungswandlers 100 für eine lange Zeit nicht auftritt. Dementsprechend stoppt der Leistungswandler 100 vorzugsweise nach dem Start des Überstrommodus den Betrieb, wenn der Drosselstrom IL die Strom-Obergrenze Ilim für eine vorbestimmte Anzahl von Malen (z.B. etwa 5 Mal) erreicht, wie dies auch zu den Zeitpunkten t4, t6, t8 der Fall ist.
  • 7 zeigt einen Schaltplan, der eine detaillierte Konfiguration des PWM-Signalwandlers zeigt, der ein PWM-Signal erzeugt, das der in 6 beschriebenen Umschaltung dem Regelungsmodus entspricht.
  • Der PWM-Signalwandler 205 enthält gemäß 7 eine Steuerung 801, eine Zwischenspeicherschaltung 802, UND-Gatter 803, 804 und eine Strom-Bestimmungseinheit 810. Die Strom-Bestimmungseinheit 810 hat eine Stromobergrenzen-Bestimmungseinheit 811, ein ODER-Gatter 812 und einen Komparator 815. Die Strom-Bestimmungseinheit 810 empfängt das Überstrom-Erkennungssignal Soc vom Überstromdetektor 122.
  • Nach Empfang des in 2 dargestellten Invertersteuerungs-Sollwertes Vo* und der Trägerwelle CW erzeugt die Steuerung 801 die PWM-Signale Spwm1*, Spwm2* durch die PWM-Steuerung wie in 3 beschrieben. Mit anderen Worten, die PWM-Signale Spwm1*, Spwm2* entsprechen den PWM-Signalen Spwm1, Spwm2 der 3 und 4. Mit anderen Worten: Die Steuerung 801 wird als Funktionsblock bezeichnet, der unter den Funktionalitäten des PWM-Signalwandlers 205 die in 3 dargestellte PWM-Steuerfunktion enthält.
  • Wenn das Überstrom-Erkennungssignal Soc vom L-Pegel auf den H-Pegel wechselt, beginnt die Stromobergrenzen-Bestimmungseinheit 811 mit der Erzeugung der Strom-Obergrenze Ilim. Die Stromobergrenzen-Bestimmungseinheit 811 erzeugt weiterhin die Strom-Obergrenze Ilim, bis ein Überstrommodus-Freigabesignal Srm von der Steuerung 801 auf den H-Pegel gesetzt wird. Wie oben beschrieben, kann die Stromobergrenzen-Bestimmungseinheit 811 die Strom-Obergrenze Ilim in Verbindung mit dem Drosselstrom-Sollwert IL* einstellen. Nachdem der Regelmodus in den Überstrommodus wechselt, wird das Überstrommodus-Freigabesignal Srm auf den H-Pegel gesetzt, wenn die oben beschriebene Überstrommodus-Beendigungsbedingung erfüllt ist.
  • Alternativ kann die Strom-Obergrenze Ilim ständig von der Steuerung 801 erzeugt und an die Stromobergrenzen-Bestimmungseinheit 811 gesendet werden, und von der Steuerung 801 an den Komparator 815 bei Betriebsbeginn der Stromobergrenzen-Bestimmungseinheit 811 als Antwort auf das Überstrom-Erkennungssignal Soc abgegeben werden.
  • Der Komparator 815 vergleicht den vom Stromdetektor 113 ermittelten Drosselstrom-II, mit der Strom-Obergrenze Ilim der Stromobergrenzen-Bestimmungseinheit 811 und gibt das Signal Slim aus. Das Signal Slim wird auf den H-Pegel gesetzt, wenn Ir > Ilim wahr ist, während es auf L-Pegel gesetzt wird, wenn Ir ≤ Ilim wahr ist. Da der Drosselstrom IL und die Strom-Obergrenze Ilmin AC Ströme sind, muss der Komparator 815 die absoluten Werte der beiden vergleichen oder die Ergebnisse des Vergleichs der beiden in zwei Linien konsolidieren, die zwischen den positiven Strömen der beiden und zwischen den negativen Strömen der beiden liegen.
  • Das ODER-Gatter 812 gibt ein Ergebnis der ODER-Verknüpfung (logische Disjunktion) des Signals Slim vom Komparator 815 und des Überstrom-Erkennungssignals Soc aus, d.h. das Ausgangssignal des ODER-Gatters 812 wird auf den H-Pegel gesetzt, wenn der Drosselstrom IL größer als die Überstromschwelle Ith ist (wenn der Überstrommodus gestartet wird) oder wenn der Drosselstrom IL größer als die Strom-Obergrenze Ilim ist (während des Überstrommodus). Umgekehrt liegt das Ausgangssignal des ODER-Gatters 812 in einer Periode auf L-Pegel und der PWM-Regelmodus für den stationären Betrieb wird beibehalten, während IL < Ith wahr ist und in einer Periode, in der IL < Ilmin wahr ist, während des Überstrommodus.
  • Da ein H-Pegel-Signal vom ODER-Gatter 812 in die Zwischenspeicherschaltung 802 eingegeben wird, setzt die Zwischenspeicherschaltung 802 weiterhin ein Blocksignal Sblk auf L-Pegel, bis ein Rücksetzsignal Srst von der Steuerung 801 eingegeben wird. Da das Rücksetzsignal Srst in die Zwischenspeicherschaltung 802 eingegeben wird, gibt die Zwischenspeicherschaltung 802 ein Blocksignal Sblk auf H-Pegel zurück, wenn das Ausgangssignal des ODER-Gatters 812 auf L-Pegel liegt. Das Blocksignal Sblk wird auf dem H-Pegel gehalten, bis ein H-Pegelsignal vom ODER-Gatter 812 in die Zwischenspeicherschaltung 802 eingegeben wird. Während der Periode, in der das Ausgangssignal des ODER-Gatters 812 auf H-Pegel liegt, wird das Blocksignal Sblk auf L-Pegel gehalten, auch wenn das Rücksetzsignal Srst in die Zwischenspeicherschaltung 802 eingegeben wird.
  • Das UND-Gatter 803 gibt das Ergebnis der UND-Verknüpfung (logische Konjunktion) des PWM-Signals Spwm1* von der Steuerung 801 und des Blocksignals Sblk als PWM-Signal Spwm1 aus. Analog dazu gibt das UND-Gatter 804 das Ergebnis der UND-Verknüpfung des PWM-Signals Spwm2* von der Steuerung 801 und des Blocksignals Sblk als PWM-Signal Spwm2 aus. Die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 werden der Treiberschaltung 117 zugeführt.
  • Während der Periode, in der das Blocksignal Sblk auf H-Pegel liegt, sind die PWM-Signale Spwm1*, Spwm2* die PWM-Signale Spwm1, Spwm2. Dagegen sind während der Periode, in der das Blocksignal Sblk auf L-Pegel liegt, die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 auf L-Pegel fixiert, unabhängig von den PWM-Signalen Spwm1*, Spwm2*.
  • Im Regelungsbeispiel in 6 kann das Rücksetzsignal Srst zur Rückgabe des Blocksignals Sblk auf H-Pegel in die Zwischenspeicherschaltung 802 zu einem Zeitpunkt eingegeben werden, zu dem das PWM-Signal Spwm1* auf L-Pegel oder auf H-Pegel geht (eine steigende Flanke), also zu den Zeitpunkten t3, t5, t7. Je nachdem, ob die Systemspannung Vsys, der Drosselstrom-Sollwert IL* und der Drosselstrom IL positiv oder negativ sind, kann der Zeitpunkt der Erzeugung des Rücksetzsignals Srst auch zwischen einer steigenden Flanke des PWM-Signals Spwm1* und einer steigenden Flanke des PWM-Signals Spwm2* umgeschaltet werden.
  • Entsprechend der in 7 dargestellten Konfiguration des PWM-Signalwandlers 205 wird im PWM-Regelmodus für den stationären Betrieb (IL < Ith), d.h. vor dem Zeitpunkt t2 in 6, das Ausgangssignal des ODER-Gatters 812 auf L-Pegel und das Blocksignal Sblk auf H-Pegel gehalten. Somit werden die PWM-Signale Spwm1*, Spwm2*, so wie sie sind, als PWM-Signale Spwm1, Spwm2 verwendet.
  • Das Ausgangssignal des ODER-Gatters 812 wechselt als Reaktion auf das Überstrom-Erkennungssignal Soc auf den H-Pegel, wenn IL > Ith wahr ist und der Überstrommodus beginnt, d.h. zum Zeitpunkt t3 in 6, wodurch das Blocksignal Sblk auf den L-Pegel wechselt. Dadurch wechseln die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 auf L-Pegel, und der PWM-Schaltvorgang stoppt.
  • In einer Periode zwischen dem Zeitpunkt t2 und dem Zeitpunkt t3 in 6 bleibt das Ausgangssignal des ODER-Gatters 812 auf H-Pegel, auch wenn das Rücksetzsignal Srst als Reaktion auf eine steigende Flanke des PWM-Signals Spwm1* erzeugt wird, wenn IL > Ilim wahr ist. Die Zwischenspeicherschaltung 802 hält also das Blocksignal Sblk auf L-Pegel. Mit anderen Worten, der PWM-Schaltvorgang bleibt gestoppt.
  • Da IL < Ilim zum Zeitpunkt der Erzeugung des Rücksetzsignals Srst wahr ist, kehrt zum Zeitpunkt t3 in 6 das Ausgangssignal des ODER-Gatters 812 auf den L-Pegel zurück. Somit kehrt das Blocksignal Sblk auf den H-Pegel zurück. Dadurch werden die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 entsprechend den PWM-Signalen Spwm1*, Spwm2* gesetzt, und der PWM-Schaltvorgang durch die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 wird dadurch wieder aufgenommen.
  • Zum Zeitpunkt t4 in 6 wechselt das Ausgangssignal des ODER-Gatters 812 auf den H-Pegel, während das Ausgangssignal Slim des Komparators 815 auf den H-Pegel wechselt. Die Zwischenspeicherschaltung 802 ändert das Blocksignal Sblk entsprechend auf den L-Pegel. Damit ändern sich die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 auf den L-Pegel, was den PWM-Schaltvorgang wieder stoppt.
  • Wie zu den Zeiten t3 und t4, so werden auch zu den Zeiten t5 und t6 in 6 die PWM-Schaltvorgänge der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 durch den Betrieb des PWM-Signalwandlers 205 wieder aufgenommen und gestoppt. Weiterhin wird wie zu den Zeiten t3 und t5 zum Zeitpunkt t7 der PWM-Schaltvorgang durch den Betrieb des PWM-Signalwandlers 205 wieder aufgenommen und gestoppt. Zum Zeitpunkt t8 ist die oben beschriebene Überstrommodus-Ausschaltbedingung erfüllt, und die Steuerung 801 ändert somit das Überstrommodus-Freigabesignal Srm vom H-Pegel auf L-Pegel. Die Stromobergrenzen-Bestimmungseinheit 811 stoppt dementsprechend die Ausgabe der Strom-Obergrenze Ilim. Dadurch wird die Strom-Obergrenze Ilim gelöscht. Das Überstrom-Erkennungssignal Soc und das Ausgangssignal Slim des Komparators 815 liegen beide nach der Zeit t8 auf L-Pegel, wodurch das Ausgangssignal des ODER-Gatters 812 auf L-Pegel gebracht wird und das Blocksignal Sblk auf H-Pegel gesetzt wird. Infolgedessen werden die PWM-Signale Spwm1*, Spwm2*, so wie sie sind, als PWM-Signale Spwm1, Spwm2 im PWM-Regelmodus für den stationären Betrieb nach dem Ende des Überstrombetriebs wie vor der Zeit t2 in 6 verwendet.
  • Es ist zu beachten, dass der PWM-Signalwandler 205 eine von der Konfiguration in 7 abweichende Konfiguration haben kann, insofern als der PWM-Signalwandler 205 PWM-Signale Spwm1, Spwm2 gemäß der in 6 dargestellten Operation erzeugen kann. Während z.B. die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 durch die UND-Gatter 803, 804 in 6 erzeugt werden, können die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 durch eine Pufferschaltung (nicht dargestellt) ausgegeben werden und das Blocksignal Sblk in 7 kann in einen Freigabesignalanschluss der Pufferschaltung eingegeben werden. Alternativ kann der PWM-Signalwandler 205 durch Anwendung eines FPGA (Field Programmable Gate Array) o.ä. konfiguriert werden, so dass er die gleichen Funktionalitäten wie oben beschrieben hat.
  • Da es sich bei den PWM-Signalen Spwm1 und Spwm2 um komplementäre Signale handelt, kann eines der PWM-Signale Spwm1 und Spwm2 durch Invertierung des anderen erzeugt werden, wobei zusätzlich eine Totzeit zwischen dem Signal vor der Invertierung und dem invertierten Signal angegeben werden muss.
  • Wie oben beschrieben, wird gemäß dem Leistungswandler von Ausführungsform 1 im Überstrommodus die Strom-Obergrenze gesetzt und die Entscheidung, ob der Überstrommodus beendet werden soll, auf der Grundlage eines Vergleichs des Drosselstroms mit der Strom-Obergrenze getroffen, wodurch verhindert wird, dass unmittelbar nach dem Ende des Überstrommodus erneut Überstrom verursacht wird. Folglich kann der Leistungswandler auch im Falle eines Überstroms im Leistungswandler 100 stabil weiterarbeiten. Insbesondere weil die Strom-Obergrenze in Verbindung mit dem Drosselstrom-Sollwert eingestellt wird, verhält sich der Drosselstrom nach Beendigung des Überstrommodus und Wiederaufnahme des PWM-Regelmodus stabil, im Vergleich zur bloßen Anwendung einer Hysterese auf die Überstromschwelle.
  • Darüber hinaus werden in Ausführungsform 1 die Periode, in der der PWM-Schaltvorgang durchgeführt wird, und die Periode, in der der PWM-Schaltvorgang gestoppt wird (die Stromabsenkungsperiode) abwechselnd angegeben, basierend auf dem Vergleich des Drosselstroms mit der Strom-Obergrenze in Verbindung mit dem Drosselstrom-Sollwert. Infolgedessen wird die Drosselstrom-Abweichung zum Zeitpunkt der Wiederaufnahme des PWM-Regelmodus nach dem Ende des Überstrommodus reduziert. Auf diese Weise kann das Verhalten des Drosselstroms nach Wiederaufnahme des PWM-Regelmodus weiter stabilisiert werden.
  • Während des Überstrom-Modus wird das Timing, zu dem der PWM-Schaltvorgang beginnt, mit den PWM-Signalen Spwm1*, Spwm2* synchronisiert, wodurch der PWM-Schaltvorgang auf stabile Weise durchgeführt werden kann. Auf diese Weise kann der Drosselstrom IL an den Drosselstrom-Sollwert IL* angenähert werden.
  • Abwandlung der Ausführungsform 1
  • In einer Abwandlung der Ausführungsform 1 wird eine Regelung zur sanften Rückkehr des Regelmodus vom Überstrom-Modus in den PWM-Regelmodus für den stationären Betrieb beschrieben. Die Ausführungsform 1 wurde in Bezug auf die Steuerung des Ausschaltens der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 beschrieben, um den PWM-Schaltbetrieb im Überstrombetrieb zu stoppen, wie in Bezug auf 6 beschrieben. Bei der Abwandlung_ der Ausführungsform 1 wird dagegen eine Steuerung des Anschaltens einiger Halbleiter-Schaltelemente, die keinen Anstieg der Drosselstrom IL verursachen, durchgeführt, um den PWM-Schaltvorgang zu stoppen, und nicht das Ausschalten der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104.
  • 8 zeigt ein schematisches Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung der Umschaltung des Regelungsmodus bei Erkennung von Überstrom im Leistungswandler 100 entsprechend der Abänderung der Ausführungsform 1. 8 zeigt eine Regelung, bei der sich der Drosselstrom IL ändert, wie in 6 dargestellt. Mit anderen Worten, die Wellenformen des Drosselstroms IL, des Drosselstrom-Sollwerts IL* und die Strom-Obergrenze Ilim sind die gleichen wie die in 6 dargestellten.
  • 8 veranschaulicht auch den Regelvorgang, der in einer Zeitperiode durchgeführt wird, in der die Systemspannung Vsys, der Drosselstrom-Sollwert IL* und der Drosselstrom IL positive Werte aufweisen. In diesem Fall wird in einer Zeitperiode, in der die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 angeschaltet sind, von der DC-Seite auf die AC-Seite gespeist. Dementsprechend steigt in einer Zeitperiode, in der die Systemspannung Vsys, der Drosselstrom-Sollwert IL* und der Drosselstrom IL positive Werte aufweisen, der Drosselstrom IL nicht an, sondern nimmt ab, selbst wenn die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 angeschaltet sind.
  • Aus diesem Grund werden in der Abwandlung der Ausführungsform 1 die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 ausgeschaltet (Spwm1 = L-Pegel), während die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 zu den Zeiten t2, t4, t6 angeschaltet werden (Spwm2 = H-Pegel), bei denen der PWM-Schaltvorgang nach Beginn des Überstrom-Modus stoppt. Als Reaktion darauf nimmt der Drosselstrom IL nach den Zeiten t2, t4, t6 ab, wie in 6 dargestellt.
  • Zu den Zeitpunkten t3, t5, t7 wird der PWM-Schaltvorgang unter den gleichen Bedingungen wie in 6 wieder aufgenommen, und der Drosselstrom IL nimmt dadurch wieder zu. Wie in 6 erreicht der Drosselstrom IL zu den Zeiten t4, t6 die Strom-Obergrenze Ilim, wodurch der PWM-Schaltvorgang in einem Modus gestoppt wird, in dem die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 ausgeschaltet und die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 angeschaltet sind, wie oben beschrieben.
  • Wie in 6 endet der Überstrommodus und die Strom-Obergrenze Ilim wird ebenfalls zum Zeitpunkt t8 gelöscht. Es ist zu beachten, dass die Abbruchbedingung für den Überstrommodus auch in der Abwandlung der Ausführungsform 1 eingestellt werden kann, ähnlich wie in Ausführungsform 1 beschrieben.
  • Obwohl auch in 8 keine Totzeit dargestellt ist, ist in der Praxis, wie in 3, eine Totzeit gegeben, wenn jedes der PWM-Signale Spwm1, Spwm2 vom L-Pegel auf den H-Pegel wechselt. In 8 stoppt der PWM-Schaltvorgang und die Halbleiter-Schaltelemente 101, 104 werden während der Perioden vom Zeitpunkt t2 bis t3, Zeit t4 bis Zeit t5 und Zeit t6 bis Zeit t7 ausgeschaltet, wodurch eine „Stromabnahme-Periode“ entsteht, in der der Drosselstrom IL monoton abnimmt.
  • In 9 ist ein Schaltplan dargestellt, der eine detaillierte Konfiguration des PWM-Signalwandlers 205 entsprechend der Umschaltung des Regelungsmodus entsprechend der in 8 beschriebenen Abwandlung der Ausführungsform 1 zeigt.
  • Gemäß 9 enthält der PWM-Signalwandler 205 die Steuerung 801, die Zwischenspeicherschaltung 802, die Strom-Bestimmungseinheit 810, einen Komparator 921, die NICHT-Gatter 920, 925, die UND Gatter 906, 907 und ein ODER-Gatter 924.
  • Die Steuerung 801, die Zwischenspeicherschaltung 802, die Strom-Bestimmungseinheit 810 arbeiten auf ähnliche Weise wie in 7 beschrieben. Es ist zu beachten, dass die Steuerung 801 das PWM-Signal Spwm1* erzeugen kann, ohne eine Totzeit zu erzeugen, was sich vom PWM-Signal Spwm1 der Bilder 3 und 4 unterscheidet. Dies liegt daran, dass entsprechend der Konfiguration in 9 die PWM-Signale Spwm1, Spmw2 in der Endstufe eine Totzeit erhalten, wie unten beschrieben.
  • Das Signal, das von dem in der Strom-Bestimmungseinheit 810 enthaltenen ODER-Gatter 812 in die Zwischenspeicherschaltung 802 eingespeist wird, und das Rücksetzsignal Srst, das von der Steuerung 801 in die Zwischenspeicherschaltung 802 eingespeist wird, entsprechen den in 6 dargestellten Signalen. Das Blocksignal Sblk, das von der Zwischenspeicherschaltung 802 ausgegeben wird, wird also in ähnlicher Weise gesetzt wie in 7 beschrieben. Mit anderen Worten, das Blocksignal Sblk wird während des Überstrombetriebs im PWM-Schaltbetrieb auf den H-Pegel und in den anderen Perioden auf L-Pegel gesetzt.
  • Der Komparator 921 vergleicht die vom Spannungsdetektor 111 erkannte Systemspannung Vsys mit einer Referenzspannung Vref. Wenn die Referenzspannung Vref gleich 0 (V) ist, kann bestimmt werden, ob die Systemspannung Vsys eine positive oder eine negative Spannung ist. Im Beispiel in 9 wird angenommen, dass das Ausgangssignal des Komparators 921 auf L-Pegel liegt, wenn Vsys eine positive Spannung ist (Vsys > Vref), und dass das Ausgangssignal des Komparators 921 auf H-Pegel liegt, wenn Vsys eine negative Spannung ist (Vsys < Vref). Es ist zu beachten, dass die Polarität des kommerzielles System 130 auch dadurch bestimmt werden kann, dass dem Komparator 921 anstelle der Systemspannung Vsys die vom Spannungsdetektor 112 detektierte Spannung Vac des Kondensators 109 oder der vom Stromdetektor 113 detektierte Drosselstrom IL eingegeben wird.
  • Das UND-Gatter 906 gibt ein Ergebnis der UND-Verknüpfung (logische Konjunktion) des PWM-Signals Spwm1* von der Steuerung 801 und das invertierte Signal des Blocksignals Sblk durch das NICHT-Gatter 925 aus. Das UND-Gatter 907 gibt ein Ergebnis der UND-Verknüpfung des Ausgangssignals vom Komparator 921 und des Blocksignals Sblk aus. Das ODER-Gatter 924 gibt ein Ergebnis der ODER-Verknüpfung (logische Disjunktion) zwischen dem Ausgangssignal des UND-Gatters 906 und dem Ausgangssignal des UND-Gatters 907 als PWM-Signal Spwm1 aus. Das NOT-Gatter 920 gibt das invertierte Signal des PWM-Signals Spwm1 als PWM-Signal Spwm2 aus. Diese PWM-Signale Spwm1 und Spwm2 werden durch eine Totzeitgeberschaltung (nicht dargestellt) geleitet und dann in die Treiberschaltung 117 eingespeist. Beispielsweise kann die Totzeitschaltung so konfiguriert werden, dass sie eine UND-Verknüpfung (logische Konjunktion) des PWM-Signals Spwm1 (Spwm2) und des PWM-Signals Spwm1 (Spwm2) nach Durchlaufen der Verzögerungsstufe durchführt, wodurch nur eine steigende Flanke vom L-Pegel auf den H-Pegel eine Verzögerung entsprechend einer Totzeit erhält.
  • Wenn das Blocksignal Sblk auf L-Pegel liegt, wird ein Signal auf H-Pegel vom NOT-Gatter 925 an das AND-Gatter 906 eingegeben. Das Ausgangssignal vom UND-Gatter 906 ist also das PWM-Signal Spwm1*. Das Ausgangssignal des UND-Gatters 907 liegt dagegen fest auf L-Pegel, unabhängig vom Ausgangssignal des Komparators 921 (d.h. der Polarität der Systemspannung Vsys). Entsprechend wird das PWM-Signal Spwm1* als PWM-Signal Spwm1 vom ODER-Gatter 924 ausgegeben, das invertierte Signal des PWM-Signals Spwm1* wird als PWM-Signal Spwm1 vom NICHT-Gatter 920 ausgegeben. Entsprechend dürfen die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 den PWM-Schaltvorgang basierend auf dem PWM-Signal Spwm1 *(Spwm2*) ausführen.
  • Im Gegensatz dazu hängt der Betrieb des PWM-Signalwandlers 205 von der Polarität der Systemspannung Vsys ab, wenn das Blocksignal Sblk auf H-Pegel liegt. Da in der Periode, in der das Blocksignal Sblk auf H-Pegel liegt, ein Signal auf L-Pegel vom NOT-Gatter 925 zum AND-Gatter 906 eingespeist wird, ist das Ausgangssignal des AND-Gatters 906 auf L-Pegel festgelegt. Währenddessen liegt das Ausgangssignal des UND-Gatters 907 auf L-Pegel, wenn das Ausgangssignal des Komparators 921 auf L-Pegel liegt (Vsys > 0), während das Ausgangssignal des UND-Gatters 907 auf H-Pegel liegt, wenn das Ausgangssignal des Komparators 921 auf H-Pegel liegt (Vsys < 0).
  • Dementsprechend wird in einer Periode, in der das Blocksignal Sblk auf H-Pegel liegt, wenn die Systemspannung Vsys eine positive Spannung ist (Vsys > 0), das PWM-Signal Spwm1 auf L-Pegel und das PWM-Signal Spwm2 auf den H-Pegel gesetzt. Dadurch werden bei Vsys > 0 die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104, die den Pfad für die Übertragung der Energie von der DC-Seite auf die AC-Seite bilden, ausgeschaltet, während die komplementär arbeitenden Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 angeschaltet werden. Ein solches An- und Ausschalten der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 entspricht einem „zweiten Schaltvorgang“, der durchgeführt wird, wenn die Systemspannung Vsys eine positive Spannung ist.
  • Umgekehrt wird in einer Periode, in der das Blocksignal Sblk auf dem H-Pegel liegt, wenn die Systemspannung Vsys eine negative Spannung (Vsys < 0) ist, das PWM-Signal Spwm2 auf L-Pegel und das PWM-Signal Spwm1 auf den H-Pegel gesetzt. Dadurch werden bei Vsys < 0 die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103, die einen Pfad für die Energieübertragung von der DC-Seite zur AC-Seite bilden, ausgeschaltet, während die komplementär arbeitenden Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 angeschaltet werden. Ein solches An- und Ausschalten der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 entspricht einem „zweiten Schaltvorgang“, der durchgeführt wird, wenn die Systemspannung Vsys eine negative Spannung ist.
  • Infolgedessen können in der PWM-Schaltbetriebs-Stopp-Periode während des Überstrom-Modus einige der Halbleiter-Schaltelemente, die den Pfad für die Energieübertragung von der Gleichstromseite zur Wechselstromseite bilden, ausgeschaltet werden, während das verbleibende Halbleiter-Schaltelement-System abhängig von der Polarität der Spannung Vsys angeschaltet werden kann.
  • Somit können, wie bei der Abänderung der Ausführungsform 1, die gleichen vorteilhaften Effekte wie bei der Ausführungsform 1 erzielt werden, auch wenn die Steuerung des Anschaltens einiger der Halbleiter-Schaltelemente, die nicht zu einer Erhöhung des Drosselstroms-IIL beitragen, in der PWM-Schaltbetriebs-Stopp-Periode während des Überstrom-Modus erfolgt. Da außerdem der Unterschied im Hinblick auf den Schaltvorgang zwischen dem Überstrommodus und dem PWM-Regelmodus verringert wird, kann der Regelmodus vom Überstrommodus sanfter auf den PWM-Regelmodus als bei Ausführungsform 1 umschalten.
  • Es ist zu beachten, dass die Konfiguration des PWM-Signalwandlers 205 von der in 9 dargestellten abweichen kann, sofern der PWM-Signalwandler 205 in der Lage ist, PWM-Signale Spwm1, Spwm2 entsprechend der in 8 dargestellten Operation zu erzeugen. Wie bei der Ausführungsform 1 kann der PWM-Signalwandler 205 z.B. durch den Einsatz einer Pufferschaltung oder eines FPGAs so konfiguriert werden, dass er die gleichen Funktionalitäten wie die in 9 gezeigte Konfiguration hat.
  • Ausführungsform 2
  • Die Ausführungsform 2 wird nun unter Bezugnahme auf ein weiteres Kontrollbeispiel in dem in Ausführungsform 1 beschriebenen Überstrom-Modus und dessen Abänderung beschrieben. Mit anderen Worten, die Konfiguration des Leistungswandlers 100 (1) und die PWM-Steuerung für den stationären Betrieb sind die gleichen wie in Ausführungsform 1.
  • 10 zeigt ein schematisches Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung der Umschaltung der Regelungsmodi bei Überstromerkennung in einem Leistungswandler 100 gemäß Ausführungsform 2. In 10 ist die Kurvenform des Drosselstrom-Sollwerts IL* die gleiche wie in 6 und 8, und die Abbildung zeigt einen Regelvorgang in einer Periode, in der die Systemspannung Vsys, der Drosselstrom-Sollwert IL* und der Drosselstrom IL positiv sind.
  • Auch in 10 beginnt der Überstrommodus zur Zeit t2 aufgrund einer Systemstörung zur Zeit t1. Vor dem Zeitpunkt t2 werden die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 entsprechend den PWM-Signalen Spwm1*, Spwm2* eingestellt, und somit führen die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 den PWM-Schaltvorgang durch.
  • In Ausführungsform 2 werden die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 während des Überstrommodus alle ausgeschaltet, ohne den Vergleich des Drosselstroms IL mit der Strom-Obergrenze Ilim wie in Ausführungsform 1 durchzuführen. Mit anderen Worten, ab dem Ende des Überstrommodus zur Zeit tx bis zum Umschalten des Regelmodus in den PWM-Regelmodus werden die PWM-Signale Spwm1, Spmw2 auf L-Pegel fixiert, unabhängig von den PWM-Signalen Spwm1*, Spwm2*. Infolgedessen ändert sich während des Überstrommodus der Drosselstrom IL monoton gegen Null, und der Drosselstrom IL wird danach auf Null gehalten IL = 0.
  • Zum Zeitpunkt tx endet der Überstrommodus als Reaktion auf einen gemessenen Nulldurchgangspunkt des Drosselstrom-Sollwerts IL*. Mit anderen Worten, die Zeit tx entspricht der „zweiten Zeitmessung“. In 10 stoppt der PWM-Schaltvorgang und die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 schalten während einer Periode vom Zeitpunkt t2 bis tx ab, und es entsteht eine „Stromabnahme-Periode“, in der der Drosselstrom-Sollwert IL monoton abnimmt.
  • Nach der Zeit tx führen die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 unter Verwendung der PWM-Signale Spwm1, Spwm2 entsprechend dem PWM-Signal Spwm1*, Spwm2* den PWM-Schaltvorgang durch, der bewirkt, dass der Drosselstrom IL wie vor der Zeit t2 dem Drosselstrom-Sollwert IL* folgt.
  • Wie in 10 dargestellt, läuft der Regelbetrieb durch den Proportional-Integral-Regler 204 (2) weiter und die PWM-Signale Spwm1*, Spwm2* werden auch während des Überstrom-Modus erzeugt. Währenddessen kann in der Ausführungsform 2 eine Divergenz zwischen dem Drosselstrom IL und dem Drosselstrom-Sollwert IL* während des Überstrombetriebs zunehmen. Dementsprechend wird der Wert des Integral-Terms (Kί*Σ (ΔIL)) vorzugsweise einmal zum Zeitpunkt des Umschaltens vom Überstrommodus in den PWM-Regelmodus auf Null gesetzt, so dass die Integration der Stromabweichung ΔIL während des Überstrommodus gelöscht wird. Alternativ kann der Betrieb des Integral-Terms (insbesondere die Integration der Stromabweichung ΔIL) am Proportional-Integral-Regler 204 während des Überstrommodus zeitweise gestoppt werden.
  • 11 ist ein Schaltplan, der eine detaillierte Konfiguration des PWM-Signalwandlers 205 entsprechend der in 10 beschriebenen Umschaltung des Regelungsmodus nach Ausführungsform 2 zeigt.
  • Der PWM-Signalwandler 205 enthält gemäß 11 die Steuerung 801, die Zwischenspeicherschaltung 802 und die UND-Gatter 931, 932.
  • Die Steuerung 801 arbeitet in ähnlicher Weise wie in 7 beschrieben und gibt das Rücksetzsignal Srst sowie die PWM-Signale Spwm1*, Spwm2* für den PWM-Schaltvorgang aus. In der Ausführungsform 2 wird das Rücksetzsignal Srst zum Zeitpunkt eines Nulldurchgangs (Zeit tx in 10) des Drosselstrom-Sollwerts IL* erzeugt. Wie in den 2 und 3 beschrieben, wird der Drosselstrom-Sollwert IL* innerhalb der Steuerschaltung 115 erzeugt, so dass die Steuerung 801 diesen Zeitpunkt des Nulldurchgangs leicht erkennen kann. Alternativ kann der Zeitpunkt der Erzeugung des Rücksetzsignals Srst in Übereinstimmung mit der vom Spannungsdetektor 111 erkannten Systemspannung Vsys und einem vom Stromdetektor 113 erkannten Nulldurchgang der Drosselstrom-Sollwert IL als weiterer Nulldurchgang der Spannung oder des Stroms auf der AC-Seite des Leistungswandlers 100 bestimmt werden.
  • Das Überstrom-Erkennungssignal Soc vom Überstromdetektor 122 wird in die Zwischenspeicherschaltung 802 eingespeist, anstelle des Ausgangssignals der Strom-Bestimmungseinheit 810 in 9 und 11. Wenn das Überstrom-Erkennungssignal Soc auf den H-Pegel wechselt, setzt die Zwischenspeicherschaltung 802 dementsprechend das Blocksignal Sblk solange auf L-Pegel, bis sie das Rücksetzsignal Srst von der Steuerung 801 erhält. Wenn das Rücksetzsignal Srst in die Zwischenspeicherschaltung 802 eingegeben wird und wenn sich das Überstrom-Erkennungssignal Soc auf L-Pegel befindet, lässt die Zwischenspeicherschaltung 802 das Blocksignal Sblk auf H-Pegel zurückkehren. Dementsprechend wechselt das Blocksignal Sblk zum Zeitpunkt t2 in 10 vom H-Pegel auf den L-Pegel und wird in einer Periode vom Zeitpunkt t2 bis tx auf L-Pegel gehalten. Nach der Zeit tx wird das Blocksignal Sblk auf den H-Pegel gesetzt.
  • Das UND-Gatter 931 gibt ein Ergebnis der UND-Verknüpfung (logische Konjunktion) des PWM-Signals Spwm1* von der Steuerung 801 und des Blocksignals Sblk als PWM-Signal Spwm1 aus. Ähnlich dazu gibt das UND-Gatter 932 das Ergebnis der UND-Verknüpfung des PWM-Signals Spwm2* von der Steuerung 801 und des Blocksignals Sblk als PWM-Signal Spwm2 aus. Die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 werden der Treiberschaltung 117 zugeführt.
  • In der Periode, in der das Blocksignal Sblk auf H-Pegel liegt, werden die PWM-Signale Spwm1*, Spwm2*, wie sie sind, als PWM-Signale Spwm1, Spwm2 verwendet. In einer Periode, in der das Blocksignal Sblk auf L-Pegel liegt, sind die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 dagegen auf L-Pegel fixiert, unabhängig von den PWM-Signalen Spwm1*, Spwm2*.
  • Entsprechend der in 11 dargestellten Konfiguration des PWM-Signalwandlers 205, können die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 die gleichen Pegel wie die PWM-Signale Spwm1*, Spwm2*, wie in 10 dargestellt, vor dem Zeitpunkt t2 und nach dem Zeitpunkt tx in 10 haben, bei dem die PWM-Steuerungsart für den stationären Betrieb gewählt wird. Im Gegensatz dazu können die PWM-Signale Spwm1, Spwm2 auf L-Pegel zu Zeitpunkten in einer Zeitperiode von t2 bis tx von 10 fixiert werden, in der der Überstrombetrieb angewendet wird.
  • Es ist zu beachten, dass die Konfiguration des PWM-Signalwandlers 205 von der in 11 dargestellten abweichen kann, sofern der PWM-Signalwandler 205 in der Lage ist, PWM-Signale Spwm1, Spwm2 entsprechend der in 10 dargestellten Operation zu erzeugen. Wie bei der Ausführungsform 1 kann der PWM-Signalwandler 205 z.B. durch den Einsatz einer Pufferschaltung oder eines FPGAs so konfiguriert werden, dass er die gleichen Funktionalitäten wie die in 11 gezeigte Konfiguration hat. Eines der PWM-Signale Spwm1 und Spwm2 kann durch Invertierung des anderen erzeugt werden, vorausgesetzt, dass zusätzlich eine Totzeit zwischen dem Signal vor der Invertierung und dem invertierten Signal eingegeben wird, wie in Ausführungsform 1 beschrieben.
  • Wie oben beschrieben, kann nach dem Leistungswandler der Ausführungsform 2 der Drosselstrom-Sollwert IL im Überstrommodus, der ähnlich wie in Ausführungsform 1 beschrieben beginnt, verringert werden, und der Regelmodus kann für den stationären Betrieb im Nulldurchgangszeitpunkt entsprechend der Spannung oder dem Strom (typischerweise Drosselstrom-Sollwert IL*) auf der AC-Seite des Leistungswandlers 100 vom Überstrommodus in den PWM-Regelmodus umgeschaltet werden.
  • Dadurch wird die Stromabweichung des Drosselstroms-IL vom Drosselstrom-Sollwert-IL* unmittelbar nach der Wiederaufnahme des PWM-Regelmodus reduziert, so dass die Stromregelung auf stabile Weise wieder aufgenommen werden kann. Selbst wenn das Timing zum Umschalten des Regelmodus aufgrund verspäteter Erkennungen usw. vom Nulldurchgang abweicht, kann verhindert werden, dass der Regelbetrieb instabil wird, da die PWM-Steuerung, die bewirkt, dass der Drosselstrom IL dem Drosselstrom-Sollwert IL* folgt, beginnt, wenn der Drosselstrom IL relativ klein ist.
  • Es ist zu beachten, dass die Ausführungsform 1 und ihre Abänderung mit der Ausführungsform 2 kombiniert werden können, um den Zeitpunkt für die Beendigung des Überstrommodus in Übereinstimmung mit dem Nulldurchgangszeitpunkt der Wechselstromwellenform (typischerweise Drosselstrom-Sollwert IL*) entsprechend dem kommerziellen System 130 zu definieren.
  • Ausführungsform 3
  • In der Ausführungsform 3 wird die Anwendung des Überstrom-Modus gemäß der vorliegenden Ausführungsform auf eine andere Beispielkonfiguration des Leistungswandlers beschrieben.
  • 12 ist ein Schaltplan, der eine Konfiguration des Leistungswandlers nach Ausführungsform 3 zeigt.
  • Nach 12 unterscheidet sich der Leistungswandler 100# nach Ausführungsform 3 vom Leistungswandler 100 (1) nach Ausführungsform 1 dadurch, dass der Leistungswandler 100# eine Inverterschaltung 100A enthält, die zusätzlich die Halbleiter-Schaltelemente 105 und 106 enthält. Die Halbleiter-Schaltelemente 105 und 106 können aus den gleichen Elementen wie die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 zusammengestellt werden. Die Halbleiter-Schaltelemente 105 und 106 sind zwischen den Verbindungspunkten 124 und 125 elektrisch in Reihe angeordnet. Das Halbleiter-Schaltelement 105 hat eine positive Elektrode, die elektrisch mit dem Verbindungspunkt 124 verbunden ist, das Halbleiter-Schaltelement 106 hat eine negative Elektrode, die elektrisch mit dem Verbindungspunkt 125 verbunden ist, und die negative Elektrode des Halbleiter-Schaltelements 105 und die positive Elektrode des Halbleiter-Schaltelements 106 sind elektrisch verbunden.
  • Die Treiberschaltung 117 gibt Treibersteuersignale S5 und S6 an die Steuerelektroden der Halbleiter-Schaltelemente 105 und 106 aus. Dadurch schalten wie bei den Halbleiter-Schaltelementen 101 bis 104 auch die Halbleiter-Schaltelemente 105,106 entsprechend dem Steuersignal (PWM-Signale Spwm1, Spwm2) der Steuerschaltung 115 ein und aus.
  • Insbesondere dann, wenn die Systemspannung Vsys eine positive Spannung ist, werden die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 durch die PWM-Steuerung an- und ausgeschaltet, während das Halbleiter-Schaltelement 106 komplementär zu den Halbleiter-Schaltelementen 101 und 104 an- und ausgeschaltet wird. Darüber hinaus ist das Halbleiter-Schaltelement 105 fest auf AN gestellt, während die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 fest auf AUS gestellt sind. Dadurch kann die PWM-Ansteuerung nach den PWM-Signalen Spwm1*, Spwm2* in 3 realisiert werden.
  • Wenn die Systemspannung Vsys dagegen eine negative Spannung ist, werden die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 durch die PWM-Steuerung an- und ausgeschaltet, während das Halbleiter-Schaltelement 105 komplementär zu den Halbleiter-Schaltelementen 102 und 103 an- und ausgeschaltet wird. Darüber hinaus ist das Halbleiter-Schaltelement 106 fest auf AN gestellt, während die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 fest auf AUS gestellt sind. Dadurch kann die PWM-Ansteuerung nach den PWM-Signalen Spwm1*, Spwm2* in 3 realisiert werden.
  • Im Leistungswandler 100# nach Ausführungsform 3 ändert sich die Wechselrichter-Ausgangsspannung Vo zwischen den Verbindungspunkten 124 und125 auf drei Pegel: +Vdc (wenn die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 angeschaltet sind); Null (wenn die Halbleiter-Schaltelemente 105 und 106 angeschaltet sind) und -Vdc (wenn die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 angeschaltet sind). Aus diesem Grund wird der Leistungswandler 100# auch als „Drei-Pegel-Inverter“ bezeichnet.
  • Der Überstrom-Modus (6), beschrieben in Ausführungsform 1, gilt auch für den Leistungswandler 100# gemäß Ausführungsform 3.
  • Wenn die Systemspannung Vsys eine positive Spannung ist, werden die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 entsprechend dem PWM-Signal Spwm1 (S1 = S4 = Spwm1) und das Halbleiter-Schaltelement 106 entsprechend dem PWM-Signal Spwm2 (S6 = Spwm2) an- und ausgeschaltet (siehe 6 und 11). Währenddessen sind die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 fest auf AUS und das Halbleiter-Schaltelement 105 fest auf AN gestellt, wie oben beschrieben. Dadurch kann im PWM-Regelmodus (vor der Zeit t2 und nach der Zeit t8) der Drosselstrom IL durch die PWM-Schaltvorgänge der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 106 so gesteuert werden, dass der Drosselstrom IL dem Drosselstrom-Sollwert folgt.
  • In der PWM-Schaltbetriebs-Stopp-Periode während des Überstrom-Modus werden die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 und 106 durch die folgenden Einstellungen ausgeschaltet: PWM-Signal Spwm1 = Spwm2 = L-Pegel, wodurch ein reduzierter Drosselstrom IL erreicht wird. Das Halbleiter-Schaltelement 105 kann weiterhin fest angeschaltet bleiben oder wie die anderen Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 und 106 ausgeschaltet werden. Es gibt Kompromisse in den folgenden Punkten.
  • Wenn das Halbleiter-Schaltelement 105 auch im Überstrommodus angeschaltet ist, und während die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 ausgeschaltet sind, durchläuft der Drosselstrom IL das Halbleiter-Schaltelement 105 und die Freilaufdiode des Halbleiter-Schaltelements 106 und nimmt allmählich ab. In diesem Fall kann die Art der Steuerung der Halbleiter-Schaltelemente 105 zwischen dem Überstrommodus und dem PWM-Regelmodus geteilt werden.
  • Wird dagegen das Halbleiter-Schaltelement 105 während des Überstrommodus ausgeschaltet, durchläuft der Drosselstrom IL einen Pfad, der die Freilaufdioden der Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 sowie den Glättungskondensator 110 enthält, während die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 ausgeschaltet sind und nimmt allmählich ab. Infolgedessen kann die Abnahmerate des Drosselstroms-IL im Vergleich zur Fixierung des Halbleiter-Schaltelements 105 auf AN beschleunigt werden.
  • Umgekehrt, wenn die Systemspannung Vsys eine negative Spannung ist, werden die Halbleiter-Schaltelemente 102 und 103 entsprechend dem PWM-Signal Spwm2 (S2 = S3 = Spwm2) und das Halbleiter-Schaltelement 105 entsprechend dem PWM-Signal Spwm1 (S5 = Spwm1) an- und ausgeschaltet. Inzwischen sind die Halbleiter-Schaltelemente 101 und 104 fest auf AUS und das Halbleiter-Schaltelement 106 fest auf AN eingestellt. Dadurch kann im PWM-Regelmodus der Drosselstrom IL durch die PWM-Schaltvorgänge der Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 106 so gesteuert werden, dass der Drosselstrom IL dem Drosselstrom-Sollwert folgt.
  • In der PWM-Schaltbetriebs-Stopp-Periode während eines Überstrom-Modus werden die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 und 106 durch die folgenden Einstellungen ausgeschaltet: PWM-Signal Spwm1 = Spwm2 = L-Pegel, wodurch ein reduzierter Drosselstrom IL erreicht wird, wie im Fall, dass die Systemspannung Vsys eine positive Spannung ist. Wie oben beschrieben, kann das Halbleiter-Schaltelement 105 weiterhin fest angeschaltet bleiben oder ausgeschaltet werden, wie bei den anderen Halbleiter-Schaltelementen 101 bis 104 und 106, die ausgeschaltet sind.
  • Es ist zu beachten, dass der in der Abwandlung der Ausführungsform 1 beschriebene Überstrom-Modus (8) auch für Leistungswandler 100# gemäß Ausführungsform 3 gilt.
  • Gemäß 8 und 12 wird in der PWM-Schaltbetriebs-Stopp-Periode während des Überstrom-Modus entsprechend der Abänderung der Ausführungsform 1 das PWM-Signal Spwm1 auf L-Pegel und das PWM-Signal Spwm2 auf den H-Pegel gesetzt, wenn an der Systemspannung Vsys eine positive Spannung anliegt. Somit sind die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 ausgeschaltet, während das Halbleiter-Schaltelement 106 angeschaltet ist. Aus diesem Grund kann in der PWM-Schaltbetriebs-Stopp-Periode der Drosselstrom IL reduziert werden, unabhängig davon, ob das Halbleiter-Schaltelement 105 an- oder ausgeschaltet ist.
  • Wenn die Systemspannung Vsys eine negative Spannung ist, wird in der PWM-Schaltbetriebs-Stopp-Periode während des Überstrom-Modus das PWM-Signal Spwm1 auf den H-Pegel und das PWM-Signal Spwm2 auf L-Pegel gesetzt. Entsprechend werden die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 ausgeschaltet und das Halbleiter-Schaltelement 105 angeschaltet. Aus diesem Grund kann in der PWM-Schaltbetriebs-Stopp-Periode, wie bei der Abänderung der Ausführungsform 1, der Drosselstrom IL reduziert werden, unabhängig davon, ob das Halbleiter-Schaltelement 106 an- oder ausgeschaltet ist.
  • Der in Ausführungsform 2 beschriebene Überstrom-Modus (10) gilt auch für den Leistungswandler 100# gemäß Ausführungsform 3.
  • Wie in 10 und 12 dargestellt, werden während des Überstrommodus, wenn die Systemspannung Vsys eine positive Spannung ist, die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104 und 106 durch die folgenden Einstellungen ausgeschaltet: PWM-Signal Spwm1 = Spwm2 = L-Pegel, wodurch ein reduzierter Drosselstrom IL erreicht wird. Wenn die Systemspannung Vsys eine negative Spannung ist, kann der Drosselstrom IL reduziert werden, indem die Halbleiter-Schaltelemente 101 bis 104, 105 ausgeschaltet werden. Dementsprechend kann die Umschaltung des Überstrommodus und des PWM-Regelmodus für den stationären Betrieb, wie bei Ausführungsform 2, durch Beenden des Überstrommodus im Nulldurchgangszeitpunkt einer Wechselstromwellenform gemäß dem kommerziellen System 130 (typischerweise Drosselstrom-Sollwert IL*) realisiert werden.
  • Somit kann der in Ausführungsform 1 und deren Abänderung und Ausführungsform 2 beschriebene Überstrommodus von der PWM-Steuerungsbetriebsart für den stationären Betrieb umgeschaltet und auch auf den mit einem Drei-Pegel-Wechselrichter konfigurierten Leistungswandler 100# angewendet werden. Der Leistungswandler kann jede andere Schaltungsstruktur haben, z.B. einen Multi-Pegel-Wechselrichter (Drei-Pegel-Wechselrichter oder höher), und der gleiche Überstrommodus kann vom PWM-Regelmodus für den stationären Betrieb umgeschaltet und auch auf den Multi-Pegel-Wechselrichter angewendet werden.
  • Die derzeit beschriebenen Ausführungsformen sollen in allen Aspekten als illustrativ und nicht als einschränkend betrachtet werden.
  • Bezugszeichenliste
    • 100, 100#
    Leistungswandler
    100A
    Inverterschaltung
    100B
    Ausgangs-Filterschaltung
    101 - 106
    Halbleiter-Schaltelement
    108, 126
    Drossel (Ausgangsfilterschaltung)
    109
    Kondensator (Ausgangs-Filterschaltung)
    110
    Glättungskondensator
    111, 112, 114
    Spannungsdetektor
    113
    Stromdetektor
    114a, 114b
    Stromleitung
    115
    Steuerschaltung
    117
    Treiberschaltung
    120
    DC-Stromversorgung
    122
    Überstromdetektor
    123, 815, 921
    Komparator
    124, 125
    Verbindungspunkt
    130
    kommerzielles System
    131,132
    Relais
    200, 801
    Steuerung
    203
    Betriebseinheit
    204
    Proportional-Integral-Regler
    205
    PWM-Signalwandler
    802
    Zwischenspeicherschaltung
    810
    Strom-Bestimmungseinheit
    811
    Stromobergrenzen-Bestimmungseinheit
    CW
    Trägerwelle
    IL
    Drosselstrom
    IL*
    Drosselstrom-Sollwert
    Ilim
    Strom-Obergrenze
    Ith
    Überstromschwelle
    S1 - S6
    Treibersteuersignal (Halbleiter-Schaltelement)
    Sblk
    Blocksignal
    Spwm1, Spmw2
    PWM-Signal
    Spwm1*, Spwm2*
    PWM-Signal (Referenz)
    Soc
    Überstrom-Erkennungssignal
    Srm
    Überstrommodus-Freigabesignal
    Srst
    Rücksetzsignal
    Td
    Totzeit
    V*
    PWM-Spannungsbefehl
    Vo
    Inverter-Ausgangsspannung
    Vo*
    Invertersteuerungs-Sollwert
    Vref
    Referenzspannung (0V)
    Vsys
    Systemspannung
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • JP 2013162699 A [0004, 0005]

Claims (10)

  1. Leistungswandler, der Folgendes aufweist: eine Inverterschaltung mit einer Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen, um eine Gleichstrom-(DC)-Leistung auf einer DC-Seite des Leistungswandlers in eine Wechselstrom-(AC)-Leistung umzuwandeln und die AC-Leistung von einer AC-Seite des Leistungswandlers auszugeben; einen Stromdetektor, um einen Wechselstrom-Ausgang von der Wechselstrom-Seite zu erfassen; eine Steuerschaltung zur Regelung des Betriebs der Inverterschaltung, basierend auf dem vom Stromdetektor detektierten Wechselstrom; und eine Treiberschaltung zum An- und Ausschalten der Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen in Übereinstimmung mit einem Steuersignal von der Steuerschaltung, wobei dann, wenn sich die Steuerschaltung in einem ersten Regelmodus zur Regelung der Inverterschaltung befindet, so dass der AC-Strom einem Wechselstrom-Sollwert folgt, wenn der AC-Strom auf einen Wert größer als eine vorbestimmte Überstromschwelle ansteigt, die Steuerschaltung vom ersten Regelmodus in einen zweiten Regelmodus umschaltet, um die Inverterschaltung im zweiten Regelmodus zu steuern, dann, wenn sich die Steuerschaltung im zweiten Regelmodus befindet, die Steuerschaltung die Inverterschaltung so steuert, dass eine Stromabsenkungsperiode vorgesehen ist, in der das An- und Ausschalten der Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen so gesteuert wird, dass der Wechselstrom monoton abnimmt, indem ein erster Schaltvorgang gestoppt wird, bei dem das An- und Ausschalten der Vielzahl von Halbleiter-Schaltelementen so gesteuert wird, dass der Wechselstrom dem Wechselstrom-Sollwert folgt, und nachdem die Steuerschaltung in den zweiten Regelmodus umgeschaltet hat, die Steuerschaltung den zweiten Regelmodus beendet und in den ersten Regelmodus umschaltet, basierend auf dem AC-Strom oder in Übereinstimmung mit einem Timing, das einem Nulldurchgangspunkt einer Spannung oder eines Stroms auf der AC-Seite entspricht, um die Inverterschaltung im ersten Regelmodus zu steuern.
  2. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei im zweiten Regelungsmodus die Steuerschaltung eine Strom-Obergrenze in einem Bereich festlegt, der kleiner als die Überstromschwelle und größer als der Wechselstrom-Sollwert ist, und auf der Grundlage eines Vergleichs des Wechselstroms mit der Strom-Obergrenze bestimmt, ob der zweite Regelungsmodus beendet und in den ersten Regelungsmodus gewechselt werden soll.
  3. Leistungswandler nach Anspruch 2, wobei beim ersten Schaltvorgang das Steuersignal entsprechend einem zyklischen Steuerimpulssignal erzeugt wird, um den Wechselstrom dem Wechselstrom-Sollwert folgen zu lassen, wobei das zyklische Steuerimpulssignal ein Tastverhältnis hat, das für jeden Zyklus variiert, und wobei im zweiten Regelmodus, wenn der AC-Strom während des ersten Schaltvorgangs die Strom-Obergrenze erreicht, die Steuerschaltung den ersten Schaltvorgang stoppt und die Stromabsenkperiode startet, und die Steuerschaltung das Steuerimpulssignal auf der Grundlage des Wechselstroms erzeugt, der vom Stromdetektor während des ersten Regelmodus und des zweiten Regelmodus detektiert wird, und dann, wenn der AC-Strom zu einem ersten Zeitpunkt, der mit dem Steuerimpulssignal in der Stromabsenkungsperiode während des zweiten Regelmodus synchronisiert ist, kleiner ist als die Strom-Obergrenze, die Stromabsenkungsperiode beendet und den ersten Schaltvorgang wieder aufnimmt.
  4. Leistungswandler nach Anspruch 3, wobei im ersten Schaltvorgang, wenn sich die Steuerschaltung im zweiten Regelmodus befindet, wenn der Wechselstrom während eines oder mehrerer Zyklen des Steuerimpulssignals unter der Strom-Obergrenze liegt, die Steuerschaltung den zweiten Regelmodus beendet und in den ersten Regelmodus schaltet, um die Inverterschaltung unter dem ersten Regelmodus zu steuern.
  5. Leistungswandler nach Anspruch 2 oder 3, wobei dann, wenn seit dem Start des zweiten Regelmodus eine vorbestimmte Zeit verstrichen ist, die Steuerschaltung den zweiten Regelmodus beendet und auf den ersten Regelmodus umschaltet, um die Inverterschaltung unter dem ersten Regelmodus zu steuern.
  6. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei in der Stromabsenkungsperiode die Steuerschaltung das Steuersignal, so erzeugt dass die Vielzahl der Halbleiter-Schaltelemente alle ausgeschaltet werden.
  7. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei in der Stromabsenkungsperiode die Steuerschaltung einen zweiten Schaltvorgang zum Ausschalten eines Halbleiter-Schaltelements aus der Vielzahl der Halbleiter-Schaltelemente durchführt, das in einen Pfad zur Energieübertragung von der Gleichstromseite zur Wechselstromseite eingebunden ist.
  8. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei im zweiten Regelmodus zu einem zweiten Zeitpunkt, der einem Nulldurchgangspunkt des Wechselstrom-Sollwerts oder einer Wechselspannung auf der Wechselstromseite entspricht, die Steuerschaltung den zweiten Regelmodus beendet und auf den ersten Regelmodus umschaltet, um die Inverterschaltung unter dem ersten Regelmodus zu steuern.
  9. Leistungswandler nach Anspruch 8, wobei die Steuerschaltung das Steuersignal während des gesamten zweiten Regelmodus erzeugt, so dass die Vielzahl der Halbleiter-Schaltelemente alle ausgeschaltet sind, und zu einem Zeitpunkt, der dem Nulldurchgangspunkt des Wechselstrom-Sollwerts oder der Wechselspannung auf der Wechselstromseite entspricht, den zweiten Regelmodus beendet und auf den ersten Regelmodus umschaltet, um die Inverterschaltung unter dem ersten Regelmodus zu steuern.
  10. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Wechselstromseite elektrisch an ein kommerzielles System angeschlossen ist, und der Wechselstrom-Sollwert in Übereinstimmung mit einer Sinuswelle mit der gleichen Frequenz wie das kommerzielle System eingestellt wird.
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